DE2911789C2 - - Google Patents
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Description
Die Erfindung bezieht sich auf eine Laser-Drehgeschwindigkeitsmeßanordnung
mit den Merkmalen des Oberbegriffes der
Patentansprüche 1 bis 4.
Laser-Drehgeschwindigkeitsmeßanordnungen dieser Art sind aus
der deutschen Auslegeschrift 22 09 397 bekannt.
Zum besseren Verständnis der Erfindung seien folgende
grundsätzliche Betrachtungen vorausgeschickt:
Eines der wichtigsten Probleme, die bei Laser-Drehgeschwindigkeitsmeßanordnungen
zu lösen sind, besteht in der Beseitigung
oder Kompensierung der nachteiligen Wirkungen des
sogenannten "lock in"-Effektes. Dieser besteht darin, daß
die durch die Rotation der Laser-Anordnung entstehenden sehr
nahe beieinanderliegenden Schwingungen derart zusammenwandern,
daß sie mit einer gemeinsamen Frequenz schwingen und
infolgedessen keine die Drehgeschwindigkeit kennzeichnende
Differenzfrequenz mehr vorhanden ist. Bei einer unkompensierten
Anordnung, bei der keine Vorkehrungen zur Überwindung
dieses Problems getroffen sind, ist dementsprechend
bei niedrigen Drehgeschwindigkeiten die Frequenzdifferenz,
die einem in dem Laserhohlraum zirkulierenden Wellenpaar
entspricht, geringer als sie ohne die erwähnte "lock in"-
Erscheinung zu erwarten wäre. Das tatsächliche Frequenzdifferenz-
Ausgangssignal nähert sich der gewünschten
linearen Beziehung zwischen Frequenzdifferenz und Drehgeschwindigkeit
nur asymptotisch an, wenn die Drehgeschwindigkeit
anwächst.
Bei der vorerwähnten bekannten Laser-Drehgeschwindigkeitsmeßanordnung
breiten sich Wellen mit vier unterschiedlichen
Frequenzen längs eines geschlossenen durch vier Spiegel
definierten Übertragungsweges des Laser-Drehgeschwindigkeitsmessers
aus. Dabei zirkulieren zwei Wellen im Uhrzeigersinn
und die beiden anderen im Gegenuhrzeigersinn. Von
den beiden im Uhrzeigersinn umlaufenden Wellen ist eine
linkszirkular und die andere rechtszirkular polarisiert.
Dasselbe gilt für die beiden im Gegenuhrzeigersinn umlaufenden
Wellen. Bei dem in der erwähnten Patentschrift
als Ausführungsbeispiel dienenden System besitzen die
beiden rechtszirkular polarisierten Wellen eine höhere
Frequenz als die linkszirkular polarisierten Wellen. Ein
Faraday-Rotator liefert die Frequenzdifferenz oder
-aufspaltung zwischen den im Uhrzeigersinn und im Gegenuhrzeigersinn
umlaufenden Wellen, während ein Kristallrotator
die Frequenztrennung zwischen den rechtszirkular
und linkszirkular polarisierten Wellen bewirkt.
Die relativen Frequenzlagen der vier Wellen mit unterschiedlichen
Frequenzen sind in Fig. 2 der vorliegenden
Zeichnung dargestellt. Zur Vermeidung der mit dem
"lock-in"-Effekt zusammenhängenden Probleme bewirkt der
Faraday-Rotator bei der Drehgeschwindigkeit Null sowie bei
allen vorgesehenen Drehgeschwindigkeiten einen genügend
großen Frequenzabstand zwischen den Wellen mit den
Frequenzen f1 und f2 sowie zwischen den Wellen mit f3 und
f4, so daß das Zusammenwandern der Frequenzen, d. h. der
"lock in"-Effekt nicht auftreten kann und das System in
einen Arbeitsbereich vorgespannt ist, der außerhalb des
nichtlinearen Bereiches liegt, in welchem der "lock in"-
Effekt auftritt.
Im Ruhestand ist die Frequenzdifferenz zwischen den
Wellen mit den Frequenzen f1 und f2 ebenso groß wie diejenige
zwischen den Wellen mit den Frequenzen f3 und f4.
Wenn die Laser-Drehgeschwindigkeitsmeßanordnung in einer
ersten Richtung rotiert, wird der Frequenzabstand der Wellen
mit den Frequenzen f1 und f2 verringert, während der Abstand
zwischen den Frequenzen f3 und f4 um denselben Betrag vergrößert
wird. Bei der Rotation in entgegengesetzter Richtung
vergrößert sich der Frequenzabstand zwischen den Wellen mit
Frequenzen f1 und f2, während der Abstand zwischen den Frequenzen
f3 und f4 um den gleichen Betrag verringert wird.
Zur Erzeugung eines Ausgangssignals, dessen Frequenz der
Drehgeschwindigkeit proportional ist, werden zunächst zwei
Frequenzdifferenz-Ausgangssignale mit den Frequenzen
Δf1 = f2 - f1 und Δf2 = f4 - f3 gebildet. Aus diesen
wird ein weiteres Ausgangssignal Δf = Δf2 - Δf1 gebildet.
Zur Erzeugung einer den Gesamtwert der Rotation kennzeichnenden
Anzeige dienen zwei Zähler von denen der eine mit
dem Δf1-Signal und der andere mit dem Δf2-Signal beaufschlagt
wird. Das Ausgangssignal eines Zählers wird digital
von dem des anderen abgezogen, so daß sich ein digitales
Signal ergibt, das den Gesamtbetrag der Rotation des
Systems angibt.
Obwohl das bekannte System bei zahlreichen Anwendungsfällen
sehr zufriedenstellend arbeitet, ist es bei weiteren Anwendungsfällen
wünschenswert, ein Ausgangssignal zu erzeugen,
das entweder den Betrag der Rotation oder die Drehgeschwindigkeit
mit einer höheren Genauigkeit anzeigt, als diese
durch die Quantisierung der Δf1- und Δf2-Signale mit
einem Impuls pro Signalperiode möglich ist.
Aus der US-Patentschrift 38 46 025 ist es bekannt, den
"lock in"-Effekt durch eine Modulation der sich
in zueinander entgegengesetzten Richtungen im geschlossenen
Übertragungsweg ausbreitenden Wellen mittels eines auf
Piezokristall montierten Spiegels des Übertragungsweges zu
vermeiden, wobei diese Modulation dann bei der Auswertung
durch Vergleich mit einer entsprechend modulierten Vergleichsschwingung
wieder beseitigt wird. Die Vergleichsschwingung
wird von einem eine Schwingung fester Frequenz
liefernden Oszillator über einen Frequenzteiler einem
Vergleicher zugeleitet, der außer dem Eingangssignal vom
Frequenzteiler eine sägezahnmodulierte Ausgangsschwingung
vom Übertragungsweg her zugeführt enthält.
Für die Verwendung in Laser-Drehgeschwindigkeitsmeßanordnungen
der eingangs angesprochenen allgemeinen Art ist die
aus der US-Patentschrift 38 46 025 bekannte Schaltung dann,
wenn eine Erhöhung der Genauigkeit der Ausgangsanzeige
angestrebt wird, nicht verwendbar.
Auch bei einer Laser-Drehgeschwindigkeitsanordnung
nach der US-Patentschrift 36 97 181 wird dem "lock in"-
Effekt durch Modulation der Frequenzen der sich im geschlossenen
Übertragungsweg ausbreitenden Wellen und nachträgliche
Löschung dieser Modulation begegnet. Den Antrieben
für die Reflektoren zum Aufbringen der Modulation werden
Steuersignale von Phasendetektoren zugeführt, die eingangsseitig
Schwingungen aufnehmen, die von den sich im Übertragungsweg
ausbreitenden Wellen abgeleitet sind.
Analoge Ausgangssignale, welche zur Anzeige der Drehgeschwindigkeit
verwendbar sind und sich beliebig fein
quantisieren lassen, um die Genauigkeit der Anzeige zu
erhöhen, stehen bei der bekannten Schaltung nicht zur Verfügung.
Aus der US-Patentschrift 38 07 866 ist es schließlich
bekannt, mit einem Steuersignal auf einen, Bestandteil des
geschlossenen Übertragungsweges einer Laser-Drehgeschwindigkeitsmeßanordnung
bildenden Faraday Rotator einzuwirken,
derart, daß in dem zur Anzeige gelangenden Signal entsprechend
der Differenz der Frequenzen der sich im geschlossenen
Übertragungsweg ausbreitenden Wellen Einflüsse von
Nichtlinearitäten und der Einfluß eines zur Vermeidung des
"lock in"-Effektes eingeführten Frequenzversatzes der sich
in entgegengesetzter Richtung im Übertragungsweg ausbreitenden
Wellen gelöscht werden.
Durch die Erfindung soll die Aufgabe gelöst werden, eine
Laser-Drehgeschwindigkeitsmeßanordnung mit den Merkmalen des
Oberbegriffes der Ansprüche 1 bis 4 so auszugestalten, daß
das Ausgangssignal mit erhöhter Genauigkeit angezeigt
und bei der Quantisierung gegenüber bekannten
Schaltungen eine wesentlich höhere Quantisierungsrate ermöglicht
wird.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die
Merkmale von Patentanspruch 1 gelöst. Weitere Lösungen sind
in den Ansprüchen 2 bis 4 gekennzeichnet.
Den angegebenen erfindungsgemäßen Lösungen ist gemeinsam,
daß das zur Anzeige verwendete Ausgangssignal vom Ausgang
eines Phasendetektors als Analogsignal abgeleitet wird,
welches unabhängig von der Differenzfrequenz der sich entgegengesetzt
zueinander im Übertragungsweg ausbreitenden
Wellen eine beliebig feine Quantisierung und damit eine
hohe Anzeigegenauigkeit ermöglicht.
Vorteilhafte Weiterbildungen von Laser-Drehgeschwindigkeitsmeßanordnungen
nach den Ansprüchen 3 und 4 sind in den Unteransprüchen
5 und 6 angegeben.
Im folgenden werden Ausführungsbeispiele anhand der Zeichnungen
näher erläutert:
Fig. 1 zeigt in schematischer Darstellung eine
Laser-Drehgeschwindigkeitsmeßanordnung,
Fig. 2 zeigt ein Diagramm, das die Frequenzverteilung
und die Frequenzkennlinie des
Verstärkermediums der Laser-Drehgeschwindigkeitsmeßanordnung
wiedergibt,
Fig. 3 bis 6 zeigen Blockschaltbilder verschiedener
Ausführungsbeispiele der Erfindung,
Fig. 7 und 8 zeigen gemeinsam eine detaillierte Schaltung
des in Fig. 4 dargestellten Ausführungsbeispiels
der Erfindung.
Anhand von Fig. 1 sei eine Laser-Drehgeschwindigkeitsmeßanordnung
der hier angegebenen Art erläutert. Ein im
wesentlichen rechteckiger Ringlaserhohlraum 110 wird
durch vier Reflektoren 12 bis 15 bestimmt. In einem Zweig
des Laserhohlraumes 110 ist ein Laser-Verstärker medium
in dem Übertragungsweg der elektrischen Wellen angeordnet,
die sich längs des von den genannten Spiegeln festgelegten
Übertragungsweges ausbreiten. Das Laser-Verstärkungsmedium
kann als eine geschlossene Kammer ausgebildet sein, in
der sich Gase, z. B. ein Gemisch von Helium- und Neonisotopen
befinden. Die Größe der Verstärkung, die die einzelnen
elektromagnetischen
Wellen erfahren, ist bekanntlich eine Funktion der
Wellenfrequenz. Wie aus Fig. 2 erkennbar ist, ist die Laser-
Verstärkungskurve für das gewählte Verstärkungsmedium
im wesentlichen glockenförmig ausgebildet. In dem dem Laser-
Verstärkungsmedium gegenüberliegenden Zweig des in
dem Laserhohlraum 110 gebildeten rechteckigen Übertragungsweges
befindet sich ein Bauteil 16 mit polarisationsselektiver
Dispersion. Es besteht aus zwei getrennten polarisationsdispersiven
Elementen, nämlich einem Kristallrotator
17 und einem Faraday-Rotator 18.
Der Kristallrotator 17 verursacht eine Verzögerung bzw.
eine Phasenverschiebung für zirkular polarisierte Wellen,
welche für den einen Richtungssinn der zirkularen Polarisation
anders ist als für den anderen Richtungssinn. D. h.,
die Verzögerung oder Phasenverschiebungen haben für Wellen
mit rechtsdrehender zirkularer Polarisation einen anderen
Wert als für solche mit linksdrehender zirkularer Polarisation.
Die Verzögerung bzw. Phasenverschiebung ist reziprok,
d. h. die bei einer bestimmten Welle verursachte Verzögerung
hängt ausschließlich von dem Polarisationssinn,
nicht jedoch von der Ausbreitungsrichtung durch den Kristallrotator
ab.
Neben dem Kristallrotator 17 befindet sich in dem Bauteil
16 mit polarisationsselektiver Dispersion ein Faraday-Rotator
18. Dieser besitzt einen zentralen Kern aus kristallinem
oder nichtkristallinem Material, in dem mit Hilfe
eines (nicht dargestellten) äußeren Permanentmagneten ein
konstantes magnetisches Feld erzeugt wird. Bevorzugtes
Material für den Kern ist geschmolzener Quarz. Der Faraday-
Rotator bewirkt eine Verzögerung oder Phasenverschiebung,
die für die beiden Ausbreitungsrichtungen unterschiedlich
ist. Die verursachte Verzögerung der Wellen
ist von dem Polarisationssinn unabhängig. Ein zweites magnetisches
Feld wird in dem Körper des Faraday-Rotators 18
durch eine Vormagnetisierungsspule 114 erzeugt. Dieses von
der Vormagnetisierungsspule 114 erzeugte Feld kann in Abhängigkeit
von der Richtung des in der Spule fließenden
Stromes unterschiedliche Richtung besitzen. Die Vormagnetisierungsspule
114 des Faraday-Rotators ist Bestandteil
einer PLL-Schaltung 5, d. h. einer Schaltung mit einer phasenstarr
verriegelten Regelschleife, die weiter unten beschrieben
wird.
Aus Fig. 2 ist erkennbar, daß das in Fig. 1 dargestellte
Gerät vier Wellen mit unterschiedlichen Frequenzen f1,
f2, f3 und f4 erzeugt. Die Wellen mit den Frequenzen f1
und f4 breiten sich im Uhrzeigersinn längs des Übertragungsweges
aus, während die Wellen mit den Frequenzen f2
und f3 sich im Gegenuhrzeigersinn ausbreiten. Die Wellen
mit den Frequenzen f1 und f2 sind linksdrehend zirkular
polarisiert, während die Wellen mit den Frequenzen f3 und
f4 rechtsdrehend zirkular polarisiert sind. Aus der oben
gegebenen Beschreibung ergibt sich, daß die Trennung zwischen
den linksdrehenden und rechtsdrehenden zirkular polarisierten
Strahlen von dem Kristallrotator 17 durchgeführt
wird, während die Aufteilung zwischen den im Uhrzeigersinn
und den im Gegenuhrzeigersinn umlaufenden Strahlen
durch den Faraday-Rotator 18 bewirkt wird. Wenn die in
Fig. 1 dargestellte Anordnung um ihre senkrecht zur Ebene
des Übertragungsweges gerichtete Achse in einer ersten
Drehrichtung rotiert, rücken die durch die Frequenzen
f3 und f4 gekennzeichneten Wellen mit ihren Frequenzen näher
zusammen, während die durch die Frequenzen f1 und f2
gekennzeichneten Wellen mit ihren Frequenzen um den gleichen
Betrag auseinanderrücken. Für den entgegengesetzten
Drehrichtungssinn bewegen sich die Wellen mit den Frequenzen
f1 und f2 in ihrer Frequenz näher zusammen, während
die mit den Frequenzen f3 und f4 frequenzmäßig um den gleichen
Betrag auseinanderrücken.
Zur Erzeugung eines Ausgangssignals, das für die Drehgeschwindigkeit
der Anordnung oder - alternativ - für den
von einem vorbestimmten Zeitpunkt an insgesamt zurückgelegten
Drehwinkel kennzeichnend ist, werden zwei verschiedene
Signale Δf1 = f2 - f1 und Δf2 = f4 - f3 gebildet.
Im Ruhezustand ist Δf1 = Δf2. Um ein Ausgangssignal zu
bilden, das in irgendeinem bestimmten Zeitpunkt für die
Drehgeschwindigkeit kennzeichnend ist, wird ein weiteres
Differenzsignal f = Δf2 - Δf1 gebildet. Zur Ermittlung
des von einem bestimmten Zeitpunkt an insgesamt zurückgelegten
Rotationsweges wird das Integral des Signals f
gebildet. Dieses Integral kann mit Hilfe einer analog arbeitenden
Schaltung ermittelt werden. Zur Erzielung einer
größeren Genauigkeit wird es jedoch vorzugsweise digital
erzeugt.
Die Frequenzdifferenzsignale Δf1 und Δf2 werden mit Hilfe
einer Ausgangsbaugruppe 112 erzeugt. Der Reflektor 14
ist als teildurchlässiger Spiegel ausgebildet, so daß ein
geringer Anteil jeder der vier in dem Ringlaser-Hohlraum
110 umlaufenden Wellen über den Spiegel 14 der Ausgangsbaugruppe
112 zugeführt werden. Im Uhrzeigersinn umlaufende
Wellen durchdringen den Spiegel 14 längs des mit
30 bezeichneten Weges, während im Gegenuhrzeigersinn umlaufende
Wellen längs des mit 31 bezeichneten Weges ausgekoppelt
werden. Die ausgekoppelten Strahlen verlaufen
durch Viertelwellen-Platten 32, deren Dicke nach bekannten
Prinzipien so gewählt ist, daß zirkular polarisierte
Wellen in linear polarisierte Wellen umgeformt werden,
wobei die Polarisationsebenen der linear polarisierten
Wellen, die aus rechtsdrehend zirkular polarisierten Wellen
einerseits und aus linksdrehend zirkular polarisierten
Wellen andererseits abgeleitet werden, aufeinander
senkrecht stehen.
Die linear polarisierten Wellen werden mit Hilfe von
teildurchlässigen Spiegeln 33 und 34 in Strahlen von im
wesentlichen gleicher Amplitude aufgeteilt. Die vier auf
diese Weise entstehenden Strahlen werden sodann durch
Polarisationsanalysatoren 35 geführt, die aus ihnen die
vier Strahlen 41, 42, 43 und 44 erzeugen, von denen jede eine
Welle mit nur einer der Frequenzen f1, f2, f3 und f4 enthält,
da die Polarisationsanalysatoren nur Wellen in
einem einzigen Winkel der linearen Polarisation passieren
lassen. Die Wellen mit den Frequenzen f1 und f2 treffen
auf den teildurchlässigen Spiegel 47 und werden zu
der Photodiode 48 reflektiert, während die Wellen mit den
Frequenzen f3 und f4 von dem teildurchlässigen Spiegel 45
zu der Photodiode 46 reflektiert werden. Die Photodioden
46 und 48 sind durch Spannungsquellen 49 und 50 derart in
Sperrichtung vorgespannt, daß sie im gewünschten Arbeitsbereich
betrieben werden. Die Photodioden 46 und 48 erzeugen
ein Ausgangssignal, dessen Frequenz der Differenz
zwischen den Frequenzen der beiden auf jede von ihnen auftreffenden
Wellen entspricht. Diese Ausgangssignale treten
an Arbeitswiderständen 51 und 52 auf. Höherfrequente
Ausgangssignale, beispielsweise solche mit der Summenfrequenz
der einfallenden Wellen werden durch die in der
Zeichnung im Bereich der Dioden angedeuteten Streukapazitäten
ausgefiltert und bilden damit keinen Teil des Ausgangssignals.
Es ist wünschenswert, daß beim Betrieb der Anordnung die
Wellen der vier unterschiedlichen Frequenzen symmetrisch
um den Scheitelpunkt der Verstärkungskennlinie angeordnet
sind. Hierzu dient ein piezoelektrischer Wandler 68,
mit dessen Hilfe die Position des Spiegels 12 mechanisch
veränderbar und damit die Gesamtweglänge in dem Ringlaser-
Hohlraum 110 zur geeigneten Zentrierung der vier Frequenzen
veränderbar ist. Zur Gewinnung eines Signals für
die Betätigung des piezoelektrischen Wandlers 68 werden
Signale gebildet, deren Amplitude den Amplitudenhöchstwerten
der entsprechenden Δf1- und Δf2-Signale bzw.
der Amplitudendifferenz dieser Signale proportional ist.
Das Differenz-Ausgangssignal hat selbstverständlich den
Wert Null, wenn die vier Wellenfrequenzen um die Mittenfrequenz
der Verstärkungskennlinie zentriert sind. Wenn
die vier Wellen in einer ersten Richtung dezentriert sind,
besitzt das Differenzsignal eine bestimmte Polarität. Bei
einer Dezentrierung in der anderen Richtung besitzt es die
entgegengesetzte Polarität. Die Signale mit den Amplitudenmittelwerten
werden mit Hilfe der die Dioden 61 und 62,
die Widerstände 63 und 65 und die Kondensatoren 66 beinhaltenden
Schaltung gebildet. Das Ausgangsdifferenzsignal
wird von dem Differentialverstärker 67 gebildet, dessen Ausgangssignal
den Eingangsklemmen des piezoelektrischen Wandlers
68 zugeführt wird.
Der bisher beschriebene Teil der Anordnung, der im wesentlichen
der in der DE-AS 22 09 397 der Anmelderin beschriebenen
Vorrichtung entspricht, ist durch
eine PLL-Schaltung 5 ergänzt, deren Eingängen die Differenzsignale
Δf1 und Δf2 zugeführt werden und die aus diesen
ein hochgenaues Ausgangssignal erzeugt, das die Drehgeschwindigkeit
der Anordnung oder den Gesamtbetrag der Rotationsbewegung
oder aber diese beiden Größen kennzeichnet.
Das von der in Fig. 1 dargestellten PLL-Schaltung 5 erzeugte
Ausgangssignal wird der Vormagnetisierungsspule 114 des
Faraday-Rotators 18 zugeführt und steuert die Frequenzdifferenz
zwischen wenigstens einem der hindurchlaufenden Wellenpaare.
Bei einigen der weiter unten beschriebenen Ausführungsbeispiele
kann die Vormagnetisierungsspule 114 des
Faraday-Rotators 18 auch entfallen.
Im folgenden sei die Wirkungsweise der PLL-Schaltung 5 anhand
des in Fig. 3 dargestellten Blockschaltbildes näher
erläutert. Das Δf1-Frequenzdifferenzsignal der Ausgangsbaugruppe
112 wird einem Eingang eines Phasendetektors
116 zugeführt. Dem anderen Eingang des Phasendetektors
116 wird das Ausgangssignal eines Taktgenerators 118 zugeführt.
Das Ausgangssignal des Phasendetektors 116 repräsentiert
die Phasendifferenz zwischen dem Taktsignal
und dem Δf1-Signal und wird über ein Tiefpaßfilter 119
einem Verstärker 120 zugeführt. Das Tiefpaßfilter 119 kann
alternativ auch hinter dem Verstärker 120 angeordnet oder
mit diesem in einer Rückkopplungsschaltung integriert sein.
Das Ausgangssignal des Verstärkers 120 wird nach einer weiteren
Verstärkung in dem Treiberverstärker 115 zu der Vormagnetisierungsspule
114 des Faraday-Rotators 18 rückgekoppelt.
Das der Vormagnetisierungsspule 114 des Faraday-Rotators
vom Ausgang des Verstärkers 115 zugeführte Signal erzeugt
in dem Körper des Faraday-Rotators 18 (Fig. 1) ein Magnetfeld,
das der von der Rotation der Anordnung verursachten
Änderung von zwei der vier sich in dem Ringlaserhohlraum
110 fortbewegenden Wellen entgegenwirkt und diese Frequenzänderung
über einen großen Drehgeschwindigkeitsbereich eliminiert.
Damit wird erreicht, daß eines der Frequenzdifferenzsignale
sich nicht ändert, während die Anordnung rotiert.
Die Drehgeschwindigkeit wird jedoch durch das Ausgangssignal
des Verstärkers 120 genau angezeigt.
Die in Fig. 3 dargestellte Anordnung besitzt gegenüber dem
bekannten Stand der Technik eine Reihe von Vorteilen: So
tritt kein Quantisierungsfehler bei dem die Rotationsgeschwindigkeit
wiedergebenden Ausgangssignal an, da die
Drehgeschwindigkeit durch eine hochgenaue analoge Spannung
wiedergegeben wird und nicht durch ein Signal, das
naturgemäß einem Quantisierungsfehler unterliegt. Falls
ein digitales Ausgangssignal gewünscht wird, kann das Ausgangssignal
des Verstärkers 120 mit Hilfe eines Analog-
Digital-Wandlers mit jedem gewünschten Genauigkeitsgrad
digitalisiert werden. Ferner ergibt sich bei der in Fig. 3
dargestellten Anordnung kein von dem "lock in"-Effekt verursachter
Restfehler, da in dem Ringlaser-Hohlraum 110 bei
den Signalen, aus denen das Ausgangssignal abgeleitet wird,
keine Frequenzänderung stattfindet.
In Fig. 4 ist ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung
dargestellt. Seine Funktion entspricht grundsätzlich
derjenigen des in Fig. 3 gezeigten Ausführungsbeispiels mit
der Ausnahme, daß eine zweite PLL-Schaltung hinzugefügt
ist. Das Δf2-Ausgangssignal der Ausgangsgruppe 112 wird
einem Eingang eines zweiten Phasendetektors 133 zugeführt.
Der Ausgang dieses zweiten Phasendetektors 133 ist ebenso
wie der bereits anhand von Fig. 3 beschriebene Phasendetektor
130 mit einem Tiefpaßfilter 134 und einem Verstärker
137 verbunden. Das Ausgangssignal des Verstärkers 137
wird einem hochgenauen spannungsgesteuerten Oszillator
138 zugeführt. Die Frequenz des Ausgangssignals dieses
spannungsgesteuerten Oszillators 138 wird von der Amplitude
des Ausgangssignals des Verstärkers 137 bestimmt.
Ein Frequenzteiler 135 teilt das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten
Verstärkers 138 und liefert ein Ausgangssignal,
das der Frequenz Δf2 entspricht, wenn sich die
Anordnung in ihrem Ruhezustand befindet.
Bei dem in Fig. 4 dargestellten Ausführungsbeispiel wird
die Frequenzdifferenz Δf1 unabhängig von der Drehgeschwindigkeit
des System auf einem konstanten Wert gehalten. Da
das Δf1-Signal eine Konstante ist, ändert sich das Δf2-
Signal doppelt so stark, wie es der Fall wäre, wenn sich
auch das Δf1-Signal ändern dürfte. Damit besitzt das analoge
Ausgangssignal VAusg. des Verstärkers 137 eine Amplitude,
die doppelt so hoch ist wie bei einer Anordnung ohne
die vorgesehene PLL-Schaltung, ohne daß
zusätzliches Rauschen auftritt.
Fig. 5 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung.
Hierbei befindet sich die Schaltung mit der phasenstarr
verriegelten Regelschleife völlig außerhalb des
Ringlaser-Hohlraumes 110. Die Δf1- und Δf2-Signale werden
in zwei Pufferverstärkern 141 bzw. 142 verstärkt und
einem symmetrischen Doppelmischer 140 zugeführt. Das Ausgangssignal
Δf = Δf2 - Δf1 des symmetrischen Doppelmischers
140 besitzt eine Frequenz, die unmittelbar die Drehgeschwindigkeit
der Anordnung kennzeichnet. Da jedoch das
Δf-Signal bei einer Laser-Drehgeschwindigkeitsmeßanordnung
üblicher Bauart einen typischen Frequenzbereich von
100 bis 500 MHz hat, führt eine einfache Digitalisierung
des Δf-Signals, bei der das Signal mit einem Impuls pro
Signalperiode quantisiert wird, zu einem vergleichsweise
großen Quantisierungsfehler. Dieser Quantisierungsfehler
wird durch die in Fig. 5 dargestellte Anordnung sehr stark
verringert.
Der Gleichstrompegel des Δf-Signals wird durch eine
Gleichstromerneuerungsschaltung 143 in der Weise eingestellt,
daß er bei der Frequenz Null des Δf-Signals, das dem Ruhezustand
des Systems entspricht, kein Ausgangssignal erzeugt.
Das Gleichspannungs-Ausgangssignal der Schaltung 143 wird
einem Eingang eines Phasendetektors 144 zugeführt. Dieser
Eingang bildet die Eingangsklemme der PLL-Schaltung. Das
Ausgangssignal des Phasendetektors 144 wird einem Tiefpaßfilter
145 und einem Verstärker 146 zugeführt. Wie bei den
vorangehend beschriebenen Ausführungsbeispielen wird das
Ausgangssignal des Verstärkers 146 über einen spannungsgesteuerten
Oszillator 148 und einen Frequenzteiler 147
dem zweiten Eingang des Phasendetektors 144 zugeführt.
Die PLL-Schaltung liefert zwei Ausgangssignale. Das Ausgangssignal
VAusg. des Verstärkers 146 ist ein analoges Signal,
dessen Amplitude der Drehgeschwindigkeit des Systems
direkt proportional ist. Dieses analoge Signal ist hochgenau
und besitzt keinen Quantisierungsfehler. Das zweite
Ausgangssignal V′Ausg. entsteht am Ausgang des spannungsgesteuerten
Oszillators 148. Seine Frequenz ist um den
Faktor N größer als das Δf-Signal. Somit kann das Signal
V′out mit einer Genauigkeit digitalisiert werden, die N mal
größer ist als die Digitalisierung des Δf-Signals. Bei
dem weiter unten beschriebenen Schaltungsbeispiel besitzt
der Wert N eine typische Größe von 233. Hieraus erkennt
man die erzielbare große Verringerung
des Quantisierungsfehlers.
Fig. 6 zeigt das Blockschaltbild eines weiteren Ausführungsbeispiels
der Erfindung. Bei diesem sind zwei PLL-
Schaltungen vorgesehen, die jeweils ein Ausgangssignal
VAusg. erzeugen, das wiederum die N-fache Frequenz des
Δf-Signals besitzt. Bei diesem Ausführungsbeispiel ist
es jedoch nicht erforderlich, das Δf-Signal tatsächlich
zu erzeugen. Es entsteht trotzdem ein hochgenaues analoges
Ausgangssignal VAusg., das der Drehgeschwindigkeit des
Systems direkt proportional ist.
Das Δf1-Signal der Ausgangsbaugruppe 112 wird dem Eingang
eines Phasendetektors 151 zugeführt, während das
Δf2-Signal dem entsprechenden Eingang eines Phasendetektors
157 zugeführt wird. Die Ausgangssignale der
beiden Phasendetektoren 151 und 157 werden über Tiefpaßfilter
152 bzw. 156 wie bei dem zuletzt beschriebenen
Ausführungsbeispiel Verstärkern 153 bzw. 158 zugeführt.
Deren Ausgangssignale werden zu Eingängen der Phasendetektoren
151 bzw. 157 über spannungsgesteuerte Oszillatoren
155 bzw. 159 und Frequenzteiler 154 und 160 rückgekoppelt.
Die hochgenaue analoge Ausgangsspannung VAusg.
wird durch Differenzbildung zwischen den Ausgangssignalen
der Verstärker 153 und 158 erzeugt. Zur Differenzbildung
dient ein Differenzverstärker 162. Außer einer
hochgenauen analogen Anzeige der Drehgeschwindigkeit
liefert das Ausgangssignal VAusg. durch seine Polarität
auch ein Kennzeichen für die Drehrichtung des Systems.
Die Ausgangssignale der spannungsgesteuerten Oszillatoren
155 und 159 werden den Eingängen eines symmetrischen
Doppelmischers 161 zugeführt. Dessen Ausgangssignal
V′Ausg. besitzt eine Frequenz, die wie bei den vorangehend
beschriebenen Ausführungsbeispielen der Drehgeschwindigkeit
des Systems direkt proportional ist, wobei der Quantisierungsfehler
wieder um den Faktor N reduziert ist.
Fig. 7 zeigt nähere Einzelheiten der mit dem Δf1-Signal
verbundenen PLL-Schaltung. Das sinusförmige Δf1-Signal
wird über einen Kondensator 264 einer Impulsformerschaltung
261 zugeführt, die das sinusförmige Signal in eine
Impulsfolge umwandelt, die einen Impuls für jede Periode
des Δf1-Signals beinhaltet. Die Impulsformerschaltung
261 ist in dem Blockschaltbild gemäß Fig. 4 nicht dargestellt,
da sie je nach der Form des von der Ausgangsbaugruppe
112 der drehbaren Anordnung gelieferten Signals
nicht in allen Fällen erforderlich ist. Die Impulsformerschaltung
261 besitzt einen Schwellwertdetektor 257, der
eine Schmitt-Trigger-Schaltung darstellt, so daß ein in
dem Δf1-Signal enthaltenes Rauschen keine falsche Triggerung
der Schaltung bewirkt.
Das Ausgangssignal der Impulsformerschaltung 261 wird über
einen Inverter 231 einem Eingang des Phasendetektors 130
zugeführt. Dieser Phasendetektor 130 ist funktionell durch
einen als integrierte Digitalschaltung ausgeführten Phasendetektor
232 realisiert. Dieser integrierte Phasendetektor
232 besitzt zwei Ausgangsleitungen U1 und D1. Wenn
beispielsweise das an R liegende Eingangssignal mit dem
an V liegenden Eingangssignal in Phase ist, verbleibt das
U1-Ausgangssignal auf einem festen positiven Gleichspannungswert,
während das D1-Ausgangssignal Gleichspannungsimpulse
mit niedrigem Pegel abgibt, deren Impulsbreite
von der Phasendifferenz abhängt. Wenn umgekehrt der Eingang
V das gleiche Eingangssignal führt wie der Eingang
R, behält das Ausgangssignal D1 einen festen positiven
Wert bei, während das Ausgangssignal U1 sich impulsförmig
ändert.
Der Taktgenerator 131 erzeugt ein Taktsignal, dessen Frequenz
steuerbar ist und das dem R-Eingang des Phasendetektors
130 über den Inverter 230 zugeführt wird. Da stabil
arbeitende Frequenzgeneratoren mit Frequenzen von
beispielsweise 50 MHz und darüber im allgemeinen leichter
herzustellen bzw. zu beschaffen sind. Bildet ein 70 MHz-Oszillator
205 den Ausgangstakt für den Referenz-Taktgenerator
131. Das Ausgangssignal des Taktgenerators 205 wird
den Takteingängen zweier emittergekoppelter logischer
Flip-Flops 210 und 212 zugeführt. Diese beiden Flip-Flops
führen eine Frequenzteilung um den Faktor 4 durch. Der
invertierende Ausgang und der nichtinvertierende Ausgang
des Flip-Flops 212 sind mit den Basiselektroden eines
Dualtransistors 215 verbunden. Dieser Transistor 215 ist
als Differentialverstärker geschaltet und derart vorgespannt,
daß er die einem seiner Emitter zugeführten logischen
Ausgangspegel des Flip-Flops 212 in Pegelwerte
umwandelt, die von einer TTL-Schaltung weiter verarbeitet
werden können. Das Ausgangssignal wird an dem Kollektorwiderstand
abgenommen und dem Eingang eines Inverters
221 zugeführt. Dieser bildet eine Takt-Pufferschaltung
für die Takteingänge von 4-bit-binär-Zählern 222
und 223. Diese Zähler 222 und 223 sind in Reihenschaltung
nach Art einer "count-down"-Konfiguration miteinander
verbunden. Die "preset"-Eingänge der Zähler 222 und
223 sind mit Schaltern 228 verbunden, wobei Widerstände
226 die notwendige Vorspannung liefern. Der
Ausgang eines NAND-Gliedes 224 liefert jedesmal einen
Rückstellimpuls für die beiden Zähler 222 und 223, wenn
der Zählstand Null erreicht ist. Das Ausgangssignal für
den Phasendetektor 130 wird dem Zähler 223 an dem bit-
Ausgang mit dem höchsten Stellenwert entnommen. In dieser
Konfiguration bilden die Zähler 222 und 223 eine
variable Impulsfrequenzteilerschaltung, deren Teilungsfaktor
durch die Einstellung der Schalter 228
bestimmt wird. Wenn die Anlage betrieben wird, sind die
Schalter 228 so eingestellt, daß der Phasendetektor
130 ein der Phasendifferenz Null entsprechendes
Ausgangssignal liefert, wenn das System trägheitsmäßig
in Ruhe ist.
Die U1- und D1-Ausgangssignale des als integrierte Schaltung
ausgebildeten Phasendetektors 232 werden über Widerstände
233 und 234 an den invertierenden Eingang bzw. den
nichtinvertierenden Eingang des in dem Verstärker 136 angeordneten
integrierten Differentialverstärkers 241 weitergegeben.
Die integrierte Verstärkerschaltung 241 ist mit
Hilfe von Kondensatoren 240, 243 und 244 frequenzkompensiert.
Die Funktion des Tiefpaßfilters 132 beruht auf zwei
getrennten RC-Gliedern. Eines von ihnen, das aus dem Widerstand
242 und dem Kondensator 235 gebildet ist, ist zwischen
den nichtinvertierenden Eingang des Verstärkers 241
und Masse geschaltet. Das andere aus dem Widerstand 238
und dem Kondensator 236 gebildete RC-Glied ist in einen
Rückkopplungszweig zwischen den Ausgang und den nichtinvertierenden
Eingang des Verstärkers 241 geschaltet. Der
Ausgang des Verstärkers 241 ist mit dem Eingang des Treiberverstärkers
139 für die Vormagnetisierungsspule 114
(Fig. 1) verbunden, und zwar ist er an den nichtinvertierenden
Eingang einer Verstärkerschaltung 249 angeschlossen.
Die Vormagnetisierungsspule 114 des Faraday-Rotators
ist zwischen den Ausgang der Verstärkerschaltung 249 und
ihren invertierenden Eingang geschaltet. Kondensatoren
248, 250 und 251 dienen zur Frequenzkompensation der Verstärkerschaltung
249.
Die Wirkungsweise der Δf2-PLL-
Schaltung sei anhand von Fig. 8 erläutert. Das Δf2-Signal
wird über einen Kondensator 304 einer Impulsformerschaltung
305 zugeführt. Diese Impulsformerschaltung 305
arbeitet in der gleichen Weise wie die entsprechende
Schaltung in Fig. 7. Auch die Schaltung und die Wirkungsweise
des Phasendetektors 133 entspricht derjenigen, die
oben anhand von Fig. 7 beschrieben wurde. Das gleiche gilt
für das Tiefpaßfilter 134 und den Verstärker 137.
Das Ausgangssignal der Verstärkerschaltung 322 wird über
einen Widerstand 338 dem Steuereingang einer als integrierte
Schaltung ausgeführten VCO-(voltage-controlled oscillator)-
Schaltung 340 in dem spannungsgesteuerten Oszillator 138 zugeführt.
Die VCO-Schaltung 340 liefert ein 70-MHz-Ausgangssignal,
wenn das Eingangssignal den Wert Null hat. Wie bei
spannungsgesteuerten Oszillatoren üblich ändert sich das
Hochfrequenzausgangssignal der VCO-Schaltung 340 proportional
mit den Änderungen des Eingangssignals.
Das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators
138 wird dem Eingang des Frequenzteilers 135 zugeführt.
Dieser arbeitet in der gleichen Weise wie die entsprechende
Schaltung in Fig. 7. Der Wert N wird durch Schalter
360 und 361 eingestellt. N ist durch die Beziehung fvco/Δf2
bestimmt, worin Δf2 die entsprechende Frequenzdifferenz bei
ruhendem System ist. Bei dem gewählten Wert von fvco = 70 MHz
für die Ausgangsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators
138 bei dem Eingangssignal Null und für einen typischen
Wert für f2 von 300 KHz ist N = 233.
Obwohl die in Fig. 7 und 8 ausführlich dargestellten Schaltungen
in Verbindung mit dem Blockschaltbild gemäß Fig. 4
beschrieben wurden, können diese in Fig. 7 und 8 dargestellten
Schaltungen auch die in den übrigen Blockschaltbildern
gezeigten entsprechenden Schaltkreise bilden.
Im folgenden sei eine Liste der Bauelementewerte für die
in Fig. 7 und 8 dargestellten Schaltungen gegeben, mit
denen diese in einer praktisch ausgeführten Anordnung realisiert
wurden:
Widerstände |
211, 214, 216, 346, 349, 353|560 Ω |
213, 351|100 Ω |
352|330 Ω |
226, 337, 359|1 kΩ |
233, 234, 325, 326|5,6 kΩ |
238, 242, 323, 329|150 kΩ |
253, 262, 263, 307, 309|10 kΩ |
256, 313|1,8 kΩ |
259, 314|220 kΩ |
260, 308|1,5 MΩ |
338|4,7 kΩ |
341|200 Ω |
342|3,9 kΩ |
Kondensatoren |
219, 220, 333, 335, 347, 356|470 pF |
240, 248, 320|1500 pF |
235, 236, 324, 328|0,047 MF |
239, 243, 244, 246, 247, 250, 251, 252, 254, 258, 304, 310, 312, 316, 317, 318, 319, 331|0,1 MF |
264, 343|1000 pF |
Spulen | |
114 | |
35,4 Windungen | |
#34 Magnetdraht | |
1/2″ Durchmesser | |
334 | 1 MH |
Transistoren |
215, 350|2N3810 |
Integrierte Schaltungen | |
210, 212, 357, 358 | |
Motorola MECL 10131 | |
221, 225, 230, 231, 332, 354, 362 | Texas Instruments SN 74H04 |
222, 223, 357, 358 | Fairchild 93516DC |
224, 363 | Texas Instruments SN 74H10 |
232, 330 | Motorola MC 4344 |
257, 305 | National LM119 |
340 | Motorola K1085A-375-73-70 MHz |
Claims (10)
1. Laser-Drehgeschwindigkeitsmeßanordnung,
- - mit einer Vorrichtung (110) zur Bildung eines geschlossenen Übertragungsweges für die Erzeugung und Aufrechterhaltung von wenigstens vier sich längs dieses Übertragungsweges mit jeweils unterschiedlicher Frequenz ausbreitenden elektromagnetischen Wellen und
- - mit einer Auswerteinrichtung (112), welche die Differenzfrequenz mindestens eines Wellenpaares zur Ableitung eines die Drehgeschwindigkeit um eine vom Übertragungsweg eingeschlossene Drehachse anzeigenden Meßsignales bildet,
dadurch gekennzeichnet,
- - daß eine Vorrichtung (118) zur Erzeugung eines Signales mit vorbestimmter fester Frequenz vorgesehen ist,
- - daß eine phasenstarr verriegelte Regelschleife vorgesehen ist, mit einem Phasendetektor (116), dem das Signal mit der vorbestimmten festen Frequenz und ein die Differenzfrequenz (Δf1) aufweisendes Signal zugeführt ist und dessen Ausgangssignal einerseits auf den Übertragungsweg derart einwirkt, daß die Differenzfrequenz auf einem konstanten Wert gehalten ist, und andererseits zur Anzeige der Drehgeschwindigkeit verwendet ist.
2. Laser-Drehgeschwindigkeitsmeßanordnung,
- - mit einer Vorrichtung (110) zur Bildung eines geschlossenen Übertragungsweges für die Erzeugung und Aufrechterhaltung von wenigstens vier sich längs dieses Übertragungsweges mit jeweils unterschiedlicher Frequenz ausbreitenden elektromagnetischen Wellen und
- - mit einer Auswerteinrichtung (112), welche die Differenzfrequenz mindestens eines Wellenpaares zur Ableitung eines die Drehgeschwindigkeit um eine vom Übertragungsweg eingeschlossene Drehachse anzeigenden Meßsignales bildet,
dadurch gekennzeichnet,
- - daß eine Vorrichtung (131) zur Erzeugung eines Signals mit vorbestimmter fester Frequenz vorgesehen ist,
- - daß eine phasenstarr verriegelte Regelschleife vorgesehen ist, mit einem Phasendetektor (130), dem das Signal mit der vorbestimmten festen Frequenz und ein eine erste Differenzfrequenz (Δf1) aufweisendes Signal zugeführt ist und dessen Ausgangssignal auf den Übertragungsweg derart einwirkt, daß die erste Differenzfrequenz auf einem konstanten Wert gehalten ist,
- - daß eine phasenstarr verriegelte Rückkopplungsschleife vorgesehen ist, mit einem zweiten Phasendetektor (133), dem ein eine zweite Differenzfrequenz (Δf2) aufweisendes Signal zugeführt ist und dessen Ausgang einerseits über einen spannungsgesteuerten Oszillator (138) und einen Frequenzteiler (135) auf seinen zweiten Eingang rückgekoppelt ist und andererseits zur Anzeige der Drehgeschwindigkeit verwendet ist.
3. Laser-Drehgeschwindigkeitsmeßanordnung,
- - mit einer Vorrichtung (110) zur Bildung eines geschlossenen Übertragungsweges für die Erzeugung und Aufrechterhaltung von wenigstens vier sich längs dieses Übertragungsweges mit jeweils unterschiedlicher Frequenz ausbreitenden elektromagnetischen Wellen und
- - mit einer Auswerteinrichtung (112), welche die Differenzfrequenz mindestens eines Wellenpaares zur Ableitung eines die Drehgeschwindigkeit um eine vom Übertragungsweg eingeschlossene Drehachse anzeigenden Meßsignales bildet,
dadurch gekennzeichnet,
- - daß ein symmetrischer Mischer (140) vorgesehen ist, dessen beiden Eingängen jeweils Signale mit je einer der beiden Differenzfrequenzen (Δf1, Δf2) der beiden Wellenpaare zugeführt sind,
- - daß eine phasenstarr verriegelte Rückkopplungsschleife (144 bis 148) vorgesehen ist, mit einem Phasendetektor (144), dem ein die Differenz der Differenzfrequenzen aufweisendes Signal vom Ausgang des symmetrischen Mischers über eine Vorrichtung (143) zur Einstellung des Gleichstrompegels zugeführt ist und dessen Ausgang einerseits über einen spannungsgesteuerten Oszillator (148) und einen Frequenzteiler (147) auf seinen zweiten Eingang rückgekoppelt ist und andererseits zur Anzeige der Drehgeschwindigkeit verwendet ist.
4. Laser-Drehgeschwindigkeitsmeßanordnung,
- - mit einer Vorrichtung (110) zur Bildung eines geschlossenen Übertragungsweges für die Erzeugung und Aufrechterhaltung von wenigstens vier sich längs dieses Übertragungsweges mit jeweils unterschiedlicher Frequenz ausbreitenden elektromagnetischen Wellen und
- - mit einer Auswerteinrichtung (112), welche die Differenzfrequenz mindestens eines Wellenpaares zur Ableitung eines die Drehgeschwindigkeit um eine vom Übertragungsweg eingeschlossene Drehachse anzeigenden Meßsignales bildet,
dadurch gekennzeichnet,
- - daß zwei phasenstarr verriegelte Rückkopplungsschleifen (151 bis 155; 156 bis 160) vorgesehen sind, deren erste einen Phasendetektor (151) enthält, dessen Eingang ein eine erste Differenzfrequenz (Δf1) aufweisendes Signal zugeführt ist, deren zweite einen Phasendetektor (157) enthält, dessen Eingang ein eine zweite Differenzfrequenz (Δf2) aufweisendes Signal zugeführt ist, und in denen jeweils der Phasendetektorausgang über je einen spannungsgesteuerten Oszillator (155, 159) und je einen Frequenzteiler (154, 160) auf den jeweils zweiten Phasendetektoreingang rückgekoppelt ist, und daß die Phasendetektorausgänge mit dem Eingang eines Differenzverstärkers (162) gekoppelt sind, dessen Ausgang zur Anzeige der Drehgeschwindigkeit verwendet ist.
5. Laser-Drehgeschwindigkeitsmeßanordnung nach Anspruch 3,
dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang des spannungsgesteuerten
Oszillators (148) für eine weitere Anzeige
der Drehgeschwindigkeit verwendet ist.
6. Laser-Drehgeschwindigkeitsmeßanordnung nach Anspruch 4,
dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgänge der spannungsgesteuerten
Oszillatoren (155, 159) dem Eingang eines
symmetrischen Mischers (161) zugeführt sind, dessen Ausgang
für eine weitere Anzeige der Drehgeschwindigkeit
verwendet ist.
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