DE2925356A1

DE2925356A1 - Elektronische steuerung des mischungsverhaeltnisses luft zu brennstoff eines verbrennungsmotors

Info

Publication number: DE2925356A1
Application number: DE19792925356
Authority: DE
Inventors: Ralph W Carp; Paul R Kudlary; Ii Harold E Weissler
Original assignee: Bendix Corp
Current assignee: Bendix Corp
Priority date: 1978-06-22
Filing date: 1979-06-22
Publication date: 1980-01-03
Also published as: FR2429327A1; IT7923800A0; ES481822A1; GB2025087A; US4212066A; IT1121599B; GB2025087B; CA1121885A

Description

Elektronische Steuerung des Mischungsverhältnisses Luft:Brennstoff eines Verbrennungsmotors

Die Erfindung betrifft im allgemeinen eine elektronische Steuerung für das Mischungsverhältnis Luft:Kraftstoff eines Verbrennungsmotors, insbesondere einer elektronischen Hybridsteuerung.

Elektronische Brennstoffzumeßeinrichtungen oder elektronische Steuerungen zur Regelung des Luft-Kraftstoffgemisches eines Verbrennungsmotors sind allgemein bekannt. Diese Zumeßeinrichtungen liefern aus der Berechnung oder der elektronischen Berechnung aufgrund der Betriebsparameter des Motors ein Mischungsverhältnis, das im wesentlichen für den gemessenen Augenblickszustand ideal ist.

Das "beste" Mischungsverhältnis, bei welchem der Motor unter gegebenen Betriebsbedingungen arbeitet, ist normalerweise ein Kompromiß zwischen konkurrierenden Faktoren des Fahrverhaltens, der Abgase

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und des sparsamen Brennstoffverbrauchs. Es gilt allgemein, daß reichere Mischungsverhältnisse besser für Leistung und Fahrverhalten sind, daß ein im wesentlichen stöchiometrisches Mischungsverhältnis am zweckmäßigsten für die Abgabe, und magere Mischungsverhältnisse die Einstellung sind, welche den optimalen Kraftstoffverbrauch ergeben. Die Zumeßpläne von zweckmäßigen Mischungsverhältnissen für die elektronische Steuerung können von empirischen Messungen von Abgasen, Fahrverhalten und Sparsamkeitstests abgeleitet werden, und können Bereiche umschließen, in welchen ein Kriterium wichtiger ist als die anderen.

Beispielsweise werden im Stadtverkehr Abgase wegen des Staus von Kraftfahrzeugen auf einem kleinen Platz und der Menge von Giftstoffen bei diesen niedrigen Drehzahlen als wichtig erachtet, während bei Autobahndrehzahlen die Kraftstoffeinsparung der Hauptfaktor der Betrachtung wäre. Weiter müssen für Überholungen oder Beschleunigungen sowie für Starthilfen und Anwärmgelegenheiten reiche Mischungsverhältnisse in Betracht gezogen werden, welche die ieistung und das Fahrverhalten beeinflussen.

Eine Anzahl verschiedener Motorparameter kann gemessen werden, um die Zumessung des Luft-Kraftstoffgemisches einzustellen, jedoch ist das günstigste Verfahren den Luftdurchsatz oder den Kraftstoffdurchsatz zu messen und jeweils die andere Größe aus dem Zumessungsplan zu errechnen.

Ein Mischungsverhältnisregler, dessen Einstellung auf der Motordrehzahl und der Luftdichte als Messung für den Luftdurchsatz beruht, ist in einer US-Patentschrift 3 734 068 von J.N. Reddy be-

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kanntgemacht. Das Patent von Reddy wird hier ausdrücklich im folgenden angezogen. Reddy offenbart eine Grundeinstellungsimpulsbreite, die eine Funktion der Motorendrehzahl sowie des absoluten Leitungsdrucks . Die Dauer der Impulsbreite dient zur Regelung des Brennstoff flusses zum Motor aufgrund eines Zumeßplans. Diese Grundeinstellung ist eine Steuerung (offener Regelkreis) des Mischungsverhältnisses , da die Arbeitsparameter des Motors durch die Steuerung gemessen werden, und ein Steuersignal daraus erzeugt wird, welches die Impulsdauer für die Brennstoffzumessung oder die Änderung des Mischungsverhältnisses bedeutet.

Wenn der Zumeßplan des Mischungsverhältnisses, aus welchem das Steuersignal errechnet wird oder die Umgebung des Motors, an welchem es anliegt, von der empirisch ermittelten optimalen Auslegung der Anlage abweicht, so verhält sich die Steuerung nicht wie es erforderlich ist. Der Unterschied in den Umgebungsbedingungen für den Motor steht im allgemeinen entweder wegen der Fertigungstoleranzen, welche das Ansprechverhalten verschiedener Motoren verändern oder wie bei allen mechanischen Einrichtungen, wegen der Alterung, die fast oder gar nicht eingeplant werden kann.

Zur Lösung vieler Schwierigkeiten von Brennstoffzumeßtaktgebern mit Steuerung oder offenem Regelkreis bietet sich wirksamerweise ein eingebauter Regler mit geschlossenem Regelkreis an. Die Regler werden deshalb "Regler" genannt, weil sie das Ergebnis einer Ist-Veränderung des Mischungsverhältnisses messen und ein auf dieser Messung beruhendes Regelsignal erzeugen, anstatt eine Änderung des Mischungsverhältnisses aus einem Zumeßplan zu errechnen, wie die Steuerung mit offenem Regelkreis. Einer der vorteilhafte-

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sten dieser Regler beruht auf dem zweipegligen Ausgangssignal eines Meßfühlers für die Abgaszusammensetzung, das anzeigt, ob eine Ladung mit einem reichen oder mageren Mischungsverhältnis vom Motor verbrannt worden ist. Der Regler magert das Mischungsverhältnis schrittweise während einer Anzeige des Meßfühlers für ein reiches Gemisch ab und reichert es schrittweise während einer Anzeige für ein mageres Gemisch des Meßfühlers an, wodurch die Einrichtung in einer begrenzten Periode um ein Soll-Mischungsverhältnis herumschwingt. Diese Art von Regler ist im US-Patent 3 815 561 von Seitz bekanntgemacht, das hier ausdrücklich mit einbezogen ist. Frühere elektronische Steuerungen waren im wesentlichen insgesamt analog wie die von Seitz oder insgesamt digital.

Obwohl ihre Auslegung vorteilhaft ist und ihre Steuerung genau ist, nützen diese Anlagen die Eingangsparameter von Verbrennungsmotoren nicht optimal. Die heute verwendeten Parameter sind eine Mischung von analogen, digitalen EingangsSignalen sowie logischen Schaltpegeln. Eine vollkommen analoge Anlage nützt schlecht die Leistung moderner Digitalschaltungen bei der Verarbeitung von logischen Schaltpegelentscheidungen sowie von wiederholter Addition und Subtraktion. Dies gilt vor allem seit der Einführung der kleinen Mikroprozessorplättchen, die viele einfache logische Rechnungen mit großer Schnelligkeit durchführen können. Eine rein digitale Anlage arbeitet jedoch auch kostspielig vom Standpunkt der Analog-Digitalumsetzungen aus, die zur Umwandlung aller Eingangsparameter in Digitalsignale durchgeführt werden müssen. Eine reine digitale Anlage kann Verarbeitungszeit sowie teure Speicherkapazität vergeuden, welche Multiplikationen und Divisionen durchführen, die sich in analoger Form leichter erledigen lassen. Für die Echtzeitverarbei-

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tung kann dies die Größe der erforderlichen Mikroprozessorplättchen erheblichen beeinflussen.

Es wäre daher vorteilhaft, in der elektronischen Steuerung die Funktionen, die leichter in Analogform durchgeführt werden,von denen zu trennen, die sich leichter in digitaler Form ausführen lassen. Die so getrennten Funktionen können über einen Digital-Analogumsetzer anschließend kombiniert oder über eine Schnittstelle vereinigt werden, da die Schnittstelle der elektronischen Steu-

rung mit dem Motor von Natur aus in Form von Strom- und Spannungssignalen analoa ist.

Eine der leichter in einem digitalen oder auf Mikroprozessor-Grundlage arbeitenden Funktionsgeber durchgeführten Funktionen ist die eingebaute Regelung, die auf einer Reihe von schrittweisen Änderungen in analoger Form oder auf repräsentativen Zählungen in digitaler Form beruht. Der Mikroprozessor kann leicht eine Integration der Daten das Abgasmeßfühlers durchführen, weil die Digitaldaten in die Endstellen eines solchen Gerätes auf Zeitbasis eingelesen werden können. Eine reine digitale Schaltungsintegration kann außerdem auf einem analogen TSkfeeber beruhen. Früher wurde eine.Anzahl von integralen Reglern in analoger Form vorgeschlagen. Eine Anlage beschreibt die Verwendung einer asymmetrischen Sägezahnfrequenz. Die Offenbarung von Reddy wird hiermit ausdrücklich als angezogenes Schrifttum mit eingegliedert. Die Asymmetrie der Sägezahnfrequenzen des integrierten Reglers dient zur Einstellung des Mischungsverhältnisses der elektronischen Steuerung, die gegenüber dem stöchiometrischen Wert etwas versetzt ist. Es ist schwierig,steile oder hohe Sägezahnfrequenzen dieser Art von Analogreglern mit der äußersten

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Präzision zu steuern, da die Entladung eines kapazitiven Energiespeichers normalerweise erforderlich ist. Dieser Entladungsvorgang kann Taktgeberfehler bei einer integralen Wellenform hervorrufen. Auch haben kapazitive Vorrichtungen die Tendenz zu altern und ihren Wert zu ändern. Da das Verhältnis der asymmetrischen Sägezahnfrequenzen die genaue Versetzung des Mischungsverhältnisses vom stöchiometrischen Wert liefert, muß dieses Verhältnis so konstant wie möglich bleiben. Bei Analogreglern werden Präzisionsbauteile verwendet, welche die Toleranzen innerhalb der vorgeschriebenen Grenzen der Anlage halten.

Andere analoge integrale Regler sind bekannt, bei welchen Sägezahnfrequenzen aufgrund der Drehzahlen verwendet werden, um den Ursprungspegel der integralen Wellenform zu normalisieren, und integrale Analogregler in Kaskadenschaltung wurden vorgeschlagen, um eine kombinierte Übergangs- und Langzeitsteuerung zu ergeben. Eine solche Anaige in Kaskadenschaltung ist in einem US-Patent 3 990 411 von Oberstadt et al bekanntgemacht. Das Patent von Oberstadt et al wird ausdrücklich als Bezugsliteratur hiermit einbezogen. Oberstadt zeigt weiter eine Klammerschaltung zur Entladung der integrierenden Kondensatoren auf einen Bezugspegel, damit die elektronische Steuerung unter bestimmten Bedingungen im offenen Steuerkreis fahren kann.

Erfindungsgemäß ist eine elektronische Steuerung für das Mischungsverhältnis eines Verbrennungsmotors vorgesehen, welche eine im offenen Regel- oder Steuerkreis arbeitende Einstellvorrichtung zur Regelung des Mischungsverhältnisses des Motors in Abhängigkeit von den abgetasteten analogen Motorparametern umfaßt, welche den vom

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Motor angesaugten Luftdurchsatz und Brennstoffdurchsatz anzeigen, wobei diese Grundeinstelleinrichtung das Mischungsverhältnis durch Messung entweder des Luftdurchsatzes oder des Brennstoffdurchsatzes regelt und die andere Größe aus dem Mischungsverhältnisplan oder Zumeßplan berechnet/ dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerung ferner eine im offenen Regelkreis arbeitende Einstellvorrichtung mit einem analogen Funktionsgeber umfaßt, an welchem eine Anzahl von analogen Eingangssignalen für verschiedene Arbeitsparameter und Arbeitszustände des Motors anliegen, und die analoge Steuersignale zur Steuerung des Mischungsverhältnisses des Motors abgibt, ferner dadurch, daß eine im geschlossenen Regelkreis arbeitende Einstellvorrichtung einen digitalen Funktionsgeber umfaßt, an welchem digitale Eingangssignale für verschiedene Arbeitsparameter und Arbeitszustände des Motors anliegen, und der digitale Regelsignale an den analogen Funktionsgeber abgibt sowie dadurch, daß ein Digital- Analogumsetzer mindestens eines der digitalen Regelsignale in ein analoges Steuersignal umsetzt und schließlich dadurch, daß der digitale Funktionsgeber mit dem analogen Funktionsgeber über die umgesetzten digitalen Steuersignale und die nicht umgesetzten digitalen Regelsignale in Verbindung steht.

Die Einstellungen für Sonderbedingungen können eine Aufwärmeinrichtung zur Korrektur der Grundeinstellung durch Anreicherung des Mischungsverhältnisses während der Anwärmzeiten, eine Startvorrichtung zur Anreicherung des Mischungsverhältnisses während des Anlassens des Motors durch einen Startmotor sowie eine Höhenkompensationseinrichtung zur Korrektur des Mischungsverhältnisses für Änderungen der Luftdichte auf verschiedenen Honen umfassen.

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Der digitale Funktionsgeber, der in einem Ausführungsbeispiel als Digitalschaltung und in einem anderen als Mikroprozessor ausgeführt ist, umfaßt eine mit geschlossenem Regelkreis arbeitende Einstellvorrichtung zur Korrektur der mit offenem Regelkreis arbeitenden Einstellvorrichtung durch ein Rege!korrektursignal in Abhängigkeit von der Zusammensetzung des Auspuffgases des Verbrennungsmotors.

Die als Regler arbeitende Einstellvorrichtung umfaßt ein digitales Integrationsglied in Kaskadenanordnung mit mindestens einem ersten und einem zweiten Integrationsteil. Der erste oder Hauptintegrationsteil, der die Übergangskorrektur erzeugt, weist eine ansteigende Rampenspannung zur Abmagerung des Mischungsverhältnisses des Motors auf, die drehzahlabhängig ist. Das Mischungsverhältnis wird mit einer drehzahlabhängigen Geschwindigkeit in Abhängigkeit von einem Auspuffgasmeßfühler abgemagert, wobei es stufenweise durch das Hauptintegrationsglied mit einem Pegelwechsel abgemagert wird und auf diesem Pegel gehalten wird, bis der Fühler einen Reich-Magerübergang angibt.

Die digitale Umsetzung eines Hauptintegrationsgliedes ermöglicht bei diesem Regelsatz, daß das asymmetrische Verhältnis der im angereicherten Bereich des Mischungsverhältnisses verbrachten Zeit und der im mageren Bereich des Mischungsverhältnisses verbrachten Zeit gleich bleibt. Außerdem kann der magere Takt als Geschwindigkeit des Mikroprozessors oder Digitalzählers gelten, ohne auf die Entladung eines Kondensators zu warten, um im wesentlichen einen mageren Takt mit einer unendlichen Anstiegsflanke zu erzielen.

Die Wellenform des zweiten oder Nebenintegrationsgliedes umfaßt

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symmetrische Sägezahnfrequenzen auf Zeitbasis. Das Sekundär- oder Nebenintegrationsglied weist sodann für jede Sägezahnfrequenz eine Zeitkonstante auf, die erheblich langer ist als die des Primärintegrationsgliedes und einen erheblich größeren Ursprungspegel hat. Das Nebenintegrationsglied kann digital leicht durch Verwendung eines Zählers und der Zeitbasis des Mikroprozessors oder eines Taktgebers der Anlage verwirklicht werden. Die Wellenform des Haupt- und des Nebenintegrationsgliedes werden durch Normalisierung der AusgangssignaIe auf ein Bezugssignal vereinigt. Bei einer Digitaldurchführung wird dies durch eine einfache Additionsfunktion ohne Notwendigkeit für Präzisionsbauteile verwirklicht.

Eine Klammerschaltung ermöglicht es der elektronischen Steuerung als Steuerung im offenen Regelkreis unter bestimmten Bedingungen zu arbeiten. Die Integrationsglieder werden unter diesen Sonderbedingungen wie Anwärmen und voll geöffnete Drosselklappe an einen Bezugspegel angeklammert. Die Klammerfunktion ist leicht mit Digitalgeräten durchzuführen, indem Zähler der Schaltung voreingestellt werden und eine digitale Zahl in einen Speicher oder ein Register zur Verarbeitung durch den Mikroprozessor eingegeben wird.

Weitere Digitalverarbeitungen umfassen eine Vorrichtung zur Normalisierung des Ursprungspegels des Hauptintegrationsgliedes solange die Drosselklappe geschlossen ist. Damit kann der Ursprungspegel des Hauptintegrationsgliedes um einen Faktor verringert werden, um ein Rollmoment im Leerlauf zu vermeiden, jedoch den geschlossenen Regelkreis für die Abgaskontrolle aufrechtzuerhalten. Die Stellenwertumsetzung des integralen Reglers gestattet eine engere Überwachung und Steuerung der Anlage, die sich nicht mit der

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Alterung der Bauteile ändert und die auch keine Präzisionsbäuteile braucht. Eine genauere Steuerung der Anlage erbringt eine Herabsetzung der Abgase bei der gegenwärtigen Anlage, solange die elektronische Steuerung als Regler fährt.

Die Erfindung ist nachstehend näher erläutert. Alle in der Beschreibung enthaltenen Merkmale und Maßnahmen können von erfindungswesentlicher Bedeutung sein. Die Zeichnungen zeigen: Fig. 1 ist eine bildliche Darstellung, teilweise im Schnitt und als Blockschaltbild ausgeführt, einer erfindungsgemäßen elektronischen Brennstoffsteuerung für einen Verbrennungsmotor.
Fig. 1b ist ein Funktionsblockschaltbild der elektronischen

Brennstoffsteuerung der Fig. 1. Fig. 2 ein detailliertes Blockschaltbild der Anlage mit der elektronischen Brennstoffsteuerung der Fig. 1.

Fig. 3a ein detaillierter Stromlaufplan der in Fig. 2 gezeigten Drehzahlmeßschaltung.

Fig. 3b-3g sind Kurvenbilder der Signale an verschiedenen Endstellen und Klemmen der in Fig. 3a gezeigten Schaltung.

Fig. 4a einen detaillierten Stromlaufplan des in Fig. 2 gezeigten Impulsbreitengenerators. Fig. 4b-4e detaillierte Kurvenbilder der Signale an verschiedenen Klemmen der in Fig. 4a gezeigten Schaltung.

Fig. 5a ein detaillierter Stromlaufplan der in Fig. 2 dargestellten Druckmeßschaltung.

Fig. 5b ein Kurvenbild des in der Schaltung der Fig. 5a als Funktion des Druckes erzeugten Signals MFS.

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Fig. 5c-5d eine Funktionsdarstellung des in der Schaltung 4a als Funktion des Drucks erzeugten Signals PWS.

Fig. 6 ein detaillierter Stromlaufplan der in Fig. 2 gezeigten Steuerschaltung für die Einspritzdüse.

Fig. 7a einen detaillierten Stromlaufplan der in Fig. 2 dargestellten Kombinationsschaltung für den Korrekturstrom.

Fig. 7b-7e Kurvenbilder der Signale an verschiedenen Klemmen in der Schaltung der Fig. 7a.

Fig. 8a einen detaillierten Stromlaufplan der in Fig. 2 gezeigten Kaltstartschaltung.

Fig. 8b-8e Kurvenbilder der Signale an verschiedenen Klemmen der Schaltung der Fig. 8a.

Fig. 9a einen detaillierten Stromlaufρlan der in Fig. 2 gezeigten AB-Kurvenkorrekturschaltung.

Fig. 9b eine bildliche Darstellung eines Anreicherungszeitplans in Abhängigkeit von der in der Schaltung der Fig. 9a erzeugten Stromsignal der Kurve A.

Fig. 9c eine bildliche Darstellung eines Anreicherungszeitplans in Abhängigkeit von der Temperatur entsprechend dem in der Schaltung der Fig. 9a erzeugten Stromsignal für die Kurve B.

Fig. 10 einen detaillierten Stromlaufρlan eines in Fig. 2 gezeigten Dreieckswellengenerators.

Fig. 11a einen detaillierten Stromlaufplan der in Fig. 2 gezeigten positiven Korrekturschaltung K.

Fig. 11b ein perspektivisches Kurvenbild eines Anreicherungszeitplans als Funktion des Stroms für die Kurve A, B und der linearen positiven Anreicherung K.

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Fig. 12 einen detaillierten Stromlaufplan der in Fig. 2 gezeigten Höhenkompensationsschaltung.

Fig. 13a einen detaillierten Stromlaufplan der in Fig. 2 gezeigten Anreicherungsschaltung für Beschleunigung.

Fig. 13b-13h Kurvenbilder der verschiedenen Signale an verschiedenen Klemmen der Fig. 13a.

Fig. 14 einen detaillierten Stromlaufplan der in Fig. 2 gezeigten Brennstoffpumpen- und Sicherheitsschaltung.

Fig. 15 einen detaillierten Stromlaufplan des in Fig. 2 gezeigten Regelkreises.

Fig. 16 einen detaillierten Stromlaufplan des in Fig. 2 gezeigten Fehlersuchkreises.

Fig. 17a Bezeichnungen für die Anschlußstifte und Innenregister des in Fig. 15 gezeigten Mikroprozessors 8048.

Fig. 17b-17e Kurvenbilder der in Fig. 2 gezeigten Regelschaltung.

Fig. 18 einen detaillierten Stromlaufplan eines anderen Ausführungsbeispiels für die in Fig. 2 gezeigte Regelschaltung.

Fig. 19a-19k ein Ablaufdiagramm des im Festwertspeicher des Mikroprozessors der Fig. 15 gespeicherten Programms.

Fig. 1 zeigt einen Verbrennungsmotor 11 mit einer elektronischen Steuerung 13, welche das Mischungsverhältnis Luft:Kraftstoff steuert und regelt. Der Motor 11 besitzt zahlreiche Meßfühler, welche elektrische Signale aufgrund der Betriebsbedingungen des Motors erzeugen und diese an die elektronische Steuerung weiterleiten, die ihrerseits Steuersignale für das Mischungsverhältnis aufgrund der gemessenen Parameter erzeugt. Die elektrische Steuerung des Mischungsverhältnisses erhöht die Genauigkeit der Regelung des Mi-

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schungsverhältnisses während sich dauernd ändernder Lastr Drehzahl- und Temperaturzustände des Motors. Diese genaue Steuerung und Regelung in Verbindung mit den gegenwärtig vorhandenen Katalysatoren, die bestimmte Auspuffgasprodukte vernichten, dient zur Verringerung giftiger Emissionen des Motors, während gute Fahreigenschaften und geringer Brennstoffverbrauch beibehalten werden.

Die Steuerung der Anlage beruht hauptsächlich auf einer gesteuerten Einstellung im offenen Regelkreis einer Luft-Brennstoffladung, die vom Einlaßkrümmer 15 in die Brennkammer 17 der verschiedenen Zylinder über ein Einlaßventil 19 des Motors während des Ansaugtaktes angesaugt wird. Wie allgemein bekannt ist, wird die Luft-Kraftstoffladung komprimiert und durch eine taktgesteuerte Zündkerze 21 gezündet, worauf sie während des Auspufftaktes durch ein Auslaßventil 23 zum Auslaßkrümmer 25 geleitet wird. Aus Gründen der Klarheit zeigt Fig. 1 nur den Betrieb eines Zylinders, jedoch das bevorzugte Ausführungsbeispiel der Erfindung gilt im allgemeinen für einen Achtzylindermotor wie es durch die Bezugszeichen 1-8 an der Verteilerkappe in Fig. 1 gezeigt ist. Die erfindungsgemäße Steuerung kann jedoch leicht an jeden mehrzylindrigen Verbrennungsmotor einschließlich druckgezündeter Motoren angepaßt werden.

Bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel wird der Luftdurchsatz der angesaugten Luft-Brennstoffladung in Abhängigkeit von der Einstellung eines vom Fahrer gesteuerten Drosselventils 27 verändert. Die elektronische Steuerung 13 mißt die angesaugte Luftmenge und führt in Abhängigkeit davon eine gesteuerte Einstellung oder Einstellung im offenen Regelkreis durch, um die planmäßig zugemessene oder zugeführte Brennstoffmenge zu berechnen. Im allgemeinen ist das ge-

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steuerte Luft-Brennstoffverhältnis im wesentlichen stöchiometrisch oder ein Verhältnis von ca. 14,8:1. Dieses Luft-Brennstoffverhältnis gilt als das beste Gesamtluft-Brennstoffverhältnis zum Betrieb des Motors, unter Berücksichtigung der konkurrierenden Ziele von Fahrverhalten, Verringerung giftiger Emissionen und Wirtschaftlichkeit. Die erfindungsgemäße Anlage spritzt dann mit einer Anzahl von Magneteinspritzdüsen 29 (eine für jeden Zylinder) die Brennstoffmenge in den einlaufenden Luftstrom des Ansaugkrümmers ein, welche die elektronische Steuerung 13 aus den Betriebsbedingungen des Motors errechnet hat. Aus der vorgehenden Beschreibung geht hervor, daß die elektronische Steuerung 13 auch den Brennstoffdurchsatz messen könnte und dann den erforderlichen Luftstrom von einem Zumessungsplan für das Mischungsverhältnis errechnen könnte. Die Erfindung sollte außerdem nicht auf elektronisch gesteuerte Einspritzdüsen beschränkt bleiben, da elektronische Vergaser oder elektronisch gesteuerte Luftventile ebenso leicht geregelt werden können.

Der Luftstrom wird hauptsächlich von der elektronischen Steuerung aus einem Leitungsdruckmeßfühler 500 berechnet, der über eine Leitung 31 an einen Einlaßkrümmer 15 angeschlossen ist. Dieser Druckmeßfühler 500 gibt eine Analogspannung ab, die den Druck darstellt, der im Ansaugkrümmer 15 herrscht und der sich in Abhängigkeit von den Lastbedingungen und der Stellung des Drosselventils 27 verändert. Der andere zur Anzeige des Luftstroms in Richtung Motor erforderliche Parameter ist ein Signal, das durch einen Drehzahlmeßfühler 33 des Motors erzeugt wird, der zwei Ausgangsimpulse von der Geschwindigkeit der Motorendrehzahl abgibt. Der Motordrehzahlmeßfühler 33 besitzt normalerweise zwei offene an sich gegenüberliegenden Seiten der Verteilerwelle angeordnete Zungenschalter, die

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den Durchgang einer Gruppe von auf der Welle befestigten Permanentmagneten durch Schließen abtasten. Der Drehzahlmeßfühler 33 gibt zwei Signale ab, eines von jedem Zungenschalter RD1 und RD2, die den Durchgang des Magneten an den Abgriffen vorbei anzeigen und damit auch Drehzahl und relative Kurbelstellung des Motors. Bei dieser Auslegung werden Signale RD1 und RD2 bei jedem Motorentakt erzeugt, die gegeneinander um 180° phasenversetzt sind.

Aus diesen grundlegenden Drehzahlverlaufsdaten für den angesaugten Luftdurchsatz legt die elektronische Steuerung ein Steuereinstellsignal an, um Brennstoffimpulse IG1 und IG2 für die Einspritzdüse 29 zu erzeugen und damit das spezielle zugemessene Mischungsverhältnis, wie ein stöchiometrisches Mischungsverhältnis zu erzeugen. Für das bevorzugte Ausführungsbeispiel mit acht Zylindern sind die Signale IG1, IG2 Impulsbreitensignale, deren Dauer im wesentlichen gleich ist den Öffnungszeiten der Brennstoffeinspritzdüse 29 und die somit den Brennstoffdurchsatz darstellen. Das Signal IG1 wird an vier Einspritzdüsen weitergeleitet und beginnt mit einen auf RD1 bezogenen Taktimpuls und endet, wenn die zugemessene Brennstoffmenge geliefert worden ist. Das Signal IG2 wird an die anderen vier Einspritzdüsen weitergeleitet und beginnt mit einem auf RD2 bezogenen Taktimpuls und endet, wenn die zugemessene Brennstoffmenge verteilt worden ist. Somit werden die Zylinder in zwei Gruppen eingeteilt, die Brennstoff bei jedem gegenüber der anderen Gruppe um 180° phasenversetzten Motorentakt erhalten.

Zur Ausgangsbrennstoffeinstellung werden spezielle Korrektureinstellungen addiert bzw. von ihr subtrahiert, die aus Anwärmbedingungen, Höhe, Lufttemperatur, Beschleunigungen, Anlaßbedingungen,

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voll geöffneter, geschlossener Drosselklappe, Auspuffgasrückförderung und Auspuffgaszusammensetzung berechnet werden.

Ein Meßfühler 35 für die Wassertemperatur erzeugt ein H₃O Temperatursignal für die Steuerung 13, um eine Grundlage für eine Anreicherungseinstellung für einen Start und ein Anwärmen zu ergeben. Der Wassertemperaturmeßfühler ist im Kühlmittelmantel des Motors 11 untergebracht und liefert eine hervorra_gende Anzeige von den Betriebsbedingungen des Motors. Während des Kaltstartes und des Erstbetriebes des Motors ist eine Anreicherung für gutes Fahrverhalten erforderlich, bis sich der Motor auf Betriebstemperatur erwärmt.

Das H„0 Temperatursignal dient ferner als Anzeige für hohe Verbrennungstemperaturen in den Zylindern. Diese hohen Temperaturen erzeugen Überschußmengen an NO , die durch Auspuffgasrückförderung vermindert werden können. Aus dem H„0 Temperatursignal kann die elektronische Steuerung 13 die Notwendigkeit für eine Auspuffgasrückförderung (EGR) abtasten und ein Auspuffgasrückforderungsventil (EGR-Ventil) beaufschlagen, wie nachstehend näher erläutert wird.

Die Anreicherung während eines Kaltstarts wird weiter durch die RD1, RD2 Signale unterstützt, welche diesen Zustand abtasten. Durch Einbeziehung dieser Funktion ergibt sich ein weicherer und schnellerer Start des Motors.

Die Höhenkompensation durch eine Anreicherung der Grundeinstellung für verschiedene Höhen wird als Funktion des Signals für den mittleren Umgebungsdruck (MAP) zusammen mit dem Signal für die voll geöffnete Drosselklappe (WOT) erzeugt. Bei voll geöffneter Drossel-

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klappe ist die MAP-Anzeige im wesentlichen eine Anzeige für den mittleren Umgebungsdruck und damit auch eine Anzeige für die Höhe.

Eine Korrektur der Grundeinstellung für den Luftdurchsatz erfolgt durch einen Lufttemperaturmeßfühler 39, welcher die Umgebungslufttemperatur mißt, die in den Ansaugkrümmer 15 eintritt, und gibt ein elektrisches Signal für die Lufttemperatur an die elektronische Steuerung 13 ab. Diese Korrektur ist erforderlich, weil der Luftdurchsatz bei gleichen Drehzahlen und mittleren Umgebungsdruckanzeigen bei höheren Temperaturen geringer ist als bei niedrigeren Temperaturen. Dieses Lufttemperatursignal dient somit zur Korrektur der Luftdichteanzeige der Grundeinstellung, welche das Signal MAP (mittlerer Umgebungsdruck) ist'.

Impulse für eine Anreicherung durch Beschleunigung und Gashebel werden von einem Drosselschalter 41 abgegeben, der am Drosselgehäuse des Ansaugkrümmers 15 angeordnet ist. Der Drosselschalter 41 mißt die Stellung der Drosselklappe 23 und gibt Impulse AE1, AE2 ab, um die Änderungsgeschwindigkeit des Drosselklappenwinkels oder einer anderen Anforderung für eine Beschleunigung anzuzeigen. Weitere Signale vom Drosselschalter 41 sind eine voll geöffnete Drosselklappenanzeige WOT sowie eine geschlossene Drosselklappenanzeige TTS. Diese Signale dienen als Anzeigen für diese Sonderzustände und ändern andere Korrekturen, wie nachstehend näher erläutert wird. Ein im Auspuffkrümmer angeordneter Sauerstoffmeßfühler 43 mißt den Sauerstoffgehalt der Verbrennungsprodukte und erzeugt ein Signal 02 für die elektronische Steuerung 13. Vorzugsweise umfaßt der Sauerstoffmeßfühler ein Zirkonerdeelement, welches eine niedrige Spannung erzeugt, wenn es Auspuffgaszusammensetzungen mit einem reichlichen Anteil an

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Sauerstoff mißt und ein Hochspannungssignal erzeugt, wenn es Auspuffgaszusammensetzungen ohne Sauerstoffgehalt mißt. Die Zirkonerdemeßfühler 02 weisen steile Übergänge zwischen diesen Pegeln am stöchiometrischen Punkt auf, an welchem die Zusammensetzung des Auspuffgases von einem hohen zu einem niedrigen Sauerstoffgehalt wechselt. Ein sauerstoffreiches Auspuffgas zeigt an, daß nicht genügend Brennstoff für ein stöchiometrisches Verhältnis zugeführt wird, welches im folgenden mageres Mischungsverhältnis genannt wird, und ein sauerstoffarmes Auspuffgas zeigt ein angereichertes oder fettes Mischungsverhältnis an, bei welchem übermäßig viel Brennstoff zugeführt wurde.

Die anderen EingangsSignaIe der elektronischen Steuerung 13 für den Start und den Betrieb umfassen das von der positiven Batterieklemme des Kraftfahrzeugs abgegriffene Signal +B, das von einer Klemme des Zündschalters 45 abgegriffene Zündsignal IGN sowie das Anlaßmagnetsignal, das von der kalten Batterieklemme der Anlassermagnetspule her anliegt.

Außer den impulsbreitenmodulierten Brennstoffsteuersignalen IG1 und IG2 gibt die elektronische Steuerung 13 auch ein Ansteuerungssignal +FP für die Kraftstoffpumpe 47 ab. Wenn die Kraftstoffpumpe 47 angeschaltet ist, fließt Brennstoff von einem Tank 53 unter Druck über ein Filter 51 in eine Brennstofförderleitung 49, an deren einem Ende die Einspritzdüsen29 angeschlossen sind.

Die Impulse IG1 und IG2 öffnen dann ein Magnetventil in jeder Einspritzdüse, damit der unter Druck stehende Brennstoff dem Ansaugkrümmer 15 kurz vor dem Ansaugventil 19 zugemessen werden kann.

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Der Druck in der Brennstofforderleitung 49 wird durch einen Brennstoffdruckregler 55 gesteuert, der mit einer Unterdruckleitung an den Krümmer 15 angeschlossen ist, um den geregelten Druck in Abhängigkeit vom Unterdruck des Ansaugkrümmers zu verändern.

Die elektronische Steuerung 13 gibt auch ein Signal +FIV beim Start an ein Leerlaufventil 57 ab. Dieses sorgt für eine erhöhte Menge von Ansaugluft für den Ansaugkrümmer durch öffnen eines Umgehungsventils der Drosselklappe 27 während des Startens, das nach einem bestimmten Zeitabschnitt wieder schließt.

Außerdem erzeugt die elektronische Steuerung 13 ein Sperrsignal für die Auspuffgasrückführung für ein Auspuffgasrückführungsventil 49, welches einen Teil der Abgase vom Auspuffkrümmer 25 zum Ansaugkrümmer 15 zurückbefördert, um den NO -Gehalt der Auspuffgase herabzusetzen. Wie bekannt, führt das Auspuffgasrückführungsventil 59 bei Beaufschlagung einen festen Prozentsatz des Auspuffgases über eine Rückführungsleitung an den Krümmer 15 durch Einstellung eines Ventils gegenüber dem Krümmerunterdruck zurück. Die Auspuffgasrückführung wird so lange gesperrt, bis der Motor eine Temperatur erreicht, bei welcher sich kein NO bilden kann.

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Fig. 1b zeigt ein Funktionsblockschaltbild von der Eingabe des Meßfühlersignals in die elektronische Steuerung 13 sowie von der Abgabe der Steuersignale von der elektronischen Steuerung 13. Außerdem zeigt die Figur die internen Verbindungs- und Meldesignale der elektronischen Steuerung 13. Diese ist hauptsächlich in einen analogen Funktionsgeber 65 und einen digitalen Funktionsgeber oder Mikroprozessor 67 unterteilt. Die Analogsignale für Lufttemperatur)

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Wassertemperatur, MAP (mittlerer Umgebungsdruck), RD1, RD2 werden direkt in den Analogfunktionsgeber 65 eingespeist.

Die Signalwege für den Mikroprozessor oder Digitalfunktionsgenerator 67 umfassen die Signal WOT (voll geöffnete Drosselklappe), CTS (geschlossene Drosselklappe) und 02 (Zirkonerdeanteil), die direkt von der Umgebung des Motors abgegriffen werden und außerdem zwei intern erzeugte Signale PFS und ADS umfassen sowie ein Ausgangssignal der elektronischen Steuerung 13, nämlich das Signal EGR (Auspuffgasrückförderung) .

Der Mikroprozessor 67 steht mit dem Analogfunktionsgeber 65 über drei von ihm erzeugte Ausgangssignale CLC, PDS und LOS in Verbindung. Das CLC-Signal ist eine analoge Darstellung des digitalen Ausgangs von acht Signalleitungen über eine Datensammelschiene oder Datenendstelle 69. Bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel werden die Daten auf der Sammelschiene 69 in ein Analogsignal über einen Digital-Analogumsetzer 71 umgesetzt und als Stellgröße oder Regelkorrekturgröße der Anaige verwendet. Das Signal LOS dient zur Fehleranzeige, und das Signal PDS zur Auslösung einer Abmagerungsfunktion für Bremsvorgänge, wie nachstehend näher erläutert wird.

Die Unterteilung der elektronischen Steuerung 13 in einen Analogfunktionsgeber und einen Mikroprozessor dient zur Verringerung des Schaltungsaufwandes und zur Erhöhung der Steuerung, weil dadurch die Hauptfunktionen des Analogmeßfühlers wie MAP, Lufttemperatur und Wassertemperatur einer Analogvorrichtung eingegeben werden können, die sie leicht ohne Analog-Digitalumsetzung verarbeiten kann. Digitale oder logische Signaleingänge, die leichter von einem

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Mikroprozessor oder Digitalfunktionsgeber 67 verarbeitet werden können, wie CTS, WOT, 02 und EGR werden direkt über einzelne Leitungen eingespeist und besitzen entweder einen hohen oder niederen Digitalwert.

Außerdem wurden die Funktionen so aufgeteilt, daß Multiplikationen und Divisionen der Einstellungen durch die elektronische Steuerung im analogen Funktionsgeber 65 durchgeführt werden, wo sie keine Verarbeitungszeit oder teueren Speicherplatz des Mikroprozessors vergeuden. Berechnungen wie aufeinanderfolgende Additionen oder Subtraktionen, z.B. Integrationen einer Regelkorrektur werden schnell im Mikroprozessor 67 durchgeführt, wodurch analoger Schaltungsaufwand eingespart werden kann.

Die Ausgangssignale IG1, IG2, EGR, +FP, +FIV, die mit den analogen Einrichtungen eine Schnittstelle bilden, werden an den analogen Funktionsgeber 65 zur Verstärkung sowie zur Steuerung des Stromoder Spannungspegels weitergeleitet.

Die Aufteilung der Funktionen zwischen analogen und digitalen Teilen bietet eine optimale Anlage, die weder digital noch analog orientiert ist, sondern vom Wesen her eine Zwitter- oder Hybridanlage bildet. Die Zwitterauslegung der Anlage trägt im wesentlichen zur Verringerung des Schaltungsaufwandes gegenüber einer rein digitalen oder rein analogen Anlage bei und verwendet nur einen einzigen Digital-Analogumsetzer zum Verkehr zwischen den beiden Funktionsgebern 65,67. Erhebliche Kosteneinsparungen ergeben sich durch den Fortfall von Analog-Digitalumsetzer.

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Das detaillierte Funktionsschaltbild der Fig. 2 zeigt die vereinigten Funktionen des analogen Funktionsgebers 65 sowie des Mikroprozessors 67. Die Erzeugung von Steuer- oder Regelsignalen und ihr Informationsaustausch bzw. ihre Verbindung zwischen den verschiedenen Funktionsblöcken ist in der Zeichnung dargestellt. Die Einzelschaltungen zur Erzeugung der beschriebenen Signale wird im folgenden näher erörtert.

Die Einspritzdüsensteuerimpulse IG1 und IG2 werden durch eine Einspritzdüsensteuerschaltung 10 durch das Einspritzdüsensteuersignal IDS und das Flipflopsignal FFS erzeugt. Das Signal FFS wird durch eine Drehzahlmeßschaltung 16 erzeugt, welche eine Rechteckwelle mit einem positiven übergang für jeden Impuls des Zungenschaltereingangssignals RD1 und mit einem gegenpoligen übergang für jeden Eingangsimpuls des Signals RD2 abgibt. Das Signal FFS dient dann zur Taktsteuerung der abwechselnden Einspritzdüsengruppen für die Einspritzung. Das Signal IDS ist ein Verbundsignal zur Festlegung der Impulsbreite der Ansteuerungsimpulse auf den Gruppenleitungen für die Einspritzdüsen.

Meist wird das Signal IDS durch ein Impulsbreitensignal PWS gebildet, das durch einen Impulsbreitengeberkreis 12 von den Einstellungen der elektronischen Steuerung erzeugt wird. Dieses Signal PWS wird von einem Beschleunigungsanreicherungsimpuls HEP überlagert, und ein Impuls CTP für die geschlossene Drosselklappe wird von einem Beschleunigungsanreicherungskreis erzeugt. Außerdem trägt auch das Kaltstartsignal CKS vom Kaltstartfunktionskreis 20 dazu bei, das Signal IDS zu erzeugen.

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Das Hauptimpulsbreitensignal PWS für die Einspritzdüse wird durch eine Kombination von Signalen einschließlich eines Drehzahlfunktionssignals SFS von einem Drehzahlmeßkreis 16 erzeugt, ein Leitungsdruckfunktionssignal MFS von einem druckmessenden Kreis 16 und ein Stromkorrekturkombinationssignal CCC von einem Kombinationsstromkorrektionskreis 22. Ein viertes Signal, das Löschsignal RSD des Drehzahlmeßkreises dient zur Taktsteuerung der Aufstiegsflanke des Signals PWS für die Einspritzdüsensteuerschaltung 10. Der Impulsbreitengeberkreis 12 beginnt normalerweise die Auslösung eines Impulses am Ende des Löschsignals bei einer Spannung, welche vom Drehzahlfunktionssignal SFS abhängt und das endet, wenn eine Sägezahnspannung eine durch das MFS-Signal erzeugte Spannung schneidet. Die Sägezahnfrequenz oder die Ladegeschwindigkeit wird durch das Stromsignal CCC bestimmt.

Das Signal SFS vom Drehzahlmeßkreis 16 wird durch Herstellen einer Funktionsbeziehung zu den Eingangssignalen RD1 und RD2 entwickelt. Der Drehzahlmeßkreis 16 erzeugt auch das Flipflopsignal FFS und das Löschsignal RST. Ein weiteres Signal RPM wird intern in der Schaltung gebraucht und wird für andere Schaltungen der Anlage erzeugt.

Das Krümmerdruckfunktionssignal MFS wird durch die Druckmeßschaltung 14 in Abhängigkeit vom Eingangssignal eines Druckmeßfühlers erzeugt, das Höhenkompensationssignal ACS von einer Höhenkompensationsschaltung 24, und das Signal WOT für die voll geöffnete Drosselklappe. Im Grunde ist das Signal MFS eine Funktion des durch das ACS und das WOT Signal korrigierte Signal MAP.

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Die Kombinationsschaltung 42 für den Korrektionsstrom kombiniert fünf Signale zur Bildung des Signals CCC oder der Rampenfrequenz des Signals PWS. Das erste Signal, ein Temperaturkorrektionsstromsignal TCC von einer AB-Kurvenkorrekturschaltung 32 wird in Abhängigkeit von Aufwärmbedingungen erzeugt und ist zeit-, temperatur- sowie lastabhängig. Das zweite Signal, ein Höhenkorrekturstromsignal ACC des Höhenkompensationskreises 24 liefert ein weiteres Höhenanreicherungssignal zusätzlich zu dem, das durch den Druckmeßkreis 14 vom Höhenkorrektursignal ACS geliefert wird. Ein drittes in den KorrektionsStromüberlagerungskreis 22 eingebundenes Signal ist das Luft-Temperatursignal vom Lufttemperaturmeßfühler 39, der eine Analogspannung für die UmgebungsLufttemperatur liefert. Ein weiteres am Korrekturstromkombinationskreis 22 anliegendes Signal ist das Regelkreisstromsignal CLC, das vom Regler mit geschlossenem Regelkreis erzeugt wird. Das letzte Signal, das hinzuaddiert wird, um das Signal CCC zu ergeben, ist das Signal für die voll geöffnete Drosselklappe CCC.

Ein Dreiecksignal TWS gelangt über einen Dreieckswellengeber 28 an den Korrekturstromkreis 22, um die Kombination der vorerwähnten fünf Signale zu erleichtern. Ein Vorrangsignal PAE liegt am Korrekturstromkombinationskreis 22 vom Beschleunigungsanreicherungskreis 18 her an, um das Signal CCC während der Ausgänge des Beschleunigungsanreicherungssignals AEP und des Impulses für die geschlossene Drosselklappe CTP zu sperren, wie nachstehend näher erläutert wird.

Der Korrektionskreis 32 für die Kurve AB erzeugt einen Teil des TemperaturkorrektionsStroms TCC aus einem zeit- und temperaturab-

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hängigen Anwärmsignal HCC, das als Funktion eines Wassertemperatursignals WTS und seines Analogsignals WTS¹ aus dem Kaltstartfunktionskreis 20 entwickelt wird. Die Signale WTS und WTS¹ //erden als Funktion der Motortemperatur aus dem Wassertemperatureirigangssignal des Wassertemperaturmeßfühlers 35 erzeugt, das am Kaltstartfunktionskreis 20 anliegt. Weitere Eingänge des Korrektionskreises 32 für die Kurve AB sind das Signal für die offene Drosselklappe WOT und das Startsignal SRT. Das Signal HCC ist zeit- und temperaturabhängig und weist einen Verzögerungsteil auf, der als ein Signal ADS am Regler oder an der Regelschaltung 26 anliegt.

Das Signal HCC wird dem Korrektursignal +K überlagert, das von einem Korrekturkreis 30 für das Signal +K erzeugt wird. Das positive Korrektursignal PKS wird als Funktion des absoluten Leitungsdruckssignals MAP über einen Höhenkompensationskreis 24 und das Signal TWS (Dreieckswellensignal) des Dreieckswellensignalgebers 28 erzeugt. Die Signale PKS und HCC werden kombiniert, um ein Stromsignal TCC für die Temperaturkorrektur zu erzeugen. Da das Signal MAP eine Anzeige für die Last ist, ist das Signal TCC ein lastabhängiges Anwärmsignal für die Gemischanreicherung.

Am Regelkreis oder am Regler 26 liegen die digitalen Eingangssignale WOT, 02, CTS, FFS und ADS an, um ein Stromregelsignal CLC für die Stromkorrekturkombinationsschaltung 22 zu bilden. Außerdem wird in Abhängigkeit von den Eingangssignalen EGR, ADS und FFS das Ansteuerungssignal PDS für eine Bremsabmagerungsschaltung 42 erzeugt. Die Bremsabmagerungsschaltung 42 erzeugt ein Bremsabmagerungssignal DLS in Abhängigkeit vom Eingang der Signale MAP und PDS. Bei Anliegen des Signals LOS vom Regler 26 her in Abhängigkeit

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von den Signalen FFS, ADS, WOT, EGR und 0„ leuchtet ein Lämpchen in einem Fehlererkennungskreis 38 auf.

Eine Kraftstoffpumpensteuerungs- und Sicherheitsschaltung 34 erzeugt das Signal +FP für die Kraftstoffpumpe und das Signal +F1V für das Schnell-Leerlaufventil in Abhängigkeit von den durch das Signal IGN abgegriffenen Startbedingungen. Die Batteriespannung +B liegt über die Schaltung 34 an einem Spannungsregler an, wo die Quellspannung +A erzeugt wird.

Ein erstes Impulssperrsignal FPI wird durch die Schaltung 34 in Abhängigkeit vom Signal IGN erzeugt, und das Startsignal SRT entsteht, wenn die Anlaßmagnetspule beaufschlagt wird und das Eingangssignal Startsol erzeugt.

Der Drehzahlmeßkreis 16 wird jetzt näher anhand der Fig. 3 beschrieben. Die Eingangssignale RD1, RD2 der Schaltung liegen über Klemmen 100, 101 von den Zungenkontakten des Drehzahlmessers her an und gelangen über Eingangswiderstände R301 ., R3O3 an die Eingänge von NOR-Toren 102 und 104. Zwischen die Klemme 100 und Masse ist ein Widerstand R300 geschaltet, um an der Eingangsklemme eine Masserückleitung zu bilden. Ebenso ist zwischen die Klemme 101 und Masse ein Widerstand R3O2 geschaltet, um eine Masserücklaufleitung für das Signal RD2 zu erhalten. Ein zwischen die Eingangsklemme des NOR-Tores 102 und Masse gelegter Kondensator C300 filtert Hochfrequenzsignale aus dem Eingangssignal aus, und ein gleicher Dämpfungskondensator C301 ist zwischen den Eingang des NOR-Tores 104 und Masse gelegt. Die Signale RD1, RD2 sind in Fig. 3b als einander abwechselnde Impulse gezeigt, die im Winkel von 360° einer Mo-

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torendrehung voneinander abstehen und eine bestimmte Anzahl von Graden von einem Taktsteuerungspunkt versetzt sind, beispielsweise den Punkt TDC des Zylinders 1 .

Die NOR-Tore 102 und 104 sind wechselseitig miteinander verbunden und bilden einen RS-Flipflop, wobei ihre Ausgangsklemmen über Kondensatoren C3O2 und C3O3 an die Eingangsklemmen eines NOR-Tores 106 geführt sind. Das Ausgangssignal des NOR-Tores 102 wird niederpegelig oder gelöscht, wenn eine positive Spannung an der Klemme 100 anliegt, und wird hochpegelig oder angeschaltet, wenn ein Zungenkontaktimpuls RD2 an der Klemme 101 anliegt. Dies bewirkt, daß ein Rechtecksignal vom Ausgang des NOR-Tores 102 an das NOR-Tor 106 gelangt. Das Ausgangssignal des NOR-Tores 104 liefert die umgekehrte Form des Rechtecksignals am Eingang des NOR-Tores 106. Damit wird ein Rechtecksignal von der Frequenz der Motorendrehzahl am Ausgang des NOR-Tores 104 erzeugt und wird zum Taktsignal FFS am Ausgang einer Klemme 112. Das Signal FFS ist in Fig. 3d taktgesteuert in Beziehung zu RD1, RD2 gezeigt.

Die positiven Anstiegsflanken des Rechteckwellenausgangssignals des NOR-Tores 102 werden durch einen mit dem Eingang des NOR-Tors 106 sowie einem an Masse angeschlossenen Widerstand R104 verbundenen Kondensator C3O2 differenziert, um einem PNP-Transistor Q300 über einen Ausgangswiderstand 306 eine Abstiegsflanke des Impulses einzuspeisen. Auch ein aus einem an den Eingang des NOR-Tores geführten Kondensator C3O3 sowie einem an Masse angeschlossenen Widerstand 305 bestehendes Differenzierglied gibt einen positiven Impuls bei jeder positiven Anstiegsflanke des Ausgangssignals des NOR-Tores 104 ab. Dieser Impuls dient ebenfalls zur Ansteuerung

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des Transistors Q300 über den Widerstand R3O6 vom Ausgangssignal des NOR-Tores 106. Die Daten des Differenziergliedes sind so gewählt, daß für jede Anstiegsflanke des Flipflopsignals ein Impuls für die Dauer der Ansteuerung vom Tor 106 erzeugt wird» Der Transistor Q300 ist normalerweise durch einen Widerstand R3O7 vorgespannt, der zwischen seine Basis und eine Spannungsquelle +A geschaltet ist, jedoch durchsteuert, wenn das NOR-Tor 106 in niederpegeligem Zustand den Strom ableitet.

Das Ausgangssignal des Kollektors des Transistors Q300 ist somit ein positiver Impuls von bestimmter Dauer, der jedesmal erzeugt wird, wenn eines der Zungenkontaktsignale RD1, RD2 anliegt. Dieses Signal ist das in Fig. 3e gezeigte Löschsignal RST und dient als eines der Haupttaktsteuerungssignale für die Motorendrehzahl.

Das Signal RST wird für seine Dauer in einem NOR-Tor 108 verzögert, um ein Drehzahlsignal RPM an die Klemme 112 abzugeben. Die Eingänge des NOR-Tores 108 sind zusammengeschaltet und ferner an einen Additionswiderstand 308, welcher das Ausgangssignal im allgemeinen niederpegelig hält. Wenn jedoch Q300 angesteuert ist, sind die Eingänge kurzfristig mit der Kollektorklemme über einen Kondensator C3O4 an der Abstiegsflanke des RST-Impulses verbunden. Der sich daraus ergebende positive Impuls gelangt über eine Diode CR300 an eine Parallelschaltung aus einem Widerstand R3O9 und einem Kondensator C3O5, die zwischen die Kathode der Diode CR300 und Masse geschaltet sind.

Der Kondensator C3O5 lädt sich bis zur Spannung der verzögerten Löschimpulse am Ausgang des NOR-Tores 1O8 auf, solange diese Im-

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pulse anliegen und entlädt sich dann, um an Inversionseingang eines Differentialverstärkers 114 eine der Motorendrehzahl proportionale Spannung anzulegen. Zu diesem Zeitpunkt ist die Entladung des Kondensators C3O5 mit Widerstand R310 konstant. Die Spannung, auf welche der Kondensator abfällt, steht für die Motorendrehzahl und ist das Signal RPM. Das Signal RPM wird über eine Klemme 115 an verschiedene andere Schaltungen abgegeben und ist in Fig. 3f dargestellt .

Der Verstärker 114 ist als ein Vergleichsglied ausgelegt; eine Schwellwertspannung liegt an seinem nicht-invertierenden Eingang an. Die Schwellwertspannung wird am Knotenpunkt eines Teilerwiderstandes R311 und eines Teilerwiderstandes R310 entwickelt, der zwischen eine positive Spannungsquelle +V und Masse geschaltet ist. Der Verstärker 114 besitzt weiter einen positiven Rückführungswiderstand R312, der zwischen seinen Ausgang und seinen nicht-invertierenden Eingang gekoppelt ist und einen Additionswiderstand R313 für den offenen Kollektor des Verstärkers umfaßt, der zwischen die positive Quelle +A und seinen Ausgang geschaltet ist.

Wenn das Signal RPM am Kondensator C3O5 größer ist als der Schwellenwert, den die Teilerwiderstände dem Verstärker 114 einspeisen, wird sein Ausgangssignal niederpegelig, wodurch Strom von der Anode einer Diode CR3O1 abgezogen wird und die Spannung am Knotenpunkt 116 über einen Ausgangswiderstand R314 herabgesetzt wird. Im allgemeinen steht am Knotenpunkt 116 eine höhere Spannung an, welche die Knotenpunktspannung der Teilerwiderstände R316 und R315 ist, die zwischen eine positive Versorgungsspannungsquelle +A und Masse geschaltet sind. Diese Spannung wird der Spannung zuaddiert, die

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aus einem Strom in der Serienschaltung aus dem Additionswiderstand R313, der Diode CR301 und dem Ausgangswiderstand 314 aufgebaut wird, wenn der Verstärker abgeschaltet ist.

Der Knotenpunkt wird jedoch auf einen niedrigeren Spannungspegel gebracht, wenn das Signal RPM größer ist als der Schwellenwert des Verstärkers 114. Dieser Spannungsabstieg wird anschließend an eine Klemme 118 über einen Widerstand 311 übertragen. Ein zwischen die Klemme 118 und Masse geschalteter Kondensator C3O7 bietet einen Abfall vom höheren Spannungspegel auf den niedrigeren Pegel, wenn sich die Motorendrehzahl so viel ändert, daß der Verstärker angesteuert wird.

Das Ausgangssignal von der Klemme 118 ist das DrehζahIfunktionssignal SFS der Fig. 3g. Bei Pegeln des Signals RPM unter 850 U/min (Schwellwertpegel) ergibt die höhere Spannung einen Leerlaufmagerpegel, der die Impulsdauer der Einspritzdüse verkürzt, und bei einem Signal RPM über einem Normalpegel wird der Arbeitseinstellpegel erzeugt, um die Impulsdauer zu verlängern. Die Abfallzeitkonstante erzeugt einen weichen Übergang zwischen den beiden Pegeln. Es ist offensichtlich, daß das Signal SFS eine kompliziertere Funktion der Drehzahl sein kann als das dargestellte Signal, doch es wird gezeigt, daß diese zweistufige Funktion sehr vorteilhaft ist und bei dem erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiel vorgezogen wird.

Die Schaltung für die Impulsbreitenerzeugung wird nun anhand der Fig. 4a-4e näher erläutert. Zuerst wird ein zwischen einen Knotenpunkt 320 und Masse geschalteter Haupttaktsteuerkondensator C3O8 mit einer linearen Sägezahnspannung gegenüber der Versorgungsspan-

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nung aufgrund des Signals CCC aufgeladen, das eine berechnete Strommenge von einer Klemme 322 aus an den Kondensator leitet. Die Frequenz, mit welcher sich der Kondensator auflädt und damit die Steilheit der Rampen- oder Sägezahnspannung wird durch die Strommenge bestimmt, die vom Signal CCC eingespeist wird und, wie nachstehend näher erläutert wird, sich mit den Parametern ändert, die der Korrekturstromkombinationsschaltung 22 eingespeist werden. Die Erzeugung des Stromsignals CCC und seine Berechnung werden anhand der Einzelbeschreibung dieser Schaltung näher erläutert. Die Spannung, auf welche sich der Kondensator aufladen kann, wird durch eine Klammerschaltung begrenzt, die aus einer Diode CR104 zwischen dem Knotenpunkt 320 und dem Knotenpunkt 321 eines Spannungsteilerwiderstandes R116 und einem Widerstand R117 besteht, der zwischen eine positive Versorgungsspannung +A und Masse geschaltet ist. Der Kondensator lädt sich bis zur Spannung des Spannungsteilers plus einem Diodenabfall auf und bleibt dort, bis der Impulsbreitenerzeugungstakt beginnt. Fig. 4d, welche die Spannung als Funktion der Taktsteuerung des Kondensators C3O8 zeigt, ist diese Klammerspannung und ihr Pegel dargestellt, der mit V(clamp) bezeichnet ist.

Der Impulsbreitenerzeugungstakt beginnt mit der positiven Anstiegsflanke eines Löschimpulses vom Signal RST der Fig. 4b, welche die Basis eines Transistors Q301 über einen Widerstand 319 von der Klemme 110 aus ansteuert. Die positive Anstiegsflanke steuert den Transistor Q301 an, damit sich der Kondensator C3O8 über die Ausgangsklemme eines Verstärkers 326 auf die am nicht-invertierenden Eingang anliegende Spannung entladen kann. Die Spannung eines Kondensators 320 liegt am Inversionseingang des Verstärkers 326 an und gleich die Spannungen an seinen Eingängen während der Anschaltzeit

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des Transistors Q301 aus. Die Spannung an der Klemme 118, die an den nicht-invertierenden Eingang des Verstärkers 326 geführt ist, ist das Drehzahlfunktionssignal SFS, das den Anfangsspannungspunkt des Kondensators 320 auf seinen Wert einstellt. Dieser Spannungspegel ist in Fig. 4d mit SFS bezeichnet und wird für die Dauer des Impulses RST gehalten.

Die positive Anstiegesflanke des Löschimpulses RST steuert auch einen Transistor Q1 an, um das umgekehrte Löschsignal RST zu erzeugen (Fig. 4c). Die Basis des Transistors Q1 ist an einen Knotenpunkt eines Spannungsteilers mit den Widerständen R4 und R5 geführt, die zwischen die Löschklemme 110 und Masse geschaltet sind. Das Am Kollektor des Transistors Q1 anliegende Signal RST sperrt das Impulsbreitensignal PWS, das am Ausgang eines Verstärkers 330 über eine Diode CR7 und eine Klemme 323 erzeugt wird, bis das Signal RST niederpegelig wird. Das Signal RST gelangt über eine Klemme 334 auch an andere Schaltkreise.

Bei der Abstiegsflanke des Löschimpulses werden die Transistoren Q1 und Q301 abgeschaltet. Jetzt beginnt der Kondensator C3O8 aus dem Signal CCC sich bis zur Klammerspannung aufzuladen (siehe Rampe 323, Fig. 4d). Ein Vergleichsverstärker 330 vergleicht die ansteigende Rampenspannung des Kondensators C3O8 an seinem Inversionseingang mit dem an seinem nicht-invertierenden Eingang anliegenden Signal MFS. Die am Inversionseingang des Verstärkers anstehende Spannung ist, wie erwähnt, das Drehzahlfunktionssignal SFS, das über den Kondensator C3O8 dorthin gelangt. Das Ausgangssignal des Verstärkers 330 gelangt nicht an Masse, wenn der Transistor Q1 sperrt, wobei der Verstärker eine positive Ausgangsspan-

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nung an die Klenune 332 über eine Diode CR3O2 abgibt. Dies ist als Punkt P- in Fig. 4e gezeigt, ebenso wie die Anstiegsflanke des Signals PWS. Der Kondensator 308 lädt sich mit der Frequenz der Stromquelle CCC auf, und wenn die Rampenspannung 323 die Spannung MFS am nicht-invertierenden Eingang des Verstärkers 330 übersteigt, sperrt dieser, und das Impulsbreitensignal PWS am Punkt P₂ ist beendet. Daraus erkennt man, daß das Signal PWS ein Impuls ist, dessen Anschaltzeit eine Funktion des Drehzahlfunktionssignals SFS, des Leitungsdruckfunktionssignals MFS sowie des Korrekturkombinationsstroms ignals CCC ist.

Das Signal PWS wird bei jedem Löschimpuls erzeugt und durch Einspritzdüsensteuerschaltung an die Einspritzdüsen durchgesteuert, wie nachstehend näher erläutert wird. Die Länge des Impulses für das Signal PWS kann dadurch verkürzt oder ausgedehnt werden, daß entweder eines, zwei oder alle drei der veränderlichen Signal SFS, MFS, CCC verändert werden. Beispielsweise verkürzt ein Anstieg des Signals SFS die Impulslänge, weil der Kondensator C3O8 den Takt an einem höheren Punkt beginnt und nicht mehr so viel aufzuladen braucht, und eine Absenkung des Signals SFS führt zum entgegengesetzten Ergebnis. Eine Abschwächung des Signals MFS verkürzt die Impulslänge, und ein Anstieg verlängert sie. Die Fig. 4d und 4e zeigen die Wirkung einer Herabsetzung des Ladestroms 325, 327, wodurch sich der Impuls PSW bis zu den Punkten P,,P- verlängert. Somit ist die Impulsdauer des Signals PWS und damit auch die von den Einspritzdüsen abgegebene Brennstoffmenge der Spannung MFS direkt proportional und umgekehrt proportional der Spannung SFS und dem Strom CCC.

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Fig. 5 zeigt die Anschlüsse des Leitungsdruckmeßfühlers 500 und der Druckmeßschaltung 14. Die Differentialeingänge -1N, +1N des Meßfühlers MAP sind an Masse sowie an eine positive Spannungsquelle +A geführt. Die Klemme +A mit einem zwischen ihr und Masse geschalteten Pilterkondensator C5O3 versehen. Der Differentialausgang +OUT erzeugt eine positive Spannung, welche eine Analogdarstellung des physikalischen Drucks im Ansaugkrümmer 15 des Motors ist. Der Differentialausgang -OUT ist an Masse gelegt. Der Meßfühler kann einen Druckbalgen umfassen, der die magnetische Kopplung eines Differentialtransformators durch Verschieben des an ihm angebrachten Kerns verändert. Ein bevorzugter Meßfühler dieser Art ist ein linearer Differentialdruckwandler der Firma Gulton Industries of Costa Mesa, Kalifornien.

Das Ausgangssignal des Meßfühlers ist das Signal MAP, das über eine Klemme 502 anderen Teilen der Anlage eingespeist wird. Ein Versetzungspegel für das Signal MAP, eine über der Druckwellenform aufgetragene Spannung wird am Knotenpunkt 503 zweier Teilerwiderstände R5O2, R5O4 geliefert, die zwischen die positive Spannungsquelle +A und Masse geschaltet sind. Der Knotenpunkt 503 ist an die +OUT-Klemme des Druckmeßfühlers 500 über einen Trimmwiderstand R5O7 geführt. Der Versetzungspegel und der Trimmwiderstand R5O7 können so eingestellt werden, daß verschiedene physikalische Meßfühler dieser Art in verschiedenen Anlagen eingestellt werden können, um eine identische Spannung MAP gegenüber der Druckwellenform zu erzeugen. Der Versetzungspegel gestattet eine Nulleinstellung für eine Anfangsdruckeinstellung, und der Widerstand R5O7 ist ein Steilheitsvervielfacher. Die Schaltung normalisiert die Ausgangssignale der verschiedenen Meßfühler, damit die Einstellung

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der restlichen Anlage nicht für jeden einzelnen Meßfühler verändert werden muß. Ein zwischen den Knotenpunkt 503 und Masse geschalteter Kondensator C5O2 sorgt für Filterung und Entkopplungskompens ation.

Das Signal MAP des Druckmessers 500 liegt auch am nicht-invertierenden Eingang eines Spannungsverstärkers 504 an, der eine parallele Rückführungsschleife aus einem Filterkondensator C501 und einem Widerstand R501 besitzt, die zwischen seinen Ausgang und den Inversionseingang gelegt sind. Der Verstärker 504 ist als nicht-invertierender Spannungsverstärker mit einem Verstärkungsgrad beschaltet, der vom Widerstandsverhältnis zur Masse abhängt. Der Kondensator C501 dämpft Hochfrequenzrauschen. Der Verstärkungsgrad des Verstärkers 504 wird durch zwei Störgrenzpegelverstärker 506,508 so abgeändert, daß er durch Verminderung des Wirkwiderstandes zwischen dem Inversionseingang und Masse bei bestimmten Werten des Signals MAP erhöht wird.

Zunächst sperren beide Verstärker 506 und 508 bei niedrigen MAP-Signalwerten in der nicht-leitenden Richtung und sperren auch den Stromfluß über zwei Strompfade zur Erde. Ein erster Stompfad für den Verstärker 506 ist die Serienschaltung aus einem Widerstand R5O3, einer Diode CR500 sowie der Ausgang des Verstärkers zur Masse. Ein zweiter Strompfad für den Verstärker 5O8 ist die Serienschaltung eines Widerstandes R5O9, einer Diode CR5O3, eines Widerstandes R5O8 und des Ausgangs des Verstärkers 508 zur Masse.

Wenn beide Strompfade gesperrt sind, ist nur der Rückführungswiderstand R501 zwischen den Ausgang des Verstärkers 504 und seinen

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nicht-invertierenden Eingang gekoppelt, und daher weist er im wesentlichen einen Verstärkungsgrad von eins auf. Das Ausgangssignal des Verstärkers 504 folgt der am nicht-invertierenden Eingang anliegenden Spannung, die bei diesen niedrigen MAP-Pegeln das Ausgangssignal des Druckmeßfühlers oder das Signal MAP ist. Diese Spannung wird über eine Klemme 336 als Funktionssignal für den absoluten Leitungsdruck MFS über einen Ausgangswiderstand R500 ausgegeben. Der Widerstand R500 bildet außerdem mit einem Kondensator C500, der zwischen die Klemme 336 und Masse geschaltet ist, ein Tiefpaßfilter.

Der erste Störgrenzpegel des Verstärkers 504, bei welchem sich der Verstärkungsgrad erhöht, tritt bei einer Schweilenspannung auf, die am nicht-invertierenden Eingang des Verstärkers 506 eingestellt ist. Die Schwellenspannung wird am Knotenpunkt zweier Spannungsteilerwiderstände R5O6 und R5O5 entwickelt, die zwischen die positive Spannungsquelle +A und Masse geschaltet sind. Sobald die Spannung am Inversionseingang des Verstärkers 504 diesen Schwellenwert übersteigt, übersteigt ihn auch die Spannung am Inversionseingang des Verstärkers 506 aufgrund seiner Verbindung mit diesem Punkt über einen Widerstand R5O3. Der Verstärker 506 beginnt somit durchzusteuern, wodurch er Strom über den ersten Strompfad zieht und den Verstärkungsgrad des Verstärkers 504 um einen Faktor erhöht. Die Größe der stärkeren Steilheit oder des Verstärktingsgrades wird durch den Wert des Widerstandes R5O3 bestimmt, und der Störgrenzpegel durch die Schwellenspannung.

Wenn die Spannung am Inversionseingang des Verstärkers 504 die zweite Störgrenzpegelspannung erreicht, die durch das Spannungssi-

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gnal ACS eingestellt wird, das über eine Klemme 510 am nicht-invertierenden Eingang des Verstärkers 508 anliegt, steuert der Verstärker durch und zieht strom über den zweiten Strompfad, der eine Serienschaltung von R5O9, CR5O3 und R5O8 zu Masse ist. Die Parallelschaltung der beiden Strompfade vermindert den Widerstand der Rückführungsschleife des Verstärkers 504 noch mehr und damit erhöht sie den Verstärkungsgrad auf eine höhere Steilheit.

Der zweite Störgrenzpegel wird durch die Spannung am MAP-Meßkreis durch das Höhenkompensationssignal ACS eingestellt. Dieses Kompensationssignal liefert einen von vier verschiedenen Spannungspegeln zum Betrieb des Fahrzeugs bei verschiedenen Höhen. Das Signal ACS verschiebt somit den zweiten Störgrenzpegel auf verschiedene Stellungen in der MFS-Kurve als Funktion der Höhe, wie nachstehend anhand der Höhenkombinationsschaltung näher erläutert wird.

Ein Sonderzustand herrscht, wenn das Signal für die voll geöffnete Drosselklappe WOT, das über eine Klemme 512 an den gemeinsamen Anodenanschluß der Dioden CR501, CR5O2 gelangt, hochpegelig wird. Das Signal WOT wird dem nicht-invertierenden Eingang des Verstärkers 506 über die Diode CR501 eingespeist, um die Schwellenspannung an dieser Klemme erheblich über die gemeinsamen Signalspannungen MAP anzuheben. Dies bewirkt, daß der Verstärker 506 immer dann sperrt, wenn das WOT-Signal anliegt.

Ein hochpegeliges Signal WOT bietet ferner eine umgekehrte Vorspannung am Knotenpunkt der Diode CR5O3 mit einem Widerstand R5O8 über die Diode CR5O2. Diese umgekehrte Spannung sperrt die Stromleitung durch den zweiten Strompfad. Durch Abschalten des ersten Strompfa-

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des und Sperren des zweiten bewirkt das Signal WOT, daß das Signal MFS dem Signal MAP folgt, wenn der Verstärkungsgrad des Verstärkers 504 wieder eins ist. Für eine Anreicherung in diesem Zustand sorgt ein anderer Teil der Schaltung wie nachstehend anhand des Korrekturstromkombinationskreises erläutert wird.

Fig. 5b zeigt die graphische Darstellung des über dem absoluten Leitungsdruck bei einer Bezugshöhe wie NN aufgetragenen Spannungssignals MFS. Die Bezugshöhe erzeugt die höchste Signalspannung ACS. Beim ersten Störgrenzpegel 514, zirka 275 Torr, beginnt der Teil des Kurvenbildes, das normale Betriebsbedingungen darstellt, in welchen der Brennstofffluß eine linear ansteigende Funktion von MAP ist. Beim zweiten Störgrenzpegel 516, d.h. bei etwa 600 Torr gelangt der Motor in einen Anreicherungsteil oder höheren Leistungsteil des Kurvenbildes, in welchem eine steilere Brennstoffkurve erforderlich ist. Diese höhere Steilheit ist vorzugsweise ein teilweises Ansprechen der Drosselklappe des Motors auf eine Lasterhöhung. Bei MAP-Signalen unter 275 Torr bremst der Motor meist ab und sollte die geringste Steilheit der Kurve aufweisen. Auf der Kurve WOT werden die Störgrenzpegel nicht beachtet, und das Signal MFS folgt im wesentlichen dem Signal MAP, siehe das lineare Verhältnis WOT in Fig. 5b.

Soweit es für das Signal SFS gilt, könnte MFS eine kompliziertere Funktion des absoluten Leitungsdrucks darstellen. Es ergab sich jedoch, daß die doppelte Störgrenzpegelwellenform für eine teilgeöffnete Drosselklappe und das Linearverhältnis für die voll geöffnete Drosselklappe bei diesem Ausführungsbeispiel vorzuziehen und vorteilhafter ist. Fig. 6 zeigt ein detailliertes Schaltbild mit

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Darstellung des Spannungsregelkreises 36 und der Einspritzdüsensteuer schaltung 10. Die Spannungsregelfunktion wird durch einen Teil einer integrierten Schaltung 606 durchgeführt, die in einem DIP-Behälter verkapselt ist. An der integrierten Schaltung 606 liegt die nicht geregelte Batteriespannung +B über eine Klemme 600 an, die an die Klemme mit der gleichen Bezeichnung an der integrierten Schaltung geführt ist. Das Signal +B gelangt auch zum Kollektor eines NPN-Regeltransistors Q3O3, dessen Emitter mit einer Leitung 605 für geregelte Spannung verbunden ist. Durch Steuerung der Leitfähigkeit des Transistors Q3O3 wird das nicht geregelte Signal +B eine geregelte Spannungsquelle +A, deren Spannung an der Klemme mit der gleichen Bezeichnung auf der integrierten Schaltung anliegt.

Die integrierte Schaltung 606 greift das Signal +A ab und vergleicht es mit einem internen Bezugssignal, um den Leitwert des Transistors Q3O3 über den Anschluß einer Basis an die Klemme CB zu regeln. Ein Kondensator C600 ist zwischen die Basis des Transistors 303 und Masse geschaltet, um das Regelsignal zu filtern. Der Transistor Q3O3 arbeitet daher als Regler zur Erzeugung der Versorgungsspannung H-A für den Rest der Anlage.

Das Steuersignal IDS für die Einspritzdüsen, das an den Eingang TP der integrierten Schaltung 606 gelangt, dient zur Erzeugung von Impulsbreitendaten für die Steuerschaltung. Das Eingangssignal FFS am Stift FF der integrierten Schaltung 606 über die Klemme 112 ist das Taktsteuersignal für die Einspritzdüsen, das zur Durchsteuerung des Signals IDS verwendet wird. Mit den Stiften D1 und D2 verbundene Steuerleitungen 612 und 614 leiten die Signal IDS einer Gruppe von Verstärkern 616 und 618 zu, welche die Einspritzdüsengruppen

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über die Signale IG1 und IG 2 der Klemmen 608 und 610 steuern.

Die Steuersignale der Klemmen D1 und D2 werden dadurch erzeugt, daß die Signale IDS in abwechselnder Reihenfolge oder in Durchschaltung auf die Steuerleitungen 612 und 614 gegeben werden. Z.B. wird das Signal IDS bei der Anstiegsflanke und der Anschaltzeit des Signals FFS über die Eingangssteuerleitung 614 der Steuerschaltung 616 eingespeist. Bei der Abstiegsflanke und während der Abschaltzeit wird das Signal IDS über die Eingangssteuerleitung 612 zur Steuerschaltung 618 durchgeschaltet.

Die Stromregelung während des Anstiegs- und Abfallteils der Impulse des Signals IDS werden mit einer Stromsteuerleitung 620 gesteuert, die über einen Meßwiderstand R6O7 an die Signalquelle +B angeschlossen ist. Die integrierte Schaltung steuert den Strom für die Steuerleitung 620 durch überwachung des Spannungsabfalls am Widerstand R6O7 über zwei Kurzschlußwege zu jeder Seite des Widerstandes. Der erste Kurzschlußweg läuft über die Serienschaltung einer Diode CR600 und eines Widerstandes R6O6, die zwischen die Klemme +B und Masse geschaltet sind. Der zweite Kurzschlußweg verläuft über eine Diode CR601 und einen Widerstand R6O5, der zwischen die Netzleitung 620 und Masse geschaltet ist.

Die Spannung am Knotenpunkt von der Diode CR600 und des Widerstandes R6O6 gelangt über einen Widerstand 604 an den Stift RA der integrierten Schaltung, und die Spannung am Knotenpunkt von Diode CR601 und Widerstand 605 wird an den Stift CS der integrierten Schaltung geleitet. Eine Serienschaltung aus einem Widerstand R6O8 und einem Kondensa—tor C6O2, die zwischen die Klemme CC der inte-

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grierten Schaltung 606 und die Klemme +B geschaltet sind, sorgen für eine Frequenzkompensation und Filterung. Die Arbeitsweise und eine detaillierte Beschreibung der integrierten Schaltung 606 ist im einzelnen in einer mit anhängigen Patentanmeldung 370 140 vom 14. Juni 1973 (J.N.Reddy) näher erläutert. Die Offenbarung von Reddy wird hier ausdrücklich mit angezogen.

Da die Steuerverstärker 606 und 618 identische Schaltungen enthalten, wird nur der Verstärker 606 näher erklärt. Die Arbeitsweise des Verstärkers 618 ergibt sich dann durch Hinweis auf gleiche im Ausführungsbeispiel beschriebene Schaltbauteile.

Der Verstärker 616 ist ein dreistufiger Emitterfolgerverstärker mit einem ersten Steuertransistor Q42, der durch die Anstiegsflanke des Impulses IDS angesteuert wird. Die Kollektorklemme des Transistors Q42 ist mit der Stromleitung 620 über einen Widerstand R611, und der Emitter mit der Steuerklemme 610 für die Einspritzdüse verbunden. Ferner ist zwischen Basis und Emitter des Transistors Q42 ein Basiswiderstand R6O9 und zwischen Emitter und Masse eine Serienschaltung aus einem Widerstand R610 und einem Kondensator C6O3 geschaltet.

Durch Ansteuerung von Q42 wird ein Zweistufentransistor Q43 erregt, der im allgemeinen durch den Widerstand R611 vorgespannt ist. Der Emitter des Transistors Q43 ist an die Stromsteuerleitung 620 und sein Kollektor über einen Widerstand R612 an die Steuerklemmen 610 der Einspritzdüse geführt. Kollektor und Basis sind auch über einen Rückführungskondensator 604 miteinander verbunden. Der Widerstand R612 liefert eine Steuerspannung für die Basis eines Ausgangstran-

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sistors Q44, dessen Kollektor an die Stromsteuerleitung 620 und dessen Emitter an die Einspritzdüsenklemme 610 geführt ist. Eine Anschaltung des Transistors Q42 veranlaßt eine Durchsteuerung des Transistors Q43, der seinerseits den Transistor Q44 ansteuert. Wenn das Signal IDS niederpegelig wird, folgt die Einspritzdüsensteuerleitung, da jede Stufe des Verstärkers sperrt.

Zwischen die Basis des Ausgangstransistors Q44 und Masse ist eine Reihenschaltung aus einer Diode CR6O4 und einer Zenerdiode CR6O2 gelegt, um eine Vorrichtung zur Ableitung der Rücklaufenergie der Magnetspulen der Einspritzdüsen zu schaffen.

Da in jeder Gruppe vier Einspritzdüsen an einen gemeinsamen Steuerpunkt geführt sind, werden erhebliche Mengen an Energie in den Magnetfeldern der Spule gespeichert, und wenn der Transistor Q44 sperrt, beginnt die Spannung an der Klemme 610 sehr schnell in negativer Richtung anzusteigen. Da jedoch die Basis des Transistors Q44 durch den Transistor Q43 abgeklemmt wird, beginnt diese Spannung zu folgen, bis die Basis des Transistors Q44 stark genug negativ wird, um die Zenerdiode über die Diode CR6O4 anzusteuern und damit sie an ihre Zenerspannung anzuklammern. Die Energie kann dann über den Emitter-Kollektorknotenpunkt des Transistors Q44 anstelle über den Basis-Emitterweg abgeleitet werden.

Die Energie kann auf diese Weise sehr schnell und leicht abgeleitet werden und bietet einen Vorteil, weil der Verstärkungsfaktor des Transistors verwendet werden kann. Durch Ableitung der Energie über den Kollektor-Emitterweg des Transistors kann die Nennleistung der Zenerdiode durch den Verstärkungsfaktor des Transistors verrin-

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gert werden. Beispielsweise, wenn früher eine Diode von 30 W erforderlich war, um die Energie der vier Magnetspulen der Einspritzdüsen abzuleiten, genügt jetzt ein Transistor mit einem Verstärkungsgrad von 30, um eine Zenerdiode von 1 W einzusetzen und damit erhebliche Kosten einzusparen.

Fig. 7 zeigt das Detailschaltbild der Korrekturstromkombinationsschaltung, welche die verschiedenen Korrekturstromsignale TCC, ACC, CLC, Lufttemperatur und WOT kombiniert, um eine Steilheit oder eine Sägezahnfrequenz des Ladestroms für den Taktsteuerkondensator C3O8 des Impulsbreitensteuerkreises zu erzeugen. Das Stromsignal CCC wird als Ladestrom an der Klemme 180 erzeugt und läuft über die Serienschaltung eines Lastwiderstandes R19 und den Emitter-Kollektorknotenpunkt eines eine Stromquelle darstellenden Transistors Q22. Die Basis des Versorgungstransistors Q22 ist an die Basis eines spiegelbildlich angeordneten Transistors Q21 geführt, dessen Emitter mit einer positiven Spannungsquelle +A über einen Lasttransistor R118, und dessen Kollektor mit der Kathode einer Diode CR103 an einem Spannungsknotenpunkt 178 verbunden ist. Die gemeinsam verbundenen Basen der beiden Transistoren Q21 und Q22 sind außerdem über die Diode CR103 an den Spannungsknotenpunkt 178 geführt.

Zur Steuerung des durch den Spiegeltransistor Q21 fließenden Stroms mit einem Steuertransistor Q20 und damit auch der Spannung am Knotenpunkt 178, kann der über den Transistor Q22 gelieferte Strom so genau gesteuert werden, daß er diesen Wert spiegelbildlich darstellt. Je stärker der über den Transistor Q22 an die Klemme 180 gelieferte Strom ist, um so kürzer ist die Breite des entstehenden

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Einspritzdüsenimpulses aufgrund der schnelleren Aufladung des Taktsteuerkondensators im Impulsbreitengeberkreis und umgekehrt, eine geringere Stromversorgung verlängert die Impulsdauer.

Die vom Steuertransistor Q20 abgeleitete Stroinmenge und die am Knotenpunkt 178 anliegende Spannung hängen von einem spannungsgesteuerten Stromableitungskreis 175 ab, der sie auch steuert. Die spannungsgesteuerte Schaltung 175 umfaßt einen Rechenverstärker 176, dessen Ausgang an die Basisklemme des Steuertransistors Q20 geführt ist. Der Kollektor des Transistors Q20 ist an den Spannungsknotenpunkt 178 und sein Emitter an eine Leitung eines Spannungswiderstandes R114 angeschlossen, dessen andere Leitung an Masse gelegt ist. Ein Spannungsknotenpunkt 174, welcher der Knotenpunkt des Emitters des Transistors Q20 und des Widerstandes R114 ist, ist auch an den Inversionseingang des Verstärkers 176 geführt. Der nicht-invertierende Eingang des Verstärkers 176 ist mit einem Spannungsknotenpunkt 172 verbunden, welcher die Spannung am Knotenpunkt 174 dadurch steuert, daß er den Steuertransistor Q20 veranlaßt, genügend Strom über den Transistor Q21 abzuziehen, um Spannungen zwischen den Knotenpunkten 172 und 174 oder den Eingängen des Verstärkers 176 auszugleichen. Somit kann das Stromsignal CCC durch Veränderung der Spannung am Knotenpunkt 172 gesteuert werden.

Die Spannung am Knotenpunkt 172 wird an einem Stromadditionswiderstand R111 entwickelt, der zwischen den Knotenpunkt und Masse geschaltet ist. Der am Widerstand R111 anstehende Strom wird durch die Kombination der Ausgänge zweier Geräte erzeugt. Der erste Ausgang ist das Signal eines Multiplizierverstärkers 164, und der

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zweite der eines StromversorgungsVerstärkers 170. Der Stromversorgungsverstärker 170 liefert Strom an den Knotenpunkt 172, und der Multiplizierverstärker zieht den Strom von diesem Knotenpunkt ab. Nachstehend werden diese Einrichtungen getrennt erörtert, wobei die Beschreibung des Stromversorgungsverstärkers 170 den Anfang macht.

Der Strom, der über den Verstärker 170 an den Knotenpunkt 172 gelangt, wird durch einen Steuertransistor Q19 gesteuert. Der Emitter dieses Steuertransistors Q19 ist an eine positive Spannungsquelle +A über einen Lastwiderstand R13 geführt, und sein Kollektor an den Knotenpunkt 172. Die Steuerung des Transistors Q19 erfolgt durch Anschluß des Ausgangs des Verstärkers 170 an die Basis des Transistors und Rückführung eines Spannungssignals an den Inversionseingang des Verstärkers vom Emitter des Transistors. Die Vorspannung des Verstärkers liegt an seinem nicht-invertierenden Eingang an; sie ist die Knotenpunktspannung am Knotenpunkt 167 zweier Spannungsteilerwiderstände R108 und R112, die zwischen die positive Spannungsquelle +A und Masse geschaltet sind. Die Vorspannung läßt dann den Verstärker 170 die Spannung an seinen Ausgängen ausgleichen und dadurch steuert er den Strom, der über den Transistor Q19 und die Spannung am Knotenpunkt 172 als Funktion der Eingangsspannung am Schwellwertknotenpunkt 167 fließt. Vom Transistor Q19 aus fließt ein Ruhestrom durch den Additionswiderstand R111 als Ergebnis der Vorspannung am Knotenpunkt 172. Mit dem Ruhestrom vom Multiplizierverstärker 164 baut dieser Strom eine Grundeinstellungsspannung am Knotenpunkt 172 auf und daher einen von der Klemme 180 aus fließenden Grundeinstellstrom. An diesem Punkt wird die Rampenspannung des sich aufladenden Konden-

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sators C3O8 eingestellt, und die Anlage gibt eine Impulsbreite lediglich als Funktion der Signale MFS und SFS ab.

Durch Veränderung des Stromsignals CCC und damit der Steilheit der Laderampenspannung als eine Funktion von anderen Motorvariablen kann die an den Einspritzdüsen anliegende Impulsbreite für eine Anzahl von physischen Arbeitsbedingungen korrigiert werden. Die erste Korrektur für die Grundeinstellung RPM, MAP ist für eine Lufttemperatureinstellung, und das Signal liegt am Knotenpunkt 167 an. Die Spannung am Knotenpunkt 167 wird durch einen Inversionsverstärker 168 verstärkt, an welchem das Lufttemperatursignal über eine Klemme 166 anliegt, und der einen positiven Ausgangsstrom an den Knotenpunkt 167 abgibt. Das Ausgangssignal des Verstärkers 168 ist der Lufttemperatur proportional und ändert die Ansteuerung des Verstärkers 170 am Knotenpunkt 167 in Übereinstimmung mit diesem Signal. Das bewirkt, daß weniger Strom an den Knotenpunkt 172 gelangt, wodurch die Impulsbreite verlängert wird und eine größere Anreicherung bei kalten Lufttemperaturen erzielt wird. Dies ist natürlich erforderlich, weil der Luftstrom bei abnehmenden Umgebungstemperaturen zunehmend dichter wird. Bei höheren Lufttemperaturen ist eine Abmagerung vorgesehen, um die Impulsbreite zu verkürzen.

Die den Inversxonsverstärker 168 umfassende Schaltung wird durch eine positive Vorspannung am nicht-invertierenden Eingang des Verstärkers 168 ausgebildet, die die Knotenpunktspannung zweier Spannungsteilerwiderstände R101 und R109 sind, die zwischen die positive Spannungsquelle +A und Masse geschaltet sind. Das über einen Eingangswiderstand R105 am Inversxonseingang des Verstärkers 168 anliegende Eingangssignal wird am Knotenpunkt eines Widerstandes

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R106 und des Lufttemperaturmeßfühlers entwickelt, die zwischen die positive Spannungsquelle +A und Masse geschaltet sind. Ein negativer Verstärkungsgrad des Verstärkers 168 wird dadurch erzeugt, daß ein Rückführungswiderstand R107 zwischen den über eine Sperrdiode CR102 entwickelten Ausgang und den Inversionseingang geschaltet ist. Die Sperrdiode CR1O2 ermöglicht es dem Verstärker 168 Strom an den Knotenpunkt 167 abzugeben, jedoch keinen Strom von ihm abzuziehen.

Wenn während des Betriebs die Lufttemperatur ansteigt, und der Widerstand des Lufttemperaturfühlers ansteigt, erhöht sich auch die Spannung am Inversionseingang des Verstärkers 168 und bewirkt, daß die Ausgangsspannung am Knotenpunkt 167 abfällt. Diese ansteigende Spannung am Inversionseingang verkürzt die Impulsbreite durch proportionale Verstärkung des Ausgangsstroms der Klemme 180. Jetzt ist die Drehzahl-Dichteeinstellung der elektronischen Steuerung vollständig, da die Einstellung SFS und MFS auf Luftdichteveränderungen auf der Grundlage der Lufttemperatur korrigiert wurde.

Die Wirkung der Lufttemperaturkorrektur auf die Impulsbreite ist in Fig. 7b dargestellt, in welcher die Anreicherung bei niedrigeren Temperaturen stärker ist als bei höheren Temperaturen. Eine schrittweise Temperaturänderung am Meßfühler bewirkt eine lineare laufende Veränderung des Ausgangsstroms der Transistorquelle Q19. Da sich die Spannung am Knotenpunkt 172 und damit die Impulsbreite wie 1/R bei schrittweisen Stromänderung verändert, verändert sich auch die Anreicherung wie 1/T (Fig. 7b).

Das Korrekturregelsignal CIC kann auch am Emitter des Transistors

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Q19 anliegen, um eine Regeistromkorrektur der Impulsbreite zu bieten. Das Regelsignal wird an diesem Punkt in die Schaltung eingespeist, damit die Grundeinstellung um eine Regelkorrektur auf der Grundlage des Signals eines Meßfühlers für die Zusammensetzung des Auspuffgases verändert werden kann. Die Regelkreise für ein integrales Regelsignal auf Grundlage des Sauerstoffgehaltes des Auspuffgases sind allgemein bekannt. Da ein Regelsignal dieser Art während des Startes und des Anwärmens im allgemeinen blockiert ist, darf das Signal diese Einstellungen nicht gegenteilig beeinflussen und wird somit auf diese Weise von der Start- und Anwärmschaltung getrennt.

Bei der erfindungsgemäßen Anlage ist eine Regelung durch Regelung eines Kurzschlusses vorgesehen, um die am Knotenpunkt 172 anliegende Strommenge zu verändern. Normalerweise, wenn die Anlage im offenen Regelkreis gesteuert wird, dient der Kurzschluß dazu, eine bestimmte Strommenge vom Emitter des Transistors Q19 abzuziehen, um einen Mittelpunktwert zu bilden. Der Kurzschluß wird anschließend im geschlossenen Regelkreis geregelt, um entweder die Impulsbreite durch Abziehen weiteren Stromes vom Emitter Q19 zu verlängern oder dadurch zu verkürzen, daß weniger Strom vom Emitter des Quelltransistors abgezogen wird. Wird ein Regler in der Anlage verwendet, dann muß der Ruhestromwert für den Widerstand R111 am Mittelpunktwert für den Steuerungsbetrieb mit offener Regelschleife berücksichtigt werden.

Das Ausgangssignal des Multiplizierverstärkers 164 liegt über einen Widerstand R110 am Stromadditionswiderstand R111 an. Weiter liegt

J2G. am Inversionseingang des Verstärkers eine Schwellspannung an, wel-

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ehe die Knotenpunktspannung zweier Spannungsteiler R100 und R103 ist, die zwischen die positive Spannungsquelle +A und Masse geschaltet ist. Ein integrierender oder Zählkondensator C101 ist auch zwischen den Inversionseingang des Verstärkers 164 und Masse geschaltet. Der nicht-invertierende Eingang des Verstärkers 164 erhält das Signal TWS vom Dreieckswellengeber über eine Klemme 158.

Liegt die ansteigende Rampe der Dreieckswellenform TWS an, so übersteigt die am nicht-invertierenden Eingang des Verstärkers 164 anliegende Spannung die am Inversionseingang eingestellte Spannung, und das Ausgangssignal des Verstärkers schaltet auf einen hohen Pegel um. Die Dreieckswellenform erreicht dann ihre Spitze bei +6V und beginnt abzufallen, wobei sie beim überschreiten der Inversionseingangsspannung bewirkt, daß das Ausgangssignal des Verstärkers 164 auf einen niedrigen Pegel umschaltet. Auf diese Weise wird das Ausgangssignal des Verstärkers 164 zu einem Rechtecksignal, dessen Tastverhältnis von der Spannung am Inversionseingang des Verstärkers 164 abhängt.

Die von den Widerständen R1OO und R103 entwickelte Schwellwertspannung ist so gewählt, daß sie ein Ruhetastverhältnis bildet, das am Knotenpunkt 172 gerade unterhalb des Signals TWS liegt, wenn es durch den Widerstand R110 abgegeben und im Widerstand R111 summiert wird. Ein zwischen den Knotenpunkt 172 und Masse geschalteter integrierender oder Zählkondensator C106 erzeugt die Spannungskomponente des Multiplizierverstärkers 164 als eine Linearfunktion des Tastverhältnisses der Impulse.

Das in Fig. 7c gezeigte Signal TWS ist ein Dreieckssignal, dessen

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Wellenform sägezahnförmig zwischen einer positiven Spannung und im wesentlichen Massepegel schwankt. Jede Spannung über dem Schwellenwert erzeugt positive Impulse am Ausgang des Verstärkers 164. Die Dauer dieser positiven Impulse kann durch Erhöhung der Spannung am Knotenpunkt 161 verkürzt werden, wobei diese Spannungserhöhung anschließend die Spannung am Knotenpunkt 172 durch Ableitung von mehr Strom herabsetzt und damit auch den Ladestrom der Klemme 180 verringert, um das Impulsbreitensignal für die Einspritzdüsen zu verlängern und eine Gemischanreicherung zu bieten.

Das Anwärmstromsignal TCC wird dem Knotenpunkt 161 über die Klemme 162 und die Diode CR100 eingespeist, um eine proportionale Spannungserhöhung am Widerstand 103 zu bewirken. Je größer der Anwärmstrom ist, umso größer ist die Durchsteuerungszeit des Ausgangstastverhältnisses des Verstärkers 164 und damit ist der Strom umso kleiner, der vom Signal CCC geliefert wird. Das daraus entstehende verstärkte Anwärmsignal TCC verlängert die Impulsbreite für die Anwärmanreicherung des Gemisches.

Bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel ist das Signal TCC ein Strom mit veränderlicher Amplitude und einem veränderlichen Tastverhältnis . Wie nachstehend näher erläutert wird, wird das Tastverhältnis der "Anschaltzeit" des Signals TCC mit dem Signal MAP erhöht, um eine verstärkte Anreicherung bei schwerer Belastung des Motors zu gewährleisten, während die Amplitude des Signals sich mit der Zeit und Temperatur ändert. Das Signal TCC ist in Fig. 7c als Spannungspegel dargestellt, der über dem Schwellwertpegel des Verstärkers 164 liegt, um die Impulsbreite auf einen Wert T₁ in Fig. 7d zu verkürzen sowie auf einen Wert T₃ in Fig. 7e.

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Eine weitere Anreicherung wird durch Erzeugung des Signals WOT geboten, das am Knotenpunkt 161 von der Klemme 160 her über einen Widerstand R102 und eine Diode CR100 summiert wird. Ein Kondensator C100 ist zwischen den Widerstand und den Diodenansehlußpunkt sowie Masse geschaltet, um ein Tiefpaßfilter für das im wesentlichen digitale Signal WOT zu bilden.

Der Widerstand R102 wird als Wert gewählt, um einen Anstieg der Anreicherungsspannung am Knotenpunkt 161 zusätzlich zur Schwellwertspannung oder der vom TCC-Stromsignal entwickelten Spannung zu erzeugen. Diese Extraspannung aus dem Signal WOT führt eine Verkürzung des Tastverhältnisses des Verstärkers 164 herbei und damit eine Herabsetzung des Stromausgangssignals CCC sowie eine Verlängerung der Impulsbreite. Das Anreicherungssignal WOT wird für die Motorleistung bei voll geöffneter Drosselklappe gebraucht und schaltet die Grundeinstellung aus. Der in Fig. 7c gezeigte Spannungspegel WOT bewirkt eine Verkürzung der Impulsbreite des Verstärkers 164 auf einen Wert T„ (Fig. 7e).

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Außer der Drehzahl-Dichteeinstellung der elektronischen Steuerung 13 und der Korrekturströme der Fig. 7 gibt es noch einen Korrekturfaktor für das Mischungsverhältnis während des Sonderzustandes des Anlassens. Obwohl die Anlaßzeit relativ kurz ist, ist eine richtige Mischungsverhältnissteuerung während dieser Periode für das Fahrverhalten kritisch. Die Kaltstartfunktionsschaltung 2o dient der Anreicherung des Mischungsverhältnisses während des Anlassens und gibt Impulsbreitedaten direkt an die Einspritzdüsensteuerung über das Signal CKS ab.

Anhand der Fig. 8a-e wird jetzt die Kaltstartfunktionsschaltung näher erläutert. Die Kaltstartfunktionsschaltung gibt temperaturabhängige Extrabrennstoffimpulse ab, um das Mischungsverhältnis beim Anlassen für einen schnellen und leichten Start bei einem kalten Motor anzureichern. Die Schaltung umfaßt ein Vergleichsglied 2o4, dessen Ausgang über eine Diode CR2o1 an eine Klemme 2o6 geführt ist. Die Klemme 2o6 gibt die Kaltstartimpulse als Signal CKS ab, das mit den Hauptbrennstoffimpulsen in ODER-Konjunktion verknüpft wird. Diese Impulse sind meistens stärker als die Signale PWS und überlappen sie somit. Wenn der Anlaßmagnet des Motors nicht beaufschlagt ist, wird das Signal CKS gesperrt und das Signal PWS liefert dann die vorgesehene Brennstoffmenge, um einen weichen übergang vom Startzustand aus zu bewirken.

Ein Eingangssignal am Inversionseingang des Verstärkers 2o4 liegt über die Spannung am Knotenpunkt eines Spannungsteilers aus den Widerständen R21o und 212 an, der zwischen einem Versorgungs-

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to

spannungspunkt 2o3 und Masse geschaltet ist. Der Versorgungsspannungspunkt 2o3 liegt im wesentlichen auf der positiven Versorgungsspannung +A und wird während des Starts des Motoranlassers durch einen Entkopplungswiderstand R2o9 und einen Filterkondensator 2o2 entkoppelt und gefiltert, wenn die Spannungsregelung des Fahrzeugs etwas unregelmäßig ist.

Der Knotenpunkt des Spannungsteilers 2o5 wird periodisch über den Kollektor-Emitterweg eines Transistors Q17 und eines Taktsteuerwiderstandes R211 an Masse gelegt. Der Emitter des Transistors Q17 ist geerdet und seine Basis über einen Widerstand 218 an die Klemme 21o geführt. An den Kollektor des Transistors Q17 ist auch eine Klemme eines Kondensators C2o3 angeschlossen, dessen andere Klemme geerdet ist.

Die Klemme 11o erzeugt das in Fig. 8b gezeigte Löschsignal RST. Das Löschsignal führt den Knotenpunkt 2o5 an Masse , indem es den Transistor Q17 bei der Anstiegsflanke des Impulses ansteuert und anschließend den Knotenpunkt auf Massepotential für die Dauer des Impulses hält, wodurch sich der Kondensator C2o3 entlädt. Auf der Abstiegsflanke des Löschimpulses schaltet der Transistor Q17 ab und der Kondensator C2o3 lädt sich exponentiell bis zur Spannungsteilerspannung des Knotenpunktes 2o5 auf, die durch die Widerstände R21o und R212 eingestellt ist. Die Ladezeit für die ansteigende Spannung ist die Zeitkonstante RC des Kondensators C2o3 und des Widerstandes R211. Die Wellenform der Spannung an dem Knotenpunkt 2o5 ist in Fig. 8c als V(N2o5) dargestellt.

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Eine veränderliche Schwellenspannung liegt über einen Knotenpunkt 2o1 und einen Eingangswiderstand R214 vom Wassertemperaturmeßfühler 211 am nichtinvertierenden Eingang des Verstärkers 2o4 an. Diese Schwellenspannung ändert sich in Abhängigkeit von der Temperatur des Kühlmittels des Motors und ist ein Anzeichen für die Betriebstemperatur des Motors. Abnehmende Spannungen am Knotenpunkt 2o1 zeigen eine ansteigende Motortemperatur an. Der Verstärker 2o4 schaltet dann zwischen Durchsteuerung und Sperren um, um Kaltstartimpulse durch Vergleich der Spannungen an den Knotenpunkten 2o1,2o5 zu erzeugen, die an ihren Eingängen anliegen. Die veränderliche Schwellenspannung VN2o1 ist in Fig. 8c gezeigt.

Kaltstartimpulse beginnen bei 22o in Fig. 8d auf der Anstiegsflanke des Löschimpulses, wenn der Knotenpunkt 2o5 an Masse liegt und die invertierende Eingangsspannung unter den Wert der Schwellenspannung abfallen läßt, die am nichtinvertierenden Eingang anliegt. Der Impuls ist bei 222 beendet, wenn die Spannung am Knotenpunkt 2o5 die des Knotenpunktes 2o1 bei 224 übersteigt. Die Impulsbreite hängt vom Pegel der Schwellenspannung und der Zeitkonstante des Kondensators C2o3 ab. Kältere Temperaturen oder höhere Schwellenspannungen verursachen einen exponentiellen Spannungsanstieg am Knotenpunkt 2o5, welcher die Schwellen spannung zu einem späteren Zeitpunkt überschreitet als bei einem wärmeren Motor und damit die Impulsbreite vergrößert (Impuls 226). Niedrigere Schwellenspannungen, die bei höheren Motortemperaturen erzeugt werden, bewirken kürzere Impulsbreiten wie den Impuls 22 8 .

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Eine Serienschaltung aus einem Widerstand R215 und einer Diode CR 2oo, die zwischen den Ausgang und den nicht invertierenden Eingang des Verstärkers 2o4 geschaltet sind, wirken als Mitkopplung für den Verstärker 2o4. Die Schaltung ist auch mit einer aktiven Pegelanhebung des Verstärkers 2o4 über den Widerstand R2 35 versehen, der zwischen den Ausgang des Verstärkers 2o4 und die Klemme 212 geschaltet ist. Das Signal SRT liegt an der Klemme 212 an und steuert das Signal CKS nur während seines hochpegeligen Zustandes durch, wie in Fig. 8e gezeigt ist. Somit wird das Signal CKS gesperrt, wenn kein Startsignal anliegt, d.h. wenn der Anlassermagnet nicht beaufschlagt ist.

Der Betrieb des Verstärkers 2o4 wird außerdem durch einen Verstärker 2o8 gesperrt, dessen Schwellenspannung an einem Knotenpunkt 213 von zwei Spannungsteilerwxderständen R217 und R216 anliegt, die zwischen die positive Spannungsquelle +A und Masse geschaltet sind. Der Inversionseingang des Verstärkers 2o8 erhält das Signal RPM, eine der Drehzahl des Motors proportionale Spannung, über die Klemme 115 und vergleicht sie mit der Schwellenspannung. Der Verstärker 2o8 arbeitet mit offenem Kollektor, der die Basis des Transistors Q17 über seine Ausgangsklemme an Masse führt, wenn die Signalspannung RPM die Schwellenspannung übersteigt. Vorzugsweise stellt die Schwellenspannung etwa 32 5 U/min dar, die eine überstarke Anreicherung während einer zu langen Betätigung des Anlassers weitgehend verhindert. Der Schwellenwert ist in Fig. 3f als Spannungspegel RPM (CK) oder als Startdrehzahlschwellenwert dargestellt.

Die temperaturabhängige Schwellenspannung am Knotenpunkt 2o1 wird durch einen nichtinvertierenden Spannungsverstärker 2o2 entwickelt. Die Ausgangsklemme des Verstärkers 2o2 ist an die Basis eines PNP-Transistors Q12 geführt, welche die Stromsteuerung von einem mit der positiven Versorgungsspannung +A verbundenen Widerstand mit positiv gerichtetem Spannungspegel durchführt. Der Strom dient zur Entwicklung einer Spannung am Widerstand R2o6, der zwdszhen den Kollektor des Transistors Q12 und Masse geschaltet ist.

Der Verstärkungsgrad des Verstärkers 2o2 wird durch einen Rückführungswider stand R2o7 bestimmt, der zwischen den Inversionseingang und die Emitterklemme des Transistors Q12, sowie die Parallelschaltung der Widerstände R2o5 und R2o6 geschaltet ist. Eine Versetzung von etwa 1V wird durch die Spannungsteiler-reihenschaltung der Widerstände R2o4 und R2o5 an den Inversionseingang angelegt, die zwischen die positive Spannungsquelle +A geschaltet sind und Masse.

Das Wassertemperatursignal liegt am nichtinvertierenden Eingang des Verstärkers 2o2 über einen Eingangswiderstand R2o3 an, der seinerseits vom Knotenpunkt eines Widerstandes R2o1 und des Wassertemperaturmeßfühlers 35 bespeist wird, die zwischen die positive Spannungsquelle +A und Masse geschaltet sind. Der Wassertemperaturmeßfühler 35 ist ein Regelwiderstand der die Knotenpunktspannung des Meßfühlers und des Widerstandes R2o3 zwischen etwa 4 und 6 V in Abhängigkeit von Änderungen der Kühlmitteltemperatur verändert. Diese Spannung wird proportional verstärkt, um am Emitter des

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Transistors Q12 einen Steilanstieg von 4 auf 9 V zu bewirken und damit eine proportionale Spannung am Knotenpunkt seines Kollektors mit dem Widerstand R2o6 anliegen zu haben. Diese der Kühlmitteltemperatur proportionale Spannung wird anschließend durch ein Tiefpassfilter aus einem Widerstand R213 und einem Parallelkondensator C2oo gefiltert, der die Spannung an den Eingangswiderstand R214 des Verstärkers 2o4 weiterleitet.

Der Wassertemperaturmeßkreis 211 erzeugt auch das Wassertemperatursignal WTS und sein Analogsignal WTS¹, das an verschiedene andere Teile der Anlage über die Klemmen 2 3o,2 32 abgegeben wird. Das Signal WTS dient der Stromableitung an die Ausgangsklemme des Verstärkers 2o2 und sorgt für einen ansteigenden Leitwert bei abnehmender Motortemperatur, während das Signal WTS¹ eine Spannung vom Emitter von Q12 ist, die mit der Temperatur ansteigt. Signale WTS, WTS¹ werden hauptsächlich in der Anwärmkorrekturschaltung verwendet, die nachstehend näher erüäitert wird.

Die Schaltung mit der Anwärmkorrektur für die Kurven A und B ist in Fig. 9a dargestellt. Die Schaltung für die Kurve A erzeugt ein Anwärmkorrektursignal, das zeit- und motortemperatur-abhängig ist, während die Schaltung fir die Kurve B ein Anwärmkorrektursignal ausschließlich aufgrund der Motortemperatur erzeugt. Die beiden Schaltungen erzeugen einen Anreicherungsstrom, der zum anderen addiert wird, wobei die Summe dann für Motorbelastungen korrigiert wird, wie nachstehend anhand der Beschreibung der Schaltung +K näher erläutert wird.

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Der Strom der Kurve B wird durch zwei parallele Stromversorgungstransistoren Q13,Q14 an eine Klemme 24o über ihren gemeinsamen Kollektoranschluß am Knotenpunkt 224 abgegeben. Nach der überlagerung mit dem Strom für die Kurve A am Knotenpunkt 248, der von einem Stromquellentransistor Q16 entwickelt wird, erzeugt die Klemme 24o das gesamte Stromsignal für die Temperatur HCC.

Die Basis des Transistors Q13 ist an eine Klemme 23o geführt, sein Emitter an einen Lastwiderstand R221 und sein Kollektor an den Stromsummierungsknotenpunkt 224. Die andere Klemme des Lastwiderstandes R221 ist an den Knotenpunkt eines Spannungsteilers mit dem Widerstand R219 und dem Widerstand R222 geführt, die zwischen die positive Spannungsquelle +A und Masse geschaltet sind. Die Basis des Transistors Q14 ist gleicherweise an eine Klemme 22o geführt, sein Emitter an einen Lastwiderstand R223 und sein Kollektor an den Stromsummierungsknotenpunkt 224. Wie im Fall des Lastwiderstandes 221 ist auch die andere Klemme des Lastwiderstandes 223 an den Knotenpunkt eines Spannungsteilers mit den Widerständen R22o und R224 geführt, die zwischen die positive Spannungsquelle +A und Masse geschaltet sind.

Im Betrieb liegt am Stromgenerator der B-Kurve das Wassertemperatursignal WTS über die Klemme 22o an, das sich mit der Betriebstemperatur des Motors verändert. Bei niedrigen Temperaturen ist das Signal WTS erheblich niederpegliger (leitet mehr Strom ab) als bei hohen Temperaturen, und daher steuern Q13 und Q14 voll durch. Am Knotenpunkt 224 liegt dann der volle Strom an, der von den

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Teilerspannungen über die Lastwiderstände 221,22 3 geliefert wird. Die Teilerspannungen unterscheiden sich voneinander, und die niedrigste Spannung bildet den ersten Knickpunkt, der über dem Temperaturverlauf dargestellten Kurve B (Fig. 9c). Wenn das Signal WTS stärker wird als die erste Teilerspannung, sperrt die umgekehrte Basisvorspannung den Transistor und bildet nur eine einzige Stromquelle für den Summierknotenpunkt 224. Wenn das Signal WTS weiterhin ansteigt, sperrt auch der zweite Transistor an der zweiten Teilerspannung 262 in Fig. 9c und bildet einen voll angewärmten Verlauf. Daher liefert die Kurve bei höheren Motortemperaturen weniger Strom als bei niedrigeren Temperaturen, bis der Strom bei einer Temperatur zu 0 wird, die ein Gegenwert zur zweiten Teilerspannung ist.

Die Teilerspannungen oder Knickpunkte der Kurve können auf verschiedene Stellen eingestellt werden, jedoch wird der erste Punkt 261 vorzugsweise auf etwa 6o°F (ca. 15,6°C) und der zweite Punkt auf etwa 15o°F (etwa 65,6°C) eingestellt. Unter 6o°F (ca. 15,6°C) sorgt die erhöhte Steilheit der Kurve für die erforderliche Anreicherung zum Betrieb des kalten Motors, und über 15o°F (ca. 65,6°C) ist die Anreicherung durch die Kurve B nicht mehr erforderlich, da die volle Betriebstemperatur des Motors erreicht ist.

Die Stromerzeugung nach der Kurve A und der Anreicherungsverlauf ist in Fig. 9b gezeigt. Der Stromerzeugungstransistor Q16 für die Kurve A arbeitet in gleicher Weise wie der Stromerζeugungstransistor für die Kurve B, dessen Basis an einen Knotenpunkt 25o geführt

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ist, der sie mit einer veränderlichen oder regelbaren Spannung versorgt, die zeit- und temperaturabhängig ist; der Kollektor des Transistors Q16 ist an den Knotenpunkt 248 geführt, welcher den Strom A und B summiert.

Der Emitter des Transistors Q16 ist über einen Emitterwiderstand R253 an den Knotenpunkt eines Spannungsteilers mit der Serienschaltung aus den Widerständen R248,R254 und einem zwischen die positive Spannungsquelle +A und Masse geschalteten Teilerwiderstand R252 geführt. Eine am Knotenpunkt 25o anliegende Niederspannung erzeugt im Transistor Q16 einen maximalen Strom, der am Knotenpunkt 248 anliegt. Wenn die zeitabhängige Spannung am Knotenpunkt 25o anzusteigen beginnt, gelangt immer weniger Strom über den Transistor Q16 an den Knotenpunkt 248. Wenn die Spannung am Knotenpunkt 25o den Knickpunkt oder die Teilerspannung am Emitter von Q16 übersteigt, sperrt die Stromquelle.

Die zeitabhängige Spannung am Knotenpunkt 25o wird durch eine Steuerung der Spannung am Widerstand R251 erzeugt, der über einen Emitterfolger zwischen den Knotenpunkt und Masse gelegt ist. Der Emitterfolger wird aus einem Transistor Q18 gebildet, dessen Kollektor an die positive Spannungsquelle +A und dessen Emitter an den Spannungsknotenpunkt 25o angeschlossen ist.

Die Steuerspannung für den Emitterfolgertransistor Q18 wird durch den Knotenpunkt 252 geliefert, welcher der Kollektor eines Transistors Q15 ist, der zunächst durchsteuert. Der Emitter des

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Transistors Q15 ist an einen Spannungsknotenpunkt 254 geführt, welcher den Knotenpunkt zweier Spannungsteilerwiderstände R246 und R249 bildet, die zwischen die positive Spannungsquelle +A geschaltet sind. Während der Durchsteuerungszeit des Transistors Q15 liegen an den Knotenpunkten 252,254 nur wenig unterschiedliche Spannungen an, wobei ein Kondensator C2o7 über den Transistor Q15 vollkommen entladen wird, indem sein Kollektor eine Klemme und sein Emitter an die andere Klemme angeschlossen ist.

Die Spannung am Knotenpunkt 254 hängt vom Verhältnis der Teilerwiderstände R246,R249 sowie von der Strommenge ab, welche über die Diode CR2o2 vom Knotenpunkt durch die Wirkung des Signals WTS über die Klemme 22o fließt. Bei einem Temperaturanstieg fließt weniger Strom durch die Diode CR2o2, und daher steigt die Spannung an den Knotenpunkten 254,252 an, wodurch der Transistor Q18 noch mehr durchsteuert und die Stromquelle Q16 noch weiter sperrt.

Dies erzeugt einen temperaturabhangigen Anlasserstrom für den Verlauf der Kurve A, wie es für ansteigende Temperaturen TwT₃ in Fig. 9b gezeigt ist. Die Kurven zeigen,daß die Anfangsströme für die Kurve A bei ansteigenden Temperaturen abnehmen. Bei Temperaturen jedoch, die über T. liegen, leitet das Signal WTS kaum mehr Strom vom Knotenpunkt bei 54 ab, und der Anfangsstrom der Kurve A wird durch die Teilerspannung eingestellt, denn, soweit es die Figur betrifft, sind die Anfangsstartpunkte auf der Anreicherungsachse für T., T- und T, identisch.

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Der Transistor Q15 steuert zunächst über eine positive Vorspannung durch, die aus der Serienschaltung mit den Vorspannungswiderständen R243,R245 besteht, die zwischen die positive Spannungsquelle +A und die Basis des Transistors geschaltet sind. An den Knotenpunkt dieser Vorspannungswiderstände ist ein Widerstand R2 61 für positiv gerichteten Spannungspegel angeschlossen, der auch an den Ausgang eines Schaltverstärkers 256 geführt ist.

Der Verstärker 256 sperrt normalerweise über eine positive Vorspannung an seinem nichtinvertierenden Eingang. Die Vorspannung wird dadurch entwickelt, daß der nichtinvertierende Eingang an den Knotenpunkt zweier Teilerwiderstände R2 37 und R24o geführt ist, die zwischen die positive Spannungsquelle +A und Masse geschaltet sind. Zwischen den nicht invertierenden Eingang und den Ausgang des Verstärkers ist auch ein Hysteresewiderstand R242 geschaltet.

Der Inversionseingang des Verstärkers 256 ist an den Knotenpunkt von einem Taktsteuerwiderstand R2 38 und einem Taktsteuerkondensator C2o6 geführt, die zwischen die positive Spannungsquelle +A und Masse gelegt sind. Der Kollektor eines Transistors Q11 ist an den Knotenpunkt des Kondensators C2o6 und des Widerstands R238 geführt, und sein Emitter ist an Masse gelegt und bildet eine Vorrichtung zur Entladung des Kondensators 2o6, wenn der durch das von der Klemme 26o erzeugte und über einen Eingangswiderstand 236 her anliegende Startsignal SRT den Transistor ansteuert.

Im Betrieb bewirkt das Signal SRT, daß der Transistor Q11 den Kon-

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densator C2o6 entlädt, und einen Taktsteuerungszyklus beginnt, in welchem der Kondensator beginnt, sich bis auf die Versorgungsspannung mit einer Zeitkonstante aufzuladen, die durch den Widerstand 238 und seine Kapazität gebildet wird. Der Taktsteuerzyklus beginnt, nachdem das Startsignal SRT niederpegelig wird, was anzeigt, daß der Anlassermagnet abgefallen ist. Während des Taktsteuerzyklus von R238, C2o6 steuert der Transistor Q15 durch und hält den Knotenpunkt 252 auf im wesentlichen der am Knotenpunkt 2 54 erzeugten temperaturabhängigen Spannung. Diese Funktion erzeugt den Teil des mit HOLD bezeichneten Verlaufs der Kurve der Fig. 9b. Bei verschiedenen Temperaturen werden bei T₁, T2 und T^ verschiedene Haltestrompegel für die Anreicherung erzeugt. Die Haltestrompegel sind zeitabhängige Verlängerungen der Anfangsströme der Kurve A, die durch die Spannung am Knotenpunkt 254 eingestellt ist.

Da die Spannung am Inversionseingang des Verstärkers 256 die Schwellenspannung der Spannungsteiler R2 37,R24o schneidet, legt der Verstärker die Basis des Transistors Q15 über sein den Transistor abschaltendes Ausgangssignal an Masse.

Nachdem die Basis des Transistors Q15 geerdet ist, beginnt die Schaltung den Kondensator C2o7 von dern positiven Spannungsquelle +A über den Ladeweg aus der Serienschaltung der Widerstände R247 und R248 aufzuladen. Die wigen des Kondensators C2o7 ansteigende Spannung am Knotenpunkt 252 läßt den Ausgangsstrom des Transistors Q16 abfallen. Da die Kondensatorspannung am Knotenpunkt 252 exponentiell ansteigt, fällt der am Kollektor des Transistors Q16

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anstehende Strom exponentiell ab.

Durch die Wirkung des Verstärkers 256 bleibt somit der Transistor Q16 für eine bestimmte Zeit bei einem temperaturabhängigen Strom durchgesteuert. Nach dem Auslaufen dieses Zeitabschnitts fällt der Strom auf einen vollen Motoranwärmwert oder, im bevorzugten Ausführungsbeispiel, auf O ab. Dies ist in Fig. 9b und den mit DECAY (Abfall) bezeichneten Teilen der Kurven dargestellt.

Ein weiteres Eingangssignal an der nichtinvertierenden Klemme des Verstärkers 256 liegt von einem Verstärker 26o über einen zum positiven Spannungspegel gerichteten Ausgangswiderstand 241 her an. Der Verstärker 26o ist als Schaltverstärker mit einem Hysteresewiderstand R227 zusammengeschaltet, der zwischen seiner Ausgangsleitung und den nichtinvertierenden Eingang gelegt ist. Am nichtinvertierenden Eingang liegt außerdem ein Schwellenwertpegel vom Knotenpunkt eines Spannungsteilers her an, der aus den Teilerwiderständen 226,225 besteht, die zwischen die positive Spannungsquelle +A und Masse geschaltet sind. Der Inversionseingang des

geführt, Verstärkers 26o ist an die Klemme 222/an welcher das Signal WTS¹

anliegt.

Im Betrieb ist das Signal WTS¹ ein Maß für die Betriebstemperatur des Motors wie das Signal WTS, das eine mit der Temperatur ansteigende Spannung bildet. Wenn somit die Mrtortemperatur ansteigt, nähert sich die am Inversionseingang des Verstärkers 26o anliegende Spannung dem Schwellenwert des Spannungsteilers R225,R226. Wenn

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sie den Schwellenwert schneidet, legt der Verstärker 260 den nicht invertierenden Eingang des Verstärkers 256 über den Ausgangswiderstand 241 an Masse. Damit wird im wesentlichen die Haltezeitkonstante des Kondensators C2o6 und des Widerstandes R2 38 vernichtet, da die am Inversionseingang anliegende Spannung sofort über den Massepegel hinaus ansteigt, und damit den Verstärker 256 anschaltet und den Transistor Q15 sperrt.

Das Ergebnis dieses Haltestrom annulierenden Merkmals ist in Fig. 9b am Temperaturpunkt Tg dargestellt, an welchem keine Haltestromperiode für den Stromverlauf der Kurve A auftritt. Der Schwellenwert des Verstärkers 260 entspricht der Temperatur Tg und wird so ausgewählt, daß der Anwärm- und Leerlaufbetrieb des Motors nicht nachteilig beeinflußt wird. Die Haltestromzeit für Strompegel bei einer Temperatur über T₆ wird ebenfalls aufgehoben, die durch die Temperaturkurve gezeigt wird. Diese Haltestromannulierung ermöglicht eine Anreicherung, wenn sie für das föhrverhalten während der Anwärmzeit erforderlich ist, vermindert jedoch die Emissio· nen und verbessert den sparsamen Brennstoffverbrauch, wenn die Haltestromfunktion bei hohen Motortemperaturen abgeschafft werden kann.

Im folgenden wird die Arbeitsweise der EGR-Signalschaltung näher erläutert. Das Magnetventil EGR, das an die Kollektorklemme eines Q9 angeschlossen ist, erhält postivie Versorgungsspannung +B über einen Lastwiderstand R255, wenn der Transistor durchsteuert. Die Diode CR2o6 zwischen der Klemme des Magnetventils EGR und

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Masse ergibt einen Entladungsweg für das zusammenbrechende Feld der Magnetspule, wenn der Transistor Q9 abschaltet. Zwei Dioden CR2o4,CR2o5 sind zwischen die Basis des Transistors Q9 und die Klemme +B in Reihe geschaltet, um den Stromfluß durch den Transistor und damit durch die Magnetspule zu begrenzen, indem sie einen vorgegebenen Spannungsabfall am Knotenpunkt bewirken.

Ein Signaltransistor Q8 steuert den Stromversorgungs- oder Leistungstransistor Q9 dadurch an, daß eine Klemme eines Widerstands R256, der mit seiner anderen Klemme an die Basis des Transistors Q9 geführt ist, an Masse gelegt wird. Ein Vorspannungswiderstand R257 ist zwischen die Stromversorgungsklemme +B und die Basis des Transistors Q9 geschaltet, um eine Gegenspannung an die Basis von Q9 anzulegen, wenn der Transistor Q8 sperrt.

Meist steuert der Signaltransistor Q8 durch, und daher ist auch Q9 angeschaltet. Die Vorspannung für die Durchsteuerung von Q8 wird durch eine positive Vorspannung an der Basisklemme des Transistors erzeugt. Die Vorspannung wird am Knotenpunkt eines Spannungsteilers entwickelt, der aus der Reihenschaltung der Widerstände R231,R234 und R258 besteht, die zwischen die positive Spannungsquelle +A und Masse geschaltet sind.

Ein Schaltverstärker 258 zur Ansteuerung oder Abschaltung des Transistors Q8 ist mit seiner Ausgangsklemme an den Knotenpunkt der Widerstände R231 und R234 geführt. Der Verstärker 258 weist außerdem einen Hysteresewiderstand R232 auf, der zwischen seiner

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Ausgangskleinme und seinem nichtinvertierenden Eingang geschaltet ist. Am nichtinvertierenden Eingang des Verstärkers 258 liegt eine Schwellenspannung über den Knotenpunkt eines Spannungsteilers mit den Widerständen R229,R228 an, die zwischen die positive Spannungsquelle +A und Masse geschaltet sind. Ein Eingangssteuersignal des Verstärkers 258 wird vom Knotenpunkt eines Filter-Kondensators C2o4 und eines Eingangswiderstandes R23o abgegeben, wobei diese Schaltung zwischen die Klemme 222 und Masse gelegt ist. Außerdem ist zwischen dem Inversionseingang und dem nichtinvertierenden Eingang des Verstärkers 258 ein Verzögerungskondensator C2o5 gekoppelt. Das Signal WTS¹ liegt an der Klemme 222 als Anzeige für die Motortemperatur an.

Im Betrieb ist das Signal EGR meist hochpegelig, wobei es die EGR-Magnetspule beaufschlagt und das EGR-Ventil einstellt, um den Rückstrom der Auspuffgase vom Motor aus zu sperren. Wenn jedoch das Signal WTS¹ den durch den Spannungsteiler R229,R228 eingestellten Schwellenwert am nichtinvertierenden Eingang des Verstärkers 258 übersteigt, legt dieser die Basis des Transistors Q¹ über seine Ausgangsklemme und den Widerstand R234 an Masse.

Wenn der Transistor Q8 sperrt, sperrt auch der Transistor Q9, und die EGR-Magnetventilspule gibt das EGR-Ventil frei und versorgt den Motor mit einem bestimmten Prozentsatz an rückgefördertem Auspuffgas. Dieser Arbeitstakt liefert nur dann eine Auspuffgasrückförderung, wenn die Arbeitstemperatur des Motors auf die Temperatur ansteigt, die erforderlich ist, erhebliche Mengen von

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NO zu erzeugen, und die durch den Schwellenwert des Verstärkers 258 dargestellt wird. Während dieses Zustandes der lohen Temperatur ist die Stellungssteuerung des Ventils,, wie bereits erwähnt, eine Funktion des absoluten Leitungsdruckes (Unter-druck im Ansaugkrümmer) .

Ein Widerstand R259 koppelt das Signal WOT über eine Klemme 266 an die Basis des Transistors Q8 an. Wenn das Signal für die voll geöffnete Drosselklappe hochpegelig wird , schließt das EGR-Ventil, selbst wenn die Betriebstemperatur des Motors genügend hoch ist, um Q8 zu sperren. Unter Vollast ist dies ein wünschenswerter Arbeitsgang, der durch das Signal WOT angezeigt wird, wenn eine Auspuffgasrückförderung einer Erzeugung von Leistung schädlich sein könnte. Dieses Merkmal kann überspielt v/erden, wenn eine Takteinstellung für EGR bei voll geöffneter Drosselklappe vorgenommen wird.

Die lineare positive K-Schaltung, die ein lastabhängiges Korrektur-Signal an die Anwärmeinstellung der Ströme für die Kurven A und B abgibt, wird nun anhand der Fig. 11a,11b näher beschrieben. Die lineare positive K-Schaltung, die einen Multiplizierverstärker sowie einen Spannungsverstärker 3o8 umfaßt, erhält ein Eingangssignal über eine Klemme 3o9, welches das Signal MAP ist. Dieses ist der Belastung des Motors proportional und wird von der Schaltung zur Anreicherung des Mischungsverhältnisses unter Hochlastbedingungen verwendet.

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Das Signal MAP gelangt über einen Eingangswiderstand Rl 32 an den Inversionseingang des Verstärkers 3οδ. Ατ<?. nichtinvertiereiiden Eingang des Verstärkers 3o8 liegt über den Knotenpunkt eines Spannungsteilers mit den beiden Teilerwiderständen Rl34,R133, die zwischen eine positive Spannungsquelle +A und Masse geschaltet sind, eine Schwellenspannung an. Das Ausgangssignal des Verstärkers 3o8 gelangt über seine Basisklemme an einen PNP-Transistor Q26, dessen Emitter an den Emissionseingang des Verstärkers, und dessen Kollektor an eine Klemme eines Kondensators C1o5 angeschlossen ist. Die andere Klemme des Kondensators C1o5 ist an Masse gelegt.

Der Transistor Q2 6 sowie der Verstärker 3o8 geben dem schwellwertbildenden Verstärker einen Verstärkungsgrad von 1. Der Schwellwertpegel stellt einen Absolutdruck im Ansaugkrümmer von etwa 325 Torr dar, welches der Punkt ist, an welchem die Last eine Größe im Anwärmanreicherungsverlauf zu werden beginnt.

Das Signal am Kondensator Cio5, welches das Signal MAP ist, liegt am Knotenpunkt 311 an, wenn es die Schwellenspannung übersteigt und wird dem Multiplizierverstärker 31o über seinen nicht invertierenden Eingang eingespeist. Eine am Knotenpunkt 311 anliegende Vorspannung wird dem Kondensatorsignal aufaddiert, bevor es dem Verstärker 31 ο eingespeist wird. Die Vorspannung für den Multiplizierverstärker 31 ο wird am Knotenpunkt eines Spannungsteilers mit zwei Teilerwiderständen Ri31,R13o erzeugt, die zwischen die positive Spannungsquelle +A und Masse gekoppelt sind. Das von zwei Teilerwiderständen R128,129 zwischen der Klemme 3o7 und Masse

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normierte Signal TWS liegt am Inversionseingang des Verstärkers 31 ο an.

Die am Inversionseingang des Verstärkers 31o anliegende Dreieckspannung TWS wird proportioanl mit der am Knotenpunkt 311 ausgebildeten Spannung gemischt, um ein Signal mit regelbarem Tastverhältnis PKS zu erhalten, das dem Drucksignal MAP proportional ist. Die Arbeitsweise des Multiplizierverstärkers 31o ist gleich der des vorstehend beschriebenen Multiplizierverstärkers in der Korrekturstromkombinationsschaltung. Die Vorspannung am Knotenpunkt 311 ergibt ein Basistastverhältnis, das linear durch das Signal MAP geregelt wird. Dieses lineare positive K-Signal (PKS) wird durch eine Rechteckwelle mit einem veränderlichen oder regelbaren Tastveiiältnis dargestellt und über die Klemme 312 abgegeben, um mit dem Strom von der Klemme 24o vereinigt zu werden, welcher das Signal HCC umfaßt.

Die Kombination der Signale PKS und HCC heißt Temperaturkorrektursignal TCC und wird der Korrekturstromkombinationsschaltung an der Klemme 16o eingespeist. Die eigentliche Überlagerung oder lineare Multiplikation wird beim erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiel durch Ableitung des Stromes HCC an die Ausgangsklemme des Verstärkers 31ο durchgeführt, wenn das Signal TWS größer ist als die Spannung am Knotenpunkt 311, und der volle Strom HCC liegt an der Klemme 16o an, wenn das Signal TWS kleiner ist als die Spannung am Knotenpunkt 311. Da die Spannung am Knotenpunkt 311 mit ansteigendem Signal MAP auch ansteigt, liegen bei größeren Lasten

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größere Mengen des Stromes HCC an der Klemme 160 an, wodurch eine stärkere Anreicherung erfolgt. Somit kann durch Regelung der Ein- und Austastzeit des Signals PKS auch der Anwärmstrom der Geber für die A und B-Kurve linear mit der Motorbelastung geregelt werden.

Die Klemme 162 ist eine Eingangssteuerklemme für den Multiplizierverstärker 164, der eine Linearmultiplikation seiner Eingangssignale durchführt und die Impulsbreite für die Einspritzdüsen entsprechend verändert, wie vorstehend erwähnt wurde. Daher ändert sich durch die Einspeisung des Stromes TCC an der Klemme 162 das Verhältnis zwischen dem Anwärmstrom und MAP nicht, ausgenommen durch den Normierungsfaktor des Multiplizierverstärkers 164.

Fig. 11b zeigt eine perspektivische Darstellung des Anwärmstromes als Funktion von MAP und der Temperatur. Der Prozentsatz der Anreicherung ist die veränderliche Ordinate, wobei die Temperatur auf der X-Achse dargestellt ist und das absteigende Signal MAP die Variable Z-Achse bildet. Die fette, voll ausgezogene Linie 316 in der X-Y-Ebene ist der Stromverlauf der Kurve B aus Fig. 9c und kann auf der Z-Achse durch die Linien 318,32ο,322 proji_ziert werden, um eine Raumfigur zu bilden, die sich nicht mit dem Signal PKS verändert. Wenn jedoch, wie im bevorzugten Ausführungsbeispiel, ein Anreicherungsfaktor, der linear bei einem Anstieg von MAP oder der Last ansteigt, bei einer Linie 324 eingezeichnet wird, steht eine durch die Linien 32o,324,326,328,33ο begrenzte Anreicherungsflache.

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Die auf diese Weise gebildete Raumfigur ist die Fläche des Stromes für die Kurve B nach überlagerung durch das lineare positive K auf den" Verlauf der Stromkurve B. Es ist offensichtlich eine bedeutende Änderung der Amtfärmanreicherung zwischen diesen Flächen, wo der Bedarf am größten ist (kalte Motoren unter hoher Last) und den Flächen, in denen der Änreicherungsfaktor die geringste Bedeutung hat (warme Motoren und leichte Lasten)„

Die hauptsächliche Änderung der Anreicherung der erfindungsgemäßen Anlage gegenüber früheren Anlagen tritt jedoch bei leichten Lasten und kalten Temperaturen auf« Die Parabollinie 332 zeigt frühere Anrexcherungsverlaufe, bei welchen die größte Wirkung des positiven K bei hohen Lasten auftritt, im allgemeinen in der Lastbetriebsgegend der MAP-Verläufe. Ein Vergleich der Linien 324,332 zeigt offensichtlich, daß die schraffierte Änreicherungsflache zwischen beiden durch dieses Verfahren verlorenging= Der normale Betriebsbereich der MAP-Kurve 3oo-6oo Torr wird dann nach dem Linearverfahren erheblich mehr angereichert« Es ergab sich, daß dieser Verlauf das Fahrverhalten und das Ansprechen des Motors während der Anwärmzeit verbessert.

Auch die Kurve A der Fig„ 9b ist durch eine von den Linien 334, 336,338,34ο,342,344 umgrenzte Fläche dargestellt. Die Linie zeigt den Verlauf der Kurve A bei Minimumwerten des positiven K und die Linie 336 zeigt den Verlauf der Kurve A bei Maximalwerten. Die Fläche der Kurve A fällt zeitlich in die Fläiie der Kurve B zusammen, wie bereits erwähnt wurde. Aus Gründen der

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Klarheit ist die Zeitvariable nicht in Fig. 11c abgebildet.

Anhand der Fig. 1o wird nun Detailschaltung zur Erzeugung der Dreieckspannung TWS der Fig. 7b näher erläutert. Der Dreieckwellengeber umfaßt hauptsächlich einen Integrationsverstärker 3o2 sowie einen Inversionsverstärker 3oo. Der Verstärker 3o2 besitzt zwei Stromeingänge, wovon einer über einen Widerstand R127 erfolgt, der zwischen eine positive Spannungsquelle +A und den nichtinvertierenden Eingang gekoppelt ist, und der andere Stromeingang ergibt sich aus der Reihenschaltung zweier «widerstände R126,R125, die zwischen eine positive Spannungsquelle +A und den Inversionseingang gekoppelt sind.

Ein Kondensator Cl o4 ist zwischen den Inversionseingang und den Ausgang des Verstärkers 3o2 geschaltet. In Abhängigkeit davon, welcher Eingangsstrom stärker ist (am invertierenden oder nichtinvertierenden Eingang), veranlaßt der Integrationsverstärker 3o2 die Ausgangsklemme 3o7 über den Integrationskondensator eine Sägezahnspannung entweder in Richtung +A oder in Richtung Masse erzeugen. Die Eingangswiderstände R125,R126 und R127 sind so bemessen, daß der Stromfluß zum Inversionseingang bei einer positiven Spannung am Knotenpunkt 3o4 größer ist als der Stromfluß zum Nicht-Inversionseingang, und daher ist das Ausgangssignal des Verstärkers 3o2 eine von der positiven Spannungsquelle +A nach Masse verlaufende Rampenspannung. Wenn jedoch ein Schalttransistor Q25 den Knotenpunkt 3o4 an Massepotential legt, bewirkt der durch R127 dem nichtinvertierenden Eingang zugeführte Strom,

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daß das Ausgangssignal des Verstärkers 3o2 eine von Masse zur positiven Spannungsquelle +A gerichtete Sägezahnform annimmt. Der durch die Serienschaltung R126,R125 gelieferte Strom ist das doppelte des an den Eingang durch den Widerstand R127 abgegebenen Stroms und daher ist das Ausgangssignal des Integrationsverstärkers 3o2 symmetrisch und erzeugt eine Dreieckswellenform zwischen Masse und der positiven Versorgungsspannungsquelle +A.

Die Rückführung des Ausgangssignals des Verstärkers 3o2 zum Inversions verstärker 3oo stabilisiert die Schwingung bei einer eingestellten Frequenz. Eine Schwellwertspannung liegt über den Knotenpunkt zweier Spannungsteilerwiderstände R12o,R121, die zwischen die positive Versorgungsquelle +A und Masse geschaltet sind, am nichtinvertierenden Eingang des Verstärkers 3oo an.Die Schwellenspannung ist etwa die Hälfte der Versorgungsspannung A. Außerdem ist an diesen Anschlußpunkt noch ein Widerstand R122 geführt, welcher einen Knotenpunkt 3o6 speist. An diesen ist eine Parallelschaltung mit einem Kondensator C1o3 und einem Widerstand R124 angeschlossen, welche ein Eingangssignal für die Basis des Transistors Q25 erzeugt. Die Basis des Transistors Q25 ist außerdem mit einem Spannungsteilerwiderstand R123 verbunden, der zwischen die Basisklemme und Masse geschaltet ist.

Auch das Ausgangssignal des Verstärkers 3oo speist den Knotenpunkt 3o6. Dieser wird allgemein auf der Ausgangsspannung des Verstärkers 3oo gehalten, und wenn die Ausgangsspannung des Integrationskondensators 3o2 die Schwellwertspannung am nichtinvertierenden

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Eingang übersteigt oder unter sie abfällt, muß der Transistor Q25 entsprechend sperren oder durchsteuern. Dieser Kondensator C1o3 ist ein Stromwendeetaient, um die Schaltzeit des Transistors Q2 5 weitgehend herabzusetzen und damit ein übersteuern der Rampenspannung zu verringern.

Wenn z.B. der Inversionsverstärker 3oo auf Massepotential schaltet, sperrt der Transistor Q25 und bewirkt, daß der Integrationsverstärker 3o2 eine gegen Masse gerichtete Rampenspannung erzeugt. Der Knotenpunkt 3o6 bleibt auf Massepotential, bis der Verstärker 3oo auf hochpegelig umschaltet, wenn die negative Sägezahnspannung unter den neuen Schwellenwert abfällt, um ein Umschalten auf eine positive Rampenspannung zu bewirken.

Anhandäer Fig. 12 wird die Detailschaltung zur Erzeugung der Höhenkompensationskorrektur der Anlage näher erläutert. Im Grund umfaßt die Höhenkompensationsschaltung einen 2Bit-Binärzähler, der auf 00 gelöscht ist und dann 1o,o1 und 11 zählt.

Der Schalter besteht aus zwei J-K bistabilen Elementen 7oo,7o2, die so beschaltet sind, daß ein positiver Triggerimpuls am Eingang C des Flip-Flop 7oo einen Additionsschritt bewirkt. Somit ist, wie üblich, der Eingang J des bistabilen Elementes 7oo an eine Stromversorgungsleitung 7o3 gekoppelt, mit der auch die Eingänge

J und K des bistabilen Elementes 7o2 verbunden sind. Die Stromeine
versorgungsleitung 7o3 ist über/Diode CR7oo an die positive

Versorgungsspannung +A angeschlossen. Der Eingang C des Flip-Flops

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7o2 ist an den Ausgang Q des Flip-Flops 7oo und der Eingang K des Flip-Flops 7oo an den Ausgang Q des Flip-Flops 7o2 geführt» Die direkten Löscheingänge R beider Flipflops sind mit einer Löschleitung 7o6 verbunden, welche den Zähler bei einer positiven Anstiegsflanke auf der Löschleitung auf 00 zurückstellt»

Vor dem Anlassen des Kraftfahrzeuges wird der Zündschlüssel eingeschaltet, und die an der Schaltung anliegende Spannung erzeugt einen positiven Pegel am Ausgang eines Verstärkers 7o8. Der Verstärker ist zunächst hochpegelig, weil an seinem nichtinvertierenden Eingang die volle Versorgungsspannung +A über die Serienschaltung mit einem Kondensator C7o2 und einem Widerstand R721 anliegt. Das Ausgangssignal des Verstärkers 7o8 bleibt hochpegelig, bis der Kondensator C7o2 sich auflädt und damit die Spannung am nichtinvertierenden Eingang des Verstärkers 7o8 unter einen am invertierenden Eingang eingestellten Schwellenwert absenkt. Die Schwellwertspannung für den invertierenden Eingang wird von der Knotenpunktspannung zweier Teilerwiderstände R716 und R 717 abgegriffen, die zwischen die positive Versorgungsspannung +A und Masse geschaltet sind.

Die positive Anstiegsflanke dieses Anfangsimpulses dient zur Löschung des Zählers durch Ankopplung an die Löschleitung 7o6 über den Knotenpunkt eines Kondensators C7o3 und eines Widerstandes R724, dessen andere Kiemen zwischen den Ausgang des Verstärkers 7o8 und Masse geschaltet sind. Die Anstiegsflanke des Ausgangsimpulses des Verstärkers 7o8 wird nach Differenzie-

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rung durch das CR-Glied ein positiver Impuls, der den Zähler löscht, so daß seine Ausgänge Q zunächst 00 anzeigen. Damit beginnt ein Abtastverfahren zur Bestimmung der Höhe, bei welcher der Motor z.Z. betrieben wird.

Außerdem dient der Löschimpuls vom Ausgang des Verstärkers 7o8 zur Ansteuerung eines Transistors Q7oo über einen Widerstand R7o8. Der Kollektor des Transistors Q7oo ist mit dem Knotenpunkt eines Kondensators C7oo und eines Widerstandes R7o1 verbunden, die zwischen einen Spannungsknotenpunkt 72o und den Inversionseingang eines Verstärkers 71o geschaltet sind.

Eine Ansteuerung des Transistors Q7oo führt die Spannung am Knotenpunkt 72o während der Anschaltzeit des Verstärkers 7o8 im wesentlichen auf Massepotential. Nachdem der Löschimpuls des Verstärkers 7o8 niederpegelig wird,beginnt sich der Kondensator C7oo bis zum Pegel des Signals MAP aiizuladen, das über eine Klemme 712 am nichtinvertierenden Eingang des Verstärkers71o anliegt.

Der Verstärker 71 ο ist als Pufferverstärer mit einem Verstärkungsgrad von etwas größer als 1 ausgelegt, dessen Rückführungswiderstand R 7o2 zwischen den Ausgang des Verstärkers und den Inversionseingang geschaltet ist, wobei ein Widerstand R7oo zwischen den Inversionseingang und Masse gekoppelt ist. Die Ladefrequenz des Kondensators C7oo hängt von dem zwischen den Ausgang des Verstärkers 71o und den Knotenpunkt 72o des geschalteten

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Widerstands R7o3 ab. Das Signal MAP gelangt auch an andere Teile der Schaltung, wie den positiven K-Kreis über eine Ausgangsklemme 3o9, die mit dem Ausgang des Verstärkers 71o verbunden ist.

Die Spannung am Knotenpunkt 72o, die exponentiell bis zur Spannung MAP ansteigt, liegt am nichtinvertierenden Eingang einer Vergleichsschaltung 712 über einen Eingangswiderstand R7o4 an. Am Inversionseingang der Vergleichsschaltung 712 liegt eine Schwellenspannung über einen Knotenpunkt 721 zweier Spannungsteilerwiderstände R7o5 und R71o an, die zwischen die Stromversorgungsleitung 7o3 und Masse geschaltet sind. Eine Sperrdiode CR7o1 ist außerdem zwischen den Knotenpunkt und den Widerstand 71 ο gekoppelt. Das Ausgangssignal des Vastärkers 712 liegt am Knotenpunkt eines Widerstandes R7o7 mit positiv gerichtetem Spannungspegel und eines Kondensators C7o3 an, die zwischen die Stromversorgungsleitung 7o3 und Masse gelegt sind.

Wenn die am nicht invertierenden Eingang der Vergleichsschaltung 712 anliegende Spannung des Knotenpunktes 72o größer ist als die von den Widerständen R7o5,R71o eingestellte Schwellenspannung, sperrt die Vergleichsschaltung und ermöglicht dem Kondensator C7o3, sich bis auf den Pegel der positiven Versorgungsspannung +A über den Widerstand R7o7 aufzuladen.

Diese positiv gerichtete Spannung erzeugt über eine Taktleitung 722 eten Taktimpuls für den Zähler, der ihn in den Zustand 1o umschaltet. Die logische 1 am Ausgang Q des Flipflops 7oo wird

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dann über einen Widerstand R 714 auf die Schwellenspannung zurückgeführt, um diese am Inversionseingang des Verstärkers 712 zu erhöhen.

Die Schwellenspannung am Inversionseingang,die jetzt stärker ist als die Spannung am nicht invertierenden Eingang, steuert das Vergleichsglied 712 an, wodurch die Taktsignalleitung 722 an Masse geführt und der Kondensator C7o3 entladen wird. Wenn das Signal MAP einen noch höheren Druck mißt, so wird der Kondensator C7oo weiter aufgeladen und bewirkt einen Anstieg der am nicht invertierenden Eingang anliegenden Spannung. Das Verfahren wird dann wiederholt,wenn die Spannung am nichtinvertierenden Eingang des Vergleichsgliedes 712 wieder die kombinierte Schwellenspannung der ursprünglichen Einstellung und der Rückführung der logischen übersteigt. Dadurch wird der Zähler in seinen dritten Schaltzustand 1o geschaltet, der über einen WiderstandR713 zurückgeführt wird, um die Schwellenspannung zu erhöhen und die am nichtinvertierenden Eingang anliegende Spannung zu überschreiten. Eine vierte Zählung ist möglich, wenn die Spannung MAP am Kondensator C7oo den durch die Anfangsspannung und die Widerstände R714,R713 eingestellte Schwellenspannung übersteigt. Dann befindet sich der Zähler im Schaltzustand 11.

Somit ist der Schaltzustand oder Zählstand des Zählers nach der vollen Aufladung des Kondensators C72o bis auf den Pegel der Spannung MAP an der Klemme 712 ein Anzeichen für den atmosphärischen Druck oder die Höhe, in welcher der Motor betrieben werden soll.

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Diese Berechnung findet vor dem Anlassen des Kraftfahrzeugs statt und der Ansaugkrüinmerdruck ändert sich gegenüber dem atmosphärischen Druck. Somit stellt das MAP-Signal zu diesem Zeitpunkt die Höhe dar.

Die vier getrennten Schaltzustände des Zählers werden in vier verschiedene Spannungspegel durch einen Inversionsspannungsverstärker 7o4 umgesetzt,dessen Gegenkopplungswiderstand R718 zwischen seinen Ausgang und seinen Inversionseingang geschaltet ist» Der Verstärker 7o4 entwickelt weiter an seinem nichtinvertierenden Eingang eine Schwellenspannung, die vom Knotenpunkt der Teilerwiderstände R716 und R717 abgeleitet ist. Der Verstärker 7o4 verstärkt die über eine Diode CR7o5 und einen Widerstand R715 vom Ausgang Q des Flipflops 7o2 oder über eine Diode CR7o6 und einen Widerstand R714 vom Ausgang Q des Flip-Flops 7oo her eingespeiste Spannungen.

Man erkennt, daß verschiedene Kombinationen von logischen 1 und an den Ausgängen Q verschiedene Spannungspegel an einer Klemme bilden. Um etwa gleiche Schritte zwischen den Spannungspegeln zu erhalten, muß der Widerstand R714 auf etwa den doppelten Wert des Widerstandes R715 normiert werden. Die vier Spannungspegel werden von der Klemme 724 als Höhenkompensationssignal ACP abgegeben. Die niedrigste Spannung des Signals ACP entspricht dem niedrigsten Druck (höchste Höhe)-Eingangssignal oder einer Zählung von 00 und umgekehrt, eine Zählung von 11 erzeugt die höchste Spannung und den höchsten Druck (niedrigste Höhe).

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Durch Umkehrung der Reihenfolge des Abgreifens der Spannungspegel durch Umkehrung der Dekodierdioden kann ein Höhenstromsignal ACC von einer Klemme 184 und einem Knotenpunkt 728 durch eine Diode CR808 und einen Widerstand R855 erzeugt werden, die zwischen den Knotenpunkt und den Ausgang Q des Flip-flops 7o2 geschaltet sind, sowie auch durch einen Widerstand R854 und eine Diode CR8o7, die zwischen den Ausgang Q des Flip-Flops 7oo und den Knotenpunkt 728 gekoppelt sind. Das Ausgangssignal ACC von der Klemme 184 dient der Stromableitung von der Korrekturstromkombinationsschaltung und damit der Verlängerung der Impulsbreite, um eine Anreicherung bei zunehmenden Höhen zu bieten.

Eine Zählung von 11 bringt eine maximale Stromableitung in die Ausgänge Q, um die geringste Anreicherung bei niedrigen Höhen zu ergeben, und eine Zählung von 00 leitet gar keinen Strom von der Klemme 184 ab, um die größte Anreicherung bei hohen Höhen zu ergeben. Die Widerstände R854,R855 sind so bemessen, daß eine Anreicherung von 3 % eintritt, wenn einer verwendet wird, und eine Anreicherung von 6 %, wenn der andere verwendet wird. Somit werden die vier Zählerwerte oder Schaltzustände 00,1o,o1,11 in Anreicherungswerte von 9 %, 6 %, 3 % oder 0 % dekodiert.

Spnderbedingungen beeinflussen die Erzeugung der Höhenkompensation spannungs- und Stromsignale. Eine Bedingung ist das Anlaßsignal SRT, das an einer Klemme 73o anliegt und auch über ein Tiefpaßfilter mit einem Widerstand R7o6 und einem Kondensator C7o4 einem Vorspannungswiderstand R725 eingespeist wird, gelangt an die

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Basis eines Transistors Q7o1, dessen Kollektor über eine Diode CR7o4 an die Löschleitung 7o6 und über eine Diode CR7o3 an die Taktsignalleitung 722 geführt ist. Wenn das Anlaßsignal hochpegelig wird, steuert der Transistor Q7o1 durch, wodurch sowohl die Löschleitung 7o6 als auch die Taktsignalleitung 722 auf Massepotential geführt werden, so daß während des Anliegens dieses Signals keine Umschaltung in Zähler erfolgt. Das Anlassen des Motors erfolgt während des Anliegens des Startsignals, und es kann eine Höhenfehlanzeige geben, wenn jetzt die Schaltung die Höhe berechnen könnte. Das Startsignal sperrt die Berechnung, bis das Anlassen des Motors beendet ist.

Die zweite vorgesehene Sonderbedingung ist das Signal WOT für die voll geöffnete Drosselklappe, das über eine Klemme 732 anliegt. Bei voll geöffneter Drosselklappe befindet sich der Ansaugkrümmer im wesentlichen auf atmosphärischem Druck. Wenn das Signal für die voll geöffnete Drosselklappe hochpegelig wird, liegen diese Daten am nichtinvertierenden Eingang des Verstärkers 7o8 über die Serienschaltung der Widerstände R72o und R721 an. Dadurch wird ein neuer Löschimpuls erzeugt, wodurch die Schaltungen der Anlage prüfen, auf welchem Höhenpegel sie z.Z. arbeiten soll.

Damit ist vorteilhafterweise das Merkmal der Neuberechnung zur Erzeugung der Höhenkompensationssignale ACS₁ACC vorgesehen, solange der Wagen fährt, anstatt kurz vor der Startfolge. Da der Kraftwagen sehr häufig von einem viel niedrigeren Gebiet in eine viel

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höhere Gegend oder umgekehrt gefahren wird, muß der Höhenkompensationskreis mehr als nur eine Kompensationsrechnung an der Startfolge durchführen können. Wenn somit der Fahrer denkt, daß das Gemisch infolge einer Zunahme der Höhe übermäßig abgemagert ist, versucht er mehr Leistung durch vollständiges Schließen der Drosselklappe zu erhalten. Das Signal für die voll geöffnete Drosselklappe bewirkt eine Neuberechnung der erforderlichen Kompensation und eine entsprechende Anreicherung des Brennstoffes.

Fig. 5c zeigt das Ergebnis der Höhenkompensationssignale ACCACS. Die Kurve AO stellt das Signal MFS der Fig. 5b bei einer Berechnung für eine Anfangshöhe oder im Grunde N.N. Die Kurven A1-A3 zeigen eine Anreicherung bei zunehmender Höhe. Das Signal ACS dient dazu, den zweiten Knickpunkt MAP (meist um 6oo Torr) für jeden Zählschritt des Zählers auf niedrigere MAP-Werte BO-B3 zu verschieben. Das Signal ACC dient dazu, die Anreicherungsfaktorwerte 00-03 für zunehmende Höhen zu schaffen. Die Fig. 5d zeigt eine Tabelle der Versetzungs- und Knickpunktwerte für jede Zählung des HöhenkompensationsZählers. Jede Versetzung bedeutet eine Zunahme der Grundsteilheit des Druckverlaufs vom Ursprung der Kurve aus gesehen. Die erfindungsgemäße Schaltung gewährt Höhenanreicherung bei niedrigeren MAP-Werten, auf die frühere Schaltungen nicht reagierten.

Anhand der Fig. 13a-h wird nun die Schaltung für die Beschleunigungsanreicherung im einzelnen beschrieben. An der Beschleunigungsanreicherungsschaltung liegen die Impulse AE1,AE2 vom Drossel-

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schalter 41 über Klemmen 4oo,4o2 an.Die Impulse AEI,AE2 werden abwechselnd bei der Änderungsgeschwindigkeit des Drosselschieberwinkels des Motors erzeugt. Die Signale AE1,AE2 der Fig. 13b,13c zeigen eine Beschleunigung, wobei die Impulse mit erhöhter Frequenz erzeugt werden. Die sich abwechselnden und die Signale AE1, AE2 bildenden Impulse gelangen an die Anschalt- und Löschklemme eines Flipflops,welcher die kreuzgekoppelten NOR-Tore 4o4,4o6 umfaßt.Diese Kreuzkopplung sorgt wie üblich für eine Rückführung von dem Ausgang des einen Tors zum Eingang des anderen.

Das Signal AE1 gelangt an den Anschalteingang oder eine Klemme 4o3 über den Knotenpunkt eines Tiefpassfilters mit einem Widerstand R412, und einem Kondensator C4o1, die zwischen die Klemme 4oo und Masse geschaltet sind. Der Kondensator C4o1 dämpft hochfrequentes Rauschen und Spannungsspitzen von der ankommenden Signalleitung AE1. Ein Widerstand R411 ist zwischen die Klemme 4oo und Masse gekoppelt, um den Anschalteingang 4o3 nicht erdfrei zu halten, solang keine Signale anliegen. Auch der Löscheingang oder eine Klemme 4o5 wird mit dem Signal AE2 über den Knotenpunkt eines Tiefpassfilters mit einem Widerstand R413 und einem Kondensator C4o2 bespeist, die zwischen die Eingangsklemme 4o2 und Masse gelegt sind. Auch der Löscheingang 4o2 wird durch einen Weg an Masse mit der Serienschaltung von Widerständen R414,R426 und R427 nicht erdfrei gehalten, solange keine Signale anliegen.

Wenn die AE-Signale an den Eingängen 4o3,4o5 anliegen, wird die bistabile Vorrichtung abwechselnd angesteuert und gelöscht, um

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eine Rechteckwelle und ihre Umkehrung an den Ausgängen der Tore 4o4_f4o6 abzugeben. Das Aisgangssignal des Tors 4o6 ist das Flipflopsignal AEB für die Anreicherung bei Beschleunigung und in Fig. 13d gezeigt. Die positive Anstiegsflanke der Rechteckspannung vom Ausgang des Tores 4o4 gelangt an einen Kondensator C4o3, der über einen Widerstand R415 an Masse gelegt ist. Der Kondensator und Widerstand bildet zusammen ein Differenzierglied, welches an ihrem Knotenpunkt einen positiven Impuls erzeugt, der bei jeder positiven Anstiegsflanke der Rechteckspannung am Eingang eines NOR-Inversionstores 4o8 anliegt. Auch die Anstiegsflanken der Umkehrung der Rechteckausgangsspannung des NOR-Tors 4o6 wird durch ein Differenzierglied aus einem Kondensator C4o4 und einem an Masse gelegten Widerstand R416 geleitet. Der an ihrem Knotenpunkt entstehende positve Impuls gelangt an den anderen Eingang des NOR-Tors 4o8. Jeder positive Impuls bewirkt einen übergang des Ausgangssignals des NOR-Tors 4o8 auf einen niederpegeligen Schaltzustand, wodurch sich ein abgeschlossener Kondensator C4oo entladen kann. Die am NOR-tor 4o8 anliegenden positiven Impulse bewirken, daß ein monostabiler Verstärker 41o bei jedem AE1-, AE2-Signal einen Ausgangsimpuls abgibt (Fig. 13e). Die Impulse stellen das Signal AEP für die Anreicherung bei Beschleunigung dar.

Der Verstärker 41 ο ist allgemein so vorgespannt, daß er sperrt, indem ein Schwellenstrom an seinen Invers-ionselngang angelegt wird, der größer ist als der am nichtinvertierenden Eingang anstehende Strom. Der Schwellenstrom bildet sich am Knotenpunkt

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zweier Spannungsteilerwiderstände R4o4,R4o8, die zwischen die positive Spannungsquelle +A und eine Eingangsklemme eines Kondensators C4o5 geschaltet sind. Die andere Klemme des Kondensators C4o5 ist an Masse gelegt, und zwischen den Ausgang des Verstärkers 41o und den Knotenpunkt von Widerstand R4o8 und Kondensator C4o5 ist eine Parallelschaltung aus einer Diode DR4o1 und einem Widerstand R41o geschaltet. Wenn der Ausgang des Vestärkers 41ο abgeschaltet ist, liegt der Kondensator C41o im wesentlichen auf Massepotential, da er über den Widerstand R41o und die Diode CR4o1 durch den Verstärker entladen wird. Zusätzlich ist noch ein Halte- oder Sperrwiderstand R4o6 zwischen den nichtinvertierenden Eingang und den Ausgang des Verstärkers gekoppelt.

Liegt am nichtinvertierenden Eingang des Verstärkers 41ο vom NOR-Tor 4o8 her eine positive Triggerspannung an und beendet so wegen der Impulse den niederpegeligen Zustand des nichtinvertierenden Eingangs, schaltet auch der Ausgang des Verstärkers auf einen hohen Pegel um, und der Kondensator C4o5 beginnt sich über den Widerstand R41o aufzuladen. Die Umschaltung des Ausgangs des Verstärkers 41 ο vom Massepegel auf einen hohen Pegel bewirkt die Anstiegsflanke eines AEP-Impulses oder Signals AEP. Die Länge der Impulse wird durch die Zeitspanne bestimmt, in welcher sich der Kondensator C4o5 aufladen muß, um einen Strom am Inversionseingang zu erzeugen, der höher ist als der Eingangsstrom am invertierenden Eingang. Damit wird der Impuls beendet, und der Kondensator entladen, um auf den nächsten Triggerimpuls vom NOR-Tor 4o8 zu warten. Das Signal AEP wird vom Verstärker

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41o über einen Widerstand R425 an eine Klemme 422 abgegeben.

Die Zeitspanne, welche das Aufladen des Kondensators C4o5 braucht, um den Strom am nichtinvertierenden Eingang zu übersteigen, ist direkt proportional dem von einer Stromquelle Q4oo gelieferten Strom. Die Quelle Q4oo ist ein PNP-Transistor, dessen Basis über eine Klemme 412 an das Signal WTS und dessen Emitter über einen Lastwiderstand R4o3 an den Knotenpunkt eines Spannungsteilers gekoppelt ist. Der Spannungsteiler wird durch Ankopplung zweier Widerstände R4o2,R4o1 zwischen die positive Spannungsquelle +A und Masse gebildet.

Somit ergibt das Signal WTS ein Steuersignal für die Stromquelle Q4oo, welche die Strommenge für den nichtinvertierenden Eingang des Verstärkers 41o direkt mit der Temperatur ändert. Bei der kältesten Motortemperatur ist der Strom am größten und damit ergeben sich die längsten Impulse. Das Signal WTS bewirkt, daß die Stromquelle Q4oo weniger Strom liefert, wenn sich die Temperatur erhöht. An dem durch die Widerstände R4o1,R4o2 gebildeten Knickpunkt oder Störgrenzpegel der Stromquelle übersteigt das WTS-Signal die Spannungsteilerspannung und sperrt die Stromquelle, wobei sich die kleinste Impulsbreite des Signals AEP ergibt. Diese Festlegung der Impulsbreite liefert eine stärkere AE-Anreicherung bei kalter Temperatur und magert dann ab, wenn sich der Motor auf Betriebstemperatur erwärmt. Fig. 13g zeigt einen Impuls AEP mit einer minimalen Dauer oder Tastzeit bei der Temperatur Ί. und einer maximalen Breite bei der Temperatur T₁, wobei T₄ größer

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ist als T^.

Das Anlaßsignal SRT liegt am Inversionseingang des Verstärkers über eine Klemme 4o7, einen Widerstand R4o9 und eine Diode CR4o2 an. Wenn das Startsignal anliegt (ein hoher Pegel), sperrt der Verstärker 41o und gibt kein Signal AEP wegen des erhöhten Schwellenstromes an seinem Inversionseingang ab. Ein Widerstand R436 ist an den Knotenpunkt CR4o2 und des Widerstandes R4o9 geführt, der selbst mit der anderen Leitung an eine Klemme 4o7 gelegt ist. Der Widerstand R436 überträgt das Anlaßsignal an diese Klemme, um die Impulse CEP zu sperren, solange das Startsignal anliegt.

Ein Impuls für die geschlossene Drosselklappe CTS, der über die Klemme 4o7 eingespeist wird, wird in gleicher Weise durch einen als monostabiles Element ausgelegten Verstärker 416 erzeugt, an dessen Inversionseingang ein Schwellenstrom anliegt. Dieser wird am Knotenpunkt eines Spannungsteilers mit den Widerständen R418, R43o erzeugt, die zwischen eine positive Spannungsquelle +A und eine Klemme des Kondensators C41o geschaltet sind. Die andere Klemme des Kondensators C41o ist an Masse gelegt und zwischen den Ausgang des Verstärkers 416 und den Kondensator C41o ist ein Taktsteuerwiderstand R431 gekoppelt. Der Verstärker 416 weist zusätzlich einen Sperrwiderstand R432 auf, der zwischen seine Ausgangsklemme und seinen nichtinvertjarenden Eingang geschaltet ist.

Eine temperaturabhängige Stromquelle Q4o2 liefert eine veränderliche Strommenge an den nichtinvertierenden Eingang des Verstärkers 416.

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Wie im Fall der Quelle Q4oo wird auch die Stromquelle Q4o2 durch das an ihrer Basis anliegende temperaturabhängige Signal WTS gesteuert. Der Emitter der Stromquelle Q4o2 ist über einen Lastwiderstand R42o an den Knotenpunkt eines Spannungsteilers geführt. Dieser setzt sich aus zwei Widerständen R419 und R417 zusammen, die zwischen eine positive Spannungsquelle +A und Masse geschaltet sind. Die Teilerspannung der Stromquelle Q4o2 bietet einen Sollpunkt oder Knickpunkt, an welchem die minimale Impulsbreite des monostabilen Elementes erzeugt wird.

Das monostabile Element wird durch das Ausgangssignal eines NOR-Tors 414 angesteuert, das niederpegelig wird und eine Klemme eines Kondensators C4o9 auf Massepotential legt, die an einen Widerstand R429 angeschlossen ist, dessen andere Klemme an den nicht invertierenden Eingang des Verstärkers geführt ist. Wenn das NOR-tor 414 anschließend hochpegelig wird, wird der Verstärker 416 angesteuert und schaltet auf einen hochpegeligen oder instabilen Zustand um. Dies ist die Anstiegsflanke des Impulses für die versetzt geschlossene Drosselklappe CEP und läßt den Kondensator C41o aufladen. Der temperaturabhängige Impuls CEP ist in Fig. 13h gezeigt. Wenn der Kondensator C41o an den Inversionseingang des Verstärkers einen größeren Strom anlegt als am nichtinvertierenden Eingang, fällt das Ausgangssignal wieder auf den Pegel des Massepotentials zurück. Das Signal CEP wird vom Verstärker 416 über einen Widerstand R424 an die Klemme 422 abgegeben.

Der Widerstand R428 und ein Kondensator C4o7 bilden ein Tiefpass-

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filter, welches hohe Frequenzen und Impulse an den Eingängen des NOR-Tors 414 dämpft. Der andere Eingang des Tors 414 ist über eine Diode CR4oo und den Widerstand R427 an Masse geschlossen, um den Eingang erdfrei zu halten und keine Fehlanzeige eines Signals zu geben. Das Signal CTS ist bei geschlossener Drosselklappe hochpegelig. Dieser hohe Pegel lädt den Kondensator C4o7 auf und stellt die Flip-Flops 4o4,4o6 auf einen Schaltzustand zurück, in welchem sie bereit sind, den ersten AE1-Impuls zu empfangen und zu speichern. Wenn die Drosselklappe öffnet, entlädt sich der Kondensator 4o7 über die Diode CR4oo und erzeugt den Drosselklappenöffnungsimpuls CEP.

Weil die Impulse AEP und CEP mit den Hauptbrennstoffimpulsen in ODER-Konjunktion verknüpft sind, überlappen sie sich und sind verloren, wenn sie gleichzeitig auftreten. Da dies nicht vorteilhaft ist, ist eine Vorrangschaltung für die Beschleunigungsanreicherung in die Anlage mit einbezogen. Die \orrangschaltung umfaßt einen Transistor Q4o1, dessen Kollektor über einen Lastwiderstand 423 an eine Klemme 42o geführt ist, und dessen Emitter an Masse gelegt ist. Die Basisklemme des Transistors Q4o1 ist an den Knotenpunkt einer Serienschaltung mit den Widerständen R422,R421 geführt. Die andere Klemme des Widerstandes R422 wird vom Ausgangssignal des Verstärkers 41o bespeist und die andere Klemme des Widerstandes R421 von der Ausgangsklemme des Verstärkers 416.

Im Betrieb erzeugt die Vorrangschaltung ein Vorrangsignal PAE für die Korrekturstromkombinationsschaltung, um die Erzeugung des

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Hauptimpulses zu beenden, nachdem ein Impuls AEP oder CEP an die IDS-Signalleitung abgegeben wurde. Dies erfolgt durch Erdung des Ladestromsignals CCC des Taktsteuerkondensators für den Hauptbrennstoff impuls über den Transistor Q4o2 während des Anliegens des Signals PAE.

Das Ergebnis ist eine Addition der nichtsynchronen Impulsbreiten (Fig. 13e,f). PWS1-PWS3 zeigen das Signal PWS auf der IDS-Signalleitung. AEP1-AEP8 zeigen die Impulse AEP, die während dieser Zeitspanne auftreten und in ODER-Konjunktion verknüpft werden, wenn sie nicht gleichzeitig als AE1-AE5 auftreten oder·summiert werden, wenn sie gleichzeitig als Impulse AE6-AE7,AE8 auftreten.

Eine Vorrangimpulsschaltung AE dieser Art ist näher in einer Patentanmeldung 789 382 vom 2o. März 1977 beschrieben, die gleichzeitig mit der vorliegenden Anmeldung eingereicht wurde. Die Offenbarung wird hiermit ausdrücklich als Bezugsliteratur mit eingegliedert.

Die Brennstoffpumpen- und Sicherheitsschaltung der Anlage ist in Fig. 14 dargestellt. Das Zündsignal IGN wird über eine Klemme 9o durch eine Diode CR1o eingespeist und beaufschlagt die Spule eines Relais K1, damit die Anlaßfolge der elektronischen Steuerung 13 beginne. Die Erregung der Spule K1 liest Kontakte 92,93, wodurch die Spannung +B über eine Klemme 96 von der Klemme 84 her an die Anlage angelegt wird. Ein Kondensator C1 ist zwischen die Klemme84 und Masse geschaltet, um ein Filter zu bilden und eine Zenerdiode CR5 ist parallel zur Klemme geschaltet, um Hochspannungsstöße zu

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sperren.

Gleichzeitig mit dem Anlassen erzeugt der Anlassermagnet ein hochpegeliges Signal, das über eine Klemme 91 der elektronischen Steuerung eingespeist wird. Das Signal des Anlassermagneten gelangt über einen Widerstand R13 an einen Knotenpunkt 85 und von dort zu einer Klemme 94, wo es zum Anlaß- oder Startsignal SRT für den Rest der Anlage wird. Eine Diode CR9 ist zwischen dem Knotenpunkt 85 und Masse vorgesehen, um einen Entladungsweg für die Magnetspule zu bilden.

Das Signal SRT steuert auch einen Transistor Q3 über dessen Basisverbindung mit dem Knotenpunkt zweier Spannungsteilerwiderstände R8,R9 an, die in Reihe zwischen den Knotenpunkt 85 und Masse geschaltet sind. Der Kollektor des Transistors Q3 ist an eine Klemme einer Relaisspule K2 geführt, und sein Emitter an Masse geschlossen. Die andere Klemme der Spule des Relais K2 ist mit der positiven VersorgungsSpannungsquelle +B über die Relaiskontakte 92,93 verbunden, wenn diese angezogen haben. Das Zündsignal IGN und das Startsignal SRT werden meist zusammen ausgelöst, wie im Fall einer normalen Startfolge und daher schließt das Relais K2 die Verbindungskontakte 8o,81 zusammen. Damit wird die Kraftstoffpumpe mit einem Signal +FP über die Klemmen 97,98 angesteuert. Außerdem wird zu diesem Zeitpunkt das Schnelleerlaufventil über eine Klemme 99 durch das Signal +FIV erregt.

Eine Siherheitsschaltung ist in die Anlage eingebaut, wodurch der

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Strom, wenn das Startsignal niederpegelig wird, der Basis des Transistors Q3 eingespeist wird, um die Kontakte des Relais K2 durch einen angesteuerten Stromquellentransistor Q2 geschlossen zu halten. Die Haltestromquelle für das Relais K2 ist der Emitter von Q2, der an den Knotenpunkt zweier Spannungsteilerwiderstände R11,R12 geführt ist, die zwischen die Versorgungsspannung +B und Masse geschaltet sind. Eine Leitwertsteuerung des Transistors Q2 wird durch das umgekehrte Löschsignal RST entwickelt, das über die Diode CR6 an der Basis des Transistors von der Klemme 95 her anliegt. Die Basis des Transistors Q2 ist auch an den Knotenpunkt eines Widerstandes Rio und eines Taktsteuerkondensators C3 geführt, die zwischen die positive Versorgungsquelle +B und Masse geschaltet sind.

Während des Anlassens hat das Signal RST die Basis des Transistors Q2 auf Massepotential gebracht und den Kondensator T3 entladen. Anschließend, zwischen den Taktimpulsen des Signals RST versucht der Kondensator C3, sich wieder auf die Versorgungsspannung über den Widerstand Rio aufzuladen. Wenn die Impulse RST nicht mit einer genügend hohen Frequenz oder überhaupt nicht anliegen, z.B.

wenn der Motor abgewürgt ist, lädt sich der Kondensator auf eine

die
Spannung auf, bei welcher/Basis von Q2 sperrt. Damit sperrt auch der Transistor Q3, und es öffnen die Kontakte des Relais K2, um die Kraftstoffpumpe zu schließen. Dieser Vorgang ist in Fällen zwingend, in welchen ein Wagen aus irgendeinem Grund stehenbleibt. Nach dem Anhalten des Motors wäre es schädlich, Brennstoff weiter an die Einspritzdüsen zu liefern und damit eine überschwemmung

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("Absaufen") des heißen Motors zu riskieren.

Die Schaltung umfaßt auch einen ersten Impulssperrkreis mit einem Verstärker 86. Der Verstärker 86 ist im allgemeinen ein Schaltverstärker, dessen nichtinvertierende Klemme an den Knotenpunkt zweier Spannungsteilerwiderstände R3,R2 geführt ist, die zwischen eine Bezugsspannung 87 und Masse geschaltet sind. Der Inversionseingang des Verstärkers 83 ist mit dem Knotenpunkt eines Kondensators C2 und eines Widerstandes R7 verbunden, die zwischen den Knotenpunkt 87 und Masse geschaltet sind. Die Bezugsspannung 87 wird durch eine Zenerdiode CR4 erzeugt, die an die Klemme eines LastwiderStandes R6 geführt ist, dessen andere Klemme am Knotenpunkt 85 mit einer positiven Spannungsquelle +B verbunden ist. Die Zenerdiode CR5, die außerdem noch an die Klemme von R6 geführt ist, bietet einen überspannungsschutz für die gesamte Anlage.

Wenn die Anfangsstartschaltung der Anlage durch Schliessen der Kontakte 92,93 angeschaltet wird, überträgt der Kondensator C7 die Bezugsversorgungsspannung des Knotenpunktes 87 an den Inver— sionseingang des Verstärkers 86. Der Taktsteuerkondensator C2 beginnt sich über den Widerstand R7 aufzuladen und bringt langsam die am Inversionseingang des Verstärkers 86 anliegende Spannung unter den Pegel der Bezugsspannung des Spannungsteilers R3,R2. An diesem Punkt schaltet der Verstärker ab.

Das an der Anlage über die Klemme 83 her anliegende Signal FPI legt damit das Signal ITS auf Massepotential, bis der Taktsteuer-

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kondensator den Verstärker abgeschaltet hat. Damit kann der Motor für eine kurze Zeit gestartet werden, ehe wirklich Kraftstoff an die Einspritzdüsen gelangt.

Eine Überschwemmungsverhinderungsmöglichkeit während des Anlassens, wenn der Motor mit voll geöffneter Drosselklappe arbeitet, ist durch eine Klemme 82 vorgesehen,die das Signal WOT an den Inversionseingang des Verstärkers über einen Widerstand R1 und eine Diode CR1 abgibt. Das Signal WOT für die voll geöffnete Drosselklappe liegt ferner auch am Knotenpunkt 85 über den Widerstand R1 und eine Diode CR2 an. Liegt eine positive Spannung wie das Signal WOT am Inversionseingang des Verstärkers 86 an, so wird dieser die Brennstoffimpulsleitung so lange auf Massepotential halten, bis das Anlaßsignal niederpegelig wird. Diese Arbeitsweise ermöglicht es dem Motor, genügend Luft aufzunehmen und während der Startfolge nicht überschwemmt zu werden, wenn der Motor warm und die Drosselklappe voll geöffnet ist.

Das bevorzugte Ausführungsbeispiel des Mikroprozessor-Funktionsgebers ist in Fig. 15 als einzelnes Plättchen dargestellt, das einen Mikroprozessor 8o48 der Intel Corp. umfaßt. Der Betrieb, die Programmierung und die Bezeichnung der Steuersignale sowie der Datenübertragung des Mikroprozessors ist im einzelnen in der folgenden Schrift dargestellt: MCS-48 Microcomputer Users Manual, Copyright 1976, das von der Intel Corp., Santa Clara, CA, USA, zu beziehen ist und die als angezogene Literatur mit einbezogen wird. Die erfindungsgemäße Anlage arbeitet mit einem im Festwert-

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4Oi

speicher (ROM) des Mikroprozessors gespeicherten Programm und liest sechs Digitalsignale ein und gibt drei aus.

Die verschiedenen Schaltungsanschlüsse des Mikroprocessors und des analogen Funktionsgebers werden jetzt näher beschrieben. Die Stifte PI0-PI7 der Stiftleiste 1 des Mikroprozessors dienen der Eingabe von sechs anliegenden Datensignalen in den Funktionsgeber des Mikroprozessors, nämlich der Signale ADS, EGR, WOT, CTS, O₂ und FFS.

Das Signal ADS liegt über zwei Spannungsteilerwiderstände R808 und R8o9, die zwischen eine Klemme 268 und Masse geschaltet sind, am Stift Ρίο an. Das Signal EGR liegt über den Knotenpunkt zweier Teil er widerstände R8I0 und R811, die zwischen die Klemme 27o und Masse geschaltet sind, am Sbift P 12 an. Das Signal WOT wird über den Knotenpunkt zweier Spannungsteilerwiderstände R812 und R813, die zwischen die Klemme 266 und Masse geschaltet sind, dem Stift P 13 eingegeben. Das Signal CTS liegt über den Knotenpunkt zweier Teilerwiderstände R814 und R815, die zwischen die Klemme 4o7 und Masse geschaltet sind, am Stift P 14 an.

Das Signal FFS wird dem Stift P11 über den Ausgang eines Signalformungsverstärkers 839 t ingespeist. Am Inversionseingang des Verstärkers 839 liegt eine Schwellenspannung an, die am Knotenpunkt zweier Spannungsteilerwiderstände R8o2,R8oo, die zwischen +5V und Masse geschaltet sind, entwickelt wird. Der nicht invertierende Eingang des Verstärkers 839 erhält das Signal FFS von

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einer Klemme 843. Die Schwellenspannung am Inversionseingang erzeugt einen Pegel, welchen das Signal FFS überschreiten muß, bevor der Verstärker 839 auf einen hochpegeligen Zustand umschaltet, und unter welchem der Verstärker auf einen niederpegeligen Zustand umschaltet. Die Anstiegsflanke des Signals FFS ist somit frei von jeder Verzögerung und von jedem Rauschen, die nach seiner Erzeugung und vor seinem Anliegen an der Klemme 843 hätten auftreten können. Dies ist nötig, weil der Prozessor diese Leitung alle 1,2 Millisec. ausliest, und eine langsame Anstiegsflanke eine Fremdlesung erzeugen kann.

Das Signal 0_? wird über den Knotenpunkt zweier Teilerwiderstände R816 und R817, die zwischen einen Ausgang 835 des Signalformungsverstärkers 837 und Masse geschaltet sind, dem Stift P15 eingespeist. Der Verstärker 837 ist ein herkömmlicher schwellwertbildender Verstärker, an dessen Inversionseingang eine Schwellenspannung anliegt, die am Knotenpunkt zweier Teilerwiderstände R818 und R819 entwickelt wird, die zwischen die positive Spannungsquelle +A und Masse geschaltet sind. Am nichtinvertierenden Eingang des Verstärkers 837 liegt das Signal O₃ über den Ausgang eines Tiefpaßfilters mit einem Widerstand R82o und einem Kondensator C8o6, die zwischen die O₂-Eingangsklemme 836 und Masse geschaltet sind. Ein Lastwiderstand R821 ist zwischen die Klemme 836 und Masse gekoppelt, um für den O₃-MeBfühler einen Abschlußwiderstand zu bilden. Dieser hohe Arbeitswiderstand sperrt das Signal des O₃-Meßfühlers, bis der Innenwiderstand des O₃-MeBfühlers durch Aufwärmen auf Betriebstemperatur abgenommen hat.

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H)S

Der 0--MeBfühler gibt ein sich änderndes Zweipegelsignal O₂ ab, das hochpegelig ist, wenn der Meßfühler eine verhältnismäßig große Abwesenheit von Sauerstoff im Auspuffgas des Krümmers abtastet. Dieses Pegelschaltsignal wird durch das Tiefpassfilter gefiltert und durch den Verstärker auf die Schwellenspannung angehoben, um ein Signal am Ausgang 835 abzugeben, welches eine Anzeige für ein im wesentlichen stöchiometrisches Mischungsverhältnis ist. Der Schwellenwert ist so eingestellt, daß sich der Schaltpunkt oder das am Schwellenwert abgegriffene Mischungsverhältnis nicht erheblich ändert, wenn das Signal (die Wellenform) des Zirkonerdemeßfühlers altert, wie es die Lehre eines US-PS 3 815 561 besagt, die gleichzeitig mit der gegenwärtigen Anmeldung eingereicht wurde. Die Offenbarung dieser Patentschrift wird hiermit als Bezugsliteratur mit einbezogen. Die Bezeichnungen der Stifte und der Signale, die dem Teil 1 des Mikroprozessors eingegeben und von ihm ausgegeben werden, sind im einzelnen in Fig. 17a dargestellt. Das Signal LOS wird vom Mikroprozessorstift P17 an die Klemme abgegeben, um eine Fehleranzeige des O₂-MeBfühlers und des Regelkreises anzuzeigen. Das Signal PTS wird über eine Diode CR8o4 am Stift 16 ausgegeben, um einen positiv gerichteten Spannungspegel für einen Schaltverstärker 841 zu erzeugen. Wenn ein Bit am Stift P16 hochpegelig ist, kann der Verstärker 841 einen Transistor Q8o1 ansteuern, dessen Basis an den Ausgang des Verstärkers angeschlossen ist, und wenn das Bit am Stift P 16 niederpegelig ist, sperrt die Abwesenheit der positiv gerichteten Spannung die Durchsteuerung des Transistors Q8o1.

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Der Verstärker 841 ist als Bremsdetektor ausgelegt, an dessen Inversion se ingang über den Knotenpunkt zweier Spannungsteilerwiderstände R8o3 und R842, die zwischen die positive Versorgungsspannung +A und Masse geschaltet sind, eine Schwellenspannung anliegt. Der nichtinvertierende Eingang des Verstärkers 841 ist an den Inversionseingang über einen Kondensator C8oo gekoppelt, und weiter mit Masse über einen Kondensator C8o1 verbunden. Das Signal MAP wird dem Inversionseingang und dem nichtinvertierenden Eingang des Verstärkers841 über zwei Eingangswiderstände R8o4 und R8o5 eingespeist, die am Knotenpunkt8o3 zusammengeführt sind. Bei einem relativ stabilen Signal MAP liegt am Inversionseingang eine höhere Spannung (MAP + Schwellenwert) an als am nicht invertierenden Eingangjund damit stellt der Verstärker 841 die Basis des Transistors Q8o1 auf Massepotential und schaltet ihn ab. Wenn die Spannung MAP abzufallen beginnt, wie z.B.bei einem Bremsvorgang/ hält der Kondensator C8o1 die Spannung am nicht invertierenden Eingang mit einer Zeitverzögerungskonstante, und der Kondensator C8oo hält die Spannung MAP + die Schwellenspannung am Inversionseingang des Verstärkers 841 mit einer anderen Abfallkonstante.

Die Abfallkonstante des Kondensators C8oo ist viel kleiner als die des Kondensators C8o1 und daher fällt die Spannung am Inversionseingang viel schneller ab als am nichtinvertierenden Eingang. Wenn die Differenz größer wird als der Schwellenwert, sperrt der Verstärker 841, worauf das Signal PTS (wenn das Bit hochpegelig ist) den Transistor Q8o1 anstatern kann. Eine Ansteuerung des Transistors Q8o1 ergibt eine Stromablenkung zur Klemme 84o,

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die dann das Signal DLS wird, um während Bremsvorgängen für eine Abmagerung zu sorgen, während das Ventil EGR arbeitet.

Die durch die Stifte P2o-P27 dargestellte Stiftleiste 2 ist an die invertierenden NOR-Tore 82o-834 angeschlossen und gibt eine digitale Darstellung des Signals CLC aus. Die Ausgangssignale der invertierenden NOR-Tore 82O-834 werden einem Digital-Analog-Umsetzer 71 eingespeist, und werden zur Ausgabe vom Umsetzer über einen Widerstand R842 an einer Klemme 815 dekodiert, um die analoge Darstellung dieses Digitalwortes zu bilden. Die Stift- und Bitbezeichnungen der Ausgangssignale der Stiftleiste 2 des Mikroprozessors sind näher in Fig. 17a erläutert.

Der Digital-Analog-Umsetzer umfaßt einen D/A-Umsetzer R-2R einschließlich der Widerstände R822-R839. Z.B. wird ein hochpegeliges Ausgangssignal vom Stift 27 im NOR-Tor 82o invertiert,um durch den Widerstand R822 Strom zu schicken. Da R822 den doppelten Widerstandswert von R823 und gleichbeschalteter Widerstände aufweist, unterteilt der D/A-Umsetzer den Strom für jedes Bit an der Gruppe der Stifte in Zweierpotenzen. Die Ausgangsleiste 2 kann diese Werte an den Korrekturstromkombinationskreis übertragen.

Wenn die Leiste 2 nur Nullsignale ausgibt, speisen alle NOR-Tore Signale mit dem Pegel einer logischen 1 dem D/A-Umsetzer 71 ein und daher durchfließt der kleinste Strom den Widerstand R842. Wie bereits erwähnt, bewirkt dies die kürzeste Impulsbreite und das magerste Mischungsverhältnis für das Signal CLC. Wenn jedoch die

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Stifte P2O-P27 der Leiste 2 alle eine logische 1 abgeben, leiten die NOR-Tore 82o-834 den Strom über ihre entsprechend beschalteten Widerstände ab und damit fließt im Widerstand R842 die größte Strommenge. Dies ergibt die langsamste Rampenfrequenz zur Aufladung des Kondensators C3o8 und damit den längsten Brennstoffimpuls und das reichste Mischungsverhältnis. Vorzugsweise wird das Signal CLC bei einer Zählung von 127 angeschaltet, welches die Hälfte oder der Mittelpunkt zwischen 0 und 255 Zählungen ist, um einen mittleren Bezugswert zu erhalten, von welchem aus das Mischungsverhältnis nach oben und unten durch integrale Regelung verändert werden kann, wie nachstehend näher erJäitert wird.

Wie üblich, sind die Mikroprozessorstifte V__D,V_ sowie die Klemmenstifte SS, T1, ΪΝΤ mit einer Quelle von +5V verbunden. Außerdem sind die Stifte EA,GRD an die Masse-Taktsignalklemmen X1,X2 geführt, die ihrerseits mit einem Quarz verbunden sind, welcher die erforderliche Frequenz für den Betrieb des Mikroprozessors liefert. Die Kondensatoren C8o3 und C8o4 sind zusätzlich zwischen die Taktsignalklemmen X1,X2 und Masse geschaltet. Diese keine Daten führenden Stiftanschlüsse sind für den Betrieb des Mikroprozessors erforderlich, jedoch von ihrer Aufgabe her nicht erfindungswesentlich und werden daher nicht näher beschrieben.

Die Versorgungsspannung von +5V wird von einem in Serienschaltung ausgelegten Spannungsregler mit einem NPN-Transistor Q800 erzeugt, dessen Kollektor an die Batteriespannung +B und dessen Emitter

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an eine Klemme der Versorgungsspannung +5V geführt ist. Die Kondensatoren C8o2,C8o7 sind an den Emitter des Transistors Q800 angeschlossen und bilden ein Filter. Die Durchsteuerungsregelung des Transistors Q800 erfdgt durch eine feststehende Bezugsspannung, die an seiner Basis anliegt. Die feststehende Bezugsspannung wird am Knotenpunkt eines Widerstandes R8o7 und einer Zenerdiode CR80I erzeugt, die zwischen die positive Versorgungsspannung +A und Masse geschaltet sind.

Eine Vergleichsschaltung 86o,die ein Löschsignal in den Stift R des Mikroprozessors 8o48 einspeist, bietet eine niedrige Löschspannung . Damit kann der Mikroprozessor das Programm nach Bedingungen neu beginnen, unter welchen die Verarbeitung des Programms zweifelhaft ist. Die Spannung +A erzeugt ein Eingangssignal an der nichtinvertierenden Klemme des Verstärkers 860 über den Knotenpunkt eines Spannungsteilers mit den Widerständen R843 und R844. An der Inversionseingangsklemme des Verstärkers 860 liegt über einen Widerstand R852 die Versorgungsspannung +5V an. Wenn die Knotenpunktspannung des Spannungsteilers unter +5V abfällt, wird der Mikroprozessor durch ein niedriges Ausgangssignal des Verstärkers gelöscht, um die Klemme R über ein Tiefpassfilter mit einem Widerstand R846 und einem Kondensator C8o5 rückzustellen. Die Knotenpunktspannung wird so gewählt,daß der Regler unmittelbar gefährdet ist, seine Regelfunktion aufzugeben, wenn sie unter +5 Vabfällt. Wenn dieser Zustand eintritt, kann der Mikroprozessor fehlerhafte Regelsignale erzeugen und muß zurückgestellt werden.

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Für Rausch- und Hochfrequenzbedingungen, welche einen kurzzeitigen Verlust der Versorgungsspannung bewirken, ist eine Diode CR808 zwischen die Versorgungsspannung +5 V und die Klemme R geschaltet. Wenn immer die Versorgungsspannung abfällt, entlädt die Diode den Kondensator C8o5 und löscht den Mikroprozessor.

Das Programm des Mikroprozessors, das drei Hauptfunktionen durchführt, wird nachstehend näher erläutert. Die erste Funktion ist die Erzeugung des Stromregelsignals CLC aus einer auf Zeit und Drehzahl beruhenden Integration des Signals O₃. Die zweite Funktion besteht in der Steuerung des Öffnens und Schließens des integralen Regelkreises, der das Signal CLS erzeugt, sowie das Fehleranzeigesignal des Regelkreises LOS für den Fehleranzeigekreis zu erzeugen. Die letzte Aufgabe des Programms ist es, das Signal PDS für eine Abmagerung des Mischungsverhältnisses während Bremsvorgängen zu erzeugen, um eine Zeitverzögerung des Signals EGR zu berücksichtigen.

Die erste Aufgabe der Erzeugung des Signals CLS beruht auf der Bildung zweier Regelsummen oder integraler Summen, die addiert werden, um ein digitales 8 Bit-Regelwort von 256 Werten zu erzeugen, das über die Leiste 2 an den D/A-Umsetzer gelangt. Nach der Umsetzung wird die analoge Darstellung des Regelwortes der Korrekturstromkombinationsschaltung über die Klemme 182 (Fig. 7a) eingespeist, um die Impulsbreite des Einspritzdüsensignals , wie erwähnt, zu verändern.

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Die erste der Regelsummen, die durch das an einer wahlfreien Speicherstelle des Mikroprozessors gespeicherte Digitalwort darstellt, wird Hauptintegrator genannt. Der Hauptintegrator besitzt einen Nennwert zwischen 0 und 25, wobei ein Anfangszustand (PIC) einen Wert von 15 aufweist. Eine Minimalzählung gibt keine Gemischanreicherung, während eine Maximalzählung größte Anreicherung erbringt.

Die Hauptintegrationszählung wird bei jedem Durchlauf durch die Programmschleife dadurch neu berechnet, daß der Zustand des 0„-Meßfühlers geprüft oder gemessen wird. Wenn der Meßfühler ein reiches Gemisch anzeigt, wird die die Hauptintegratorsumme darstellende Speicherstelle gelöscht oder auf 0 gestellt. Dieser Vorgang ist der Erzeugung des maximalen Schrittes in Richtung des mageren Gemisches, welchen der Hauptintegrator durchführen kann, gleichwertig. Wenn der Meßfühler eine Magergemischanzeige liefert, addiert der Integrator in Fünferschritten jedesmal, wenn eine Änderung des Signals FFS erfolgt, welches einen Drehzahlimpuls anzeigt.

Die asymmetrische Wellenform PI des Hauptintegrators ist in Fig. 17c gezeigt, in welcher die Anstiegsflanke oder positive Steilheit der Rampe drehzahlabhängig ist und die magere Stufe am Übergang des O₂-MeBfühlers (Fig. 17d) von einem mageren zu einem reichen Mischungsverhältnis erfolgt. Wie gezeigt, ist der Hauptintegrator vorgespannt, um bei einem mageren Mischungsverhältnis etwas über dem stöchiometrischen Verhältnis zu arbeiten. Die

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Wirkung des zweiten oder Nebenintegrators ist nicht in der Wellenform der Fig. 17c wegen der geringen Wirkung gezeigt, die er auf diese Wellenform ausübt.

Die zweite Regel- oder Integrationssumme/ welche Nebenintegrator genannt wird, wird auch in zwei wahlfreien Speicherstellen gespeichert. Der Nebenintegratorwert wird bei jedem Durchlauf durch das Programm neu berechnet und kann ein Wert von o-23o bei einer Anfangseinstellung (SIC) von 113 sein. Die zweite Regelsumme wird dadurch gebildet, daß die Nebenintegratorsteilen abgebaut oder subtrahiert werden, wenn die Hauptintegratorsumme kleiner ist als der Anfangszustand von 15, und daß Nebenintegratorsteilen addiert oder aufgebaut werden, wenn die Hauptintegratorsumme größer oder gleich ist ihrem Anfangszustandswert von15. Die Nebenintegrator summe versucht somit ständig,den Hauptintegrator für Langzeitänderungen des Mischungsverhältnisses infolge von Einstellungenauigkeiten, alternden Bauteilen der Anlage und möglicherweise auftretenden außerbereichlichen Änderungen zu zentrieren.

Die beiden Regelsummen ergeben nach ihrer Addition eine Digitalzählung vom Ausgang der Leiste 2 des Mikroprozessors, die dem D/A-ümsetzer eingespeist wird. Der Hauptintegrator hat ein Gewicht von 5 %, das bei geschlossener Drosselklappe halbiert wird, während der Nebenintegrator ein Gewicht von 45 % mit einer Zeitkonstante von 38 see. zwischen der Zählung 0 und der Zählung 2 3o aufweist.

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Die Wirkung des Nebenintegrators und eine Annäherung der Wellenform des Signals CLC ist in Fig. 17e gezeigt. Der Bezugspegel A zeigt den Mittelpunkt der Wellenform des Hauptintegrators bei einem Mischungsverhältnis, das durch die Asymmetrie der Sägezahnspannung eingestellt wird. Solang der Verlauf der Steuerung ein Mischungverhältnis im Gewichts- oder Ursprungspegel des Hauptintegrators erzeugt, begrenzt die Wellenform den Zyklus auf etwa diesen Bezugspegel. Wenn jedoch Höhenwirkung, Alterung, Toleranzfehler oder Zumeßfehler auftreten, um das Mischungsverhältnis aus diesem Bereich hinaus zu verschieben, bewirkt der Nebenintegrator eine Sägezahnspannungsbildung auf einem neuen Bezugspegel entweder bei der Wellenform B oder der Wellenform C, um das Mischungsverhältnis wieder in den Ursprungsbereich des Hauptintegrators zurückzuführen. Teil D und E der Wellenform ist die den Sekundärintegratorrampenspannungen überlagerte Wellenform des Hauptintegrators. Der Teil F zeigt die Verringerung des Ursprungsoder Gewichtspegels des Hauptintegrators bei geschlossenen Drosselklappenstellungen, um bei diesen geringen Drehzahlen ein Mischungsverhältnis-induziertes Rollmoment zu verhindern, und dabei die Regelung aufrecht zu erhalten.

Das Fehlersignal und die Anklammerung der Regelschleife in den Mikroprozessorprogrammen beginnt durch Abtasten entweder des Signals ADS, EGR, oder WOT, die über getrennte Leitungen der Leiste 1 des Mikroprozessors eingegeben werden. Solange diese Bits hochpegelig sind, ruht die Regelschleife, und sowohl der Haupt- als auch der Nebenintegrator bleiben an ihren Anfangs-

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zustand geklairanert. Die Abwesenheit dieser Bits ist eine Anzeige dafür, daß der Motor angelassen ist und eine Zeit vergangen ist, die gleich dem zeitabhängigen Haltepegel der Anwärmeinrichtung ist, daß sich die Temperatur des Motors auf eine Ansteuerungstemperatur für die Auspuffgasrückführung erhöht hat und die Anlage nicht mit Vollgas arbeitet. An diesem Punkt schließtidie Regelschleife und die Anlage wird mit dem Regelsignal CLC geregelt.

Um zu ermitteln, ob ein Fehler des 0~-Meßfühlers vorhanden ist, unterhalt die Anlage einen 19 see.-Betriebsfunktionstaktgeber, der gelöscht wird, wenn der O^-Meßfühler hochpegeliges Signal während einer fetten Übergangsperiode des Mischungsverhältnisses abgibt. Der 19 see.-Takt ist genügend Zeit für die volle Auslenkung des Nebenintegrators zu einem seiner maximalen Ursprungsoder Gewichtspegel. Wenn der Meßfühler die Pegel nicht in dieser Zeitspanne gewechselt hat, so hat entweder der O₂ ^-MeBfühler ausgesetzt oder ein anderes Teil der Anlage hat versagt, und die Regelschleife muß unterbrochen werden, um eine Steuerung zu ermöglichen. Somit werden beide Integratoren auf ihren Anfangszustand eingestellt, wenn die Funktionszeit austastet. Dieser Betriebsfunktionstaktgeber verhindert die Regelung daran, bei einer maximalen mageren Gewichtskorrektur zu blockieren, wenn ein Teil der Anlage ausfällt.

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Auch durch Messen eines reichen übergangsgeitiisches durch den Meßfühler kann ein positiver Fehlbetrieb eines gewöhnlichen Zirkonerdemeßfühlers festgestellt werden, da diese Meßfühler bei einer hohen oder niedrigen Impedanz ausfallen können,jedoch niemals bei der Erzeugung einer hohen Spannung versagen.

Ein Drehzahlzähler ist vorgesehen, um 4096 übergänge des Signals FFS oder die gleiche Anzahl von Umdrehungen der Kurbelwelle des Motors zu zählen. Der Drehzahlzähler wird im Anwärmzustand entweder durch das hochpegelige Bit EGR gelöscht, welches anzeigt, daß der Motor unterhalb seiner Betriebstemperatur läuft, oder durch das hochpegelige Bit WOT, das anzeigt, daß ein Sonderzustand des Motors während des Anwärmens herrscht; oder durch das hochpegelige Bit ADS, welches anzeigt, daß der Motor noch auf dem Haltepegel des Anwärmverlaufs der Kurve A arbeitet.

Bei diesen Anzeigen kann der O„-Meßfühler noch nicht auf seiner Temperatur sein, und eine Fehlbetriebszählung darf noch nicht auftreten. Nach Berücksichtigung dieser Bedingungen wartet der Drehzahlzähler auf ein hochpegeliges Ausgangssignal des O₃-MeBfühlers. Wenn dies auftritt, ehe der Zähler seine Maximalzählung von Drehzahlimpulsen erreicht, wird der Zähler gelöscht. Die Abwesenheit eines hochpegeligen Ausgangsignals des O„-Meßfühlers bewirkt, daß der Zähler seine Maximalzählung erreicht und das Signal LOS für Lampe EIN erzeugt, das einen Fehler des Meßfühlers anzeigt.

Die Zählung der Drehzahlimpulse für die Anzeige eines Fehlers des O₂~Meßfühlers besitzt eine Anzahl von Vorteilen. Zunächst stellt sie eine Anwärmzeit aufgrund eines Betriebsparameters des Motors

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ein. Ein bei hohen Drehzahlen laufender Motor erwärmt einen 0~- Meßfühler schneller auf seine Arbeitstemperatur als ein Motor im Leerlauf.

Zweitens berücksichtigt diese Zählung die Arbeitsgänge, bei welchen der Motor bereits warm ist, jedoch der Meßfühler noch kalt wegen der Differenz der Wärmeverlustgeschwxndigkeiten beider Einrichtungen. Beispielsweise bewirkt eine Abschaltung des Motors nach einer Autobahnfahrt und ein Neuanlassen nach 20-30 Minuten, daß der O_-Meßfühler nahe der Umgebungstemperatur liegt, während der Motor noch fast auf seiner Arbeitstemperatur ist.

Im Zusammenhang mit dem Betriebsfunktionstaktgeber und einem Anrexcherungsstoßgenerator ermöglicht der Drehzahlzähler es der Anlage, weich auszusetzen, ohne daß dem Fahrer eine Fehleranzeige gegeben wird. Der Anrexcherungsstoßgenerator versucht alle 30 Sekunden, ein hochpegeliges Meßfühlerausgangssignal zu erhalten, und ein Signal WOT in Verbindung mit dem Betriebsfunktionstaktgeber stellt die Integratoren auf ihren Anfangszustand zurück. Wenn jedoch eine dieser Störungen bewirkt, daß die Anlage noch einmal arbeitet, und der Fehlerzustand hat sich selbst aufgehoben, bevor der Dreh zahl zäh ler 4Ο°16 zählt, dann wird diese Situation nicht als Fehler registriert. Die Anlage kehrt dann zum Normalbetrieb zurück. Selbst wenn ein Fehler registriert wird, kann die Anlage zum Regelbetrieb zurückkehren, wenn der Meßfühler wieder betriebsbereit ist.

Die letzte Aufgabe des Programms besteht darin, das Signal PDS zu erzeugen, das anzeigt, wenn eine Abmagerung für Bremsvorgänge er-

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folgen soll. Das Signal oder Bit PDS ist hochpegelig, wenn die Funktion in Betrieb sein sollte, und wenn das Signal niederpegelig ist, dient es dazu, die Funktion zu sperren.

Die Funktion darf nur ablaufen, wenn das Bit EGR gelöscht ist und damit den Betrieb des EGR-Ventils anzeigt. Jedoch in dem Augenblick, in welchem der Mikroprozessor zu arbeiten beginnt, liefert die Abmagerungsfunktion eine feste 6%-ige Erhöhung des Mischungsverhältnisses , und das gesperrte Signal EGR ist bei dieser geringen Änderung nicht nötig. Ein Drehzahltaktgeber, welcher die Zeit für Drehzahlen unter einem Schnelleerlauf (850 U/min) zählt, dient dazu, das Bit PDS zu löschen, wenn die Drehzahlen des Motors unter diesen Punkt abfallen.

Anhand des detaillierten Ablaufplans der Fig. 19a-19k wird das Programm des Mikroprozessorfunktionsgebers erläutert, welcher die Regelung der elektronischen Steuerung im geschlossenen Regelkreis übernimmt. Die Blöcke im Programm zeigen Funktionsschritte des Programms an und weisen Adressen in den linken Ecken auf, welche den gleichen Adressen der folgenden Programmaufstellung in der Assembliersprache entsprechen. Fig. 18 zeigt auch die gerätetechnische Durchführung des dargestellten Programms als eine Digitalanlage, die durch die gleichen Signale geregelt wird, welche den Signalen in den Blockdiagramm-Symbolen oder Entscheidungsblocks des Programms entsprechen.

Der Anfang erfolgt mit Fig. 19a und der Adresse START. Am Block B4 fordert das Programm ein Unterprogramm INIT (Auslösung), welches die Zähler auslöst und die konstanten Programmgrößen einführt. Dann

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beaufschlagt das Programm den internen Taktgeber des Mikroprozessors am Block B6. Das Fehlerkennzeichen des internen Taktgebers wird am Block B8 geprüft und durchläuft den Block B10, bis das Fehlerkennzeichen gesetzt ist. Dadurch durchläuft das Programm an diesem Punkt eine Schleife, bis das Fehlerkennzeichen des internen Taktgebers nach jeder Ausführung des Programms gesetzt ist. Da die Ausführung des Programms eine unterschiedliche Anzahl von Befehlen wegen der Bedingungen und möglichen Abzweigungen lang sein kann, muß für jeden Durchlauf eine Einrichtung zur Gleichschaltung der Ausführungszeiten vorhanden sein. Der interne Taktgeber addiert eine veränderliche Verzögerung zur Ausführungszeit des Programms, welche einen vollständigen Durchlauf durch das Programm ein Mal für jeden zusätzlichen Zeitabschnitt gestattet. Die für die Programmdurchführung beim Ausführungsbeispiel der Erfindung eingestellte Zeit beträgt 1,2 Millisekunden je Durchlauf.

In der maschinentechnischen Ausführung subtrahiert ein Statusoder Zustandsgeber 900 ein Taktsignal CLK, bis dieses bei der Marke von 1,2 msec über eine Löschleitung 902 gelöscht ist.

Nachdem das Fehlerkennzeichen des Taktgebers gesetzt ist, beginnt eine neue Periode von 1,2 msec, und das Unterprogramm TIMER (Taktgeber) am Block 12 wird angefordert, um das Fehlerkennzeichen des Taktgebers zu löschen und die Anfangszählung des Taktgebers zurückzustellen, damit dieser eine neue Zählung beginne. Nachdem der Taktgeber gelöscht und verschiedene andere Taktgeber auf ihre Anfangsbedingungen eingestellt wurden, fordert das Programm Eingabedaten durch Anforderung des Unterprogramms INPORT (Eingabeleiste) am Block B14 an. Dies liest sechs Datenbits von der Leiste 1 in

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eine Speicherstelle ein, wo die Bits entsprechend den Signalen WOT, EGR,O₂/ ADS, FFS und CTS geprüft werden können, um zu ermitteln, ob ihr spezielles Bit gesetzt ist.

Das unterprogramm INPORT umfaßt ein Digitalfilter zur Unterdrükkung von Rauschen für die dem Mikroprozessor eingespeisten sechs Signale. Dabei ist wichtig, daß das Rauschen keine Meldung an den Mikroprozessor für eine momentane Änderung des Signalpegels als eine Veränderung des Bitsehaltzustands abgibt. Die daraus entstehenden logischen Bedingungen, die aufgrund eines fehlerhaften Datenbits durchgeführt werden, könnten eine genaue Steuerung durch die elektronische Steuerung 13 beeinflussen. Bei einem Kraftfahrzeug kann das Digitalfilter für das Ausfiltern von Zündimpulsen und anderen Störgeräuschen aus den Datenleitungen verwendet werden. Daher liest der Mikroprozessor die Eingabedatenleitung dreimal aus und setzt für eine bestimmte Periode zwischen jeder Datenauslesung dadurch aus, daß eine feste Anzahl von Nicht-Arbeitsbefehlen durchgeführt wird. Die drei Datenstichproben werden dann gespeichert und dann miteinander durch eine Antivalenz miteinander verknüpft. Wenn bei dieser Eingabe ein Bit von den drei Proben seinen Schaltzustand geändert hat, wird die Bitstelle dieses Fehlers durch eine logische Eins gekennzeichnet. Wenn alle drei Proben den gleichen Schaltzustand aufweisen, muß das Ergebnis für den Antivalenzvergleich nur aus Nullen b -"Stehen.

Ein Fehler bei den Eingabedaten wird im Unterprogramm dadurch korrigiert, daß die gesamten Ergebnisse der Antivalenzvergleiche durch ODER-Konjunktion miteinander verknüpft werden, um eine Ergebniswort zu bilden, in welchem die hochpegeligen Bits die Stelle

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eines Fehlers anzeigen. Das Ergebniswort und sein Komplementärwert werden dann mit der alten Datenprobe und der neuen Datenprobe oder dem neuen Datenabtastwert durch eine UND-Konjunktion miteinander verknüpft. Das Ergebniswort, dessen hochpegelige Bits nur diejenigen Bits aus der vorhergehenden Datenabtastung enthalten, die jetzt fehlerhaft sind, und das Komplementärwort des Ergebniswortes mit null Bitlöschungen sind die gleichen Bits der als Fehler erkannten neuen Datenabtastung. Außerdem ersetzt die neue und die alte Datenabtastung diese Fehlerbits durch die Fehlerbits der vorher ausgelesenen Probe.

Nach Einlesung der Daten in den Speicher führt das Programm eine Prüfung durch, um zu ermitteln, ob der 19sec-Betriebsfunktionstaktgeber eine Zeitsperre an Block B16 angezeigt hat. Wenn die 0 Schleife richtig läuft, ist im allgemeinen die Antwort NO, und das Programm schreitet zu Fig. 19b und Block B22 fort. Dann wird der 30sec-Zähler durch Anfordern des Unterprogramms ZIRO 30 gelöscht. Wenn die Programmschleife richtig arbeitet, wie es durch den laufenden Betriebsfunktionszähler angezeigt wird, gibt es keinen Grund, den Betrieb durch eine plötzliche Anreicherung zu stören, und daher wird der 30sec-Zähler bei jeder Durchführung dieses Programmweges gelöscht.

An diesem Punkt wird eine Prüfung am Block B24 eingeleitet, um den Wert des Hauptintegrators zu bestimmen. Wenn dieser größer oder gleich ist dem Anfangszustand oder dem Mittelpunkt, muß der Neben- oder Zweitintegrator angereichert oder um einen Schritt erhöht werden. Dies erfolgt durch den folgenden Programmweg "YES", um B26 zu sperren, wodurch das Programm an die Adresse MPO:1 in

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Block 30 geleitet wird. Dieser fordert das Unterprogramm RICHSI (Anreicherung) an, welches den Nebenintegrator erhöht. Wenn bei der schrittweisen Erhöhung der Nebenintegrator auf seinen Maximalwert von 230 angelangt ist, bleibt er auf diesem Pegel.

Wenn jedoch der andere Zustand am Block B24 vorhanden ist, d.h., daß der Hauptintegrator kleiner ist als sein Anfangswert oder Mittelpunkt, fordert das Programm das Unterprogramm LEANSI: (Abmagerung) am Block B28 an und beginnt das Regelsignal um einen Schritt abzumagern oder zu subtrahieren. Dies erfolgt durch Abbau der Speicherstelle des Nebenintegrators. Wenn dieser auf Null oder auf seiner niedrigsten Zählung angelangt ist, wird das Unterprogramm LEANSI: (Abmagerung) auf diesem Pegel gehalten.

Jetzt gelangt das Programm an die Adresse MSTSOL: am Block B34, und an diesem Punkt darf normalerweise kein gesetztes Verzögerungsbit für die Kurve A angetroffen werden. Daher springt das Programm vom Block B36 zur Adresse MADEL: am Block B50 in Fig. 19c. Da das Verzögerungsbit der Kurve A auch nicht an der Adresse MADELi gesetzt ist, springt das Programm vom Block B52 zur Adresse O₂LOOP: (O₂-Schleife) am Block B60 weiter und prüft die Arbeit des O₃-MeB-fühlers sowie die Bedingungen für eine Taktsteuerung des Hauptintegrators . Angenommen, das Meßfühlerbit sei gesetzt und zeige an, daß der O₃-MeBfühler ein fettes Mischungsverhältnis des Auspuffgases messe, dann löscht das Programm den ^sec-Betriebsfunktions— zähler durch Abruf des Unterprogramms ZERO 19 (19 löschen) am Block B64 sowie den Drehzahlzähler durch Anforderung des Unterprogramms ZER02M (2M löschen) am Block B66.

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Von diesem Punkt an prüft das Programm wieder den 19sec-Taktgeber auf Zeitsperre am Block B68, und wenn die Schleife ohne Störung weiterläuft, ist die Antwort NO, und die Hauptintegratorstelle wird am Block B72 gelöscht. Der Programmweg bis zu diesem Punkt zeigt an, daß der Meßfühler arbeitet und das Mischungsverhältnis fett ist. Daher vollzieht der Hauptintegrator einen vollen Schritt in Abmagerungsrichtung, und anschließend springt das Programm direkt vom Block B74 zur Adresse MWOT: am Block B94 in Fig. 19e.

Wenn jedoch der O_-Meßfühler ein reichlich sauerstoffhaltiges oder mageres Mischungsverhältnis des Motors anzeigt, zweigt die Programmdurchführung vom Block B60 zum Block B80 durch Befolgen des Sprungbefehls am Block B62 ab.

Nach Prüfung auf Zeitsperrenfunktion am Block B80 prüft die Programmfolge, ob am Block B84 eine Drehzahlbitänderung stattfand. Liegt eine solche änderung vor, dann wird der Hauptintegrator um fünf Zählschritte am Block B88 aufgefüllt, und das Programm springt zur Adresse MWOT: am Block 94 in Fig. 19e weiter. Erfolgt keine Drehzahlbitänderung, dann springt das Programm direkt an MWOT: weiter.

An dieser Adresse prüft das Programm das WOT-Bit, und wenn die Anlage gleichmäßig arbeitet, wird kein Verzweigungsprogramm durchgeführt. Dann prüft das Programm das EGR-Bit, und wenn dieses Bit niederpegelig ist, wird die Verzweigung am Block B106 zur Adresse MGAMMA: eingeschlagen und springt auf Block B112 der Fig. 19f.

Da jetzt der Haupt- und Nebenintegrator in Betrieb stehen und die

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Anlage richtig arbeitet, wird jetzt an den Blöcken B112-B14O die Abmagerungsfunktion bei Bremsvorgängen oder Verzögerungen durchgeführt. Die Anlage prüft auf eine Änderung des Drehzahlbits, die bedeutet, daß das Flipflopsignal FFS seit der letzten Prüfung den Schaltzustand verändert hat und anschließend auch die Zeitsperre des Drehzahltaktgebers. Wenn dieser keiner Zeitsperre unterliegt, wird das Unterprogramm PDOTON angefordert, und das Programm springt zur Adresse GA40: am Block B126, wobei der Drehzahltaktgeber gelöscht wird.

Dieser Befehlsblock ermöglicht es dem Programm, sicherzustellen, daß der Motor über einer bestimmten Drehzahl läuft und steuert durch Erzeugung des Signals PDS die Bremsabmagerungsschaltung an. Bei einer durch die "YES"-Verzweigung am Block B116 wird das PDS-Bit durch Durchführung des Unterprogramms PDOTOF am Block B124 gelöscht. Damit wird das PDS-Signal bei Drehzahlen unter einem Wert gesperrt, bei welchen eine Abmagerung ein Abwürgen des Motors oder einen rauhen Lauf verursachen könnte. + angezeigten Zeitsperre

des Drehzahltaktgebers

Bei der nächsten Adresse MCHECK: am Block B142 wird der i20msec-Taktgeber auf Zeitsperre geprüft. Der 120msec-Taktgeber erzeugt ein niederpegeliges Drehzahllöschsignal für den Drehzahlzähler. Wenn die Prüfung zeigt, daß der 120msec-Taktgeber noch läuft, prüft die Anlage am Bleck B146 auf eine Drehzahlbitänderung. Eine negative Antwort bewirkt einen Programmsprung zur Adresse MC40i. Am Block 154 wird der 120msec-Taktgeber wieder geprüft, und da die Antwort zunächst NO war, ergibt auch die zweite Prüfung eine negative Antwort. Am Block B154 wird der Inhalt des Taktgebers schrittweise verkleinert. Da die Schleifenzeit für das gesamte Pro-

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grairan 1,2 msec beträgt, ermöglichen zehn Durchläufe durch die Schleife eine Zeitsperre des 120msec-Taktgebers. Dieser Teil des Programms übernimmt dann die Taktsteuerung des 120msec-Zählers, wenn es den laufenden Taktgeber ohne Drehzahlimpuls antrifft. Wenn andererseits der Taktgeber im Block B142 läuft und ein Drehzahlimpuls liegt an, so wird er durch die Anforderung des Unterprogramms ZERO12O (120msec-Taktgeber löschen) am Block B150 gelöscht.

Dann prüft das Programm, ob ein EGR-, ADS- oder WOT-Bit gesetzt ist. Im Normalbetrieb ist keines dieser Bits gesetzt, und daher springt das Programm zur Adresse MT2M: am Block B168. An diesem Punkt leitet das Programm ein Unterprogramm zur Prüfung der Anzahl der Drehzahlbitänderungen vom Signal PFS ein, die seit der vorhergehenden Löschung des Drehzahlzählers aufgetreten sind.

Zunächst wird eine Drehzahlbitänderung am Block B168 geprüft, und wenn keine Änderung ermittelt wird, wird die Auffüllung des Drehzahlzählers durch Springen zur Adresse MENR: am Block B190 übersprungen. Ist jedoch eine Schaltzustandsänderung eines Bits erfolgt, so wird das Register für die niedrigeren Größenordnungen des Drehzahlzählers auf einen Null-Zustand geprüft, was anzeigt, daß er bis auf Null subtrahiert hat. Wird der Null-Zustand engetroffen, dann springt die Anlage zur Adresse T2M10: am Block B180 und prüft die höheren Größenordnungen des Drehzahlregisters auf seinen Inhalt. Wenn beide Register auf Null sind, zeigt dies einen Sonderzustand von 4096 Zählschritten an, und ein Sprung nach T2M2O: am Block B188 steuert eine Sichtanzeige durch Anfordern des Unterprogramms LAMPON (Lampe an) an. Dieses Unterprogramm LAMPON setzt das Bit LOS, um dem Fehleranzeigekreis den Zustand zu melden.

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Im Block B172 wird das Drehzahlregister für die niedrigeren Größenordnungen auf Null geprüft. Ist die Antwort jedoch NO, wird das Drehzahlregister für die niedrigen Größenordnungen verkleinert, und das Programm geht zur Adresse MENR: am Block B190 über. Eine weitere Möglichkeit besteht darin, daß das Register für die niedrigen Größenordnungen auf Null steht und das Register für die höheren Größenordnungen nicht auf Null steht. Herrscht dieser Zustand, dann wird das Register für die hohen Größenordnungen am Block B184 verkleinert, und das Programm springt zur Adresse MENR:, wobei es den Sonderbefehl überspringt, welcher das Unterprogramm LAMPON (Lampe ein) anfordert.

Bei der Adresse MENR: am Block B190 beginnt die Ausgabe der Integratorsummen an den D/A-Umsetzer, in_dem zuerst geprüft wird, ob das Anreicherungskennzeichen gesetzt ist. Ist das Anreicherungs— kennzeichen gesetzt, durchläuft die Anlage eine Schleife in voller Anreicherungsbetriebsart, um während der Ansteuerungszeit des 150msec-Taktgebers einen fetten Brennstoffstoß zu liefern, und springt dann zur Adresse ME10: am Block B196 weiter, wodurch ein Signal für eine Vollanreicherung an die Leiste 2 abgegeben wird; anschließend springt das Programm zur Adresse LAST:.

An der Adresse am Block B218 wird das Bit ADS wieder geprüft. Ist die Antwort NO, springt das Unterprogramm zur Adresse LA10: am Block B224 und gibt die Signale LOS und PDS aus, indem es das Unterprogramm MOWD anfordert und dem Programmzyklus noch einmal durch Springen zur Adresse LOOP: (Schleife:) beginnt.

Wenn an der Adresse MENR: im Block B190 das Anreicherungskennzei-

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chen nicht gesetzt ist, was dem Normalbetrieb der Regelschleife entspricht, springt die Anlage zur Adresse MCTS: am Block B200 und prüft auf ein Bit für die geschlossene Drosselklappe vom Signal CTS. Liegt kein Bit für eine geschlossene Drosselklappe an, läuft das Programm zur Adresse MOUT: am Block B212 weiter und ruft den Hauptintegratorwert ab. Die Werte des Haupt- und Nebenintegrators werden im Block B214 addiert und im Block B216 an die Leiste 2 ausgegeben. An diesem Punkt wird das Bit ADS wie vorstehend beschrieben geprüft. Ist das Bit ADS gesetzt, wird PDS durch Anforderung des Unterprogramms POTOF am Block B222 abgeschaltet.

Die Adresse MCTS: tastet am Block B200 ab, ob das Bit für die geschlossene Drosselklappe gesetzt ist, und das Programm springt aus der Folge heraus zur Adresse M0UT2: am Block B 206 und ruft den Hauptintegratorwert ab, wenn dieser gesetzt ist. Das Programm halbiert den Hauptintegratorwert, ehe es zur Adresse MT10: am Block B214 weiterspringt, wo die Haupt- und Nebenxntegratorwerte addiert werden. Der Programmweg verläuft dann nach der vorstehenden Erklärung, wo das Programm die Schleife zur Adresse LOOP: (Schleife) vollendet.

Die vorstehende Beschreibung des Programms zeigt den Betrieb der Anlage in einer normalen Regelschleife. Die nachfolgende Beschreibung zeigt spezielle Schleifenanklammerbefehle und Löschbefehle für das Programm. In Fig. 19a am Block B16 wird der Haupt- und Nebenintegrator bei ihren Anfangs- oder Mittelpunktwerten blockiert, wenn der Betrxebsfunktionstaktgeber eine Zeitsperre durch Springen auf Block B18 anzeigt, indem das Unterprogramm INCON abgerufen wird. Dies gilt auch bei einer Zeitsperre des Betriebsfunktions-

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taktgebers an den Blöcken B68, B80, wo das Unterprogramm INCON an den Blöcken B76, B92 abgerufen wird, um die Integratoren anzuklammern oder zu blockieren.

Wenn das Signalbit ADS beim Anwärmen hochpegelig ist, was durch eine Antwort "YES" für die Entscheidungsblöcke B34, B50 abgetastet wird, muß der 30sec-Taktgeber gelöscht werden. Diese Löschung wird durch Anforderung des Unterprogramms ZER030 (30 löschen) an den Blöcken B38, B56 durchgeführt. Außerdem wird das Signalbit für 0„ am Block B54 gelöscht, damit der O₂~Meßfühler nicht dazu übergehen kann, die Regelschleife während des Anwärmens in Betrieb zu setzen.

Wenn ein an den Entscheidungsblöcken B40, B94 abgegriffenes Bit WOT gesetzt ist, wird der 19sec-Betriebsfunktionstaktgeber an den Blöcken B44, B102 gelöscht, indem das Unterprogramm ZER019 (19 löschen) abgerufen wird. Außerdem werden die Integratoren bei ihren Mittelpunktwerten durch Anforderung des Unterprogramms INCON am Block B98 blockiert, und der 30sec-Taktgeber wird durch Abrufen des Unterprogramms ZERO 30 (30 löschen) am Block B100 in Abhängigkeit von diesem Zustand gelöscht.

Wenn das durch ein "YES" am Entscheidungsblock B104 abgegriffene Bit EGR gesetzt ist, wt rden die Integratoren auf ihren anfänglichen Mittelwerten blockiert, und der 30sec-Taktgeber wird durch Anforderung der Unterprogramme INCON, ZER030 an den Blöcken B108, B110 gelöscht.

Ein Zähldecodiergerät 910 ist an die drei Ausgangsbits des Zählers

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900 gekoppelt und decodiert die höchste Zählung, um für das UND-Tor 920 ein Sperrsignal zu erzeugen, damit der Zähler nach Erreichen seines Maximalpegels nicht mehr weiterzählen kann. Eine volle Zählung des Zählers 900 steht für das Erreichen des oberen Bereiches des ürsprungspegels des Hauptintegrators, auf dem er auch gehalten wird, falls er nicht gelöscht wird.

Der Zähler besitzt weiter voreingestellte Eingänge 2 ,2 ,2 . Ein hoher Pegel am Anschalteingang E des Zählers 900 bewirkt, daß die vorgegebenen Bits an diesen Eingängen an die Ausgangsbits übertragen werden. Dieses Merkmal dient dazu, den Hauptintegrator auf seinen Anfangszustand oder auf die Hälfte zwischen dem Nullpegel und der Maximalzählung einzustellen. Für einen Zähler mit einer Maximalzählung von sieben (dezimal) werden die Bits 2 ,2 für den Anfangszustand gesetzt. Die vorgegebenen Eingänge 2 ,2 sowie der Anschalteingang E sind meist zusammen an den Ausgang eines ODER-Tors 924 geführt. Einer der vier Eingänge des ODER-Tors 924 bewirkt, daß eine Zählung von drei Dezimalstellen an den Ausgängen des Hauptintegrators voreingestellt wird. Dieses Ausgangssignal des ODER-Tors 924 dient zur Anklammerung des Hauptintegrators an seinen Ursprungs zustand. Wenn die Integratoren angeklammert oder blockiert sind, läuft die Steuerung 13 im Steuerbetrieb mit offenem Regelkreis .

Die vier Eingangssignale des ODER-Tors 924, die bewirken, daß der Bezugspegel oder der Anfangszustand am Hauptintegrator vorgegeben wird, sind das Signal WOT an einer Klemme 962, ein hochpegeliges Signal vom Ausgang Null eines 19sec-Betriebsfunktionstaktgebers 928, das Ausgangssignal eines monostabilen Multivibrators 938 und

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das Signal EGR an einer Klemme 966.

Ein Nebenintegrator besteht ebenso aus einem Zähler 902, an welchem die Ausgangsbits 2 - 2 anliegen. Der Nebenintegrator·zählt aufgrund einer Zeitbasis, die über das UND-Tor 922 von einem Taktsignal geliefert wird. Die Anfangszeitbasis wird vorzugsweise durch ein Taktsignal von 1,2 msec von einer Klemme 970 erzeugt. Die Frequenz des Taktsignals ist so gewählt, daß die Zeitkonstante von 38 see des Nebenintegrators nach Unterteilung in ein langsameres Signal aufrechterhalten bleibt. Der Nebenintegrationszähler 902 addiert oder subtrahiert auf der Zeitbasis in Abhängigkeit von dem an einem U/D-Eingang anliegenden Signalpegel. Ein logisches Signal am U/D-Eingang wird vom Bit für die erste Stellenzahl des PrxmärintegrationsZählers 900 erzeugt. Das Bit für die erste Stellenzahl des Hauptintegrators kennzeichnet, ob der Zähler 9OO über oder unterhalb des Bezugswertes oder des Anfangszustandes liegt und bewirkt eine Addition des Nebenintegrators bei über dem Bezugswert und eine Subtraktion bei unter dem Bezugswert liegenden Zähler 900.

Die Ausgangsbits des Nebenintegrators gelangen an einen D/A-ümsetzer 906, der ein Analogsignal für die Ausgangszählung erzeugt. Die Ausgangszählung wird weiterhin durch ein Decodiergerät 9O8 decodiert, dessen Ausgangssignal zurück zum UND-Tor 922 geführt wird, um das Taktsignal von 1,2msec für den CL-Eingang des Nebenintegrators zu sperren, wenn eine Maximal- oder Minimalzählung abgegriffen wird. Am Nebenintegrationszähler 902 liegen auch die vorgegebenen Eingangsbits 2-2 sowie ein Ansteuerungseingangssignal E an, die meist an den Ausgang eines ODER-Tors 924 geführt werden, um

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eine Voreinstellungsfunktion zu schaffen, die mit der für den vorstehend beschriebenen Hauptintegrator identisch ist. D.h., wenn das Ausgangssignal des ODER-Tors 924 hochpegelig wird, wird eine Mittelpunktzählung von 127 an den Ausgang des Nebenintegrators 902 angelegt.

Die Ausgangssignale der D/A-Umsetzer 904,906 werden über Normierungswiderstände R916, R918 und R92O kombiniert oder überlagert, um an einer Klemme 976 ein Signal CLC zu erzeugen. Die Beziehung der entsprechenden Ursprungspegel zwischen dem Haupt- und dem Nebenintegrator wird durch die Verhältnisse dieser Widerstände zueinander festgelegt. Das Ausgangssignal CLC kann eine Analogspannung oder auch eine Leitwertänderung sein, welche stromableitende Möglichkeiten schafft, wie es anhand des D/A-Umsetzers gegenüber dem Mikroprozessor beschrieben wurde. Der Mittelpunktwert des Signals CLC ist ein Bezugssignalzustand, den die Integratoren im Normalbetrieb nach oben und unten variieren.

Der Normxerungswxderstand des D/A-Umsetzers 904 wird durch einen Zweiwegeschalter R914 verändert, der durch das Ausgangssignal eines Umsetzers 912 gesteuert wird. Der Inverter ist an eine Signaleingangsklemme 956 gekoppelt, an welcher das Signal für die geschlossene Drosselklappe CTS anliegt, um anzuzeigen, ob dieser Zustand herrscht. Liegt dieser Zustand vor oder ein hochpegeliges Signal an, so schaltet der Umsetzer den Zweiwegeschalter R914 ab und erhöht den Wert des Normierungswiderstandes auf den der Reihenschaltung der Widerstände R916 und R918. Dadurch wird die Kapazität des Hauptintegrators 900 um den Faktor 2 dividiert oder durch einen anderen Faktor, der groß genug ist, um das Rollmoment bei geschlosse-

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ner Drosselklappe ohne Verlust der Regelung zu verringern. Liegt das Signal CTS nicht an, wird der Widerstand R916 durch den Leitwert des Schalters R914 kurzgeschlossen.

Der ^sec-Betriebsfunktionstaktgeber 928 ist ein vom Ausgangssignal eines Teilungsgliedes 9 40 taktgesteuerter Zähler, welches das Taktsignal von 1,2 msec in langsamere Impulsintervalle unterteilt. An der Ausgangsklemme 0 des Taktgebers 928 wird ein hochpegeliges Signal erzeugt, wenn der Zähler nicht innerhalb von 19 see gelöscht wird. Wenn dann das Ausgangssignal des Betriebsfunktionstaktgebers hochpegelig wird, wird es an einen Taktsignalsperreingang CLI zurückgeführt, um den Taktgeber in einem hochpegeligen Zustand zu halten, bis ein Löschsignal anliegt. Zwei Signale löschen den 19sec-Betriebsfunktionstaktgeber 928 über den Ausgang eines ODER-Tors 926. Das erste Signal ist das an einer Klemme anliegende Signal O₂, das zeigt, daß der O„-Meßfühler von einem niederpegeligen in einen hochpegeligen Zustand übergegangen ist und somit arbeitet. Das zweite, den ^sec-Betriebsfunktionstaktgeber 928 löschende Signal ist das Signal für die voll geöffnete Drosselklappe WOT, das an der Klemme 962 anliegt und der Anlage eine Störungsfunktion für die Betriebssicherheit bietet, wie vorstehend erwähnt wurde.

Am Anschalteingang des igsec-Betriebsfunktionstaktgebers liegt auch über eine Klemme ^64 das Signal ADS an, das automatisch einen hohen Pegel am Ausgang 0 des Taktgebers 928 erzeugt. Dieser Signalzustand dient dazu, während des Anliegens des Signals ADS den Haupt- und Nebenintegrator auf ihren Mittelpunktwert einzustellen. Der Betriebsfunktionstaktgeber 928 blockiert somit die Integratoren, wenn

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zwischen zwei Schaltpegelübergängen des O₂~Meßfühlers mehr als 19 see vergehen. Die Regelschleife bleibt anschließend blockiert oder angeklammert, bis ein übergang des Meßfühlers oder ein Signal für die voll geöffnete Drosselklappe den Taktgeber löscht.

Der 30sec-Zähler 936 ist als Zähler ausgeführt, der durch das Ausgangssignal des Teilergliedes 940 taktgesteuert wird und an einem Ausgang 0 ein hochpegeliges Signal erzeugt, wenn er nicht innerhalb des 30sec-Zyklus des Taktgebers gelöscht wird. Das Anwärmsignal ADS, das Signal für die Motortemperatur EGR und das Signal für die voll geöffnete Drosselklappe WOT löschen den 30sec-Zähler 936 über die ODER-Tore 934 und 932. Wenn das Ausgangssignal des 19sec-Betriebsfunktionstaktgebers niederpegelig ist, so ergibt sich ein weiteres Löschsignal über einen Umsetzer 9 30 und das ODER-Tor 932.

Wenn der 30sec-Zähler 936 zeitlich sperrt, um an seinem Ausgang 0 ein hochpegeliges Signal zu erzeugen, dann steuert dieses Signal einen monostabilen Vibrator 938 für 150 msec über dessen Anschalteingang E an. Der monostabile Multivibrator 938 ist der Anreicherungsstoßgeber, der für 150 msec ein hochpegeliges Signal an das ODER-Tor 9 24 anlegt. Außerdem stellt er die Bits für die

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höchsten Stellenzahlen 2 ,2 des Haupt- und Nebenintegrators ein, um die Zählung in Verbindung mit anderen voreingestellten Eingangssignalen auf den höchsten Pegel einzustellen. Der Anreicherungsstoßgeber erzeugt somit ein Signal CLC für ein volles fettes Gemisch für 150 msec. Der nächste Taktimpuls erzeugt ein Löschsignal für den 30sec-Taktgeber. Wenn der Meßfühler selbst nach dem Anreicherungsstoß noch nicht arbeitet, beginnt der 30sec-Taktgeber einen neuen Zyklus und erzeugt alle 30 see einen Anreicherungsstoß.

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Der Drehzahltaktgeber 942 vollzieht die Taktsteuerung der ankommenden Impulse des Löschsignals RST von einer Klemme 974 und vergleicht die Pausen zwischen den Impulsen mit dem Eingangstaktimpuls von 1,2 msec an seiner Klemme CL. Wenn sie langsamer sind als eine bestimmte Pause oder eine Anzahl von Taktimpulsen, wird der Ausgang 0 des Taktgebers 942 hochpegelig. Das Ausgangssignal des Drehzahltaktgebers 942 bleibt hochpegelig, bis das Signal RST Impulse abgibt, deren Frequenz höher ist als das Zeitintervall.

Das Ausgangssignal des Drehzahltaktgebers 942 gelangt über eine ODER-Tor 944 an den Löscheingang R eines Flipflops 948. Das Ausgangssignal des Flipflops 948 ist das über eine Klemme 978 an den Rest der Schaltung verteilte Signal PDS. Der Flipflop wird außerdem durch das Signal ADS gelöscht, das über eine Klemme 986 und das ODER-Tor 944 eingespeist wird. Das in einer Inversionschaltung 9 46 invertierte Signal EGR an einer Klemme 982 liegt am Anschalt— eingang des Flipflops 948 an. Somit ist das Signal PDS hochpegelig, solange das Signal EGR nicht anliegt und niederpegelig, solange das Signal ADS anliegt oder der Motor niedrigdreht. Ein 120msec-Taktgeber 950 vergleicht wie der Drehzahltaktgeber das Eingangstaktsignal von 1,2 msec an seiner Klemme CL mit den Signalimpulsen RST, die an der Eingangsklemme I des Taktgebers 950 anliegen. Ein hochpegeliges Ausgangssignal am Ausgang 0 des 120msec-Taktgebers zeigt an, daß die Impulse RST langsamer sind als das Zeitintervall des Taktgebers (120 ms), und es bleibt hochpegelig, bis die Impulse mit einer höheren Frequenz auftreten. Das Ausgangssignal des 120msec-Taktgebers 950 dient über das ODER-Tor 952 zur Löschung des Drehzahlzählers 954.

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Ein weiteres Eingangssignal des ODER-Tors 952 steht vom ODER-Tor 934 her an, welches über Klemmen 964, 966 und 96 8 die Signale ADS, EGR und WOT kombiniert. Ein drittes Eingangssignal des ODER-Tors 952 liegt über eine Klemme 972 her an und bildet das Signal 0„. Wenn eines dieser Signale anliegt, wird das Ausgangssignal des ODER-Tors 952 hochpegelig und hält den Löscheingang RST des Drehzahlzählers 954 ebenfalls hochpegelig, wobei es auch verhindert, daß das Einschaltsignal für die Lampe LOS erzeugt wird.

Wie bereits erwähnt, ist der Drehzahlzähler 954 mit Bezug auf die Ausführung des Mikroprozessors als ein Schaltzustandszähler mit einer Kapazität von 4096 Zählschritten ausgeführt, der über seinen Eingang CL durch Signalimpulse RST taktgesteuert wird. Wenn sich 409 6 ZäHschritte oder Motorumdrehungen ansammeln, bevor eines der Löschsignale am Zähler 954 anliegt, wird an der Klemme 980 das Signal LOS erzeugt. Wenn andererseits das Signal O₂ anliegt und anzeigt, daß der Meßfühler arbeitet, liegt auch das Signal EGR an und zeigt an, daß der Motor nicht seine Betriebstemperatur erreicht hat. Das Signal ADS liegt an und zeigt eine Anwärmanreicherung an. Auch das Signal WOT kann anliegen und zeigt eine voll geöffnete Drosselklappe an. Dann wird das Signal LOS nicht erzeugt.

Die verklinkte Fehleranzeigeschaltung wird jetzt anhand der Fig. näher erläutert. Die in dieser Figur gezeigte Anzeigeschaltung erhält ein Lampeneinschaltsignal LOS und erregt eine Sichtanzeige wie eile Lampe 820 zur Anzeige dafür, daß das Signal LOS anliegt und der O₂~Meßfühler ausgefallen ist. In diesem Falle bleibt die Lampe angeschaltet, bis die Versorgungsspannung von der Schaltung abgetrennt ist und kann nur durch Entfernung der Leitung +B von

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der Batterie gelöscht werden. Wenn somit ein Wiederanlassen ohne Korrektur des den Ausfall des O„-Meßfühlers verursachenden Zustands versucht wird, leuchtet die Lampe 820 weiterhin, weil sie verklinkt oder verriegelt ist.

Das Signal LOS ist über eine Klemme 800 an den Inversionseingang eines Verstärkers 802 geführt, dessen Ausgang mit einem Knotenpunkt 804 verbunden ist. Am nichtinvertierenden Eingang des Verstärkers liegt die Knotenpunktspannung eines Spannungsteilers mit den Widerständen R8O3 und R8O4 an, die zwischen eine positive Versorgungsspannung +A und Masse geschaltet sind. Die positive Spannung liegt an der Schaltklemme eines siliziumgesteuerten Gleichrichters Q8O2 über den Knotenpunkt zweier in Reihe geschalteter Widerstände R846 und R847 sowie einen zwischen die positive Spannungsquelle +A und Masse geschalteten Kondensator 807 her an. Die positive Spannung steuert den siliziumgesteuerten Gleichrichter Q8O2 an. Außerdem ist noch eine Anodenklemme einer Zenerdiode ZR842 an den Widerstand R846 angekoppelt, und ihre Kathode mit der positiven Spannung +A verbunden. Zwei in Reihe geschaltete Strombegrenzungswiderstände R848 und R849 sind zwischen die Anode des siliziumgesteuerten Gleichrichters Q8O2 und die Batteriespannung +V geschaltet, während die Kathode des siliziumgesteuerten Gleichrichters Q8O2 über einen Spannungswiderstand R85O an Masse geführt ist. Ein Taktsteuerkondensator CfJ8 ist zwischen den Knotenpunkt der Widerstände R848 und R849 sowie Masse geschaltet. Der Kollektor eines Steuertransistors Q8O3 ist über die Induktivität der Lampenwendel 820 und eine in Reihe geschaltete Diode CR8O5 an die Quelle des Zündsignals IGN geführt. Der Emitter des Steuertransistors liegt an Masse. Der Steuertransistor Q8O3 ist ferner mit einem tiber-

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bruckungskondensator C8O9 bestückt, der zwischen seinen Kollektor und Emitter geschaltet ist.

Wenn im Betrieb das Lampeneinschaltsignal hochpegelig ist, wird der Knotenpunkt 804 über den Ausgang des Verstärkers 802 an Masse gelegt, um den siliziumgesteuerten Gleichrichter Q8O2 zu sperren. Ist das Signal SOS niederpegelig und zeigt somit eine Störung an, so steuert die positive Spannung über die Widerstände R846, R847 den siliziumgesteuerten Gleichrichter Q8O2 an und bewirkt, daß er verriegelt. Eine Durchsteuerung des siliziumgesteuerten Gleichrichters Q8O2 löst einen Stromfluß über den Weg von der Batterie +B zu den Widerständen R848,R849, über den siliziumgesteuerten Gleichrichter und den Widerstand R85O an Masse aus. Der den Widerstand R85O durchfließende Strom baut eine Spannung auf, welche den Transistor Q8O3 durchsteuert und die Lampe 820 aufleuchten läßt. Der Kondensator C8O7 verlangsamt den Anstieg der positiven Spannung, so daß Spannungsstöße aus einer rauschreichen Umgebung wie ein Kraftfahrzeug keine falsche Auslösung des Lichtes bewirken können. Eine Zenerdiode ZR842 regelt auch zum Schutz der Schaltung gegen Falschauslösungen die Spannung +A bis auf 4,7 V herab und bricht dann ab. Wenn der Mikroprozessor beginnt, Spannung zu verlieren und nicht mehr seine Ausgangssignale steuern kann, werden alle Signalleitungen der Anlage hochpegelig, jedoch anschließend niederpegelig, wenn die Versorgung des Mikroprozessors weiterhin unter etwa 4,0 V abfällt. Diese Falschanzeige einer Störung des Meßfühlers kann nicht den siliziumgesteuerten Gleichrichter CR8O2 triggern, da auch die Zenerdiode ZR842 in diesem Zustand abgeschaltet ist.

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Ein Kondensator C8O8 und der Widerstand R848 filtern die Batteriespannung +B zusätzlich. Eine schnelle Veränderung bei +B während des Anlassens oder unter anderen Bedingungen könnte zu einer Falschauslösung des siliziumgesteuerten Gleichrichters führen, wenn das Filter hier nichts glätten würde. Das Filter des Signals IGN wird durch eine Diode CR8O5 und einen Kondensator C8O9 besorgt. Die Diode CR8O5 sperrt negative Gleichspannungen, und der Kondensator C8O9 leitet Wechselspannungsgeräuschkomponenten an Masse ab. Ohne

im
dieses Filter könnte das meist IGN-Signal angetroffene Rauschen

eine Fehlauslösung der Schaltung bewirken.

Außer dem vorstehend beschriebenen Ausführungsbeispiel sind noch weitere möglich, ohne den Rahmen der Erfindung zu verlassen.

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Leerseite

Claims

Patentansprüche

Μ. /Elektronische Steuerung zur Regelung des Mischungsverhältnisses eines Verbrennungsmotors, die eine als Steuerung im offenen Regelkreis arbeitende Grundeinstellvorrichtung zur Steuerung des Luft-Brennstoffmischungsverhältnisses des Motors in Abhängigkeit von gemessenen analogen Motorparametern umfaßt, welche den vom Motor angesaugten Luftdurchsatz und Brennstoffdurchsatz anzeigen, wobei die Grundeinstellungsvorrichtung das Mischungsverhältnis entweder durch Messen des Luftdurchsatzes oder des Brennstoffdurchsatzes steuert und jeweils die andere Größe aus dem Zumeßplan für das Mischungsverhältnis errechnet, dadurch gekennzeichnet, daß die elektronische Steuerung (13) eine steuernde Einstellvorrichtung mit einem analogen Funktionsgeber (65) umfaßt, an welchem eine Anzahl von analogen Eingangssignalen für verschiedene Betriebsparameter und Zustände (Lufttemperatur, Wassertemperatur, MAP> RD1, RD2) des Motors (11) anliegt, und der analoge AusgangsSignaIe (IG1,IG2,+FP,+FIV) zur

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ORIGINAL INSPECTED

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Steuerung des Mischungsverhältnisses des Motors (11) abgibt, ferner dadurch, daß eine als Regler arbeitende Einstellvorrichtung einen digitalen Funktionsgeber (67) umfaßt, an welchem digitale Eingangssignale für verschiedene Betriebsparameter und Zustände des Motors (11) anliegen (ADS,EGR,WOT,CTS,O₂,FFS) und der digitale Regelsignale (CLC,PDS,LOS) an den analogen Funktionsgeber (65) abgibt, ferner dadurch, daß ein Digital-Analog-Umsetzer (71) mindestens eines der digitalen Regelsignale (CLC, PDS,LOS) in ein analoges Steuersignal umsetzt und schließlich dadurch, daß der digitale Funktionsgeber (67) mit dem analogen Funktionsgeber (6 5) über die umgesetzten digitalen Regelsignale (CLC) und die nicht umgesetzten digitalen Regelsignale (PDS,LOS) in Verbindung steht.
2. Elektronische Steuerung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die als Regler arbeitende Einstellvorrichtung (67) die Grundeinstellvorrichtung (65) mit einem Pegelkorrektursignal (CLC) in Abhängigkeit von der Zusammensetzung der Abgase des Verbrennungsmotors (11) korrigiert.
3. Elektronische Steuerung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die als Steuerung arbeitende Einstellvorrichtung (65) einen Anlasser (20) zur Anreicherung des Mischungsverhältnisses des Verbrennungsmotors (11) während des Anlassens des Motors durch einen Startermotor umfaßt, daß eine Höhenkompensationsvorrichtung (39,24) das Mischungsverhältnis bei Änderungen der Luftdichte korrigiert, die bei verschiedenen Höhen auftritt, daß eine Abmagerungsvorrichtung (42) das Luft-Brennstoffverhältnis des Verbrennungsmotors (11) bei Bremsvorgängen abmagert, ferner

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dadurch, daß eine Sperrvorrichtung (3 4) die Abmagerungsvorrichtung (42) bei niedrigen Motordrehzahlen sperrt und sie bei hohen Motordrehzahlen über einer Schnelleerlaufdrehzahl ansteuert und schließlich dadurch, daß eine Anwärmvorrichtung die Grundeinste1!vorrichtung (65) korrigiert, um das Mischungsverhältnis während der Anwärmzeiten des Verbrennungsmotors (11) anzureichern .
4. Elektronische Steuerung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die als Regler arbeitende Einstellvorrichtung (67) eine Anzahl von in Kaskadenschaltung angeordneten internen digitalen Reglern umfaßt: einen Hauptintegrator (900), an

(W welchem das Signal (O₀) eines digitalen Meßfühlers anliegt, das eine relative Abwesenheit oder Anwesenheit von Sauerstoff im Auspuffgas des Verbrennungsmotorsignals anzeigt, sodann dadurch, daß der Hauptintegrator (900) Zähler (700,702) umfaßt, die eine digitale Zählung (00,01,10,11) für das Korrektursignal (ACP) erzeugen, weiter dadurch, daß das Mischungsverhältnis des Verbrennungsmotors (11) durch das Korrektursignal (ACP) über und unterhalb eines Bezugswertes (1:2; 127) bis auf einen Maximalwert (255) und einen Minimalwert (0) geregelt werden kann, ferner dadurch, daß der Hauptintegrator (900) ein maximales Mischungsverhältnis liefert, wenn das Signal (0„) des digitalen Meßfühlers die Anwesenheit von Sauerstoff im Auspuffgas des Verbrennungsmotors (11) anzeigt, daß am Hauptintegrator (900) auch drehzahlabhängige Impulse (AE1,AE2,WOT,CTS) anliegen, um in digitalen Schritten vom maximalen Mischungsverhältnis zum minimalen Mischungsverhältnis bei Anliegen eines drehzahlabhängigen Impulses zu zählen und schließlich dadurch, daß

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das Signal (O₂) des digitalen Meßfühlers die Abwesenheit von Sauerstoff im Auspuffgas des Verbrennungsmotors (11) anzeigt.
5. Elektronische Steuerung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Bezugswert (1 : 2; 127) des Hauptintegrators (900) das Soll-Mischungsverhältnis der als Steuerung arbeitenden Einstellvorrichtung (65) darstellt.
6. Elektronische Steuerung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die als Regler arbeitende Einstellvorrichtung (67) folgende Baugruppen umfaßt: einen Nebenintegrator (902), an welchem ein digitales Vergleichssignal vom Hauptintegrator (900) anliegt, das anzeigt, ob der Hauptintegrator (900) das Mischungsverhältnis des Verbrennungsmotors (11) über oder unter dem Mittelpunkt (127) seiner maximalen (255) und minimalen Regelwerte steuert, ferner dadurch, daß der Nebenintegrator (902) eine digitale Zählung eines Zählers (902) liefert, die mit der digitalen Zählung des Hauptintegrators (900) vereinigt wird, um das Mischungsverhältnis des Verbrennungsmotors (11) über und unter dem Bezugspegel (1:2;127) zu regeln, sodann dadurch, daß der Zähler (902) des Nebenintegrators (902) auf einer Zeitbasis angefüllt wird, um das Mischungsverhältnis abzumagern, wenn der Hauptintegrator (900) über seinem Mittelpunktwert (127)liegt, und ihn auf einer Zeitbasis zu verkleinern, um das Mischungsverhältnis anzureichern, wenn der Hauptintegrator (900) unter seinem Mittelpunktwert (127) liegt.
7. Elektronische Steuerung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Bezugswert (1:2;127) durch die digitale Zählung des Ne-

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benintegrators (902) entwickelt wird.
8. Elektronische Steuerung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Integrationszeitkonstante des Nebenintegrators (902) langsamer ist als die Integrationszeitkonstante (1,2ms) des Hauptintegrators (900).
9. Elektronische Steuerung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die maximale Digitalzählung (11) des Nebenintegrators {902) größer ist als die maximale digitale Zählung (10) des Hauptintegrators (900) sowie dadurch, daß die minimale digitale .Zählung (00) des Nebenintegrators (9O2) kleiner ist als die minimale digitale Zählung (01) des Hauptintegrators (900).
10. Elektronische Steuerung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die als Regler arbeitende Einstellvorrichtung (67) eine elektronische Verriegelung (928) zur Einstellung des Haupt- und Nebenintegrators (900,902) auf eine vorgegebene Digitalzählung umfaßt sowie dadurch, daß der Haupt- und Nebenintegrator (900,902) an einen Mittelpunktwert (127) zwischen ihrer maximalen (255) und minimalen Zählung (0) während des Anwärmens des Verbrennungsmotors (11) angeklammert sind.
11. Elektronische Steuerung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß der Haupt- und Nebenintegrator (900,902) durch die elektronische Verriegelung (928) an den Mittelpunktwert (127) während des Zustandes der voll geöffneten Drosselklappe (WOT) des Verbrennungsmotors (11) angeklammert sind.

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12. Elektronische Steuerung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die als Regler arbeitende Einstellvorrichtung (67) folgende Baugruppen umfaßt: eine Betriebsfunktionsmeßeinrichtung (928) zur Erzeugung eines Betriebsfunktionssignals zur Anzeige dafür, ob das digitale Meßsignal (O₂) von der Abtastung der Anwesenheit von Sauerstoff auf die Abtastung der Abwesenheit von Sauerstoff in einem vorgegebenen Zeitrahmen (19s) umgeschaltet hat sowie dadurch, daß die elektronische Verriegelung (928) in Abhängigkeit vom Betriebsfunktionssignal den Haupt- und Nebenintegrator (900,902) an den Mittelpunktwert (127) anklammert, wenn die Umschaltung des Meßsignals (0„) nicht innerhalb des Zeitrahmens (19s) erfolgt.
13. Elektronische Steuerung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die als Regler arbeitende Einstellvorrichtung (67) noch folgende Baugruppen umfaßt: eine Kapazitätsänderungseinrichtung (936) zur Verringerung der maximalen und Erhöhung der minimalen Digitalzählung des Hauptintegrators (900), solange der Verbrennungsmotor (11) mit geschlossener Drosselklappe arbeitet.
14. Elektronische Steuerung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß sie auch eine Störungsanzeigevorrichtung (838) umfaßt, um eine Betriebsstörung des Auspuffgasmeßfühlers abzutasten und ein Störungssignal (EGR) abzugeben, sodann dadurch, daß die Betriebsstörung des Auspuffgasmeßfühlers durch ein Fehlen des Umschaltens zwischen den Ausgangssignalpegeln des Meßfühlers während einer Verzögerungszeit abgegriffen wird, und schließlich dadurch, daß diese Verzögerungszeit sich mit mindestens

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einem Betriebsparameter des Verbrennungsmotors (11) wie die Mot orendreh ζ ah1 verändert.
15.Elektronische Steuerung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß sie eine angeklammerte Anzeigeschaltung zur Abgabe einer Sichtanzeige einer abgetasteten Störung der als Regler arbeitenden elektronischen Schaltung (67) mit einem Auspuffgasmeßfühler umfaßt, daß die Sichtanzeige (820) nach dem Eintreten der Störung elektronisch nicht löschbar ist, ferner dadurch, daß die Anzeigeschaltung folgende Baugruppen umfaßt: eine Zustandsanzeigevorrichtung (LOS,802) zur Erzeugung eines Zustandssignals für das Auftreten der Störung, sodann eine Klammervorrichtung (Q8O2) zur Erzeugung eines Anzeigesignals (IGN) nach Ansteuerung, ferner dadurch, daß die Klammervorrichtung (Q8O2) eine Steuerelektrode bestitzt, an welcher das Zustandssignal (LOS) anliegt, weiter dadurch, daß die Klammervorrichtung (Q8O2) bei Anliegen des Zustandssignals (LOS) angesteuert wird, ferner dadurch, daß die Klammervorrichtung (802) so lange angesteuert bleibt, bis sie mechanisch von einer Spannungsversorgung (+B) getrennt wird, die im wesentlichen stets angeschaltet bleibt, und schließlich dadurch, daß die Anzeigevorrichtung (820) in Abhängigkeit vom Anzeigesignal (IGN) eine Sichtanzeige für den Ansteuerungszustand der Klammervorrichtung (Q8O2) sowie vom Eintreten der Störung bietet.

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