DE2911789C2

DE2911789C2 -

Info

Publication number: DE2911789C2
Application number: DE2911789A
Authority: DE
Inventors: James Bartley Wayland Mass. Us Matthews
Original assignee: Raytheon Co
Current assignee: Raytheon Co
Priority date: 1978-03-27
Filing date: 1979-03-26
Publication date: 1991-08-29
Also published as: DE2911789A1; JPS54139392A; JPS6141158B2; GB2017392A; CA1136249A; GB2017392B

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Laser-Drehgeschwindigkeitsmeßanordnung mit den Merkmalen des Oberbegriffes der Patentansprüche 1 bis 4.

Laser-Drehgeschwindigkeitsmeßanordnungen dieser Art sind aus der deutschen Auslegeschrift 22 09 397 bekannt.

Zum besseren Verständnis der Erfindung seien folgende grundsätzliche Betrachtungen vorausgeschickt:

Eines der wichtigsten Probleme, die bei Laser-Drehgeschwindigkeitsmeßanordnungen zu lösen sind, besteht in der Beseitigung oder Kompensierung der nachteiligen Wirkungen des sogenannten "lock in"-Effektes. Dieser besteht darin, daß die durch die Rotation der Laser-Anordnung entstehenden sehr nahe beieinanderliegenden Schwingungen derart zusammenwandern, daß sie mit einer gemeinsamen Frequenz schwingen und infolgedessen keine die Drehgeschwindigkeit kennzeichnende Differenzfrequenz mehr vorhanden ist. Bei einer unkompensierten Anordnung, bei der keine Vorkehrungen zur Überwindung dieses Problems getroffen sind, ist dementsprechend bei niedrigen Drehgeschwindigkeiten die Frequenzdifferenz, die einem in dem Laserhohlraum zirkulierenden Wellenpaar entspricht, geringer als sie ohne die erwähnte "lock in"- Erscheinung zu erwarten wäre. Das tatsächliche Frequenzdifferenz- Ausgangssignal nähert sich der gewünschten linearen Beziehung zwischen Frequenzdifferenz und Drehgeschwindigkeit nur asymptotisch an, wenn die Drehgeschwindigkeit anwächst.

Bei der vorerwähnten bekannten Laser-Drehgeschwindigkeitsmeßanordnung breiten sich Wellen mit vier unterschiedlichen Frequenzen längs eines geschlossenen durch vier Spiegel definierten Übertragungsweges des Laser-Drehgeschwindigkeitsmessers aus. Dabei zirkulieren zwei Wellen im Uhrzeigersinn und die beiden anderen im Gegenuhrzeigersinn. Von den beiden im Uhrzeigersinn umlaufenden Wellen ist eine linkszirkular und die andere rechtszirkular polarisiert. Dasselbe gilt für die beiden im Gegenuhrzeigersinn umlaufenden Wellen. Bei dem in der erwähnten Patentschrift als Ausführungsbeispiel dienenden System besitzen die beiden rechtszirkular polarisierten Wellen eine höhere Frequenz als die linkszirkular polarisierten Wellen. Ein Faraday-Rotator liefert die Frequenzdifferenz oder -aufspaltung zwischen den im Uhrzeigersinn und im Gegenuhrzeigersinn umlaufenden Wellen, während ein Kristallrotator die Frequenztrennung zwischen den rechtszirkular und linkszirkular polarisierten Wellen bewirkt.

Die relativen Frequenzlagen der vier Wellen mit unterschiedlichen Frequenzen sind in Fig. 2 der vorliegenden Zeichnung dargestellt. Zur Vermeidung der mit dem "lock-in"-Effekt zusammenhängenden Probleme bewirkt der Faraday-Rotator bei der Drehgeschwindigkeit Null sowie bei allen vorgesehenen Drehgeschwindigkeiten einen genügend großen Frequenzabstand zwischen den Wellen mit den Frequenzen f₁ und f₂ sowie zwischen den Wellen mit f₃ und f₄, so daß das Zusammenwandern der Frequenzen, d. h. der "lock in"-Effekt nicht auftreten kann und das System in einen Arbeitsbereich vorgespannt ist, der außerhalb des nichtlinearen Bereiches liegt, in welchem der "lock in"- Effekt auftritt.

Im Ruhestand ist die Frequenzdifferenz zwischen den Wellen mit den Frequenzen f₁ und f₂ ebenso groß wie diejenige zwischen den Wellen mit den Frequenzen f₃ und f₄. Wenn die Laser-Drehgeschwindigkeitsmeßanordnung in einer ersten Richtung rotiert, wird der Frequenzabstand der Wellen mit den Frequenzen f₁ und f₂ verringert, während der Abstand zwischen den Frequenzen f₃ und f₄ um denselben Betrag vergrößert wird. Bei der Rotation in entgegengesetzter Richtung vergrößert sich der Frequenzabstand zwischen den Wellen mit Frequenzen f₁ und f₂, während der Abstand zwischen den Frequenzen f₃ und f₄ um den gleichen Betrag verringert wird.

Zur Erzeugung eines Ausgangssignals, dessen Frequenz der Drehgeschwindigkeit proportional ist, werden zunächst zwei Frequenzdifferenz-Ausgangssignale mit den Frequenzen Δf₁ = f₂ - f₁ und Δf₂ = f₄ - f₃ gebildet. Aus diesen wird ein weiteres Ausgangssignal Δf = Δf₂ - Δf₁ gebildet. Zur Erzeugung einer den Gesamtwert der Rotation kennzeichnenden Anzeige dienen zwei Zähler von denen der eine mit dem Δf₁-Signal und der andere mit dem Δf₂-Signal beaufschlagt wird. Das Ausgangssignal eines Zählers wird digital von dem des anderen abgezogen, so daß sich ein digitales Signal ergibt, das den Gesamtbetrag der Rotation des Systems angibt.

Obwohl das bekannte System bei zahlreichen Anwendungsfällen sehr zufriedenstellend arbeitet, ist es bei weiteren Anwendungsfällen wünschenswert, ein Ausgangssignal zu erzeugen, das entweder den Betrag der Rotation oder die Drehgeschwindigkeit mit einer höheren Genauigkeit anzeigt, als diese durch die Quantisierung der Δf₁- und Δf₂-Signale mit einem Impuls pro Signalperiode möglich ist.

Aus der US-Patentschrift 38 46 025 ist es bekannt, den "lock in"-Effekt durch eine Modulation der sich in zueinander entgegengesetzten Richtungen im geschlossenen Übertragungsweg ausbreitenden Wellen mittels eines auf Piezokristall montierten Spiegels des Übertragungsweges zu vermeiden, wobei diese Modulation dann bei der Auswertung durch Vergleich mit einer entsprechend modulierten Vergleichsschwingung wieder beseitigt wird. Die Vergleichsschwingung wird von einem eine Schwingung fester Frequenz liefernden Oszillator über einen Frequenzteiler einem Vergleicher zugeleitet, der außer dem Eingangssignal vom Frequenzteiler eine sägezahnmodulierte Ausgangsschwingung vom Übertragungsweg her zugeführt enthält.

Für die Verwendung in Laser-Drehgeschwindigkeitsmeßanordnungen der eingangs angesprochenen allgemeinen Art ist die aus der US-Patentschrift 38 46 025 bekannte Schaltung dann, wenn eine Erhöhung der Genauigkeit der Ausgangsanzeige angestrebt wird, nicht verwendbar.

Auch bei einer Laser-Drehgeschwindigkeitsanordnung nach der US-Patentschrift 36 97 181 wird dem "lock in"- Effekt durch Modulation der Frequenzen der sich im geschlossenen Übertragungsweg ausbreitenden Wellen und nachträgliche Löschung dieser Modulation begegnet. Den Antrieben für die Reflektoren zum Aufbringen der Modulation werden Steuersignale von Phasendetektoren zugeführt, die eingangsseitig Schwingungen aufnehmen, die von den sich im Übertragungsweg ausbreitenden Wellen abgeleitet sind.

Analoge Ausgangssignale, welche zur Anzeige der Drehgeschwindigkeit verwendbar sind und sich beliebig fein quantisieren lassen, um die Genauigkeit der Anzeige zu erhöhen, stehen bei der bekannten Schaltung nicht zur Verfügung.

Aus der US-Patentschrift 38 07 866 ist es schließlich bekannt, mit einem Steuersignal auf einen, Bestandteil des geschlossenen Übertragungsweges einer Laser-Drehgeschwindigkeitsmeßanordnung bildenden Faraday Rotator einzuwirken, derart, daß in dem zur Anzeige gelangenden Signal entsprechend der Differenz der Frequenzen der sich im geschlossenen Übertragungsweg ausbreitenden Wellen Einflüsse von Nichtlinearitäten und der Einfluß eines zur Vermeidung des "lock in"-Effektes eingeführten Frequenzversatzes der sich in entgegengesetzter Richtung im Übertragungsweg ausbreitenden Wellen gelöscht werden.

Durch die Erfindung soll die Aufgabe gelöst werden, eine Laser-Drehgeschwindigkeitsmeßanordnung mit den Merkmalen des Oberbegriffes der Ansprüche 1 bis 4 so auszugestalten, daß das Ausgangssignal mit erhöhter Genauigkeit angezeigt und bei der Quantisierung gegenüber bekannten Schaltungen eine wesentlich höhere Quantisierungsrate ermöglicht wird.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die Merkmale von Patentanspruch 1 gelöst. Weitere Lösungen sind in den Ansprüchen 2 bis 4 gekennzeichnet.

Den angegebenen erfindungsgemäßen Lösungen ist gemeinsam, daß das zur Anzeige verwendete Ausgangssignal vom Ausgang eines Phasendetektors als Analogsignal abgeleitet wird, welches unabhängig von der Differenzfrequenz der sich entgegengesetzt zueinander im Übertragungsweg ausbreitenden Wellen eine beliebig feine Quantisierung und damit eine hohe Anzeigegenauigkeit ermöglicht.

Vorteilhafte Weiterbildungen von Laser-Drehgeschwindigkeitsmeßanordnungen nach den Ansprüchen 3 und 4 sind in den Unteransprüchen 5 und 6 angegeben.

Im folgenden werden Ausführungsbeispiele anhand der Zeichnungen näher erläutert:

Fig. 1 zeigt in schematischer Darstellung eine Laser-Drehgeschwindigkeitsmeßanordnung,

Fig. 2 zeigt ein Diagramm, das die Frequenzverteilung und die Frequenzkennlinie des Verstärkermediums der Laser-Drehgeschwindigkeitsmeßanordnung wiedergibt,

Fig. 3 bis 6 zeigen Blockschaltbilder verschiedener Ausführungsbeispiele der Erfindung,

Fig. 7 und 8 zeigen gemeinsam eine detaillierte Schaltung des in Fig. 4 dargestellten Ausführungsbeispiels der Erfindung.

Anhand von Fig. 1 sei eine Laser-Drehgeschwindigkeitsmeßanordnung der hier angegebenen Art erläutert. Ein im wesentlichen rechteckiger Ringlaserhohlraum 110 wird durch vier Reflektoren 12 bis 15 bestimmt. In einem Zweig des Laserhohlraumes 110 ist ein Laser-Verstärker medium in dem Übertragungsweg der elektrischen Wellen angeordnet, die sich längs des von den genannten Spiegeln festgelegten Übertragungsweges ausbreiten. Das Laser-Verstärkungsmedium kann als eine geschlossene Kammer ausgebildet sein, in der sich Gase, z. B. ein Gemisch von Helium- und Neonisotopen befinden. Die Größe der Verstärkung, die die einzelnen elektromagnetischen Wellen erfahren, ist bekanntlich eine Funktion der Wellenfrequenz. Wie aus Fig. 2 erkennbar ist, ist die Laser- Verstärkungskurve für das gewählte Verstärkungsmedium im wesentlichen glockenförmig ausgebildet. In dem dem Laser- Verstärkungsmedium gegenüberliegenden Zweig des in dem Laserhohlraum 110 gebildeten rechteckigen Übertragungsweges befindet sich ein Bauteil 16 mit polarisationsselektiver Dispersion. Es besteht aus zwei getrennten polarisationsdispersiven Elementen, nämlich einem Kristallrotator 17 und einem Faraday-Rotator 18.

Der Kristallrotator 17 verursacht eine Verzögerung bzw. eine Phasenverschiebung für zirkular polarisierte Wellen, welche für den einen Richtungssinn der zirkularen Polarisation anders ist als für den anderen Richtungssinn. D. h., die Verzögerung oder Phasenverschiebungen haben für Wellen mit rechtsdrehender zirkularer Polarisation einen anderen Wert als für solche mit linksdrehender zirkularer Polarisation. Die Verzögerung bzw. Phasenverschiebung ist reziprok, d. h. die bei einer bestimmten Welle verursachte Verzögerung hängt ausschließlich von dem Polarisationssinn, nicht jedoch von der Ausbreitungsrichtung durch den Kristallrotator ab.

Neben dem Kristallrotator 17 befindet sich in dem Bauteil 16 mit polarisationsselektiver Dispersion ein Faraday-Rotator 18. Dieser besitzt einen zentralen Kern aus kristallinem oder nichtkristallinem Material, in dem mit Hilfe eines (nicht dargestellten) äußeren Permanentmagneten ein konstantes magnetisches Feld erzeugt wird. Bevorzugtes Material für den Kern ist geschmolzener Quarz. Der Faraday- Rotator bewirkt eine Verzögerung oder Phasenverschiebung, die für die beiden Ausbreitungsrichtungen unterschiedlich ist. Die verursachte Verzögerung der Wellen ist von dem Polarisationssinn unabhängig. Ein zweites magnetisches Feld wird in dem Körper des Faraday-Rotators 18 durch eine Vormagnetisierungsspule 114 erzeugt. Dieses von der Vormagnetisierungsspule 114 erzeugte Feld kann in Abhängigkeit von der Richtung des in der Spule fließenden Stromes unterschiedliche Richtung besitzen. Die Vormagnetisierungsspule 114 des Faraday-Rotators ist Bestandteil einer PLL-Schaltung 5, d. h. einer Schaltung mit einer phasenstarr verriegelten Regelschleife, die weiter unten beschrieben wird.

Aus Fig. 2 ist erkennbar, daß das in Fig. 1 dargestellte Gerät vier Wellen mit unterschiedlichen Frequenzen f₁, f₂, f₃ und f₄ erzeugt. Die Wellen mit den Frequenzen f₁ und f₄ breiten sich im Uhrzeigersinn längs des Übertragungsweges aus, während die Wellen mit den Frequenzen f₂ und f₃ sich im Gegenuhrzeigersinn ausbreiten. Die Wellen mit den Frequenzen f₁ und f₂ sind linksdrehend zirkular polarisiert, während die Wellen mit den Frequenzen f₃ und f₄ rechtsdrehend zirkular polarisiert sind. Aus der oben gegebenen Beschreibung ergibt sich, daß die Trennung zwischen den linksdrehenden und rechtsdrehenden zirkular polarisierten Strahlen von dem Kristallrotator 17 durchgeführt wird, während die Aufteilung zwischen den im Uhrzeigersinn und den im Gegenuhrzeigersinn umlaufenden Strahlen durch den Faraday-Rotator 18 bewirkt wird. Wenn die in Fig. 1 dargestellte Anordnung um ihre senkrecht zur Ebene des Übertragungsweges gerichtete Achse in einer ersten Drehrichtung rotiert, rücken die durch die Frequenzen f₃ und f₄ gekennzeichneten Wellen mit ihren Frequenzen näher zusammen, während die durch die Frequenzen f₁ und f₂ gekennzeichneten Wellen mit ihren Frequenzen um den gleichen Betrag auseinanderrücken. Für den entgegengesetzten Drehrichtungssinn bewegen sich die Wellen mit den Frequenzen f₁ und f₂ in ihrer Frequenz näher zusammen, während die mit den Frequenzen f₃ und f₄ frequenzmäßig um den gleichen Betrag auseinanderrücken.

Zur Erzeugung eines Ausgangssignals, das für die Drehgeschwindigkeit der Anordnung oder - alternativ - für den von einem vorbestimmten Zeitpunkt an insgesamt zurückgelegten Drehwinkel kennzeichnend ist, werden zwei verschiedene Signale Δf₁ = f₂ - f₁ und Δf₂ = f₄ - f₃ gebildet. Im Ruhezustand ist Δf₁ = Δf₂. Um ein Ausgangssignal zu bilden, das in irgendeinem bestimmten Zeitpunkt für die Drehgeschwindigkeit kennzeichnend ist, wird ein weiteres Differenzsignal f = Δf₂ - Δf₁ gebildet. Zur Ermittlung des von einem bestimmten Zeitpunkt an insgesamt zurückgelegten Rotationsweges wird das Integral des Signals f gebildet. Dieses Integral kann mit Hilfe einer analog arbeitenden Schaltung ermittelt werden. Zur Erzielung einer größeren Genauigkeit wird es jedoch vorzugsweise digital erzeugt.

Die Frequenzdifferenzsignale Δf₁ und Δf₂ werden mit Hilfe einer Ausgangsbaugruppe 112 erzeugt. Der Reflektor 14 ist als teildurchlässiger Spiegel ausgebildet, so daß ein geringer Anteil jeder der vier in dem Ringlaser-Hohlraum 110 umlaufenden Wellen über den Spiegel 14 der Ausgangsbaugruppe 112 zugeführt werden. Im Uhrzeigersinn umlaufende Wellen durchdringen den Spiegel 14 längs des mit 30 bezeichneten Weges, während im Gegenuhrzeigersinn umlaufende Wellen längs des mit 31 bezeichneten Weges ausgekoppelt werden. Die ausgekoppelten Strahlen verlaufen durch Viertelwellen-Platten 32, deren Dicke nach bekannten Prinzipien so gewählt ist, daß zirkular polarisierte Wellen in linear polarisierte Wellen umgeformt werden, wobei die Polarisationsebenen der linear polarisierten Wellen, die aus rechtsdrehend zirkular polarisierten Wellen einerseits und aus linksdrehend zirkular polarisierten Wellen andererseits abgeleitet werden, aufeinander senkrecht stehen.

Die linear polarisierten Wellen werden mit Hilfe von teildurchlässigen Spiegeln 33 und 34 in Strahlen von im wesentlichen gleicher Amplitude aufgeteilt. Die vier auf diese Weise entstehenden Strahlen werden sodann durch Polarisationsanalysatoren 35 geführt, die aus ihnen die vier Strahlen 41, 42, 43 und 44 erzeugen, von denen jede eine Welle mit nur einer der Frequenzen f₁, f₂, f₃ und f₄ enthält, da die Polarisationsanalysatoren nur Wellen in einem einzigen Winkel der linearen Polarisation passieren lassen. Die Wellen mit den Frequenzen f₁ und f₂ treffen auf den teildurchlässigen Spiegel 47 und werden zu der Photodiode 48 reflektiert, während die Wellen mit den Frequenzen f₃ und f₄ von dem teildurchlässigen Spiegel 45 zu der Photodiode 46 reflektiert werden. Die Photodioden 46 und 48 sind durch Spannungsquellen 49 und 50 derart in Sperrichtung vorgespannt, daß sie im gewünschten Arbeitsbereich betrieben werden. Die Photodioden 46 und 48 erzeugen ein Ausgangssignal, dessen Frequenz der Differenz zwischen den Frequenzen der beiden auf jede von ihnen auftreffenden Wellen entspricht. Diese Ausgangssignale treten an Arbeitswiderständen 51 und 52 auf. Höherfrequente Ausgangssignale, beispielsweise solche mit der Summenfrequenz der einfallenden Wellen werden durch die in der Zeichnung im Bereich der Dioden angedeuteten Streukapazitäten ausgefiltert und bilden damit keinen Teil des Ausgangssignals.

Es ist wünschenswert, daß beim Betrieb der Anordnung die Wellen der vier unterschiedlichen Frequenzen symmetrisch um den Scheitelpunkt der Verstärkungskennlinie angeordnet sind. Hierzu dient ein piezoelektrischer Wandler 68, mit dessen Hilfe die Position des Spiegels 12 mechanisch veränderbar und damit die Gesamtweglänge in dem Ringlaser- Hohlraum 110 zur geeigneten Zentrierung der vier Frequenzen veränderbar ist. Zur Gewinnung eines Signals für die Betätigung des piezoelektrischen Wandlers 68 werden Signale gebildet, deren Amplitude den Amplitudenhöchstwerten der entsprechenden Δf₁- und Δf₂-Signale bzw. der Amplitudendifferenz dieser Signale proportional ist. Das Differenz-Ausgangssignal hat selbstverständlich den Wert Null, wenn die vier Wellenfrequenzen um die Mittenfrequenz der Verstärkungskennlinie zentriert sind. Wenn die vier Wellen in einer ersten Richtung dezentriert sind, besitzt das Differenzsignal eine bestimmte Polarität. Bei einer Dezentrierung in der anderen Richtung besitzt es die entgegengesetzte Polarität. Die Signale mit den Amplitudenmittelwerten werden mit Hilfe der die Dioden 61 und 62, die Widerstände 63 und 65 und die Kondensatoren 66 beinhaltenden Schaltung gebildet. Das Ausgangsdifferenzsignal wird von dem Differentialverstärker 67 gebildet, dessen Ausgangssignal den Eingangsklemmen des piezoelektrischen Wandlers 68 zugeführt wird.

Der bisher beschriebene Teil der Anordnung, der im wesentlichen der in der DE-AS 22 09 397 der Anmelderin beschriebenen Vorrichtung entspricht, ist durch eine PLL-Schaltung 5 ergänzt, deren Eingängen die Differenzsignale Δf₁ und Δf₂ zugeführt werden und die aus diesen ein hochgenaues Ausgangssignal erzeugt, das die Drehgeschwindigkeit der Anordnung oder den Gesamtbetrag der Rotationsbewegung oder aber diese beiden Größen kennzeichnet. Das von der in Fig. 1 dargestellten PLL-Schaltung 5 erzeugte Ausgangssignal wird der Vormagnetisierungsspule 114 des Faraday-Rotators 18 zugeführt und steuert die Frequenzdifferenz zwischen wenigstens einem der hindurchlaufenden Wellenpaare. Bei einigen der weiter unten beschriebenen Ausführungsbeispiele kann die Vormagnetisierungsspule 114 des Faraday-Rotators 18 auch entfallen.

Im folgenden sei die Wirkungsweise der PLL-Schaltung 5 anhand des in Fig. 3 dargestellten Blockschaltbildes näher erläutert. Das Δf₁-Frequenzdifferenzsignal der Ausgangsbaugruppe 112 wird einem Eingang eines Phasendetektors 116 zugeführt. Dem anderen Eingang des Phasendetektors 116 wird das Ausgangssignal eines Taktgenerators 118 zugeführt. Das Ausgangssignal des Phasendetektors 116 repräsentiert die Phasendifferenz zwischen dem Taktsignal und dem Δf₁-Signal und wird über ein Tiefpaßfilter 119 einem Verstärker 120 zugeführt. Das Tiefpaßfilter 119 kann alternativ auch hinter dem Verstärker 120 angeordnet oder mit diesem in einer Rückkopplungsschaltung integriert sein. Das Ausgangssignal des Verstärkers 120 wird nach einer weiteren Verstärkung in dem Treiberverstärker 115 zu der Vormagnetisierungsspule 114 des Faraday-Rotators 18 rückgekoppelt.

Das der Vormagnetisierungsspule 114 des Faraday-Rotators vom Ausgang des Verstärkers 115 zugeführte Signal erzeugt in dem Körper des Faraday-Rotators 18 (Fig. 1) ein Magnetfeld, das der von der Rotation der Anordnung verursachten Änderung von zwei der vier sich in dem Ringlaserhohlraum 110 fortbewegenden Wellen entgegenwirkt und diese Frequenzänderung über einen großen Drehgeschwindigkeitsbereich eliminiert. Damit wird erreicht, daß eines der Frequenzdifferenzsignale sich nicht ändert, während die Anordnung rotiert. Die Drehgeschwindigkeit wird jedoch durch das Ausgangssignal des Verstärkers 120 genau angezeigt.

Die in Fig. 3 dargestellte Anordnung besitzt gegenüber dem bekannten Stand der Technik eine Reihe von Vorteilen: So tritt kein Quantisierungsfehler bei dem die Rotationsgeschwindigkeit wiedergebenden Ausgangssignal an, da die Drehgeschwindigkeit durch eine hochgenaue analoge Spannung wiedergegeben wird und nicht durch ein Signal, das naturgemäß einem Quantisierungsfehler unterliegt. Falls ein digitales Ausgangssignal gewünscht wird, kann das Ausgangssignal des Verstärkers 120 mit Hilfe eines Analog- Digital-Wandlers mit jedem gewünschten Genauigkeitsgrad digitalisiert werden. Ferner ergibt sich bei der in Fig. 3 dargestellten Anordnung kein von dem "lock in"-Effekt verursachter Restfehler, da in dem Ringlaser-Hohlraum 110 bei den Signalen, aus denen das Ausgangssignal abgeleitet wird, keine Frequenzänderung stattfindet.

In Fig. 4 ist ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung dargestellt. Seine Funktion entspricht grundsätzlich derjenigen des in Fig. 3 gezeigten Ausführungsbeispiels mit der Ausnahme, daß eine zweite PLL-Schaltung hinzugefügt ist. Das Δf₂-Ausgangssignal der Ausgangsgruppe 112 wird einem Eingang eines zweiten Phasendetektors 133 zugeführt. Der Ausgang dieses zweiten Phasendetektors 133 ist ebenso wie der bereits anhand von Fig. 3 beschriebene Phasendetektor 130 mit einem Tiefpaßfilter 134 und einem Verstärker 137 verbunden. Das Ausgangssignal des Verstärkers 137 wird einem hochgenauen spannungsgesteuerten Oszillator 138 zugeführt. Die Frequenz des Ausgangssignals dieses spannungsgesteuerten Oszillators 138 wird von der Amplitude des Ausgangssignals des Verstärkers 137 bestimmt. Ein Frequenzteiler 135 teilt das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Verstärkers 138 und liefert ein Ausgangssignal, das der Frequenz Δf₂ entspricht, wenn sich die Anordnung in ihrem Ruhezustand befindet.

Bei dem in Fig. 4 dargestellten Ausführungsbeispiel wird die Frequenzdifferenz Δf₁ unabhängig von der Drehgeschwindigkeit des System auf einem konstanten Wert gehalten. Da das Δf₁-Signal eine Konstante ist, ändert sich das Δf₂- Signal doppelt so stark, wie es der Fall wäre, wenn sich auch das Δf₁-Signal ändern dürfte. Damit besitzt das analoge Ausgangssignal V_Ausg. des Verstärkers 137 eine Amplitude, die doppelt so hoch ist wie bei einer Anordnung ohne die vorgesehene PLL-Schaltung, ohne daß zusätzliches Rauschen auftritt.

Fig. 5 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung. Hierbei befindet sich die Schaltung mit der phasenstarr verriegelten Regelschleife völlig außerhalb des Ringlaser-Hohlraumes 110. Die Δf₁- und Δf₂-Signale werden in zwei Pufferverstärkern 141 bzw. 142 verstärkt und einem symmetrischen Doppelmischer 140 zugeführt. Das Ausgangssignal Δf = Δf₂ - Δf₁ des symmetrischen Doppelmischers 140 besitzt eine Frequenz, die unmittelbar die Drehgeschwindigkeit der Anordnung kennzeichnet. Da jedoch das Δf-Signal bei einer Laser-Drehgeschwindigkeitsmeßanordnung üblicher Bauart einen typischen Frequenzbereich von 100 bis 500 MHz hat, führt eine einfache Digitalisierung des Δf-Signals, bei der das Signal mit einem Impuls pro Signalperiode quantisiert wird, zu einem vergleichsweise großen Quantisierungsfehler. Dieser Quantisierungsfehler wird durch die in Fig. 5 dargestellte Anordnung sehr stark verringert.

Der Gleichstrompegel des Δf-Signals wird durch eine Gleichstromerneuerungsschaltung 143 in der Weise eingestellt, daß er bei der Frequenz Null des Δf-Signals, das dem Ruhezustand des Systems entspricht, kein Ausgangssignal erzeugt. Das Gleichspannungs-Ausgangssignal der Schaltung 143 wird einem Eingang eines Phasendetektors 144 zugeführt. Dieser Eingang bildet die Eingangsklemme der PLL-Schaltung. Das Ausgangssignal des Phasendetektors 144 wird einem Tiefpaßfilter 145 und einem Verstärker 146 zugeführt. Wie bei den vorangehend beschriebenen Ausführungsbeispielen wird das Ausgangssignal des Verstärkers 146 über einen spannungsgesteuerten Oszillator 148 und einen Frequenzteiler 147 dem zweiten Eingang des Phasendetektors 144 zugeführt.

Die PLL-Schaltung liefert zwei Ausgangssignale. Das Ausgangssignal V_Ausg. des Verstärkers 146 ist ein analoges Signal, dessen Amplitude der Drehgeschwindigkeit des Systems direkt proportional ist. Dieses analoge Signal ist hochgenau und besitzt keinen Quantisierungsfehler. Das zweite Ausgangssignal V′_Ausg. entsteht am Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators 148. Seine Frequenz ist um den Faktor N größer als das Δf-Signal. Somit kann das Signal V′_out mit einer Genauigkeit digitalisiert werden, die N mal größer ist als die Digitalisierung des Δf-Signals. Bei dem weiter unten beschriebenen Schaltungsbeispiel besitzt der Wert N eine typische Größe von 233. Hieraus erkennt man die erzielbare große Verringerung des Quantisierungsfehlers.

Fig. 6 zeigt das Blockschaltbild eines weiteren Ausführungsbeispiels der Erfindung. Bei diesem sind zwei PLL- Schaltungen vorgesehen, die jeweils ein Ausgangssignal V_Ausg. erzeugen, das wiederum die N-fache Frequenz des Δf-Signals besitzt. Bei diesem Ausführungsbeispiel ist es jedoch nicht erforderlich, das Δf-Signal tatsächlich zu erzeugen. Es entsteht trotzdem ein hochgenaues analoges Ausgangssignal V_Ausg., das der Drehgeschwindigkeit des Systems direkt proportional ist.

Das Δf₁-Signal der Ausgangsbaugruppe 112 wird dem Eingang eines Phasendetektors 151 zugeführt, während das Δf₂-Signal dem entsprechenden Eingang eines Phasendetektors 157 zugeführt wird. Die Ausgangssignale der beiden Phasendetektoren 151 und 157 werden über Tiefpaßfilter 152 bzw. 156 wie bei dem zuletzt beschriebenen Ausführungsbeispiel Verstärkern 153 bzw. 158 zugeführt. Deren Ausgangssignale werden zu Eingängen der Phasendetektoren 151 bzw. 157 über spannungsgesteuerte Oszillatoren 155 bzw. 159 und Frequenzteiler 154 und 160 rückgekoppelt. Die hochgenaue analoge Ausgangsspannung V_Ausg. wird durch Differenzbildung zwischen den Ausgangssignalen der Verstärker 153 und 158 erzeugt. Zur Differenzbildung dient ein Differenzverstärker 162. Außer einer hochgenauen analogen Anzeige der Drehgeschwindigkeit liefert das Ausgangssignal V_Ausg. durch seine Polarität auch ein Kennzeichen für die Drehrichtung des Systems.

Die Ausgangssignale der spannungsgesteuerten Oszillatoren 155 und 159 werden den Eingängen eines symmetrischen Doppelmischers 161 zugeführt. Dessen Ausgangssignal V′_Ausg. besitzt eine Frequenz, die wie bei den vorangehend beschriebenen Ausführungsbeispielen der Drehgeschwindigkeit des Systems direkt proportional ist, wobei der Quantisierungsfehler wieder um den Faktor N reduziert ist.

Fig. 7 zeigt nähere Einzelheiten der mit dem Δf₁-Signal verbundenen PLL-Schaltung. Das sinusförmige Δf₁-Signal wird über einen Kondensator 264 einer Impulsformerschaltung 261 zugeführt, die das sinusförmige Signal in eine Impulsfolge umwandelt, die einen Impuls für jede Periode des Δf₁-Signals beinhaltet. Die Impulsformerschaltung 261 ist in dem Blockschaltbild gemäß Fig. 4 nicht dargestellt, da sie je nach der Form des von der Ausgangsbaugruppe 112 der drehbaren Anordnung gelieferten Signals nicht in allen Fällen erforderlich ist. Die Impulsformerschaltung 261 besitzt einen Schwellwertdetektor 257, der eine Schmitt-Trigger-Schaltung darstellt, so daß ein in dem Δf₁-Signal enthaltenes Rauschen keine falsche Triggerung der Schaltung bewirkt.

Das Ausgangssignal der Impulsformerschaltung 261 wird über einen Inverter 231 einem Eingang des Phasendetektors 130 zugeführt. Dieser Phasendetektor 130 ist funktionell durch einen als integrierte Digitalschaltung ausgeführten Phasendetektor 232 realisiert. Dieser integrierte Phasendetektor 232 besitzt zwei Ausgangsleitungen U1 und D1. Wenn beispielsweise das an R liegende Eingangssignal mit dem an V liegenden Eingangssignal in Phase ist, verbleibt das U1-Ausgangssignal auf einem festen positiven Gleichspannungswert, während das D1-Ausgangssignal Gleichspannungsimpulse mit niedrigem Pegel abgibt, deren Impulsbreite von der Phasendifferenz abhängt. Wenn umgekehrt der Eingang V das gleiche Eingangssignal führt wie der Eingang R, behält das Ausgangssignal D1 einen festen positiven Wert bei, während das Ausgangssignal U1 sich impulsförmig ändert.

Der Taktgenerator 131 erzeugt ein Taktsignal, dessen Frequenz steuerbar ist und das dem R-Eingang des Phasendetektors 130 über den Inverter 230 zugeführt wird. Da stabil arbeitende Frequenzgeneratoren mit Frequenzen von beispielsweise 50 MHz und darüber im allgemeinen leichter herzustellen bzw. zu beschaffen sind. Bildet ein 70 MHz-Oszillator 205 den Ausgangstakt für den Referenz-Taktgenerator 131. Das Ausgangssignal des Taktgenerators 205 wird den Takteingängen zweier emittergekoppelter logischer Flip-Flops 210 und 212 zugeführt. Diese beiden Flip-Flops führen eine Frequenzteilung um den Faktor 4 durch. Der invertierende Ausgang und der nichtinvertierende Ausgang des Flip-Flops 212 sind mit den Basiselektroden eines Dualtransistors 215 verbunden. Dieser Transistor 215 ist als Differentialverstärker geschaltet und derart vorgespannt, daß er die einem seiner Emitter zugeführten logischen Ausgangspegel des Flip-Flops 212 in Pegelwerte umwandelt, die von einer TTL-Schaltung weiter verarbeitet werden können. Das Ausgangssignal wird an dem Kollektorwiderstand abgenommen und dem Eingang eines Inverters 221 zugeführt. Dieser bildet eine Takt-Pufferschaltung für die Takteingänge von 4-bit-binär-Zählern 222 und 223. Diese Zähler 222 und 223 sind in Reihenschaltung nach Art einer "count-down"-Konfiguration miteinander verbunden. Die "preset"-Eingänge der Zähler 222 und 223 sind mit Schaltern 228 verbunden, wobei Widerstände 226 die notwendige Vorspannung liefern. Der Ausgang eines NAND-Gliedes 224 liefert jedesmal einen Rückstellimpuls für die beiden Zähler 222 und 223, wenn der Zählstand Null erreicht ist. Das Ausgangssignal für den Phasendetektor 130 wird dem Zähler 223 an dem bit- Ausgang mit dem höchsten Stellenwert entnommen. In dieser Konfiguration bilden die Zähler 222 und 223 eine variable Impulsfrequenzteilerschaltung, deren Teilungsfaktor durch die Einstellung der Schalter 228 bestimmt wird. Wenn die Anlage betrieben wird, sind die Schalter 228 so eingestellt, daß der Phasendetektor 130 ein der Phasendifferenz Null entsprechendes Ausgangssignal liefert, wenn das System trägheitsmäßig in Ruhe ist.

Die U1- und D1-Ausgangssignale des als integrierte Schaltung ausgebildeten Phasendetektors 232 werden über Widerstände 233 und 234 an den invertierenden Eingang bzw. den nichtinvertierenden Eingang des in dem Verstärker 136 angeordneten integrierten Differentialverstärkers 241 weitergegeben. Die integrierte Verstärkerschaltung 241 ist mit Hilfe von Kondensatoren 240, 243 und 244 frequenzkompensiert. Die Funktion des Tiefpaßfilters 132 beruht auf zwei getrennten RC-Gliedern. Eines von ihnen, das aus dem Widerstand 242 und dem Kondensator 235 gebildet ist, ist zwischen den nichtinvertierenden Eingang des Verstärkers 241 und Masse geschaltet. Das andere aus dem Widerstand 238 und dem Kondensator 236 gebildete RC-Glied ist in einen Rückkopplungszweig zwischen den Ausgang und den nichtinvertierenden Eingang des Verstärkers 241 geschaltet. Der Ausgang des Verstärkers 241 ist mit dem Eingang des Treiberverstärkers 139 für die Vormagnetisierungsspule 114 (Fig. 1) verbunden, und zwar ist er an den nichtinvertierenden Eingang einer Verstärkerschaltung 249 angeschlossen. Die Vormagnetisierungsspule 114 des Faraday-Rotators ist zwischen den Ausgang der Verstärkerschaltung 249 und ihren invertierenden Eingang geschaltet. Kondensatoren 248, 250 und 251 dienen zur Frequenzkompensation der Verstärkerschaltung 249.

Die Wirkungsweise der Δf₂-PLL- Schaltung sei anhand von Fig. 8 erläutert. Das Δf₂-Signal wird über einen Kondensator 304 einer Impulsformerschaltung 305 zugeführt. Diese Impulsformerschaltung 305 arbeitet in der gleichen Weise wie die entsprechende Schaltung in Fig. 7. Auch die Schaltung und die Wirkungsweise des Phasendetektors 133 entspricht derjenigen, die oben anhand von Fig. 7 beschrieben wurde. Das gleiche gilt für das Tiefpaßfilter 134 und den Verstärker 137.

Das Ausgangssignal der Verstärkerschaltung 322 wird über einen Widerstand 338 dem Steuereingang einer als integrierte Schaltung ausgeführten VCO-(voltage-controlled oscillator)- Schaltung 340 in dem spannungsgesteuerten Oszillator 138 zugeführt. Die VCO-Schaltung 340 liefert ein 70-MHz-Ausgangssignal, wenn das Eingangssignal den Wert Null hat. Wie bei spannungsgesteuerten Oszillatoren üblich ändert sich das Hochfrequenzausgangssignal der VCO-Schaltung 340 proportional mit den Änderungen des Eingangssignals.

Das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators 138 wird dem Eingang des Frequenzteilers 135 zugeführt. Dieser arbeitet in der gleichen Weise wie die entsprechende Schaltung in Fig. 7. Der Wert N wird durch Schalter 360 und 361 eingestellt. N ist durch die Beziehung f_vco/Δf₂ bestimmt, worin Δf₂ die entsprechende Frequenzdifferenz bei ruhendem System ist. Bei dem gewählten Wert von f_vco = 70 MHz für die Ausgangsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 138 bei dem Eingangssignal Null und für einen typischen Wert für f₂ von 300 KHz ist N = 233.

Obwohl die in Fig. 7 und 8 ausführlich dargestellten Schaltungen in Verbindung mit dem Blockschaltbild gemäß Fig. 4 beschrieben wurden, können diese in Fig. 7 und 8 dargestellten Schaltungen auch die in den übrigen Blockschaltbildern gezeigten entsprechenden Schaltkreise bilden.

Im folgenden sei eine Liste der Bauelementewerte für die in Fig. 7 und 8 dargestellten Schaltungen gegeben, mit denen diese in einer praktisch ausgeführten Anordnung realisiert wurden:

Widerstände

211, 214, 216, 346, 349, 353|560 Ω

213, 351|100 Ω

352|330 Ω

226, 337, 359|1 kΩ

233, 234, 325, 326|5,6 kΩ

238, 242, 323, 329|150 kΩ

253, 262, 263, 307, 309|10 kΩ

256, 313|1,8 kΩ

259, 314|220 kΩ

260, 308|1,5 MΩ

338|4,7 kΩ

341|200 Ω

342|3,9 kΩ

Kondensatoren

219, 220, 333, 335, 347, 356|470 pF

240, 248, 320|1500 pF

235, 236, 324, 328|0,047 MF

239, 243, 244, 246, 247, 250, 251, 252, 254, 258, 304, 310, 312, 316, 317, 318, 319, 331|0,1 MF

264, 343|1000 pF

Spulen
114
35,4 Windungen
	#34 Magnetdraht
	1/2″ Durchmesser
334	1 MH

Transistoren

215, 350|2N3810

Integrierte Schaltungen
210, 212, 357, 358
Motorola MECL 10131
221, 225, 230, 231, 332, 354, 362	Texas Instruments SN 74H04
222, 223, 357, 358	Fairchild 93516DC
224, 363	Texas Instruments SN 74H10
232, 330	Motorola MC 4344
257, 305	National LM119
340	Motorola K1085A-375-73-70 MHz

Claims

1. Laser-Drehgeschwindigkeitsmeßanordnung,

- mit einer Vorrichtung (110) zur Bildung eines geschlossenen Übertragungsweges für die Erzeugung und Aufrechterhaltung von wenigstens vier sich längs dieses Übertragungsweges mit jeweils unterschiedlicher Frequenz ausbreitenden elektromagnetischen Wellen und
- mit einer Auswerteinrichtung (112), welche die Differenzfrequenz mindestens eines Wellenpaares zur Ableitung eines die Drehgeschwindigkeit um eine vom Übertragungsweg eingeschlossene Drehachse anzeigenden Meßsignales bildet,

dadurch gekennzeichnet,

- daß eine Vorrichtung (118) zur Erzeugung eines Signales mit vorbestimmter fester Frequenz vorgesehen ist,
- daß eine phasenstarr verriegelte Regelschleife vorgesehen ist, mit einem Phasendetektor (116), dem das Signal mit der vorbestimmten festen Frequenz und ein die Differenzfrequenz (Δf₁) aufweisendes Signal zugeführt ist und dessen Ausgangssignal einerseits auf den Übertragungsweg derart einwirkt, daß die Differenzfrequenz auf einem konstanten Wert gehalten ist, und andererseits zur Anzeige der Drehgeschwindigkeit verwendet ist.

2. Laser-Drehgeschwindigkeitsmeßanordnung,

dadurch gekennzeichnet,

- daß eine Vorrichtung (131) zur Erzeugung eines Signals mit vorbestimmter fester Frequenz vorgesehen ist,
- daß eine phasenstarr verriegelte Regelschleife vorgesehen ist, mit einem Phasendetektor (130), dem das Signal mit der vorbestimmten festen Frequenz und ein eine erste Differenzfrequenz (Δf₁) aufweisendes Signal zugeführt ist und dessen Ausgangssignal auf den Übertragungsweg derart einwirkt, daß die erste Differenzfrequenz auf einem konstanten Wert gehalten ist,
- daß eine phasenstarr verriegelte Rückkopplungsschleife vorgesehen ist, mit einem zweiten Phasendetektor (133), dem ein eine zweite Differenzfrequenz (Δf₂) aufweisendes Signal zugeführt ist und dessen Ausgang einerseits über einen spannungsgesteuerten Oszillator (138) und einen Frequenzteiler (135) auf seinen zweiten Eingang rückgekoppelt ist und andererseits zur Anzeige der Drehgeschwindigkeit verwendet ist.

3. Laser-Drehgeschwindigkeitsmeßanordnung,

dadurch gekennzeichnet,

- daß ein symmetrischer Mischer (140) vorgesehen ist, dessen beiden Eingängen jeweils Signale mit je einer der beiden Differenzfrequenzen (Δf₁, Δf₂) der beiden Wellenpaare zugeführt sind,
- daß eine phasenstarr verriegelte Rückkopplungsschleife (144 bis 148) vorgesehen ist, mit einem Phasendetektor (144), dem ein die Differenz der Differenzfrequenzen aufweisendes Signal vom Ausgang des symmetrischen Mischers über eine Vorrichtung (143) zur Einstellung des Gleichstrompegels zugeführt ist und dessen Ausgang einerseits über einen spannungsgesteuerten Oszillator (148) und einen Frequenzteiler (147) auf seinen zweiten Eingang rückgekoppelt ist und andererseits zur Anzeige der Drehgeschwindigkeit verwendet ist.

4. Laser-Drehgeschwindigkeitsmeßanordnung,

dadurch gekennzeichnet,

- daß zwei phasenstarr verriegelte Rückkopplungsschleifen (151 bis 155; 156 bis 160) vorgesehen sind, deren erste einen Phasendetektor (151) enthält, dessen Eingang ein eine erste Differenzfrequenz (Δf₁) aufweisendes Signal zugeführt ist, deren zweite einen Phasendetektor (157) enthält, dessen Eingang ein eine zweite Differenzfrequenz (Δf₂) aufweisendes Signal zugeführt ist, und in denen jeweils der Phasendetektorausgang über je einen spannungsgesteuerten Oszillator (155, 159) und je einen Frequenzteiler (154, 160) auf den jeweils zweiten Phasendetektoreingang rückgekoppelt ist, und daß die Phasendetektorausgänge mit dem Eingang eines Differenzverstärkers (162) gekoppelt sind, dessen Ausgang zur Anzeige der Drehgeschwindigkeit verwendet ist.

5. Laser-Drehgeschwindigkeitsmeßanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators (148) für eine weitere Anzeige der Drehgeschwindigkeit verwendet ist.

6. Laser-Drehgeschwindigkeitsmeßanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgänge der spannungsgesteuerten Oszillatoren (155, 159) dem Eingang eines symmetrischen Mischers (161) zugeführt sind, dessen Ausgang für eine weitere Anzeige der Drehgeschwindigkeit verwendet ist.