DE2038435B2

DE2038435B2 - Oszillator

Info

Publication number: DE2038435B2
Application number: DE2038435A
Authority: DE
Inventors: Guenter Dr.Rer.Nat. 7015 Korntal Leichter; Alois 7140 Ludwigsburg Neth; Klaus Dipl.-Ing. 7144 Asperg Nocon; Lothar Dipl.-Ing. 7151 Affalterbach Opitz; Josef Dipl.-Ing. 7014 Kornwestheim Wasser
Original assignee: Standard Elektrik Lorenz AG
Current assignee: Alcatel Lucent Deutschland AG
Priority date: 1970-08-01
Filing date: 1970-08-01
Publication date: 1974-03-07
Also published as: DE2038435A1; AU451367B2; DE2038435C3; AU3174171A

Description

ao Die Erfindung bezieht sich auf einen Oszillator, bestehend aus einem Verstärker mit einem Mitkopplungsweg vom Verstärkerausgang auf den Verstärkereingang, bei dem im Mitkopplungsweg das frequenzbestimmende Glied und eine die Ausgangsamplitude durch Regeln der Mitkopplungsamplitude auf einem vorgegebenen Wert haltende Anordnung liegt.

Solche Aiiordnungen sind an sich seit langem bekannt. So beschreibt die USA.-Patentschrift 2 163 403, korrespondierend zu der britischen Patentschrift 510379 und der französischen Patentschrift 840 149, einen Oszillator, bei dem im Rückkopplungszweig das frequenzbestimmende Element und ein die Mitkopplungsamplitude einregelnder Kaltleiter in einer Brückenschaltung angeordnet ist. Als frequenzbestimmende Elemente sind hier L-C-Schwingkreise bzw. Schwingquarze vorgesehen. Die deutsche Patentschrift 976 447, korrespondierend zu der USA.-Patentschrift 2 268 872, der französischen Patentschrift 867 217 und der schweizerischen Patentschrift 236 497, beschreibt nun einen R/C-Generator. bei dem die Mitkopplungsspannung und somit die Ausgangsamplitude dadurch auf einem vorgegebenen Wert gehalten wird, daß außer dem Mitkopplungsweg, in dem sich als frequenzbestimmendes Element eine Wien-Robinson-Brücke befindet, noch ein Gegenkopplungsweg mit einem Kaltleiter voigesehen ist, der so ausgebildet ist, daß die Differenz zwischen Mitkopplung und Gegenkopplung konstant bleibt. Durch die deutsche Offenlegungsschrift 1516 777 ist nun eine ältere Anmeldung bekanntgeworden, in der ein Oszillator beschrieben ist. der aus einem Verstärker besteht, zwischen dessen Aus- und Eingang ein Gegenkopplungs- und ein Mitkopplungsweg angeordnet ist, wobei der Gegenkopplungsweg als frequenzbesummendes Glied ein Doppel-T-R/C-Netzwerk aufweist, und der Mitkopplungsweg eine Transistorstufe enthält, die das Rückkopplungssignal zu einer Trapezoder Rechteckfunktion begrenzen soll. Durch diese Maßnahme soll am Verstärkerausgang eine Sinusspannung konstanter Amplitude und geringen Klirrfaktors entstehen. Der prinzipielle Schaltungsaufbau stimmt dabei mit der F i g. 5 auf Seite 233 des Artikels von H. H. Scott in Proc. IRE Vol. 2ft No. 2 (Februar 1938) überein, mit der Ausnahme, daß der 180" pha-

sendrehende Übertrager bei Scott in der jüngeren Anmeldung durch eine ebenfalls 180° phasendrehende Transistorstufe in Emitierschaltung ersetzt ist. Auch hier hängt also die Ausgangsamplitude von dem

Betrag der Differenz zwischen der frequenzur.abhängigen Wecbselstrommitkopplung und der frequenzabhängigen Wechselstromgegenkopplung ab. Zusätzlich wird zur Stabilisierung des Gleichstromarbeitspunktes der Transistoren des ^verstärkers eine Gleichstrommitkopplung und gleichzeitig eine Gleichstromgegenkopplung über die auch für die Wechselstrommit- und -gegenkopplung verwendeten Wege eingesetzt, von denen wiederum ihre Differenz wirksam ist. Die Anordnung nach der deutschen Offenlegungsschrift 1516777 weist, wie wohl obigen Ausführungen zu entnehmen ist, nur die gewünschte Wirkung auf, wenn in dem Phasenumkehrtransistor, entgegen der in der Offenlegungsschrift vertretenen Ansicht, keine Begrenzung, also keine Trapez- oder Rechteckbildung auftritt.

Die Firmendruckschrift der SGS Fairchild: »The application of linear microcircuits« (1967) beschreibt auf Seite 120 einen quarzstabilisierten Oszillator, der mittels einer als integrierter Schaltkreis ausgebildeten Komparatorschaltung aufgebaut ist. Das Ausgangssi gnal wird über den Schwingquarz selektiv auf den nichtinvertierenden Eingang im Sinne einer Mitkopplung rückgeführt. Auf den invertierenden Eingang erfolgt vom Ausgang eine Gleichstromgegenkopplung. »5 Da der verwendete Komparatorbaustein eine Begrenzungsschwelle aufweist, liefert auch die mit ihm aufgebaute Oszillatorschaltung an ihrem Ausgang eine Rechteckwelle. Untersuchungen dieser Schaltung zeigten, daß bei Speisespannungsschwankungen nicht nur Amplitudenschwankungen, sondern auch Änderungen im Puls-Pausenverhältnis der Rechteckwelle auftreten.

Die vorliegende Erfindung setzt sich nun zur Aufgabe, eine Oszillatorschaltungsanordnung, mit der man bei Bedarf sowohl Sinus- als auch Rechteckwellen erzeugen kann, anzugeben. Dabei soll unabhängig von Versorgungsspannungs- und Umgebungstemnpraturschwankungen die Ausgangsamplitude und das Tastverhältnis der Rechteckwelle konstant bleiben.

Zur Lösung der Aufgabe wird ein Oszillator, bestehend aus einem Mitkopplungszweig vom Verstärkerausgang auf den Verstärkereingang, bei dem das frc quen/bestimmende Element auf den Mitkopplung^- kreis einwirkt, eingesetzt und erfindungsgemäß die gestellte Aufgabe dadurch gelöst, daß als Verstärker ein an sich bekannter Differenzverstärker verwendet wird, daß dabei der Basis des einen Transistors des Differenzverstärker das Mitkopplungssignal zügeführt ν- 'Λ. daß ferner zusätzlich die Basis eines der beiden I ransistoren durch ein aus dem Kollektorstrom eines Transistors durch Integration gewonnenes, dem mittleren Wert dieses Stromes analoges Gleichstromsignai im Sinne einer Gleichstromgegenkopplung gesteuert wird, daß dagegen die Basis des anderen Transistors eine feste Gleichvorspannung erhält.

Die vorliegende Erfindung soll nun an Hand der Figuren eingehend beschrieben werden.

Es zeigen dabei

Fig. la und Ib die einfachsten Ausführungsformen des erfindungsgemäßen Oszillators,

Fig. 2a und 2b Modifikationen der Schaltungen nach F i g. 1 a und 1 b durch Einfügen einer Konstantstromspeisequelle,

Fi g. 3 a und 3 b weitere Modifikationen der Schaltungen nach Fig. la und 1 b durch Einfügen einer Koppelstufe im Wechselstrom-Mitkopplungs- und Gleichstrom-Gegenkopplungsweg,

Fig. 4a und 4b Modifikationen der Schaltungen nach Fig. 1 a und 1 b bei gleichzeitiger Verwendung der Maßnahmen nach F i g. 2 a und 2 b, sowie F i g. 3 a bis 4 b, die gleichzeitig die Möglichkeiten zur Frequenzmodulation eines solchen Oszillators veranschaulichen,

Fig. 5 a und 5 b die Möglichkeiten einer Pulslängen- bzw. Amplitudenmodulation.

In Fig. la sind 1 und 2 die beiden Transistoren eines Differenzverstärkers, Al und Rl ihre Kollektorarbeitswiderstände sowie R3 der gemeinsame Emitterwiderstand. Die Basis des Transistors 2 liegt am Abgriff eines über der Versorgungsspannung V_s liegenden Spannungsteilers aus den Widerständen R4 und RS und erhält so eine feste Vorspannung. Die Basis des Transistors 1 liegt dagegen am Abgriff eines Spannungsteilers aus den Widerständen Rl und R6, der zwischen dem Kollektor des Transistors 1 und Masse liegt. Da der Kollektorwiderstand Al durch einen Kondensator C, überbrückt ist und so diese Anordnung einen Integrationskreis bildet, fällt an Al eine Gleichspannung ab, die dem Mittelwert des Stromes durch den Transistor 1 entspricht. Die so gebildete Gleichstromgegenkopplung wirkt jeder Änderung des Mittelwertes entgegen. Schließlich liegt zwischen Kollektor des Transistors 2 und Basis des Transistors 1 der Mitkopplungsweg in Form eines L-C-Serienkreises, der die Schwingungsfrequenz des Oszillators bestimmt. Am Kollektor des Transistors 2 wird das Ausgangssignal als Rechteckwelle abgenommen.

Der Strom durch den Transistor 2 wird durch die feste Vorspannung seiner Basis und den Wert des Widerstandes A3 im Sinne eines Konstantstromes bestimmt. Hierdurch bedingt bleibt auch die Amplitude der am Kollektorwiderstand Rl abfallenden Rechteckwelle so lange konstant, wie die Basisspannung des Transistors 2 konstant gehalten wird. Wenn also mit Schwankungen der Versorgungsspannung V_s gerechnet werden muß, kann dieses in bekannter Weise dadurch geschehen, daß R5 durch eine Zenerdiode entsprechender Zenerspannung ersetzt wird.

Die Mitkopplung vom Kollektor des Transistors auf die Basis des Transistors 1 wird so groß gewählt, daß eine rechteckförmige Durchsteuerung der beiden Transistoren 1 und 2 sichergestellt wird. Bei Änderungen der Versorgungsspannung oder Änderungen der Transistorwerte über der Temperatur kann sich nun zwar nicht die Amplitude der Rechteckwelle verändern, jedoch ändert sich das Puls-Pausenverhältnis und damit das Verhältnis zwischen Grundwellen- und Oberwellenanteilen. Wenn dieses der Fall ist, ändert sich aber auch der Mittelwert des durch einen Ί ransistor fließenden Stromes. Wird z. B. in der Ausgangsrechteckwellc der Puls langer als die Pause, also Transistor 2 langer durchgeschaltet als gesperrt, ist beim Transistor 1 dieses umgekehrt, am Widerstand Rl des Integrationsgliedes Rl, C₁ fällt weniger Spannung ab, die Basis des Transistors 1 wird positiver, wodurch eine Verkürzung des Pulses gegenüber der Pause in der Ausgangsrechteckwelle eintritt. Ist die Pause länger als der Puls, tritt der entgegengesetzte Vorgang auf. Hierdurch wird jeder Änderung des Tastverhältnisses in der Ausgangsrechteckwelle entgegengewirkt, wobei bei geeigneter Wahl des Spannungsteilerverhältnisses Λ7/Λ6 das Tastverhältnis 1 : !,unabhängig

von Versorgungsspannungsschwankungen und Temperaturänderungen, eingehalten wird. Diese Regelung wird um so genauer, je mehr sich die Speisung des Transistors 1 ebenfalls einer Konstantstromspeisung nähert, je größer also wertmäßig der Widerstand Λ3 gewählt wird.

Fig. Ib zeigt eine Modifikation der Schaltung nach Fig. la für den Fall, daß als Ausgangssignal keine Rechteckwelle, sondern eine Sinusspannung erwünscht ist. Anstatt des Kollektorwiderstandes Rl liegt ein L-C-Parallelschwingkreis, der auf die gewünschte Schwingungsfrequenz abgestimmt ist. Auf seiner Induktivität ist eine Auskopplungswicklung aufgebracht. Der Mitkopplungsweg besteht hier aus dem Widerstand Λ10, wobei der Kondensator Cl den Gleichstromweg unterbricht. Es kann aber auch auf die Spule L des Parallelresonanzkreises /., C eine weitere Auskoppelwicklung aufgebracht werden, der das Mitkopplungssignal entnommen und über einen Kondensator zur Gleichstromtrennung der Basis des Transistors 1 zugeführt wird. Für die in der Figur angedeutete, am Kollektor des Transistors 1 ausgekoppelte Rechteckwelle sei darauf hingewiesen, daß diese zwar das Tastverhältnis 1 : 1 aufweist, jedoch nur insoweit amplitudenkonstant ist, wie der Strom durch den Transistor 1 als Konstantstrom zu betrachten ist. Hierbei spielt es sowohl bei der Schaltungsanordnung nach Fig. la als auch bei der nach Fig. Ib keine Rolle, ob Wechselstrommitkopplung und Gleichstromgegenkopplung auf die Basis des gleichen Transistors erfolgt oder ob eine auf die Basis des einen Transistors und die andere auf die des zweiten einwirkt.

Um dieses unter allen Bedingungen sicherstellen zu können, ist in den Schaltungsanordnungen der F i g. 2 a und 2 b der gemeinsame Emitterwiderstand R3 in an sich bekannter Weise durch eine Konstantstromquelle, bestehend aus dem Transistor 3 mit Emitterwiderstand Ä13, ersetzt. Dieser Transistor kann seine Basisvorspannung bei fester Versorgungsspannung V_s über einen ohmschen Spannungsteiler (R4, RlS, R2S) erhalten (Fig. 2a), wenn mit Versorgungsspannungsschwankungen zu rechnen ist, wird der Widerstand R25 dieses Spannungsteilers zweckmäßig durch eine Zenerdiode Z ersetzt (Fig. 2b).

In F i g. 3 a bzw. 3 b ist je eine weitere Modifikation der Schaltungen nach Fig. la bzw. Ib dargestellt. Der Basis des Transistors 1 wird hier das Wechselstrommitkopplungs- wie auch das Gleichstromgegenkopplungssignal nicht direkt, sondern über eine Koppelstufe mit dem Transistor 4, der zu den beiden übrigen Transistoren (1, 2) entgegengesetzten Leitfähigkeitstyp aufweist, zugeführt. Diese Koppelstufe arbeitet linear und weist in ihrem Arbeitsbereich keine Schwell- oder Begrenzungseigenschaften auf. In Fig. 3 a erfolgt jetzt die Wechselstrommitkopplung mittels eines Serienkreises vom Kollektor des Transistors 2 auf den Emitter des Transistors 4, durch den keine wehere Phasendrehung erfolgt, wahrend die Gleichstromgegenkopplung vom im Kollektorkreis des Transistors 2 liegenden Integrationsglied Ä9, C₁ auf die Basis des Transistors 4 erfolgt, wobei in diesem Transistor die Tendenzumkehr stattfindet. Da in der Emitterstrecke des Transistors 4 ein Festwiderstand RS liegt, wird der Gleichstrom durch den Transistor nur von dem Werte dieses Widerstandes und der Basisspannung des Transistors 4 bestimmt, dieser wirkt also als weitere Konstantstromquelle, wodurch die am Widerstände R6 abfallende Spannung, die an dem Transistor 1 als Basisvorspannung anliegt, nur noch von dem mittleren Strom durch den Transistor 2, der ja selbst als Konstantstromquelle wirkt, abhängt. Versorgungsspannungsänderungen gehen also nicht mehr ein. Bedingungen für den Wert von /?3 wie bei den Anordnungen nach Fig. la und 1 b bestehen hierdurch nicht mehr. Wenn Schwankungen der Versorgungsspannung zu erwarten sind, wird auch hier der

ίο Widerstand R5 durch eine Zenerdiode geeigneter Zenerspannung ersetzt.

Die Schaltungsanordnung nach Fig. 3b unterscheidet sich von der nach Fig. 3a nur dadurch, daß zum Auskoppeln von Sinuswechselspannungen am

Ausgang im Kollektorkreis des Transistors 1 ein Parallelresonanzkreis liegt, von dem mittels Auskoppelwicklungen sowohl das Ausgangssignal als auch die Wechselstrommitkopplung ausgekoppelt wird, wobei letztere jetzt über einen Kondensator Cl zur Gleich-

stromtrennung am Emitter des Transistors 4 anliegt. Sonst gelten auch hier die zur Fig. 3a aufgeführten Gesichtspunkte.

Prinzipiell sind die Schaltungen nach Fig. 2 und 3 untereinander gleichwertig. Vorteile der Schaltungen nach Fig. 2 sind dabei, daß durch die Speisung des Differenzverstärkers aus einer Konstantstromquelle (Transistor 3, Λ13,...) die Gleichheit der Ströme in den beiden Transistoren 1 und 2 im jeweils durchgeschalteten Zustande sicher gegeben und auch nicht durch Versorgungsspannungsschwankungen, Umgebungstemperaturänderungen oder Bauelementestreuungen zu beeinflussen ist. Gewisse Dimensionierungserschwernisse entstehen nur dadurch, daß der Spannungsteiler aus den Widerständen Ä6 und Rl den Strom durch den Widerstand Rl beeinflußt, so daß RK R6 + Rl gefordert werden muß. Das hat aber zur Folge, daß z. B. in der Fi g. 2 a mit dem L-C-Serienkreis die Parallelschaltung der Spannungsteilerwiderstände Ä6 und Rl wechselstrommäßig in

Reihe liegt und die Kreisgüte verringert.

Diese Dimensionierungsschwierigkeiten bestehen nun zwar bei den Schaltungsanordnungen nach F i g. 3 nicht. Wenn das Mitkopplungssignal in den Emitter des Transistors 4 eingekoppelt wird, so ist dieser Punkt bei der wechselstrommäßig durch den Integrationskondensator C₁ auf Masse liegenden Basis so niederohmig, daß die Güte von L-C-Serienkreisen, ja selbst von Schwingquarzen, praktisch nicht beeinflußt wird. Da die Gleichspannungsgegenkopplung jetzt auf die Basis des Transistors 4 führt, wird der Strom im Widerstand Rl praktisch nicht mehr von der wertmäßigen Wahl, z. B. des Widerstandes R6, beeinflußt Auf die Gleichheit der Ströme in beiden Transistoren 1 und 2 im jeweils durchgeschalteten Zustand machen sich jetzt allerdings Streuungen in den Werter der Bauelemente RS und R6 insofern bemerkbar, als Widerstand RS den Gleichstrom durch den Transi stör 4 und Widerstand Ä6 die Basisvorspannung de; Transistors 1 bestimmt.

Völlig vermieden werden diese Erscheinungen wenn die Maßnahmen der Schaltungen nach Fig. ü und Fig. 3 kombiniert angewendet werden, woraui sich dann die in den Fi g. 4 und 5 dargestellten Schal tungsanordnungen ergeben. Wenn man hierbei voi den Schaltungen nach Fig. 3 ausgeht, so erforder eine solche Kombination zwar den Mehraufwand ei nes Transistors. Wenn man aber für die Realisierun; dieser Schaltungen den Einsatz von integriertei

Schaltkreisen berücksichtigt, so kann man feststellen, daß zwischen integrierten Differenzverstärkern mit und ohne Konstantstromquellentransistor (3) praktisch keine Preisunterschiede bestehen, so daß allein die durch eine solche Kombination erzielbaren technischen Verbesserungen gegenüber den Schaltungsanordnungen nach Fig. 2bzw. Fig. 3 ins Gewicht fallen.

Eine ins einzelne gehende Beschreibung dieser Figuren ist dabei nicht notwendig, da die einzelnen Merkmale bereits an Hand der F i g. 2 und 3 beschrieben wurden.

In Fig. 4a ist der L-C-Serienkreis durchstimmbar. Deshalb ist im Koilektorkreis des Transistors 1 ein Tiefpaßfilter angeordnet, wenn dem Ausgang Sinusspannungen entnommen werden sollen.

An Stelle eines Tiefpaßfilters kann dem Widerstand R2 auch ein geeignet aufgebautes Bandpaßfilter parallel geschaltet werden. Wenn dieses auf eine ungeradzahlige Oberwelle der Folgefrequenz ausgelegt wird, so kann dem Oszillator dann diese Oberwelle entnommen werden. Wenn dann durch geeignete Wahl des Widerstandes R6 dafür gesorgt wird, daß die erzeugte Rechteckwelle ein Puls-Pausenverhältnis aufweist, bei dem diese Oberwelle optimal auftritt, kann der Wirkungsgrad verbessert werden. Eine solche Schaltung bietet für eine Reihe von Anwendungsfällen Vorteile.

Da die ^:m Oszillator erzeugten Rechteckwellen mit dem Tastverhältnis 1 : 1 nur ungeradzahlige Harmonische enthalten, muß der durchstimmbare Frequenzbereich kleiner als 1 : 3 sein, damit die dritte Oberwelle der tiefsten Frequenz durch den Tiefpaß noch nicht durchgelassen wird. Wenn die Kapazität C ganz oder zum Teil durch eine Kapazitätsdiode realisiert wird, läßt sich leicht eine Frequenzmodulation durchführen, wobei dann diese Schaltungsanordnung den Vorteil aufweist, daß keine zusätzliche Amplitudenmodulation auftritt.

Bei der Schaltungsanordnung nach Fig. 4b befindet sich im Kollektorkreis des Transistors 1 ein L-C-Parallelresonanzkreis. Über Auskoppelwickiungen ist sowohl das Ausgangssignal als auch das Mitkopplungssignal abgenommen. Im Mitkopplungsweg ist ein Schwingquarz Q angeordnet, dessen Serienresonanz die Schwingfrequenz bestimmt. Zum Erzielen einer Phasenmodulation bzw. einer Schmalbandfrequenzmodulf.tion kann z. B. in Reihe mit dem Schwingquarz eine Kapazität angeordnet sein, die ganz oder zum Teil durch eine Kapazitätsdiode realisiert ist. Aber auch andere vom Trimmen von Schwingquarzen her bekannte Mittel, wie Serienkreis in Reihe mit Schwingquarz, können eingesetzt werden, wenn die verwendeten Kapazitäten oder Induktivitäten in ihrem Wert durch ein Modulationssignal heeinflußt werden können. Der Parallelkreis im Ausgang ist stets ausreichend, da der Ziehbereich von Schwingquarzen immer klein gegenüber der Bandbreite eines Parallelkreises ist. Auch hier kann keine zusätzliche Amplitudenmodulation auftreten, wenn der ausgenutzte Durchlaßbereich des Parallelkreises für den Frequenzhubbereich als geradlinig zu betrachten ist. Hingewiesen soll darauf werden, daß jetzt durch den Iniegrationskreis Rl, C₁ bzw. R9, C₁ die hochfrequente ίο Rechteckwelle innerhalb des Hubbereiches integriert werden muß.

Fig. 5 a und 5b zeigen Beispiele für zwei weitere bei dem erfindungsgemäßen Oszillator mit Vorteil anzuwendende Modulationsarten. Beiden Schaltungen gemeinsam ist, daß das Iniegrationsglied jetzt so ausgelegt sein muß, daß der Mittelwert des durch die Modulation als Pulsdauer bzw. Pulshöhe sich ändernden Stromes in einem der Transistoren, z. B. 2, gebildet wird.

Fig. 5a zeigt dabei ein Beispiel für eine Pulslängenmodulation. Das modulierende niederfrequente Signal liegt an der Basis des Transistors 2. Je nach Polarität und Momentanamplitude des Modulationssignals tritt eine Verlängerung bzw. Verkürzung der Pulsdauer auf. Gegenüber dem Tastverhältnis 1 : 1 tritt eine Verlängerung oder Verkürzung der Pulsdauer symmetrisch an beiden Flanken auf. Hierdurch verändert sich die Phasenlage der Grundschwingung also nicht. Der erfindungsgemäße Oszillator zeigt mithin bei einer Pulslängenmodulation weder eine zusätzliche Amplitudenmodulation der Rechteckwelle noch eine zusätzliche Phasenmodulation der Grundwelle.

Fig. 5b zeigt nun ein Beispiel für eine Amplitudenmodulation. Hier wird das Modulationssignal der Basis des Transistors 3 zugeführt und dadurch der Strom in den Transistoren 1 und 2 verändert, wodurch sich eine Amplitudenmodulation der im Kollektorkreis auftretenden Rechteckwelle bzw. der hieraus ausgesiebten Grundschwingung ergibt. Auch hier ergibt sich keine zusätzliche Phasen- oder Frequenzmodulation der Schwingung.

Wie an Hand der Fi g. 4 und 5 gezeigt wurde, weisen die erfindungsgemäßen Oszillatorschaltungen besonders bei der Modulation gegenüber den meisten bekannten Schaltungen erhebliche Vorteile auf. Hierzu kommt dabei die hohe Stabilität des Oszillators, da Stromversorgungsschwankungen und Umgebungstemperaturänderungen nicht auf das Ausgangssignal einwirken. Hierbei lassen sich mit den einfachen Schaltungen nach Fi g. 2 und 3, wenn nic.it allzu hohe Anforderungen gestellt werden, wenn z. B. eine Konstantspannungsquelle für die Gleichstromversorgung zur Verfügung steht, durchaus befriedigende Ergebnisse erzielen.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

Claims

038 435 Patentansprüche:

1. Oszillator, bestehend aus einem Verstärker und einem Mitkopplungszweig vom Verstärkerausgang auf den Verstärkereingang, bei dem das frequenzbestimmende Element auf den Mitkopplungsweg einwirkt, dadurch gekennzeichnet, daß als Verstärker ein an sich bekannter Differenzverstärker verwendet wird, daß dabei das Mitkopplungssignal dem Kollektor eines Transistors des Differenzverstärkers mit Serienkreisverhalten entnommen und der Basis eines der Transistoren (1 bzw. 2) dieses Differenzverstarkers zugeführt wird, daß ferner zusätzlich die Basis eines der beiden Transistoren (1 oder 2) durch ein aus dem Kollektorstrom ei.ies Transistors durch Integration gewonnenes, dem mittleren Wert dieses Stromes analoges Gleichstromsigna! im Sinne einer Gleichstromgegenkopplung gesteuert wird, daß dagegen die Basis des anderen Transistors (2 oder 1) eine feste Gleichvorspannung erhält.

2. Oszillator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß als Differenzverstärker ein ebenfalls an sich bekannter Differenzverstärker mit Konstantstromspeisung durch Einfügen eines Transistors (3) als gemeinsamen Emitterwiderstand der Transistoren (1,2) verwendet wird, dessen Basis durch eine feste Gleichspannung vorgespannt ist.

3. Oszillator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß in den Mit- und Gleichstromgegenkopplungsweg eine Koppelstufe eingefügt ist, daß dem Emitter des Transistors (4) dieser Koppelstufe das Mitkopplungssignal, der Basis dagegen das Gleichstromgegenkopplungssignal zugeführt wird, daß durch den Kollektorstrom dieses Transistors (4) die Basis eines Transistors (1, 2) des Differenzverstärkers im Sinne einer Wechselstrommitkopplung und einer Gleichstromgegenkopplung gesteuert wird.

4. Oszillator nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch die gleichzeitige Anwendung der Maßnahmen nach den Ansprüchen 2 und 3.

5. Oszillator nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch ^^kennzeichnet, daß zur Entnahme einer Sinusspannung als Ausgangssignal in den Kollektorkreis des das Ausgangssignal liefernden Transistors des Differenzverstärkers ein Parallelresonanzkreis, ein Bandpaß oder ein Tiefpaß eingefügt wird, dem die Grundwelle der Rechteckwelle entnommen wird.

6. Oszillator nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß mittels eines Bandpasses eine ungeradzahlige Oberwelle der Grundwelle der Rechteckwelle ausgesiebt wird, und daß durch Einstellen eines geeigneten Tastverhältnisses der Rechteckwelle durch Wahl des Widerstandes (6) der Anteil dieser Oberwelle an der Rechteckwelle optimal gewählt wird.

7. Oszillator nach den Ansprüchen 1 und 4, dadurch gekennzeichnet, daß zum Erzielen einer Frequenzmodulation des Ausgangssignals die Resonanz im Serienkreisverhalten des Mitkopplungsweges durch das Modulationssignal verändert wird.

8. Oszillator nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Veränderung der Resonanz des Serienkreisverhaltens durch Kapazitätsdioden erfolgt.

9. Oszillator nach den Ansprüchen 1 und 4, dadurch gekennzeichnet, daß zum Erzielen einer Pulslängenmodulation der festen Gleichvorspannung des einen Transistors (2 oder 1) des Difierenzverstärkers das Modulationssignal überlagert wird.

10. Oszillator nach den Ansprüchen 1 und 4, dadurch gekennzeichnet, daß der festen Gleichspannung der Basis des Transistors (3) der Konstantstromspeisung das Modulationssignal überlagert wird.