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Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Oszillator,
dessen Oszillationsfrequenz proportional zur Stärke des
Magnetfelds in seiner Umgebung ist und der zur Messung dieses
Magnetfelds eingesetzt wird, umfassend eine magnetometrische
Sonde für Magnetresonanz, um in Abhängigkeit insbesondere von
einem niederfrequenten Erregungsignal ein Signal mit der
Frequenz dieser Magnetresonanz zu detektieren, sowie Mittel, um
in Abhängigkeit vom detektierten Signal das niederfrequente
Erregungssignal zu erzeugen.
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Somit bezieht sich die vorliegende Erfindung vor allem auf
Kernresonanz-Magnetometeroszillatoren (RMN).
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Sonden dieser Art sind in der Technik bekannt und
verschiedene Bauformen von RMN-Magnetometern werden beispielsweise in
den französischen Patentanmeldungen 1 447 226, 2 098 624 und
2 583 885 beschrieben. Erinnerungshalber wird hier
festgestellt, daß eine solche Vorrichtung mindestens zwei in Kolben
enthaltene flüssige Proben umfaßt, wobei diese Kolben in
einem stark hochfrequent erregten Hohlraum angeordnet sind. Ein
Detektor weist Wicklungen um diese Kolben auf, um ein Signal
mit der Larmor-Frequenz zu erfassen und wieder einzuleiten,
welches einerseits durch das Magnetfeld definiert wird, in
welches die Sonde eingetaucht ist, und andererseits durch das
den in den Kolben enthaltenen flüssigen Proben eigene
Kreiselmagnetverhältnis.
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Figur 1 zeigt ein Beispiel für eine RMN-Sonde, die in einem
Kernresonanz-Oszillator nach dem Stand der Technik angeordnet
ist. In dieser Figur wird bezeichnet der Block 1 eine RMN-
Sonde mit zwei Kolben 2 und 3, einer Wicklung 4 zur
niederfrequenten Detektierung und Erregung, wobei die gesamte
Anordnung in einem Hohlraum angeordnet ist, der mit einem
Signal sehr hoher Frequenz, die als VHF angegeben ist, erregt
wird. Der Mittelpunkt der Wicklung 4 ist hier an Masse
gelegt, während die beiden Enden der Wicklung 4 zwei Zugänge
der Sonde bilden. Ein Doppelfilter 5 zum Ausfiltern der VHF-
Frequenz ist mit zwei mit diesen beiden Zugängen verbundenen
Eingängen und zwei Ausgängen versehen. Zwischen diesen beiden
Ausgängen ist eine Folge von parallelgeschalteten
Kondensatoren 6 angeordnet, von denen allerdings nur zwei dargestellt
sind und die über Schalter 7 so ein- bzw. ausgeschaltet
werden können, daß ein Rauschen um die Larmor-Frequenz bezüglich
der Eigeninduktion der Wicklung 4 und von Widerständen 8
ausgefiltert werden kann, wobei diese Widerstände 8 ebenfalls
parallel zu den Kondensatoren 6 geschaltet sind. Die auf
diese Weise gebildeten Niederfrequenzausgänge des Doppelfilters
6, 7, 8 sind mit den Eingängen einer
Breitbandverstärkerschaltung 9 verbunden, die Vorverstärkungs- und
Verstärkungsstufen aufweist. Der Ausgang der Verstärkerschaltung 9 wird
einerseits zum Mittelpunkt der Widerstände 8 zurückgeführt,
gegebenenfalls mittels einer Phasenschieberschaltung 10, die
eine Phasenverschiebung um 90 Grad bewirkt, und andererseits
an eine Frequenzmeßvorrichtung, die ein Digitalisierungs- und
Digitalfiltersystem 11 und einen Frequenzmesser 12 aufweist,
der im allgemeinen mit einem Präzisionstaktgeber 13 verbunden
ist. Der Ausgang des Frequenzmessers 12 wird beispielsweise
an einen Mikroprozessor angelegt, um die eingegangenen
Informationen zu verarbeiten, die die Meßwerte des Magnetfelds
repräsentieren, und gegebenenfalls um diese zu kodieren und
erneut an einen Verbraucherkreis auszugeben.
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Somit bilden die Elemente 1 bis 10 in ihrer Gesamtheit ein
System, das üblicherweise als Kernresonanz-Oszillator
bezeichnet wird, der in der Regel mit der Frequenz der
Kernspinpräzession (bzw. der Larmor-Frequenz F&sub0; oszilliert,
sofern die entsprechenden Verstärkungs- und Phasenbedingungen
eingehalten werden. Infolge geometrischer und elektronischer
Asymmetrien bzw. parasitärer Wirkungen auf die Wicklungen und
Spulen (kapazitive Wirkungen, Kopplung zwischen den Spulen)
besteht jedoch bei diesem Aufbau die Gefahr, daß ein
Oszillator entsteht, der mit der Eigenfrequenz der Spulen schwingt,
die je nach der Streukapazität parallel zu den
Spulenwicklungen in der Regel zwischen 10 und 25 kHz liegt, insbesondere
mit der Frequenz, die auf die Kabel zurückzuführen ist,
welche die Spulenwicklungen mit dem Verstärker verbunden. Somit
ist es erforderlich, ein Erregungssignal einzuleiten, das
über eine Bandbreite von einigen hundert Hz um die Larmor-
Frequenz hinaus keinerlei Energie aufweist, welche im
allgemeinen je nach den Bedingungen, unter denen die Sonde
angeordnet wird, zwischen 1000 und 3000 Hz beträgt. Bei dem
herkömmlichen Aufbau gemäß Figur 1 wird dieses Problem durch die
vorstehend erwähnte Filteranordnung gelöst, die aus
Widerständen 8 und einem oder mehreren Kondensatoren 6 besteht,
die selektiv parallel zu den Spulen je nach dem Zustand der
Schalters geschaltet werden (in der Praxis handelt es sich
bei diesen Schaltern 7 um Halbleiterschaltern, beispielsweise
MOS-Transistoren).
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Diese Lösung bringt mehrere Nachteile mit sich, die
einerseits mit der erheblichen und veränderlichen
Phasenverschiebung zusammenhängen, die von dieser Art der Filterung
herbeigeführt
wird, und andererseits mit der sich daraus ergebenden
Temperaturempfindlichkeit, wobei das Problem nicht berichtigt
ist, das sich durch die erste Wahl des in die Filteranordnung
zu schaltenden Kondensators ergibt. Eine solche Filterung
kann keinen sehr schmalen Durchlaßbereich haben. Bestenfalls
ließen sich damit Durchlaßbereiche in der Größenordnung von
einigen hundert Hz erreichen.
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Auch wenn die aus den Elementen 1 bis 10 bestehende
Gesamtanordnung gemäß Figur 1 die Bildung eines befriedigenden
Kernresonanz-Oszillators zu ließe, so bliebe außerdem immer noch
die Messung der Betriebsfrequenz dieses Oszillators. Hierzu
fand man in der Technik bisher im allgemeinen nur die
dargestellte komplexe Lösung, die darin bestand, vor der Vornahme
einer Messung mit Hilfe eines Frequenzmessers mit
Digitalisierung und einer Digitalfilterung durch das Filter 11 zu
arbeiten. Die Messung der Frequenz f eines Signal erhält man
herkömmlicherweise nämlich aus der Messung der Periode Ts
dieses Signals mit Hilfe eines Präzisionstaktgebers mit der
Frequenz FH, bei dem die Anzahl Np der Perioden über einen
Zeitraum gezählt wird, der einem Mehrfachen der Perioden des
Signals, nTs entspricht; somit ist die gemessene Frequenz wie
folgt:
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f = nFH/Np
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Dieses Verfahren ist nur dann anwendbar, wenn das Signal,
dessen Frequenz zu messen ist, ein geringes Rauschen
aufweist, das einer relativ geringen zufälligen augenblicklichen
Phase entspricht, d.h. um mindestens eine Größenordnung
weniger als 2π. Außerdem muß zur Erzielung einer höheren
Präzision das Signal gefiltert werden, um die Energie des Rauschens
über die Bandbreite ± 1/2 Tc um die Resonanzlinie
auszufiltern, wobei Tc die Zählzeit angibt (Tc = nTs). Auf diese
Weise wird die allgemein bekannte Erscheinung des Umschlagens
von Frequenzen bei Vornahme eines Samplings auf ein
Mindestmaß
verringert, während somit die Frequenz mit der
erforderlichen Präzision gemessen werden kann. Dies bringt allerdings
bei den bisher bekannten Arbeitstechniken die Notwendigkeit
mit sich, daß vor dem Frequenzmesser ein digitales Filter
vorgesehen werden muß. Es ist dabei festzustellen, daß ein
solches digitales Filter eine komplexe Vorrichtung darstellt,
die ihrerseits Mikroprozessoren umfaßt.
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Außerdem entspricht sogar unter diesen Voraussetzungen die
gemessene Frequenz nicht der Larmor-Frequenz f&sub0;, sondern
einer Frequenz fm = + tgφ/T, wobei T die Entspannungszeit
der Sonde repräsentiert, die mit der Temperatur schwankt,
während φ eine Phasenverschiebung ist, die insbesondere mit
der Anwesenheit des Filters mit umschaltbaren Kondensatoren
und verschiedenen Verstärkungsstufen verknüpft ist. Diese
Phasenverschiebung ist nicht vorher bestimmbar und entspricht
somit einem Fehler. Der Fehlerfaktor tgφ/T liegt tatsächlich
in einer Größenordnung von 10&supmin;³ f&sub0;. Dies stellt a priori
keine Einschränkung für die herkömmlichen Messungen dar. Im
allgemeinen ist tatsächlich auch nicht f&sub0; zu messen, sondern
vielmehr sollen die Schwankungen von f&sub0; erfaßt werden, und
wenn der Fehlerausdruck konstant wäre, so stellte sich hier
auch kein Problem. Doch hat sich tatsächlich gezeigt, daß die
Werte T und φ sich mit der Zeit und entsprechend der
Temperatur verändern, und daß somit dieses System im Prinzip über
Zeiträume von länger als einer Minute keine Präzision
erbringen kann, die besser ist als 10&supmin;&sup6;.
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Infolgedessen liegt der vorliegenden Erfindung die Aufgabe
zugrunde, eine neue Schaltung für einen
Kernresonanz-Oszillator zu schaffen, bei dem die vorstehend genannten Nachteile
der bisher bekannten Vorrichtungen nach dem Stand der Technik
auf ein Mindestmaß reduziert werden.
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Ein noch spezielleres Ziel der vorliegenden Erfindung besteht
in der einfachen Filterung des Oszillationssignals eines
Kernresonanz-Oszillators mit Hilfe einer Schaltung, die nur
wenig Platz beansprucht, einen geringen Verbrauch hat und mit
niedrigen Kosten verbunden ist.
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Eine weitere Aufgabe der Erfindung ist die Filterung des in
den Kernresonanz-Oszillator eingeleiteten Kernresonanzsignals
in einer Weise, in der jede parasitäre Oszillation mit der
Eigenschwingung der Spulenwicklungen vermieden wird.
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Eine andere Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin,
ein so aufgebautes System zu schaffen, mit welchem sich eine
Frequenzmessung mit einer Präzision in der Größenordnung von
10&supmin;&sup6; vornehmen läßt.
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Der vorliegenden Erfindung liegt außerdem die Aufgabe
zugrunde, die Funktion der Filterung des Signals vor dem
Frequenzmesser und die Funktion der Filterung des wieder
eingeleiteten Kernresonanzsignals in einer einzigen Vorrichtung
zusammenzufassen, die sich im Inneren des Kernresonanz-Oszillators
befindet.
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Mit anderen Worten besteht das Problem, auf dessen Lösung die
Erfindung ausgerichtet ist, in der korrekten Funktionsweise
eines Kernresonanz-Oszillators über den gesamten Bereich
möglicher Betriebsfrequenzen (derzeit 1000 bis 3000 Hz) und über
einen großen Temperaturbereich.
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Eine andere mit der vorliegenden Erfindung zu lösende Aufgabe
betrifft die Frequenzmessung mit einer Präzision von einigen
10&supmin;&sup6; bei Frequenzen im Bereich zwischen 1000 und 3000 Hz.
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Somit bildet ein Oszillator den Gegenstand der vorliegenden
Erfindung, dessen Oszillationsfrequenz proportional zur
Stärke des Magnetfelds in seiner Umgebung ist und der zum Messen
dieses Magnetfelds eingesetzt wird, und welcher eine
magnetometrische Sonde für Magnetresonanz aufweist, um in
Abhängigkeit
von einem niederfrequenten Erregungssignal ein Signal
mit der Frequenz dieser Magnetresonanz zu detektieren, sowie
Mittel aufweist, um in Abhängigkeit vom detektierten Signal
das niederfrequente Erregungssignal zu erzeugen, der sich
dadurch auszeichnet, daß die Mittel zur Erzeugung einen Kreis
zur Regelung der Phase des niederfrequenten Erregungssignals
mittels der Phase des detektierten Signals umfassen, sowie
Mittel zur Initialisierung, so dap das niederfrequente
Erregungssignal einen Frequenzbereich überstreicht, solange der
Kreis nicht verriegelt ist.
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Vorteilhafterweise liefern die Mittel zur Erzeugung das
niederfrequente Erregungssignal in digitaler Form, während der
Kreis als Phasenkomparator einen ersten
Digital-Analog-Wandler verwendet, dessen Digitaleingang das niederfrequente
Erregungssignal in digitaler Form empfängt und dessen
Polarisationseingang das von der Sonde detektierte Signal empfängt.
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Ebenso vorteilhafterweise weisen die Mittel zur Erzeugung
folgendes auf:
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- einen Oszillator mit einer von der Ausgangsspannung des
Phasenkomparators gesteuerten Frequenz, der ein
Rechtecksignal mit einer Frequenz liefert, die dem N-fachen der
Frequenz des niederfrequenten Erregungssignals entspricht,
wobei N eine positive ganze Zahl ist,
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- einen Zähler der Kapazität N, der das Ausgangssignal des
Oszillators mit gesteuerter Frequenz empfängt und somit am
Ausgang ein digitales Signal liefert, dessen Wert zyklisch
von 1 bis N variiert, und
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- einen ersten Speicher, der von dem Zähler adressiert wird
und Werte einer sinusförmigen Funktion von 2π/N enthält
und dessen Ausgangsgröße das niederfrequente
Erregungssignal in digitaler Form ist.
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Ebenso vorteilhafterweise beträgt N zwischen 32 und 4096 (2&sup5;
und 2¹²).
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Noch ein weiterer Vorteil liegt darin, daß das an die Sonde
angelegte niederfrequente Erregungssignal mittels eines
zweiten Speichers erhalten wird, der Werte einer sinusförmigen
Funktion von 2πi/N enthält, die in bezug auf die Funktion des
ersten Speichers um 90º verschoben ist, und dessen
Ausgangssignal über einen zweiten Digital-Analog-Wandler zur Sonde
übertragen wird.
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Somit sieht die vorliegende Erfindung die Einleitung eines
Erregungssignals in eine Sonde eines RMN-Magnetometers vor,
welches jenseits einer Bandbreite von einigen Hz um die
Larmor-Frequenz keinerlei Energie aufweist. Andererseits sieht
die vorliegende Erfindung die Wiedereinleitung dieses Signals
von einem Filter mit sehr schmalem Durchlaßbereich so vor,
daß die Phasenverschiebung zwischen dem Einleitsignal und dem
Ausgang des Verstärkers des Signals der RMN-Sonde im
wesentlichen konstant ist und über den gesamten Frequenz- und
Temperaturbereich praktisch Null ist. Dieses Signal wird somit
immer auf die Larmor-Frequenz zentriert, und zwar bei einem
Fehler, der gerade noch auf Restphasenverschiebungen der
Spulen und vor allem des Verstärkers, trotz dessen breitem
Durchlaßbereich, zurückzuführen ist.
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Da ein innerhalb eines sehr schmalen Frequenzbereichs
gefiltertes Signal vorliegt, kann dieses direkt von einem
Frequenzmesser mit Zählfunktion herangezogen werden.
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Diese Aufgaben, Merkmale und Vorteile der vorliegenden
Erfindung ergeben sich aus der nachstehenden Beschreibung
spezieller Ausführungsbeispiele unter Bezugnahme auf die beigefügte
Zeichnung. Es zeigen:
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Fig. 1 wie bereits erläutert eine schematische Darstellung
eines Kernresonanz-Magnetoszillators nach dem Stand
der Technik,
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Fig. 2A und 2B jeweils die vorstehend erläuterten Amplituden-
und Phasen-Charakteristika einer RMN-Sonde in
Abhängigkeit von deren Erregungsfrequenz,
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Fig. 3 eine allgemeine schematische Darstellung eines
erfindungsgemäßen Oszillators,
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Fig. 4 eine detailliertere schematische Darstellung eines
erfindungsgemäßen Oszillators in Form eines
Blockschaltbilds und dessen Einsatz bei einer RMN-Sonde,
und
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Fig. 5 eine detailliertere Ansicht eines Teils des
Blockschaltbilds aus Figur 4 zwischen dem Phasenkomparator
und einem Oszillator mit spannungsgesteuerter
Frequenz.
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Figuren 2A und 2B stellen jeweils die Amplituden-/Frequenz-
Charakteristik und die Phasen-/Frequenz-Charakteristik einer
als Filter in Betracht gezogenen RMN-Sonde dar. Aus der
Phasen-/Frequenz-Charakteristik gemäß Figur 2B ist ersichtlich,
dap die Phase φ eine im wesentlichen lineare Funktion der
Differenz zwischen der Erregungsfrequenz f und der
Resonanzfrequenz fc bei einer Bandbreite der Erregungsfrequenzen
zwischen fc - B/2 und fc + B/2 ist und Phasenwerten entspricht,
die sich im Bereich von +π/4 und -π/4 verändern. In diesem
Frequenzbereich zeigt Figur 2A, daß dagegen die Amplitude D
des Resonanzsignals im wesentlichen konstant ist.
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Die vorliegende Erfindung baut auf dieser Beobachtung auf und
regt an, daß eine Phasenregelung zwischen dem Erregungssignal
und dem Ausgangssignal der Sonde stattfindet, statt der
Arbeit mit einer Filterung des Sondensignals im
Durchlaßbereich.
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Figur 3 zeigt in Form eines Blockschaltbilds die vorliegende
Erfindung unter deren mehr allgemeinem Blickwinkel. Hier wird
von einer RMN-Sonde 20 ausgegangen, die bei entsprechender
Erregung ein niederfrequentes Ausgangssignal 21 liefert,
dessen Schwingung ω (bzw. dessen Frequenz f&sub0;) bestimmt werden
soll. Dieses Signal wird dem ersten Eingang eines
Phasenkomparators 22 zugeleitet, dessen Ausgang mit einem sehr
niederfrequenten Filter 23 und einem Oszillator verbunden ist,
dessen Frequenz durch seine Eingangsspannung (VCO) gesteuert
wird. Das Ausgangssignal des VCO 24 wird einerseits auf einen
Anschluß 25 an einem nicht dargestellten Frequenzmesser zur
Messung der Resonanzfrequenz der RMN-Sonde und damit des
detektierten Magnetfelds geführt, und andererseits über eine
Schleife 26 zum niederfrequenten Erregungseingang der RMN-
Sonde und einem negativen Eingang des Phasenkomparators 27,
um so eine Phasenregelung herbeizuführen. Ein Phasenschieber
27, der eine vorgegebene Phasenverschiebung erbringt, kann
dazu eingesetzt werden, eine konstante Phasenverschiebung
zwischen dem Eingang und Ausgang der Sonde, die üblicherweise
90º beträgt, auszugleichen.
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Dieses Verfahren bildet von seinem allgemeinen Aspekt
aus -nämlich der Einschaltung eines Phasenvergleichs zwischen dem
Erregungssignal und dem Resonanz-Ausgangssignal einer RMN-
Sonde zur Festlegung der Frequenz des
Kernresonanz-Oszillators, dessen Bestandteil diese Sonde ist, so nah wie möglich
an der Larmor-Frequenz - einen der wichtigen Gesichtspunkte
der vorliegenden Erfindung.
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Bei der vorliegenden Erfindung stellt die Phasenregelschleife
tatsächlich einen Teil der Ansprechschaltung des Oszillators
dar, der aus dem Verstärker und der RMN-Sonde besteht.
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Es handelt sich hierbei um eine ungebräuchliche Verwendung
einer Phasenverriegelungsschaltung, die üblicherweise dann
eingesetzt wird, wenn zwei voneinander entfernt aufgestellte
Systeme streng geregelt werden müssen, z.B. ein Fernsehsender
und ein Fernsehempfänger, um einen lokalen Taktgeber im
Empfänger bezüglich eines Taktgebers im Sender fein abzustimmen.
In diesem Fall jedoch ist von vornherein der Wert des
Taktgebers im Sender bekannt, und man möchte einfach eine
Feinregelung eines Oszillators erreichen, der in Höhe des Empfängers
vorgesehen ist, um diesen genau an das abgegebene Taktsignal
anzupassen. Eine derartige Verwendung der
Phasenverriegelungsschaltung bestünde im Falle von Figur 1 darin, sie
außerhalb der Ansprechschaltung des Oszillators, der das Signal
liefert, dessen Frequenz zu messen ist, einzusetzen. Da diese
Ansprechschaltung hier die Elemente 1, 5, 6, 8, 9 und 10
aufweist, verwendete man beispielsweise die
Phasenverriegelungsschaltung anstelle der Schaltung 11 und nicht, wie bei der
vorliegenden Erfindung, in dieser Ansprechschleife selbst,
die das Nutzsignal erzeugt.
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Hier ist das Problem somit völlig anders gelagert, und
darüberhinaus kann das abgegebene Signal, das einerseits
gefiltert bzw. mit anderen Worten von der
Phasenverriegelungsschaltung wieder hergestellt werden soll, über einen sehr
breiten Frequenzbereich von nahezu 2 Oktaven schwanken,
beispielsweise von 1000 bis 3000 Hz, wie dies bereits erwähnt
wurde.
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Andererseits sieht die vorliegende Erfindung Mittel vor, um
eine Phasenverriegelungsschaltung bei dem hier angesprochenen
besonderen Einsatzbereich funktionieren zu lassen. Diese
Mittel werden im Rahmen eines Ausführungsbeispiels anhand von
Figur 4 im einzelnen beschrieben. In Figur 4 ist eine RMN-
Sonde 30 erkennbar, die der Sonde 20 aus Figur 3 äquivalent
ist und deren Ausgangssignal von einem ersten Verstärker 31
verstärkt wird. Das Ausgangssignal des Verstärkers 31 wird an
den Referenzspannungseingang bzw. Polarisationseingang eines
Digital-Analog-Wandlers 32 geführt. Dieser Digital-Analog-
Wandler bildet den Phasenkomparator einer
Phasenverriegelungsschaltung 33, die im wesentlichen ein Tiefpaßfilter 34,
beispielsweise ein Filter zweiter Ordnung, eine
Korrekturschaltung 35, ein VCO 36, einen Zähler 37, einen Speicher 38
für die Sinusfunktion und eine Pufferkippschaltung (LATCH) 39
aufweist. Andererseits wird das Ausgangssignal des
Verstärkers 31 auch einem Amplitudendetektor 40 geführt, dem ein
Initialisierungskreis 41 nachgeschaltet ist. Das Ausgangssignal
des Zählers 37 wird auch an einen zweiten Speicher 42 für die
Sinusfunktion und an eine zweite Pufferkippschaltung 43
übermittelt, deren Ausgangssignal mit Hilfe eines Digital-Analog-
Wandlers 44 dem Eingang der RMN-Sonde für die niederfrequente
Erregung zugeleitet wird, was dem wiedereingeleiteten Signal
26 aus Figur 3 entspricht. Ebenso entspricht das dem
digitalen Eingang des Digital-Analog-Wandlers 32 zugeführte Signal
dem Signal 26 aus Figur 3, das durch den Phasenschieber 27
aus Figur 3 phasenverschoben ist und dem Vergleichseingang
des Phasenkomparators 22 aus Figur 3 zugeführt wird; die
beiden Speicher für die Sinusfunktionen 38 und 42 dienen
tatsächlich dazu, um π/2 phasenverschobene Sinusfunktionen zu
liefern, beispielsweise eine Kosinus- und eine Sinusfunktion.
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Unter der Voraussetzung, daß der Kreis verriegelt ist, also
mit der Larmor-Frequenz f&sub0; der Sonde arbeitet, arbeitet diese
Schaltung folgendermaßen. Der Oszillator VCO 36 liefert ein
im wesentlichen rechteckförmiges Signal mit einer Frequenz
Nf&sub0;, wobei N ganzzahlig ist und beispielsweise zwischen 32
und 4096 (2&sup5; und 2¹²) liegt. Der Zähler ist ein Zähler der
Kapazität N, der laufend die Rechtecksignale zählt und damit
an seinem Ausgang ein digitales Signal abgibt, dessen Wert
zwischen 1 und N (bzw. zwischen 0 und N-1) zyklisch variiert.
Diese Werte 1 bis N werden als Adressenwerte in den Speicher
38 eingegeben, der die Werte für die Funktion cos2πi/N
enthält; dies bedeutet, daß am Ausgang des Speichers 38 ein
Sampling mit N Werten der Funktion cos2πf&sub0; vorliegt. Dieses
Ausgangssignal, der von der das Signal Nf&sub0; des Oszillators
VCO empfangenden Kippschaltung 39 synchronisiert ist, wird
dem Digital-Analog-Wandler 32 zugeleitet, dessen
Referenzspannungs- bzw. Polarisationseingang das verstärkte
Sondenausgangssignal empfängt, d.h. in der Regel, das Signal
Asin(2πf&sub0; + φ), wenn der Kreis effektiv auf der richtigen
Frequenz verriegelt ist.
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Somit erhält man am Ausgang des Digital-Analog-Wandlers 32
ein Analogsignal, das proportional zum Produkt aus dem
Ausgangssignal der Sonde, das am Polarisationseingang anliegt,
und einem Signal cos 2πf&sub0; ist, welches in digitaler Form am
Digitaleingang anliegt. Dieses Signal am Ausgang des Digital-
Analog-Wandlers 32 umfaßt somit ein Fehlersignal, das
proportional zur Phasenverschiebung zwischen dem Signal cos2πf&sub0; und
dem Sondenausgangssignal ist, und dem die Signale mit der
Frequenz 2f&sub0; und ein Restteil mit der Frequenz f&sub0; überlagert
sind. In der üblichen Weise wird dieses Signal mit einem
stark niederfrequenten Tiefpaßfilter 34 gefiltert, um die
Anteile f&sub0; und 2f&sub0; auszufiltern; diesem schließt sich eine
Korrekturschaltung 35 am Eingang des Oszillators VCO 36 an. Die
Korrekturschaltung 35 besteht im wesentlichen aus einer
Phasenvoreilschaltung, die die Stabilität des Systems bei einem
Sicherheitsabstand der Verstärkung gegen Selbsterregung bzw.
einem ausreichenden Phasenabstand gewährleistet, wie dies
vorstehend genau erläutert wurde.
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Aus den Berechnungen wird deutlich, daß in dem Fall, daß ein
solcher Phasenverriegelungskreis auf einen Wert festgelegt
werden kann, die Signalfrequenzen an den beiden Eingängen des
Analog-Digital-Wandlers 32 extrem nah beieinander liegen
(Abstand nur wenige Hz). Beim Einschalten des Systems gibt es
jedoch keinerlei Veranlassung dafür, daß die Ausgangsfrequenz
des VCO einer Frequenz entspricht, die N-mal so hoch ist wie
die Larmor-Frequenz. Zur Lösung dieses Problems sieht die
vorliegende Erfindung ein System zur Initialisierung der
Schaltung vor. Bei diesem System wird die Amplitude des
Ausgangssignals des Verstärkers 31 von einem Amplitudendetektor
40, beispielsweise einem synchronisierten Detektor, erfaßt,
der diese Amplitude für die Frequenz f&sub0; detektiert, die dem
momentanen Wert (dividiert durch N) der Ausgangsfrequenz des
VCO 36 entspricht. Ist diese Amplitude kleiner als ein
vorgegebenes Minimum, so wirkt der Amplitudendetektor 40 auf eine
Initialisierungsschaltung 41 ein, die an die Filterschaltung
34 angeschlossen ist, um an den Eingang des VCO 36 ein
rampenförmiges Signal in der Weise abzugeben, daß die
Ausgangsfrequenz des VCO über den gesamten jeweiligen Bereich
variiert. Wenn die Ausgangsfrequenz (dividiert durch N) dieses
VCO 36 durch die Resonanzfrequenz der RMN-Sonde geht, wird
vom Detektor 40 ein Signal erfaßt, der nun die
Initialisierungsschaltung 41 wirkungslos macht, woraufhin sich die
Schaltung automatisch verriegelt.
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Figur 5 zeigt in detaillierterer Form den Teil, der die
Initialisierungsschaltung zwischen dem Ausgang des Verstärkers
31 und dem VCO 36 umfaßt. Auch in dieser schematischen
Darstellung sind die Amplitudendetektorschaltung 40, die
Initialisierungsschaltung 41 und der Digital-Analog-Wandler 32
dargestellt. Der Ausgang des Digital-Analog-Wandlers 32 ist über
einen Verstärker 50 und eine Additionsschaltung 51 mit einem
Tiefpaß-Dämpfungsfilter 52 verbunden. Die Schaltung 51 und
die Schaltung 52 entsprechen dem Schaltkreis 34 aus Figur 4.
Das Ausgangssignal des Filters 52 wird an eine Schaltung 53
geführt, die eine Integrier- und Phasenvoreilfunktion
gewährleistet und der Korrekturschaltung 35 aus Figur 4 entspricht.
Diese Schaltung 53 weist hauptsächlich einen
Operationsverstärker 54 auf, der der das zu verarbeitende Signal an seinem
Invertiereingang mittels eines Widerstands R1 empfängt und
dessen Ausgang mit diesem Invertiereingang über einen zu
einem Widerstand R2 in Reihe liegenden Kondensator C verbunden
ist.
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Die Additionsschaltung 51 empfängt als erstes Eingangssignal
das Ausgangssignal des Verstärker 50 über einen Anschluß 60;
sie erhält ebenfalls das Referenzausgangssignal des
Verstärkers 31 über einen Anschluß 61 und das Signal von der
Initialisierungsschaltung an einem Anschluß 62. Der Eingang über
den Anschluß 61 wird in herkömmlicher Weise dazu verwendet,
einen Anteil der Bezugsspannung zu unterdrücken. Die
Initialisierungsschaltung 41 ist mit dem Anschluß 62 mittels eines
Kreises verbunden, der in schematischer Form so dargestellt
werden kann, daß er zwei Schalter 63 und 64 umfaßt. Sobald
die Schaltung verriegelt ist, wird der Schalter 64
geschlossen, während der Schalter 63 offen ist, so daß der Eingang
über den Anschluß 62 keinerlei Wirkung hat. Jedenfalls ist in
einer Anfangsphase, in der die Schaltung "fixiert" werden
soll, der Schalter 64 offen und der Schalter 63 geschlossen,
wie die Figur zeigt, während ein Signal auf hohem Pegel über
den Anschluß 62 anliegt. Dieses Signal beaufschlagt, sobald
es an die Korrekturschaltung 53 übermittelt wurde, die die
Funktion eines Proportional-Integral-Filters hat, den Eingang
des VCO mit einem Spannungsanstieg, um den Fixierbereich zu
suchen. Sobald die Frequenz des VCO durch den Wert Nf&sub0; geht,
geht das Ausgangssignal des synchronisierten Detektor 40 von
einem geringen verrauschten, allerdings konstanten Wert über
auf einen erheblichen Spitzenwert, wobei dieser Detektor als
erstes Eingangssignal das Ausgangssignal des Verstärkers 31
erhält und als zweites Eingangssignal das höherwertige Bit bN
des Zählers, der bei der Frequenz f&sub0; umschaltet und dessen
Ausgang proportional zur Amplitude des Signals am ersten
Eingang ist. Ein Schwellwertdetektor, der dieses Ausgangssignal
mit einem festen, allerdings einstellbaren Schwellwert
vergleicht, läßt die Relais 63 und 64 umschalten, sobald die
Schwelle überschritten wird. Die Spannung am Eingang des VCO
wird blockiert und die Schaltung ist eingeregelt, wobei über
den Anschluß 62 der Additionsschaltung 51 keinerlei Signal
angelegt wird.
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Andererseits ist aus Figur 5 ersichtlich, daß Parameter, die
die Stabilität des Schaltung festlegen und zur Festlegung der
Bandbreite des Folgefilters dienen, das äquivalent zu dieser
Schaltung ist, die Entspannungszeit T der Sonde RMN, der
Faktor Kp des Digital-Analog-Wandlers 32 und dessen
Ausgangsverstärkers 50, sowie der Faktor Kv des zugeordneten VCO 36
sind, dessen Zähler 37 einem Teiler durch N entspricht.
Ebenso sind Parameter für die von dem Korrekturfilter definierten
Zeitkonstanten zu berücksichtigen, also im wesentlichen die
Konstanten τ&sub1; und τ&sub2;:
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τ&sub1; = R1C und τ&sub2; = R2C,
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wobei der Widerstand R2 und der Kondensator C in die
Ansprechschaltung des Verstärkers 54 des Proportional-Integral-
Filters bzw. des Aktivfilters der zweiten Ordnung 53
geschaltet sind und der Widerstand R1 der in Figur 5 dargestellte
Eingangswiderstand ist.
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Die Werte von τ&sub1; und τ&sub2; werden in Abhängigkeit von den
Parametern Kp, Kv, T, ωn und ξ gewählt, wobei ωn und ξ zwei
dem Fachmann wohlbekannte Parameter sind, die jeweils die
Bandbreite und den Grad der Stabilität eines Systems in
geschlossenem Regelkreis festlegen. Den jeweiligen Ausdruck für
τ&sub1; und τ&sub2; erhält man auf folgende Weise:
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- es läßt sich nachweisen, daß die Transferfunktion in
offener Schaltung des durch Figur 3 erläuterten Systems, bei
dem die Korrekturschaltung 23 abgeschaltet wurde,
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φ/ u ≠ KpKv[T/(1 + Tp]
-
ist, wobei
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φ das Ausgangssignal des Phasenkomparators bei einer
Erregung u (Spannung) am Eingang des VCO ist, dessen
Frequenzschwankung um seinen Sollwert f = Kv u beträgt
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Kp der statische Faktor des Phasenkomparators 22 ist
-
P der dem Fachmann allgemein bekannte Laplace-Operator
ist;
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- als Korrekturschaltung wird eine allgemein bekannte
Schaltung von Proportional-Integral-Typ gewählt, da diese
einen Fehler &sub2; φ von Null im Dauerbereich und damit eine
Oszillation mit der Frequenz f = ω/2π gemäß der Formel ω =
ω0 + (1/T)tgφ gewährleistet, wobei φ eine Phasenverschiebung
außerhalb der Phasenregelschleife (Verstärker 31,
Spulenwicklung 4) ist, sowie eine bedingungslose Stabilität des Systems
bei geschlossenem Regelkreis. Die Formel für diese Schaltung
lautet:
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(1 + τ&sub2;P) / τ&sub1;P
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- es läßt sich nachweisen, daß die Funktion bei
geschlossenem Kreis (T(p) des Systems sich aus der vorstehenden
Gesamtfunktion ξ (p) bei offener Schaltung abgeleitet werden
kann:
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wobei: K = Kp Kv.
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Für diese Transferfunktion sogenannter zweiter Ordnung werden
in herkömmlicher Weise die Parameter definiert, nämlich:
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ωn = (K/τ&sub1;)½, die als sogenannte Eigenschwingung des
Systems repräsentativ ist für das Rauschband und die
Ansprechgeschwindigkeit des Systems;
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ξ = (½)[1 / ωnT) + τ&sub2;ωn] als sogenannter
Dämpfungskoeffizient, der für den Grad der Systemstabilität
repräsentativ ist.
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Zur Verkürzung der Ansprechzeit des Systems auf ein
Mindestmaß wird sehr häufig eingesetzt ξ # 0,5 bis 0,707.
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Dabei ist zu beobachten, daß ωn nicht von der RMN-Sonde
abhängig ist; die Stabilität der Schaltung dagegen hängt von
der Entspannungszeit T der Sonde ab.
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In Abhängigkeit von den Parametern ωn und ξ läßt sich das
Rauschband des geschlossenen Kreises als Band eines
äquivalenten Rechteckfilters definieren, das bei einem an den
beiden Filtern identischen statischen Rauschen, das das Signal
überlagert, die gleiche Varianz aufweist. Dies zeigt, daß
dieses Band mathematisch als Funktion der Parameter ωn und
ξ ausgedrückt werden kann, die jeweils die Eigenschwingung
und die Dämpfung des Systems bei geschlossenem Kreis angeben;
dies wird folgendermaßen ausgedrückt:
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NBW = (ωn/2) / ( ξ + ¼ ξ) [in Hz].
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Als Beispiel und zur Verdeutlichung des erfinderischen
Gehalts der Erfindung insbesondere hinsichtlich der
Korrekturschaltung werden Kp, Kv und τ&sub1; so gewählt, daß sich der
kleinste Wert für ωn ergibt:
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Kp: praktischerweise läßt sich ein Faktor für den
Phasenkomparator von 1/80 realisieren, ohne die
Phasenverschiebungsleistung nachteilig zu beeinflussen, die durch die
Nullpunktsverlagerungen der Verstärker 50 und 51 verursacht
werden. Zu diesem Zweck wird ein Faktor von 1V/rd für den
Multiplikator sichergestellt, der aus dem Digital-Analog-Wandler
32 und dem Verstärker 50 besteht. Der Faktor für den
Verstärker-Filter-Addierer 51 beträgt 1/8 = R&sub4;/R&sub5;.
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Das Filterdämpfungsglied 52 weist einen statischen Faktor von
R&sub6;/(R&sub6; + R&sub7;) = 1/10 auf (wobei die Widerstände R4 und R7 in
Figur 5 dargestellt sind).
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Kv: Der VCO 36 ist in an sich bekannter Weise so polarisiert,
daß er einen Faktor von 1600 (rd/S)/Volt aufweist.
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τ&sub1; = R&sub1;C : praktischerweise kann man
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τ&sub1; = 2MΩ und C = 10 uF als Kapazität C wählen, da der
Verstärker 53 so gewählt wurde, daß er eine erhöhte
Eingangsimpedanz und einen sehr geringen Streustrom aufweist.
Somit erhält man:
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ωn = [1600/80) / 20]½ = 1 rd/s.
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Will man in herkömmlicher Weise eine Dämpfung gleich 0,5
erhalten, wird τ&sub2; = R&sub2;C in vorstehend erläuterter Weise
festgelegt, wobei bekannt ist, daß T # 2 Sekunden:
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(1/ωnT) + τ&sub2;ωn = 2 ξ = 1
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so ist
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τ&sub2; = 1 - (1/T) = ½
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und damit gilt
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R&sub2; = 1/(2 10&supmin;&sup5;) = 50 kΩ.
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Auf diese Weise wird die Abhängigkeit der Wahl von R&sub2;,
bezogen auf die Entspannungszeit, zur Erzielung der gewünschten
Dämpfung berücksichtigt.
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Entsprechend einem anderen erfindungsgemäßen Aspekt ist,
wieder anhand von Figur 4, festzustellen, daß als VCO des
Phasenregelkreises eine Anordnung gewählt wurde, die dem VCO
entspricht und eine Frequenz liefert, die N-mal höher als die
zu detektierende Frequenz ist, und an welche sich ein Zähler
und ein Speicher für die Sinusfunktion 38 anschließen. Diese
Wahl ist vor allem angesichts des Umstands erforderlich, daß
das Ausgangssignal des Kreises wieder in die RMN-Sonde
eingeleitet werden muß. Es ist insbesondere wichtig, daß dieses
Signal mit der Frequenz f keine Harmonischen aufweist, um zu
verhindern, daß diese Sonde auf einer ihrer Eigenfrequenzen
schwingt. Bei zahlreichen Realisierungsformen weist die Sonde
tatsächlich eine Eigenfrequenz von einigen kHz, z.B. 14 kHz,
auf, die bei Erregung der Sonde die Detektierung der
gewünschten Frequenz zwischen 1000 und 3000 Hz unmöglich machen
würde. Durch Verwendung eines Speichers 42 mit 256
Speicherpositionen zur Definition einer erfaßten Sinusfunktion, mit
anschließendem Pufferkippelement 43 und einem Digital-Analog-
Wandler 44 macht es möglich, der Sonde ein von Harmonischen
freies Signal im Bereich von 0 - 30 kHz zuzuführen, was nicht
der Fall wäre, wenn man direkt das Ausgangssignal eines VCO
nach Einregelung auf die gewünschte Frequenz heranziehen
würde, das ein nur sehr selten perfektes sinusförmiges Signal
ist und selbst wiederum erneut durch ein Nachschaltfilter mit
Kapazitätsumschaltung bekannter Bauart gefiltert werden
müßte, ehe es der RMN-Sonde zugeleitet wird, und das
anschließend in "quadratische" Form gebracht werden müßte, um an den
Multiplikator des Phasenkomparators angelegt zu werden. Auch
hinsichtlich des Phasenkomparators 32 ist insofern ein
Vorteil gegeben, als das Schaltungseingangssignal so stark
sinusförmig wie möglich ist, um die Qualität des
Phasenvergleichs durch den Digital-Analog-Wandler 32 zu verbessern.
Damit den gewünschten Phasenbeziehungen entsprochen werden
kann, enthält der Speicher 38 die Funktion cos(2πi/N),
während der Speicher 42 die Funktion sin(2πi/N) enthält.
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Selbstverständlich sind zahlreiche Varianten der vorliegenden
Erfindung sowohl hinsichtlich der Realisierung jedes
Blockelements in der Schaltung als auch in bestimmten Fällen
hinsichtlich ihres relativen Betriebs möglich, wie dies für den
Fachmann auf der Hand liegt.
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Beispielsweise könnte man als Initialisierungsschaltung einen
anderen Aufbau als den des vorstehend beschriebenen
synchronisierten Detektors heranziehen. Zur vorübergehenden
Realisierung der Amplitudenerfassungsfunktion kann auch das
Ausgangssignal eines zur Schaltung 34 äquivalenten
Analog-Digital-Wandlers nach Filterung herangezogen werden, da es sich
hierbei um einen quasi-Sinusmultiplikator handelt. Dieses
verstärkte und gefilterte Ausgangssignal wird mit einem
Schwellwert verglichen, der in Abhängigkeit vom mittleren
Rauschpegel gewählt wird. Solange der Wert unter dem
Schwellwert liegt, liefert der VCO 36 eine kontinuierlich variable
Frequenz. Sobald allerdings der Schwellwert erreicht wird,
d.h. sobald das Ausgangssignal des VCO nahe bei der Larmor-
Frequenz liegt, wird der Schaltkreis verriegelt.