DE1807038A1 - Mechanisch-elektrisches Umformungssystem - Google Patents

Description

DR.-INQ. DIPL.-INQ. M.SC. DIPL.-PHYS. OR. DIPU-PHYS.

HÖGER - STELLRECHT - GRIESSBACH - HAECKER

PATENTANWÄLTE IN STUTTGART

A 36 786 m 1807038

Iy - 123

8.10.1963

SHIH-YING LEE in HUCKLEBERRY HILL, MASS., USA

YAO TZU LI in SOUTH LINCOLN, NASS., USA '

Mechanisch-elektrisches Umformungssystem

Die Erfindung betrifft ein mechanisch-elektrisches Umformungssystem, das die Veränderungen der Werte von passiven elektrischen Elementen verwendet, um ein elektrisches Signal zu erzeugen.

Bisher bekannte mechanisch-elektrische Umformer verwenden normalerweise das Prinzip, ein Ausgangssignal entsprechend der Änderung der Werte eines Satzes von passiven elektrischen Abfühlelementen wie z.B. Widerstände, Kondensatoren

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und Spulen, abzunehmen bzw. abzuleiten. Bei einer üblichen Anordnung wird ein Satz von vier dieser Elemente in Form einer Brücke angeordnet, die durch eine einregulierte Wechselstromquelle mit fester Amplitude, Frequenz und 'Wellenform erregt wird. Da das so erzeugte Ausgangssignal von der Impedanz der Impedanzelemente'abhängt, dieeine Funktion der Frequenz ist, hängt die Genauigkeit des Systems eng von der Stabilität der Erregerquelle ab, d.h. der Amplitude, der Frequenz, der Wellenform und der Impedanz der Erregerquelle.

Da das Ausgangssignal ferner gewöhnlich ein moduliertes Signal ist, das durch Modulation der Erregerquelle durch das Umformereingangssignal erzeugt wird, ist eine Demodulation einschließlich einer phasenempfindlichen Gleichrichtung und Filterung notwendig, um das Eingangssignal zurück zu erhalten, außer bei einer veränderlichen Widerstandsbrücke. Obwohl Systeme vorhanden sind, die die EIiminierung einer separaten phasenempfindliehen Gleichrichtung zulassen, besteht ein Bedarf für eine genaue Wecliselstromerregerquelle. In der USA-Patentschrift 3 012 192 ist eine solche Schaltung beschrieben, und zwar der Abgleich von einer Hälfte einer kapazitiven Brücke mit einer Hälfte einer phasenempfindliehen Diodenbrücke. Dieses Abgleichssystera erlaubt im wesentlichen die Eliminierung einer separaten phasenempfindliehen Gleichrichtung, während jedoch der Bedarf für eine genaue Wechselstromerregerquelle bleibt, wobei ferner das Ausgangssignal nur ein kleiner Bruchteil

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der Erregerspannung ist.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein mechanischelektrisches Umformungssystem zu schaffen, das die Nachteile der bekannten Systeme vermeidet.

Erfindungsgemäß wird dies gelöst durch eine Gleichstrom- ^ erregerquelle, die erste und zweite Erregerklemmen mit unterschiedlichen Spannungshöhen hat, ferner erste und zweite Ausgangsklemmen, Schalter für jede der Ausgangsklemmen, wobei jeder dieser Schalter seine zugehörige Ausgangsklemme mit der ersten oder zweiten Erregerklemme verbinden kann, ferner durch ein Abfühlnetzwerk, das an die Ausgangsklemmen angeschienen ist, und das wenigstens ein passives elektrisches Element enthält, dessen Wert durch den gemessenen Eingang geändert wird, wobei der Ausgang dieses Abfühlnetzwerks zur Steuerung des Betriebs.der Schalter dient, um die Relativzeiten, in denen die erste und die zweite Ausgangsklemme mit der ersten und der zweiten Erregerklemme i verbunden wird, zu ändern, so daß das elektrische Signal zwischen den Ausgangsklemmen eine Punktion der Änderung des Wertes dieses passiven Elementes ist.

Bei der Erfindung wird also eine neuartige Signalumformung verwendet. Anstelle des Frequenzganges des messenden Impedanzelementes, von dem der Betrieb der meisten Brückenschaltungen abhängt, wird die Übergangsfunktion zur Treppenfunktionserregung benützt. Durch"den Gebrauch von Schalttechniken werden die Ansprechzeiten eines Netzwerkes,

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von welchem die Abfühlimpedanzelemente einen Teil bilden, dazu verwendet, die Anwendung der Treppenfunktionen ein- und auszuschalten, um einen Ausgang mit modulierter Impulsbreite zu erzeugen, der mit einfachen Filtern zurückgewonnen werden kann. Das heißt, die einregulierte Wechselstromerregung wird erfindungsgemäß durch eine einregulierte Gleichstromerregung ersetzt, die auf zahlreichen Anwendungsgebieten leichter verfügbar ist und bei der nur ein Parameter zu berücksichtigen ist.

Bei einer bevorzugten Ausfuhrungsform der Erfindung wird ein Paar von Abfühlimpedanzelementen verwendet, um entsprechend ein Paar identischer elektrischer Netzwerke zu bilden. Eine Gleichstromerregerquelle ist vorgesehen, und jedes der Paare der elektrischen Netzwerke triggert abwechselnd das Anlegen der Erregung an das andere Netzwerk, und zwar immer wenn die Ausgangsempfindlichkeit des ersten Netzwerkes einen vorgegebenen Wert erreicht. Die Schaltungen sind so angeordnet, daß der Ausgang des ersten Netzwerkes auf seinen Anfangszustand gebracht wird, während der zweite erregt wird und umgekehrt. Infolge der Kreuz-Triggerung erscheinen die Eingänge der beiden Abfühlnetzwerke als zwei Rechteckimpulse, wobei die Impulsbreite und der Abstand zwischen den Impulsen entsprechend der Meßzeit der beiden Netzwerke proportional ist. Ein geeigneter Weg, um einen Ausgang zu erhalten, ist, die Differenz des Durchschnitts der beiden Impulszüge als Ausgangssignal zu verwenden, wobei hierzu eine Filterung aber keine Gleichrichtung erforderlich ist.

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Obwohl im Prinzip das Abfühlnetzwerk irgendein geeignetes Netzwerk sein kann, eignen sich für die Umformung Schaltkreise mit einer dynamischen Nacheilung erster Ordnung am besten, wie z.B. der R-C,L-R Schaltkreis, mit einer Zeitkonstante erster Ordnung als dominierendes Kennzeichen. Damit ist die Meßzeit dieser Verzögerung erster Ordnung proportional zu einem der elektrischen Parameter ™ R,C oder L in der Schaltung. Diese Schaltkreise erster Ordnung ergeben ein lineares. Ausgangs-Eingangs-Verhältnis wie nachfolgend-im einzelnen noch erläutert wird. Auf einigen Verwendungsgebieten kann jedoch ein Schaltkreis höherer Ordnung oder ein nicht linearer. Schaltkreis erwünscht sein, um ein spezifisches nicht/Lineares Verhalten hervorzurufen oder- um in einer nicht idealen Situation Kompensationseffekte einzuführen.

Bei der mechanisch-elektrischen Umformung werden also passive elektrische Abfühlparameter verwendet, um die Meßzeiten von zwei Netzwerken zu steuern, die ihrerseits die Im- ^ pulsdauer von zwei Impulszügen steuern, wobei die Differenz der Durchschnittswerte der beiden Impulszüge die Ausgangsinformation ergibt.

Beispielsweise Ausführungsformen der Erfindung werden nachfolgend anhand der Zeichnung erläutert, in der

Fig. 1 eine schematische Schaltung einer

erfindungsgemäßen Ausführungsform darstellt.

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Pig. 2 zeigt Wellenformen., die sich auf den

Betrieb der Schaltung nach Fig.!beziehen.

Fig. 3 zeigt zwei Kondensatoren, die durch eine

lineare mechanische Bewegung betätigt werden und sich zur Verwendung in der Schaltung nach Fig. 1 eignen.

Fig. 4 zeigt zwei Kondensatoren, die so angeordnet sind, daß eine lineare mechanische Bewegung eine reziproke Änderung der Kapazität erzeugt.

Fig. 5 zeigt schematisch eine weitere Ausführungsform der Erfindung, wobei als Schaltung ein Flip-Flop-Kreis verwendet wird.

Fig. 6 ist ein schematisches Diagramm einer Modifikation der Ausführungsform nach Fig. 5·

Fig. 7 zeigt Wellenformen, die sich auf den Betrieb der Schaltung nach Fig. 6 beziehen.

Fig. 8 zeigt einen detailierten Schaltkreis einer weiteren Ausführungsform der Erfindung.

Fig. 9 zeigt Schalter und Impedanzen der Flip-Flop-Kreise nach Fig. 10.

- 7 909825/11U

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8.IO.1968 - -Γ -

Fig. 10 zeigt schematisch eine Modifikation

der Schaltung nach Fig. 5 zur Erzeugung einer Schwingung.

Fig. 11 zeigt eine Spannungsübertragungsfunktion, die sich auf den Betrieb der Schaltung nach Fig. 10 bezieht. *

Fig. 12 zeigt eine Vereinfachte Version der erfindungsgemäßen Schaltung und

Fig. 13 zeigt Wellenformen, die sich auf den Betrieb der Schaltung nach Fig. 12 beziehen.

Das Arbeitsprinzip der Erfindung wird schematisch anhand der Fig. 1 erläutert. Auf der linken Seite der Figur sind eine Hochspannungsquelle E. und eine Niederspannungsquelle E- gezeigt. Diese Spannungsquellen können alternativ an zwei Netzwerke 1 und 2 über einen Satz von Umschaltern 3 |

und 4 angeschlossen werden. Wie Fig. 1 zeigt, sind die Umschalter in der oberen Stellung gezeigt, wobei der Umschalter 3 die Hochspannungsquelle mit dem Netzwrk 1 und der Umschalter 4 die Niederspannungsquelle mit dem Eingang des Netzwerkes 2 verbindet, während ein Schalter 5 das Ausgangsende des Netzwerkes 2 auf die Niederspannungsquelle beschränkt. Wie bekannt, sollten so viele Klemmschalter verwendet werden wie Energiespeicher in der Schaltung vorhanden sind, um identische Anfangsbedingungen zu gewährleisten,

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obwohl in bestimmten Anwendungsgebieten die Klemmschalter durch Dioden ersetzt werden können (In Pig. I könnten die Dioden 11 und 13 den Klemmschalter 5 ersetzen).

In dem in Pig. 1 dargestellten Teil des Betriebsablaufes wird das Netzwa?k 1 durch die Hochspannungsquelle erregt. Das Netzwerk 1 hat mit der speziellen Niederspannung als Anfangszustand begonnen, die sich bei dem vorhergehenden Zyklus ergab, mit einer Wirkung, die dem Abklemmzustand entspricht, der nunmehr im Netzwerk 2 herrscht. Für eine R-C-Impedanz erster Ordnung ist, wie dargestellt, die Ausgangsempfindlichkeit der Schaltung eine Exponentialfunktion der Zeit, nämlich:

e_nl = (K - E_T) F EX^p (-t./RC_n)= ^eS- EXPi-WRC₁) (1)

wobei die einzelnen Faktoren der Gleichung folgende Bedeutung haben:

e , = Ausgangsspannung in Volt des ersten Schaltkreises E. = Größe der Hochspannung
Ej. = Größe der Niederspannung £ EXP = Exponent der natürlichen Basis

t ' = Zeit

R . = Widerstand der Impedanznetzwerke

C = Kapazität der Impedanznetzwerke.

908*25/1 IH " ⁹ "

A 36 786 m Q

iy -123 α

18.10.1968 - \ -

Die Indizes 1 und 2 bezeichnen den entsprechenden Kanal.

Wie auf der rechten Seite der Schaltung von Pig. I gezeigt ist, wird die Ausgangsspannung des Netzwerkes 1 mit einer vorgegebenen Bezugsspannung E verglichen und eine Trigger-Halte-Schaltung 9 wird verwendet, diesem Komparator für die ä Ausgangsspannung zu folgen, um die Betätigungseinrichtung für den unteren Schalter zu erregen, wodurch wiederum die Schalter 3_S 4 und 5 umgeschaltet und dadurch der nächste Zyklus eingeleitet wird.

Die Zeitfolge der Schaltungen und die Spannungen der Schaltung nach Fig. 1 für zwei komplette Zyklen sind in Fig. dargestellt.Der Ausgang des Systems nach Fig. 1 wird auf die Eingangsklemmen 7 und 8 der beiden Impedanznetzwerke gegeben. Dies bedeutet effektiv, daß der Ausgang e _s des Systems gleich der Differenz von e^. und e^₂ ist, nämlich den Spannungen an den Eingangsklemmen 7 und 8. Damit ist

aus ^1J· ^ei2 » ( 2 )

wie im unteren Teil der Fig. 2 gezeigt ist. Theoretisch ist der Durchschnitt von e gleich

aus

^Tl " ^T2

wobei T. die Zeit für den ersten Schaltkreis bis zum Erreichen der Bezugsspannung,
Tp die Zeit für den zweiten Schaltkreis bis zum Erreichen

der Bezugsspannung und

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- 10 -

A 36 786 m jf.

iy - 123 ' /70

I8.IO.I968 -

Δι e die Differenz zwischen E, und E_T sind.

h Jj.

In der Praxis, wenn übliche Filter verwendet werden, ist diesem durchschnittlichen Gleichstromausgang die Welligkeit überlagert, die beim Filtern des harmonischen Anteiles der Rechteckwelle entsteht. Aus praktischen Gründen ist jedoch dieser theoretische Gleichstromausgang ®_aus von primärem Interesse für den Benutzer des Umformers. In der Schaltung nach Fig. 1, sind T.. und T„ durch die Meßzeit der beiden Netzwerke bis zum Erreichen der Bezugsspannung bestimmt. Für die Systeme erster Ordnung ergibt sich also bei Auflösung nach t in Gleichung 1, wenn e_Q1 = e_r ist:

E, - E_T
T₁ = R₁ C₁ log ^{h L}

e„ - E

r ⁰L (H)

- ^C1^K

in gleicher Weise ergibt sich

T₂ = C₂ κ

^Eh"^E

hL
wobei K = R log ■■ ——— = constant ist

^er-^ (5)

(R₁ = R₂ in Figur 1)

Wird (5) in (3) eingesetzt, so ergibt sich

e_aus = A e ^{1 2} - ( 6 )

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- 11 -

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Iy - 123 Ω

I8.IO.1968 IrI -

Bei üblichen Umformerkonstruktionen werden C. und C₂ gewöhnlich in einer Zug-Druck-Weise angeordnet, so daß, während C. zunimmt, wenn der Umformer ein Eingangssignal erhält, C₂ entsprechend abnimmt. Ferner können C., und Cp entsprechend dem Umformereingangssignal entweder direkt propotional zu dem Umformereingang oder umgekehrt proportional zu diesem variieren. Ein typisches Beispiel für den ersten Fall erhält man, wenn eine Kapazität mit Schiebetor verwendet wird. In diesem Fall bewirkt der Eingang des Umformers eine mechanische Verschiebung des Zug-Druck-Paares durch.Erhöhung des Überlappungsbereiches des einen, während derjenige des anderen Teiles herabgesetzt wird, wie in Fig. 3 gezeigt ist. Unter der Annahme, daß die Kapazität dem Überlappungsbereich direkt proportional ist und damit auch die Verschiebung, ergibt sich

C₁ = C₀ + χ k₂

( 7 ) C₂ = C₀ - _X k₂

wobei C₀ die normale Kapazität

χ die mechanische Verschiebung k₂ die Empfindlichkeitskonstante sind.

Wird (7) in. (6) eingesetzt, so ergibt sich

aus ρ
⁰

woraus hervorgeht, daß e eine lineare Funktion der mecha-

aus

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- 12 -

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Iy - 123 Μ

18. 10. 1968 . · -tonischen Verschiebung χ ist. Hierdurch wird die Empfindlichkeit des Gesamtsystems linear, wenn der Umformereingang von irgendeinem physikalischen Parameter dem mechanischen Eingang χ direkt proportional ist. Allgemein gesprochen kann ein linearer Betrieb erreicht werden, wenn die Veränderung der Impedanz dem Umformereingang direkt propotional ist.

Bei der zweiten Art der Impedanzvariation ist die Impedanz eine reziproke Punktion des Umformereingangs. Ein typisches Beispiel erhält man bei einer Kapazität mit Spaltveränderung, wie in Fig. 4 gezeigt ist. Bei dieser mechanischen Anordnung ergibt sich

⁰O

^Cl =

1 - r

^C0

C₂ =

1 + r

wobei Cq die Kapazität von jeder Seite ist, wenn die Platte zentriert ist und der Ausdruck r folgendermaßen definiert ist, nämlich r = * wobei mit x_Q der normale Spalt bezeichnet wird. ^x0

" Wird in (9) in (6) eingesetzt, so ergibt sich ο

CO
CX)

k> e = ό· er

<" ^aus nni

^ - Ae ϊ ^{( 10} >

- ^xo "

Man erhält wiederum einen linearen Zusammenhang für den Kondensator mit veränderbarem Spalt, wie Gleichung ClO)zeigt.

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Dieser lineare Zusammenhang kann ebenso gut bei einer veränderlichen Spule mit veränderbarem Spalt angewandt werden, wenn sie in einer ähnlichen Anordnung verwendet wird.

Bei der vorstehenden Erläuterung des Betriebs des Umformers wurden veränderliche Reaktanzen verwendet, es können aba* auch | veränderliche Widerstände verwendet werden. Die Analysis ist der vorstehenden dabei ähnlich. Aus, Gleichung (4) wird dann:

T₁ = R₁K
und Gleichung (5) wird ( 4)¹

T— R V

2 2 _{( 5)} ,

Während das schematische Diagramm nach Fig. 1 das grundsätzliche Arbeitsprinzip der Erfindung angibt, stehen verschiedene vereinfachte Anordnungen zur Verfügung, um die gewünschte Betriebsweise zu erhalten.

Die erste Vereinfachung besteht darin, den Klemmschalter 5 nach Fig. 1 durch ein Paar Dioden 11 und 13 zu ersetzen, die an e.^ - e_Q, und an e.p - e_Q2 entsprechend angeschlossen werden, wie in Fig. 1 dargestellt ist. Obwohl sowohl der Klemmschalter 5 und die Dioden 11 und 13 in Fig. 1 gezeigt sind, werden nur der Klennschalter oder die Dioden verwendet. Die dargestellte Polarität der Dioden ergibt einen offenen Stromkreis, wenn der Impedanzkreis durch e... oder e.p entsprechend erregt wird und einen kurzgeschlossenen Stromkreis, wenn e... und e.p an die Niederspannungsquelle angeschlossen werden.

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Wenn andere Schaltungsbedingungen verlangt werden und eher der Ladungsteil als der Entladungsteil der Schaltungen abgeklemmt wird, so wird die Polarität der Dioden umgekehrt.

Fig. 5 zeigt eine schematische Schaltung unter Verwendung einer Flip-Flop-Einheit als Schalteinrichtung. Der Flip-Flop 10 hat zwei Erreger-klemmen 12, 14, die entsprechend an die Hochspannungsquelle und die Niederspannungsquelle angeschlossen sind. Der Flip-Flop hat zwei Ausgangsklemmen Q und Q die innen auf Spannungen schaltbar sind, die praktisch gleich der Hochspannung und der Niederspannung sind. Der Ausgang des Sfoaltkreises erfolgt über die Klemmen Q und Q. Diese Klemmen bilden ferner den Eingang für die beiden Abfühlnetzwerke. Das erste Netzwerk, das an den Ausgang Q angeschlossen ist, besteht aus einem Widerstand 16 und einem Abfühlkondensator l8.

Das aweite Netzwerk, das an den Ausgang Q quer angeschlossen ist,'besteht aus einem Widerstand 20 und einem Abfühlkondensator 22. Parallel zu den Widerständen 16 und 20 liegen Dioden 24 und 26, um die Entladungszeiten herabzusetzen. Die gemeinsame Klemme der Kondensatoren 18 und '22 ist an die niedrige Erregerspannung E. angeschlossen. Zenerdioden 28 und 30 in den Rückkopplungsleitungen gewährleisten einen genauen Schaltpunkt.

Der Flip-Flop ist so aufgebaut, daß die beiden Ausgangsklemmen Q und Q unterschiedliche Spannungen haben müssen, wenn nur ein Eingang S oder R erregt wird«, Die beiden Eingangsklemmen S und

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R werden oft die Einstell- und Rückstelleingangsklemmen genannt. Der Zusammenhang zwischen den beiden Eingangsklemmen und den beiden Ausgangsklemmen ist in der folgenden Tabelle I zusammengefaßt.

Tabelle I SRQQ

10 10 0.0 1 0 0 10 1

0 0 0 1

1 l' .1 1

In der Tabelle wird mit dem Symbol 1 ein Hochspannungszustand und mit dem Symbol 0 ein Niederspannungszustand bezeichnet.

Die Flip-Flöpsehaltung hat eine weitere nützliche Eigenschaft, nämlich ihre bi-Stabilität oder Kippschaltwirkung. Wenn das Signal bei S oder R einen bestimmten vorgegebenen Wert erreicht, wechselt der Ausgang Q und Q sehr schnell seinen Zustand entsprechend der Tabelle I. Ehe das Signal diesen Wert erreicht erfolgt kein Wechsel. Die beim Betrieb der Schaltung nach Fig. 5 auftretenden Wellenformen sind praktisch dieselben wie die für die Ausführungsform nach Fig. 1 in Fig. 2 dargestell ten.

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Es wird bemerkt, daß in der Schaltung nach Pig. 5 die beiden Abfühlkondensatoren eine gemeinsame Leitung haben. Eine andere Anordnung der Abfühlnetzwerke ist in Fig. 6 gezeigt. Bei dieser Anordnung sind die Netzwerke über Kreuz zwischen den beiden Ausgangsklemmen geschaltet, wobei keine gemeinsame Leitung für die beiden Kondensatoren vorhanden ist. Die Wellenformen sind in diesem Fall vollständig verschieden und sie sind in Fig. 7 dargestellt. Die Spannung am Kondensator hat anfangs einen Überschuß, so daß die Kondensatorspannung praktisch verdoppelt ist. Obwohl es also möglicherweise nachteilig sein kann, keine gemeinsame Leitung zu haben, eignet sich diese Schaltung besonders dann, wenn Kondensatoren mit geringen Werten bzw. Größen verwendet werden müssen.

Fig. 8 zeigt einen vollständigen Schaltkreis einer typischen Flip-Flop-Einheit zusammen mit den Abfühlschaltkreisen und einer Triggerschaltung. Die Basis-Flip-Flopschaltung ist in dem in gestrichelten Linien dargestellten Block 32 von Fig. gezeigt. Flip-Flop-Schaltkreise sind bekannt und werden daher hier im einzelnen nicht beschrieben. Es wird jedoch bemerkt, daß dieser symmetrische Schaltkreis aus einem Paar regenerativer Verstärkersegmente 3²J und 36 besteht, so daß, sobald die Steuerspannung 38 und 40 entsprechender Segmente eine bestimmte Höhe erreicht, der Ausgang 42 und 44 des entsprechenden Segmentes augenblicklich auf einen niedrigen Wert abfällt. Es werden Innenkopplungsnetzwerke 46 und 48 verwendet, um eine Kreuz-Triggerung zu bewirken, so daß, wenn der Ausgang 42 abfällt, seine Wirkung über das Netzwerk 46 auf das Segment 36 weitergeleitet wird, wodurch der Ausgang 44 hoch gebracht wird.

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Eine Flip-Flopschaltung hat die inhärente Eigenschaft, stabil zu bleiben, während an jeder Seite eine hohe oder eine niedrige Spannung liegt bis die Steuerspannungen, bei diesem Schaltkreis die Spannung 38 oder 40 sich ändern. Bei der vorliegenden Anordnung wird diese Änderung bewirkt, indem.die Kondensatoren 50 und 52 entsprechend über die Widerstände 54 und 56 geladen werden. Ein Paar Zenerdioden 58 und 60 kann ebenfalls " zwischen dem Eingang 38 und 40 des Flip-Flopschaltkreises und den Kondensatoren 50 und 52 verwendet werden, um die richtige Vorspannung und die scharfe Triggerwirkung zu erzeugen, die eine Folge des nichtlinearen Widerstandes der Zenerdioden sind. Die Dioden 62 und 64 werden dazu verwendet, den Schaltkreis auf die Größe der Niederspannung abzuklemmen, wie oben in Verbindung mit Fig. 1 beschrieben wurde. Der Ausgang dieses Systems wird von den Klemmen 42 und 44 abgenommen.

Der Betrieb dieser Schaltung wird nachfolgend beschrieben, wobei angenommen wird, daß der Ausgang 42 am Beginn einer Hochspannungsphase und der Ausgang 44 in einer Niederspannungs- J phase steht. Der Kondensator 50 wird über den Widerstand 54 geladenj wodurch die Spannung an den Punkten 66 und 38 ansteigt. Sobald die Steuerspannung 38 den Trigger-Wert des Schaltkreises erreicht, fällt die Spannung am Ausgang 42 des Netzwa?kes sofort auf ein Niederspannungs-Niveau ab. Dieser plötzliche Abfall der Spannung, der durch die Kapazität des Netzwerkes 46 leicht weitergeleitet wird, erzeugt eine stärkere Wirkung als die Steuerspannung 40 und bringt dadurch die Spannung am Ausgang 44 des Abschnittes 36 auf das Hochspannungs-Niveau, wo-

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durch der Ladungs-Zyklus des Kondensators 52 beginnt. Der plötzliche Anstieg der Spannung am Ausgang 44, der durch das Netzwerk 38 weitergeleitet wird, verstärkt weiterhin die kurz vorher erhöhte Spannung an der Klemme 38, um die Spannung an der Klemme 42 auf dem niederen Wert halten zu helfen. Durch die Aufladung des Kondensators52wird eine ähnliche Reihenfolge wie die eben beschriebene wiederholt.

In dem Schaltkreis nach Fig. 8 werden die Hochspannung und die Niederspannung* die durch die Ausgänge 42 und 44 des Flip-Flopkreises aufgenommen werden ₃ durch die Parameter der Schaltung erzeugt, und es sind nicht dieselben wie die positive Spannung an der Klemme 72 und die Erdspannung an der Klemme 74. In der Praxis ist jedoch der Wert der Hochspannung bei 42 und 44 praktisch gleich der positiven Spannung bei 72. Dies rührt davon her, daß im leitenden Zustand der Widerstand über der Klemme 72 und'den Ausgangsklemmen 42 und 44, der gemeinsame Widerstand 76 und der der entsprechenden Transistoren 78 und 70 ziemlich nieder im Vergleich mit anderen Belastungswiderständen ist.

Der Flip-Flopsehaltkreis der Fig. 8 kann also durch die in Fig.9 gezeigten Schalter und die dazu gehörenden Widerstände 85 bis 92 dargestellt werden. Der Schalter 78« von Fig. 9 stellt zusammen mit den Widerständen 85 und 87 die beiden Betriebs zustände des Transistors 78 von Fig. 8 dar. Dasselbe gilt für die Schalter 8O», 79' und 8l' bezüglich der entsprechend bezeichneten Transistoren.

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In Fig. 9 symbolisiert die Länge des gezeichneten Widerstandes die Größe die Widerstandswertes. Ein kurzer Widerstand stellt eine sehr niedrige Impedanz dar, während ein langer Widerstand einen sehr großen Wert darstellt. Wenn somit alle Schalter die dargestellte obere Lage einnehmen_s so ist die Spannung bei 42' nahezu gleich der Speisespannung bei 72', ^ während die Spannung bei 44 nahezu gleich der Erdspannung bei ' 74· ist. Diese Verhältnisse kehren sich um, wenn die Schalter ihre untere Lage einnehmen. Wenn sämtliche hohen Widerstände sich einem offenen Stromkreis nähern, können die vier Umschalter nach Fig. 9 zu zwei Umschalternzusammengefaßt werden, wie in Fig. 1 gezeigt ist.

Die Widerstände 85 bis 92 der Fig. 9 stellen die Charakteristiken der'Transistorpaare dar. Ihre Symmetrie und ihre Stabilität sind wesentlich für eine genaue Umformung.

Eine Modifikation der Anordnung nach Fig. 5 ist in Fig. 10 gezeigt. Bei dieser Ausführungsform wurden zwei Feldeffekt- ä transistoren 124 und 126 hinzugefügt. Es können aber auch andere elektronische Elemente verwendet werden. Die hauptsächliche weitere Änderung gegenüber dem Schaltkreis nach Fig. 5 ist die Umkehrung der Polaritätsrichtung der Dioden parallel zu den Ladungswiderständen in den beiden Netzwerken und die Umkehrung der Eingangsleitungen, an die die Rückkopplung von den Ausgängen angeschlossen ist. Die Feldeffekttransistoren 124, 126 dienen zusammen mit iren Reihenwiderständen 128, I30 als Spannungsumkehrer. D.h., wenn die Eingangsspannung des Tores des Transistors steigt, so fällt die Aus gangs spannung des Transistors. Dieser Zusammenhang der Spannung ist in Fig. 11 gezeigt. Der Arbeitspunkt ist so gewählt, daß eine sehr kleine Änderung der Torspannung Vg eine sehr große Änderung der Ausgangsspannung Vs

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hervorrufen kann. Hierdurch wird eine sehr scharf begrenzte Schaltspannung und ein scharf begrenzter Betrieb erreicht. Durch die Umkehrung in der Rückkopplungsleitung, die durch die Peldeffekttransitoren 132 und 134 erzeugt wird, wird die Polarität der Dioden 136 und I38 und der Anschluß der Rückkopplungsleitungen zu den Eingangsklemmen S und R umgekehrt.

Ein wichtiger Vorteil der Schaltung nach Pig. IO gegenüber derjenigen nach Fig. 5 ist der, daß erleinen Blockierzustand hat. Betrachtet man Fig. 5 und die Tabelle I, so kann man feststellen, daß, obwohl die meisten Anfangsbedingungen zu einem Schwingungszustand führen, dessen Wellenformen denjenigen nach Fig. 2 ähnlich sind, die in der letzten Zeile der Tabelle gezeigte Anfangsbedingung möglich ist. D.h., beide Eingänge und beide Ausgänge können durch Zufall im Ein-Zustand sein, wenn der Schaltkreis erregt wird. Dieser Zustand i i "it" i "

ist ein "Blockierzustand", da die "Ein'!-Ausgänge zu "Ein"-Eingängen führen, die "Ein'iAusgänge erzeugen würden. Dieser stabile Zustand könnte natürlich durch eine äußere oder innere Störung gestört werden, die vorsätzlich eingeleitet wird. Bei der Ausführungsform nach Fig. 10.kann nie ein "Blockierzustand" bestehen. Wenn beide Ausgänge im "Ein"-Zustand sind,erzeugt die Umkehrung in der Rückkopplungsleitung, die durch die Feldeffekttransitoren erzeugt wird, "0"-Eingänge. Wenn beide Eingänge "0" sind, so sind die Ausgänge im "0" , "Ein"-Zustand und der Schaltkreis wird in schwingendem Zustand in Betrieb gesetzt. Bei der Umkehrung besteht ein Blockierzustand. .

Die Rückkapp lungsumkehrung nach Fig. 10, die bei der Schaltung . nach Fig. 5 angewandt wirde, kann ebenso gut bei der Schaltung nach Fig. 6 angewandt werden. Otwohl die Wellenformen ver-

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18.10.1968 *·1 -abschieden wären, könnte ein Blockierzustand oder stabiler Zustand verhindert werden.

Die Schaltung nach Fig. 1 und die Ausfuhrungsform nach Fig. sind repräsentativ für die Erfindung. Veränderungen dieser Hauptanordnungen können durch zusätzliche Verfeinerungen er- f reicht werden, durch die eine bessere Regelung der verschiedenen Spannungshöhen erreicht wird, die für die Genauigkeit des Systems zweckdienlich ist, oder durch Weglassen einiger Elemente aus Gründen der Einfacheit. Eine derartige Schaltung stellt die Ausführungsform nach Fig. 12 dar.

Die Schaltung nach Fig. 12 hat einige Ähnlichkeit mit einem einfachen Multivibrator. Der Festkondensator eines Multivibrators wurde jedoch ersetzt durch die veränderlichen Kondensatoren 102 und 104. Das Signal an den Ausgangsklemmen 106 und 108 wird in Zugdruckweise benutzt und einer weiteren Filterung unterworfen. Bei einem Multivibrator werden Festkondensatoren, g die gleichen Wert haben, benutzt, um eine symmetrische Wellenform zu gewährleisten, und ein Ausgang von einer Klemme wird gewöhnlich verwendet, um das oszillierende Signal zu erzeugen. Bei der Erfindung wird die Differenz der beiden Ausgänge der Klemmen 106 und 108 verwendet, so daß, wenn die Kondensatoren gleich und die Wellenformen symmetrisch sind, d.h. wenn der Gleichstromwert des Systemäusganges"Null"ist, und wenn eine Differenz bei den Abfühlkondensatoren vorhanden ist, so ergibt sich ein Gleichstromausgang. Obwohl die Schaltung nach Fig. 12 in ihrem physikalischen Aufbau einfach aussieht, so umfaßt sie doch die meisten der wesentlichen Funktionen, die in Verbindung mit Fig. 1 erörtert wurden. Jede Funktion wird jedoch zusammen mit anderen Funktionen durchgeführt, so daß eine detaillierte Analyse erschwert wird und Hochleistungs-

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kfiterien schwer zu erhalten sind.

In Pig. 13 ist in qualitativer Weise der Spannungszyklus an den vier kritischen Punkten 110, 112, 114 und 116 von Fig. 12 dargestellt. Ausgehend von t. wird der Transistor IIS in leitenden Zustand getriggert durch die Annäherung der Spannung bei 112 an die Spannung bei 110. Nun setzt ein regenerativer Prozeß ein, da, weil der Transistor leitfähiger gemacht wird,wenn die beiden Spannungen einander näher kommen, dieser Prozeß durch die zunehmende Leitfähigkeit des Transistors noch betont wird. Die Spannung bei 112 fällt hierdurch ab, wodurch auch die Spannung beiAl4 gezwungen wird stufenweise abzufallen. Von diesem neuen unteren Punkt steigt die Spannung bei 114 langsam an und bringt ihrerseits die Spannung bei 116 von ihrem hohen Wert langsam herab, wodurch auch die Spannung bei 110 erniedrigt wird. Obwohl die Spannungen bei 112 und 110 voneinander getrennt sind, kann jedoch die schnelle regenerative Umkehrung, wie oben erörtert, nicht erwartet werden,und zwar wegen der Belastung des Kondensators, der durch den Widerstand 122 aufgeladen werden muß ,während Strom durch den Transistor 118 fließt.

Der Zeitpunkt tp gibt den Übergang des Transistors 118 von einem geschlossenen Stromkreis in einen offenen Stromkreis an, wodurch die Spannung bei 112 enger längs der Exponentialfunktion ansteigen kann, die der Ladecharakteristik des Kondensators 102 durch den. Widerstand 122 entspricht. . '

Im Zeitpunkt t-, fällt die Spannung an der Klemme 116 ab, wodurch der oben beschriebene Zyklus für die Spannung bei 112 wiederholt wird. Obwohl der Betrieb des in Fig. 9 gseigten Systems schwierig zu analysieren ist und eine hohe Präzision schwer zu erreichen ist, ist es durch seine Einfachheit

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für den Bau von Umformer geeignet, in denen ein kritischer Betrieb nicht erforderlich ist.

Aus Zweckmäßigkeitsgründen wurden die obigen Ausführungen mit R-C-Schaltungen gezeigt, wobei der Kondensator das hauptsächliche Abfühlimpedanzelement war. Typische Anwendungen sind " eine veränderliche Kondensator-Druckzelle oder ein Beschleunigungsmesser oder ein temperaturempfindlicher Kondensator. Wenn eine Anordnung wie der Schaltkreis nach Fig. 8 mit einer 6 Volt Gleichstromquelle verwendet wird und mit einem Paar veränderlicher Kondensatoren im Bereich von 5OyäF, kann ein Ausgang von mehreren Volt erzeugt werden und zwar mit einem linearen Bereich, der wesentlich breiter ist als derjenige, der mit den bisherigen Anordnungen erzielt werden kann.

Da bei den Ausfuhrungsformen der Erfindung kein Wechselstromeingang verwendet wird, ist keine Frequenz- oder Wellenformregelung notwendig. Außerdem kann beinahe die gesamte Erreger- a spannung in Ausgangsspannungssignale umgewandelt werden. Da die Ausgangsklemmen durch die Schalter auf die Erregerquelle beschränkt (clamped) werden, hat die Ausgangsbelastung nur einen sehr geringen Einfluß auf das Ausgangssignal.

In Fig. 8 kann der Widerstand 54 oder 56 eher als verstellbarer denn als Festwiderstand ausgeführt werden. In diesem Fall kann der Nullabgleich für ein Nullsignal erreicht werden, indem der Wert von einem der Widerstände verändert wird, um kleinere Variationen der Werte der Elemente des Schaltkreises auszugleicher.. Ein durch die Temperatur bei Umformern hervorgerufenes Problem sind die Änderungen beim Nullabgleich, die durch

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Änderungen der Temperatur erzeugt werden. Durch Verwendung entsprechender Elemente in den beiden passiven Netzwerken, z.B. den Widerständen 5% und 56 mit unterschiedlichen Wärmekoeffizienten, können die Änderungen der relativen Eigenschaften, die durch diese Differenz der Wärmekoeffizienten erzeugt werden, benützt werden, um Änderungen beim Nullabgleich genau zu kompensieren, die sonst durch die thermisch bedingten Änderungen im Ausgang der Schaltung hervorgerufen werden. Mit typischen Elementen^iine einwandfreie Kompensation erreicht,

indem aus einer relativ kleinen Gruppe von Transistoren eine Kombination ausgewählt wird, um einen Nullabgleich an zwei weit entfernten Punkten in dem thermischen Bereich zu er- . halten.

Durch Verwendung einer Gruppe von Widerständen für eines der Elemente, z.B. der Widerstände 53» 5^ und 55, anstelle des einen Widerstandes 5^> wobei die Widerstände 53, 5²J und 55 vorgegebene verschiedene Wärmekoeffizienten aufweisen, können thermisch bedingte Änderungen der Schaltkreisempfindlichkeit kompensiert werden. Bei Betrachtung der Gleichungen(3)* (5) und (6), kann man beispielsweise feststellen, daß die Änderung der Empfindlichkeit mit der Temperatur eine Punktion der Änderung des Wertes des Ladewiderstandes mit der Temperatur ist. Durch Wahl einer Gruppe von drei Widerständen, die der Empfindlichkeit an getrennten Punkten im thermischen Bereich angepaßt sind, kann eine ausgezeichnete Korrektur der Wärmeempfindlichkeit erzielt werden. Eine umfassende Erörterung der Elemente zur Korrektur der Änderungen der Empfindlichkeit enthält die der Anmelderin gehörende USA-Patentschrift 3 248 936.

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In einigen Fällen können die Eigenschaften der Schaltung oder der Komponenten einen nicht linearen Ausgang erzeugen. Hier kann die Linearität verbessert werden indem Kondensatoren parallel zu den Ladewiderständen geschaltet werden, wenn ein RC-Netzwerk verwendet wird. In Fig. 5 könnten beispielsweise die Kondensatoren 140 und 142 zugefügt und parallel f zu den Widerständen 16 und 20 geschaltet werden. Diese Kondensatoren sind sonst nicht erforderlich und werden nicht verwendet, es sei denn, daß eine zusätzliche Korrektur der Linearität notwendig ist.

Die Erfindung ist nicht auf die dargestellten und beschriebenen Ausführungsformen beschränkt sondern es sind Abänderungen und Modifikationen möglich, ohne von der Erfindung oder den Ansprüchen abzuweichen.

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Claims (1)

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   Patentansprüche

   1. Mechanisch-elektrischer Umformer, bei dem die Veränderungen der Werte passiver elektrischer Elemente benützt werden, um ein elektrisches Signal zu erzeugen, gekennzeichnet durch eine Gleichstromerregerquelle, die eine erste und eine zweite Erregerklemme mit verschiedenen Spannungshöhen hat, ferner eine erste und eine zweite Ausgangsklemme und Schalter für jede dieser Ausgangsklemmen, von denen jeder seine zugehörige Ausgangsklemme mit der ersten oder der zweiten Erregerklemme verbinden kann, ferner durch ein Abfühlnetzwerk, das an diese Ausgangsklemmen angeschlossen ist und das wenigstens ein passives elektrisches Element enthält, dessen Wert durch den gemessenen Eingang geändert wird, ferner dadurch, daß der Ausgang dieses Netzwerkes zur Steuerung des Betriebs der Schalter dient, um die Relativzeiten zu · ändern, in denen die erste und die zweite Ausgangsklemme an die erste und die zweite Erregerklemme angeschlossen sind, so daß das elektrische Signal zwischen den Ausgangsklemmen eine Punktion der Änderung des Wertes dieses passiven Elementes ist. ■ .

   2. Umformer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste und die zweite Erregerklemme, die erste und die zweite Schaltereingangsklemme und die erste und die zweite Ausgangsklemme durch einen elektronischen Flip-Flop-Schaltkreis versorgt werden, der zwei Steuerklemmen hat, und daß jede

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   dieser Ausgangsklemmen an ein passives elektrisches Netzwerk angeschlossen ist, und daß eine Spannung oder ein Strom in jedem dieser Netzwerke dazu dient, die zugehörige Steuerklemme zu betätigen.

   Umformer nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das erste und das zweite passive Netzwerk je eine erste f Klemme aufweisen, die entsprechend an die erste und an die zweite Ausgangsklemme angeschloseen ist, ferner eine zweite Klemme, die über eine gemeinsame Einrichtung an eine der Klemmen der Erregerquelle angeschlossen ist.

   Umformer nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das erste und das zweite passive Netzwerk je eine erste Klemme haben, die entsprechend an die erste und die zweite Ausgangsklemme angeschlossen sind, ferner eine zweite Klemme, die an die erste Klemme des anderen passiven Netzwerkes angeschlossen ist.

   . Umformer nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die passiven elektrischen Netzwerke ein Paar Widerstands-Kapazität s-Schaltungen umfassen,und daß wenigstens eine Impedanz in diesen Widerstands-Kapazitäts-Schaltkreisen als mechanisch-elektrischer Umformer dient, und daß Steuereinrichtungen mit jedem dieser Widerstandskapazität sschaltkreise verbunden sind, daß ferner eine vorgegebene Spannungshöhe in jedem dieser Widerstands-Kapazitäts-Schaltkreise als der Spannungswert dient, der die zuge-

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   hörige Steuerklemme betätigt, so daß durch das elektrische Signal an den Ausgangsklemmen ein Ausgang erzeugt wird, der dem Eingang in diesen Umformer proportional ist.

   6. Umformer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste und die zweite Erregerklemme und die erste und die zweite Ausgangsklemme durch einen elektronischen Flip-Flop-Sehaltkreis versorgt werden, der zwei Steuerklemmen und ein erstes und ein zweites passives elektrisches Netzwerk aufweist, von denen jedes einen Widerstand und eine Kapazität enthält, ferner erste und zweite einseitig gerichtete Schaltkreiselemente, die entsprechend parallel zu jedem dieser Widerstände liegen, so daß die Klemmen, die mit einem Energiespeicherelement eines jeden Metzwerkes verbunden sind, während des Teils des Zyklus, in welchem das andere Netzwerk arbeitet, auf eine Bezugsspannung abgeklemmt werden, und daß der Widerstand und -die Kapazität von jedem dieser Netzwerke in Reihe geschaltet sind, und daß eine Klemme, die mit einem Energiespeicherelement von jedem der Netzwerke verbunden ist, mit einer Steuerklemme des Flip-Flop-Schaltkreises verbunden ist, und daß wenigstens eine Kapazität von einem der pasiven Netzwerke als Abfühlumformer dient, so daß da3 elektrische Signal zwischen den Ausgangsklemmen eine Funktion der Änderung des Wertes des Abfü, lumformers ist.

   7. umformer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste und die zweite Erregerklemme und die erste und die zweite Ausgangsklemme durch einen elektronischen

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   Flip-Flop-Schaltkreis versorgt werden, der zwei Steuer-'klemmen und ein erstes und ein zweites passives elektrisches Netzwerk aufweist, von denen jedes einen Widerstand und eine Kapazität hat, ferner durch ein einseitig gerichtetes Schaltkreiselement, das parallel zu jedem der Widerstände liegt, und daß der Widerstand und die Kapazität in jedem der Netzwerke in Reihe liegen, daß ferner an die Verbindungsstelle von Widerstand und Kapazität von jedem der Netzwerke eine Umkehreinrichtung angeschlossen ist, von denen jede mit einer Steuerklemme der Flip-Plop-Sehaltung verbunden ist, und daß wenigstens eine Kapazität von einem der passiven Netzwerke als Abfühlumformer dient, so daß das elektrische Signal zwischen den Ausgangsklemmen, eine Punktion der Änderung des Wertes dieses Abfühlumformers ist.

   8. Umformer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Netzwerk eine in Reihe liegende Kombination aus Widerstand und Kondensator enthält, und daß die Kapazität des Kondensators sich abhängigerem!ssenen Eingang ändert.

   9. Umformer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Netzwerk eine in Reihe liegende Kombination aus Widerstand und Spule enthält, und daß die Induktivität der Spule sich entsprechend dem gemessenen Eingang ändert.

   10. Umformer nach Anspruch 8 o&r 9, dadurch' gekennzeichnet, daß ein einseitig gerichtetes Schaltkreiselement parallel

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   . zu diesem Widerstand geschaltet ist, um in einer Richtung die Meßzeit des Netzwerkes zu reduzieren.

   11. Umformer nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine Zenerdiode zur Bestimmung der Schaltspannung, die die Schalter für die Ausgangsklemmen steuert.

   12..Umformer nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch ein Schaltkreiselement mit sehr steiler Eingangs-Ausgangs-Charakteristik, das die Schalter für die Ausgangsklemmen steuert.

   13. Umformer nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch zwei Netzwerke, ferner dadurch, daß eines der passiven elektrischen Elemente verändert werden kann, um einen Null-Abgleich durch Änderung der Lade charakteristik des einen Netzwerkes zu erhalten.

   14. Umformer nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch wenigstens zwei Netzwerke, wenigstens ein Schaltkreiselement in jedem der Netzwerke, dessen thermischer Widerstands™ koeffizient verschieden von demjenigen entsprechender Elemente in dem anderen Netzwerk ist, so daß Änderungen beim Null-Abgleich des Systems, die sonst durch Änderungen der Temperatur erzeugt werden, durch die Löschungswirkung der thermisch erzeugten Änderungen der Parameter des Schaltkreises eliminiert werden,

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   15. Umformer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das .Netzwerk eine Gruppe von Elementen mit vorgegebenen thermischen Widerstandskoeffizienten enthält, wodurch Änderungen der Empfindlichkeit des Schaltkreises, die durch Änderungen der Temperatur hervorgerufen werden, durch die Löschungswirkung der thermisch erzeugten Änderungen der Parameter des Schaltkreises eliminiert werden.

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