DE2907200A1

DE2907200A1 - Schaltung zur einstellung von drei strompegeln bei induktiven lasten wie magnetspulen

Info

Publication number: DE2907200A1
Application number: DE19792907200
Authority: DE
Inventors: Patrick Dundas Harper; Robert Edwin Weber
Original assignee: Bendix Corp
Current assignee: Bendix Corp
Priority date: 1978-02-27
Filing date: 1979-02-23
Publication date: 1979-08-30
Also published as: JPS54126955A; GB2015843A; IT7920489A0; FR2418336A1; IT1111837B; GB2015843B

Description

Schaltung zur Einstellung von drei Strompegeln bei induktiven Lasten wie Magnetspulen

Die Erfindung betrifft im allgemeinen Schaltungen zur Einstellung von drei Strompegeln bei induktiven Lasten wie elektromagnetisch betätigten Vorrichtungen, insbesondere bei Spulen von Kraftstoffeinspritzeinlagen für Verbrennungsmotoren, im Hinblick auf die weitgehende Herabsetzung der Leistungsaufnahme bzw. des Stromverbrauchs.

Die US-Patentschrift Nr. 3 728 678 offenbart Steuerschaltungen für Kraftstoffeinspritzanlagen, bei welchen der Strom so gesteuert wird, daß zuerst die Spannung an der Einspritzspule geregelt wird, bis sich Strom aufgebaut hat, um den Einspritzanker zu öffnen oder zu "ziehen" und dann den Strom auf Haltestrompegel zu regeln, der höher liegt, als ein Schließ- oder "Abfallstrom", jedoch beträchtlich unterhalb des Öffnungsstrompegels. Diese Steuerschaltungen sorgen für die öffnungs- und Schließzeiten der Einspritzdüse und damit auch für den in diesen Zeiten zugeführten Kraftstoff, wobei sich im wesentlichen eine Unabhängigkeit von Schwankungen der Stromversorgung sowie Schwankungen des Spannungsabfalls an den einzelnen Baugruppen der Leistungsstufe ergibt.

Wird jedoch zuerst die Spannung und dann der Haltestrom geregelt, dann entsteht an der Leistungsstufe ein Spannungsabfall ent-

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sprechend der Differenz zwischen der Spannung der Stromversorgung und der Spannung an den Einspritzdüsen. Daher nimmt die Leistungsstufe Strom auf und muß ihn auf einem Pegel verbrauchen, der einerseits mit der Anzahl der gleichzeitig gesteuerten Einspritzdüsen und andererseits mit dem zur Betätigung einer jeden Einspritzdüse erforderlichen Strom ansteigt. Damit erhöhen sich auch Wärmeabfuhr und dadurch auch die Bereiche für die diesen Leistungsstufen zugeordneten Kühlbleche und Temperaturen bis zu einem Punkte an welchem das Kühlblech oder der Kühlkörper häufig größer ist als alle anderen Bauteile der zu den Einspritzdüsen führenden elektronischen Steuerung. Außerdem verringern die durch die Wärmeableitung erzeugten Temperaturzyklen die Lebensdauer, während sie die Montagekosten der Halbleiterelemente erhöhen, aus welchen die Leistungsstufe besteht. Daher ist es zweckmäßig, die durch die Leistungsstufe verbrauchte Leistung zu verringern.

Das US-Patent 3 54 9 955 zeigt eine Schaltung zur Verringerung des Stromverbrauches .durch eine mit voller Kraft laufende Leistungsstufe, so daß ein sehr geringer Spannungsabfall an ihr auftritt, bis ein Anzugsstrompegel abgegriffen wird, welche die Leistungsstufe in einen Umschaltzustand versetzt, wo sie weder voll angeschaltet noch abgeschaltet ist, um einen Anzugsstrompegel zu halten, der höher liegt als der Äbfallpegel. Insbesondere wird der Strom abwechselnd bis auf einen oberen Anzugspegel verstärkt, der höher liegt als der Äbfallpegel und kann dann langsam über die Magnetspule auf einen niedrigeren Anzugspegel abklingen, der noch immer über dem Abfallpegel liegt. Anschließend wird die Leistungsstufe wieder auf Vollast geschaltet, bis wieder

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der obere Anzugspegel abgegriffen wird.

Das US-Patent 3 896 346 offenbart eine Steuerschaltung für induktive Lasten von der Art des Patents Nr. 3 54 9 955, bei dem jedoch der Stromverbrauch weiter dadurch herabgesetzt wird, daß die Energie des zusammenbrechenden Magnetfeldes einem Energiespeicher in der Form der Stromversorgung oder einer zweiten Magnetspule zugeführt wird.

Unter Anführung des Patents 3 54 9 955 macht das US-Patent 4 546 eine Solenoidsteuerschaltung mit einem kapazitiven Taktgeber bekannt, um die Steuerspannung für feste Zeitabschnitte zwischen jeder Anschaltung des Haltestromes abzuschalten.

Um den Stromverbrauch oder die Leistungsaufnahme weitgehend herabzusetzen, müssen die durch die Schaltungen der vorerwähnten Patente bewirkten Abklinggeschwindigkeiten der Schaltungsweise genügend langsam sein, um den Strom über dem Abfallpegel zu halten, solange die Leistungsstufe abgeschaltet ist. Ein Einsatz dieser Schaltungen in der Steuerung einer Kraftstoffeinspritzanlage würde die Abschaltzeit der Einspritzdüse und damit die durch sie abgegebene Kraftstoffmenge von dem Zeitpunkt in der Ausschwingperiode abhängig machen, zu welchem die Einspritzdüse geschlossen werden soll. Wenn z.B. der Befehl für das Ende der Einspritzdüsenarbeit mit dem Augenblick zusammenfällt, in welchem der Strom den oberen Anzugspegel übersteigt, wäre die Schließzeit die Zeit, die erforderlich ist, den Strom auf den unteren

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ünsugspegel abzusenken plus der Zeitspanne_F die erforderlich ist, ihn von diesem Pegel auf den Äbfallpegel abzubauen» Wenn das Ende des Betätigungsbefehls mit dem Zeitpunlct zusammenfiele, in welchem der Strom· unter den unteren Änzugspegel abfällt _t dann xfäre die Schließzeit genau die Zeitspanne„ die erforderlich ist, daß der Strom auf den Abfallpegel abgebaut wird.

Die Verwendung von Schaltungen nach den vorstehend erwähnten Patenten sur Steuerung eines Kraftstoffeinspritzventils würde daher nicht allein die Schwankungen der Öffnungszeiten bedingen, die durch die Schaltungen der vorstehend gekennzeichneten Reddy-Fälle vermieden werden,sondern würde auch Schwankungen der Schließzeiten einführen, die einen erheblichen Teil der durch diese Schaltungen abgeschafften Schwankungen wieder aufheben würde.

Somit besteht die Aufgabe der Erfindung darin, eine verbesserte Schaltung zu schaffen, in welcher der Magnetspulenstrom über einem Abfallpegel dadurch gehalten wird, daß die Leistungsstufe zwischen Vollast und Aus umgeschaltet wird, um die Leistungsaufnahme herabzusetzen, worauf die Schließzeit unabhängig von der Ausschwinggeschwindigkeit gehalten wird, die mit einer solchen Haltepegelumschaltung verbunden ist.

Die erfindungsgemäße Schaltung spricht auf einen Steuerimpuls zur Einstellung von drei Strompegeln in der Spule einer elektromagnetisch betätigten Vorrichtung an. Sie umfaßt steuerbare Schalteinrichtungen zur Verbindung der Spule mit einer Stromver-

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sorgung, damit der Strom durch die Spule fließen kann, um normalerweise auf einen ersten Pegel anzusteigen, der über dem Auslösepegel liegt sowie, um abwechselnd die Stromversorgung an- und abzuschalten, um die Beaufschlagung der Vorrichtung mit einem Haltestrom aufrechtzuerhalten, der sich zwischen einem zweiten und dritten Pegel bewegt, wobei die Schaltung außerdem Vorrichtungen zur Erzeugung von Bezugssignalen, für die Erzeugung von sich in Abhängigkeit vom Strom in der Spule ändernden Stromabtastsignalen sowie einen Vergleichskreis umfaßt, welcher die Bezugs- mit den Stromabtastsignalen vergleicht, um zwei Pegel von Ausgangssignalen für die Steuerung der Schalteinrichtung zu erzeugen. Erfindungsgemäß gibt die Vorrichtung zur Erzeugung von Bezugssignalen ein erstes Bezugssignal und ein zweites Bezugssignal für den ersten und dritten Strompegel ab, und ferner arbeitet ein Flip-Flop in Abhängigkeit vom Erreichen des ersten Strompegels, um die Stromabtastsignale zu modifizieren, so daß der zweite Strompegel am Eingang des Vergleichskreises ein Stromabtastsignal erzeugt, das gleich dem des durch den ersten Strompegel erzeugten Stromabtastsignals ist. Vorzugsweise erfolgt, der Abfall der Strompegel in Abhängigkeit vom Ausgangssignal, das durch den Vergleichskreis erzeugt wird, wenn der Spulenstrom den zweiten Pegel übersteigt. Die erfindungsgemäße Schaltung kann auch eine an den Flip-Flop angekoppelte Zeitverzögerungsvorrichtung umfassen, um den Abfall des Spulenstromes zu verzögern, wenn er auf den ersten Pegel mit einer Geschwindigkeit ansteigt, die zu schnell ist,um die elektromagnetisch betätigte Vorrichtungen zu beaufschlagen. Bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel sind Einrichtungen vorgesehen, um die Spule

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an einen Strompfad mit langsamer AusSchwinggeschwindigkeit während der Perioden anzukoppeln, um die Spule vor dem Ende des Steuerimpulses von der Stromversorgung abzukoppeln sowie um die Spule am Ende des Steuerimpulses an einen Strompfad mit schneller Ausschwinggeschwindigkeit zu legen- Zweckmäßigerweise umfaßt die Kopplungsvorrichtung für die Spule einen Silizium — gesteuerten Gleichrichter, der durch eine momentane Anschaltung des Leistungsschalters am Ende des Steuerimpulses abgeschaltet wird»

Die Erfindung ist nachstehend näher erläutert. Alle in der Beschreibung enthaltenen Merkmale und Maßnahmen können von erfindungswesentlicher Bedeutung sein. Die Zeichnungen zeigen:

Figur 1 ein Blockschaltbild einer Motorsteuerung in der Form der Steuerung einer Kraftstoffeinspritzung unter Verwendung von einem oder mehreren umgesetzten motorabhängigen Parametern zur Steuerung der Impulsdauer des einem Verbrennungsmotor eingespritzten Kraftstoffes,

Figur 2 einen Stromlaufplan eines Ausführungsbeis.piels der Erfindung^

Figur 3 bestimmte Wellenformen in Zeitkoordinaten für die Arbeitsweise des Äusführungsbeispiels der Figur 2,

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Figur 4 einen Stromlaufplan eines zweiten Ausführungsbeispiels der Erfindung.

Die erfindungsgemäße Schaltung kann in Verbindung mit einem Induktionsgerät verwendet werden, welches die genaue Steuerung seiner Arbeitsweise oder Beaufschlagung mit minimalem Leistungsbedarf erfordert. Eine solche Anwendung ist die Steuerung eines oder mehrerer elektromagnetisch betätigter Kraftstoffeinspritzventile, um einzelne, gleichzeitige oder Gruppen von Kraftstoffeinspritzimpulsen gesteuerter Dauer für bestimmte Kraftstoffeinspritzleitungen eines Verbrennungsmotors zu erzeugen.

Eine solche Kraftstoffeinspritzanlage kann nach der Art des Blockschaltbildes der Figur 1 aufgebaut sein. Eine erfindungsgemäße Steuerschaltung 10 für die Einspritzdüse spricht auf Einspritzdüsenbetätigungssignale an, die von einer Kraftstoffeinspritzsteuerung 12 erzeugt werden, um eines oder mehrere Einspritzventile 14 so zu steuern, daß eine genaue Menge von Kraftstoff in eine entsprechende Kraftstoffeinlaßleitung eines Verbrennungsmotors 16 eingespritzt wird. Die Betätigungssignale für die Einspritzdüse werden in Abhängigkeit von einem oder mehreren motorabhängigen Parametern berechnet, die vom Motor 16 über einen oder mehrere Motormeßwertwandler an die Kraftstoffeinspritzsteuerung 12 gelangen, wobei diese Meßwertwandler beispielsweise ein Drehzahlwandler 18 sein kann,ein Ansaugdruckwandler 20, ein Motortemperaturwandler 22 oder ein Meßfühler 24 für den harten Lauf des Motors.

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Die Kraftstoffeinspritζsteuerung 12 kann nach den US-Patenten 3 734 068 und RE 29 060 von Reddy vom 22» Mai 1973 und 7. Dezember 1976 sein, auf die hier Bezug genommen wird. Wie dort näher ausgeführt ist,, wird während eines Motortaktes ein Kondensator in Abhängigkeit von einem motorabhängigen Parameter wie die Länge eines von einem Drehzahlwandler 18 erzeugten drehzahlabhängigen Triggersignals auf einen Startwert aufgeladen« Beim nächsten Motortakt wird der Kondensator mit einer Sägezahnspannung aufgeladen, deren Steilheit in Abhängigkeit von einem durch einen Temperaturwandler 22 erzeugten Temperatursignal verändert werden kann. Eine Vergleichsschaltung vergleicht dann die Größe dieser Sägezahn- oder Rampenspannung mit einem Bezugssignal in der Form eines Drucksignals, das durch einen Druckwandler 20 erzeugt wird, der nach der US-Patentanmeldung 7 039 400 vom 16. November 1976 von Reddy ausgelegt sein kann. Die Vergleichsschaltung erzeugt ein Einspritzdüsenbetätigungssignal T_p, dessen Dauer zu Beginn des zweiten Motortaktes anfängt und endet, wenn die Sägezahnspannung das Bezugsdrucksignal übersteigt. Das Einspritzdüsenbetätigungs- oder Auslösesignal kann weiter nach dem Patent 3 789 816 verändert werden, in welchem ein durch einen Rauhtiefenfühler erzeugtes Rauhtiefensignal verwendet wird, wobei der Rauhtiefenmeßfühler nach der Patentanmeldung 7 029 317 vom 4. Oktober 1976 von Reddy ausgelegt sein kann»

Das Kraftstoffeinspritzventil 14 kann nach dem US-Patent 4 030 668 vom 21. Juni 1977 gestaltet sein, das hier ausdrücklich mit angezogen wird. Das dort beschriebene Kraftstoffeinspritzventil umfaßt eine elektromagnetische Spule, die bei ent-

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sprechender Erregung eine bewegungsauslösende magnetomotorische "elektromagnetische Kraft" an einen Anker eines beweglichen Stellgliedes mitteilt. Das Stellglied wird gegen den Druck einer Schließfeder von einer Schließstellung, in welcher ein durch das Stellglied geführter Ventilkopf auf einem Ventilsitz aufliegt, in eine offene Stellung bewegt, in welcher ein radialer Absatz des Stellgliedes an einer Radialfläche anliegt, die gegenüber dem Ventilkörper oder Ventilgehäuse feststeht., in welchem das Stellglied hin und her läuft.

Figur 2 zeigt ein Ausführungsbeispiel der Erfindung, deren Arbeitsweise anhand der in Figur 3 gezeigten Wellenformen erläutert wird.

Die Wellenform 3a in Figur 3 stellt ein Einspritzdüsenbetätigungssignal T dar, dessen Länge zur Steuerung des öffnens und Schließens von einer oder mehreren Kraftstoffeinspritzdüsen dehnt. Die Wellenform 3b zeigt das Anlegen einer geregelten Spannung Vp oder einer nicht geregelten Spannung B+ an eine Seite einer Magnetspule einer Kraftstoffeinspritzdüse. Die Wellenform 3c zeigt den die Magnetspule durchfließenden Strom, wobei i_Q der Strom ist, bei welchem sich der Einspritzdüsenanker von seiner Schließstellung in seine offene Stellung bewegt, i_ der Strom ist, der etwas stärker ist als der Strom, bei welchem die Einspritzdüse immer voll öffnet, I der untere Pegel des Haltestroms ist, der etwas höher liegt als der Strompegel, an welchem der Einspritzdüsenanker beginnt abzufallen, und I„„ der höhere

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Pegel des Haltestroms ist, der den unteren Haltestrompegel über-

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steigtο C₁ ist die effektive oder mittlere Abfallkonstante des Stromabfalls von I_TT„ und I„_T , und Cl ist die effektive Äbfall-

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konstante beim Abfall oder Rückkehr des Einspritzdüsenankers von seiner offenen in seine Schließstellung»

Im Äusführungsbeispiel der Figur 2 stellt L1 die Magnetspule eines oder mehrerer elektromagnetischer Kraftstoffeinspritzventile 14 dar. Ein erster Schalter in der Form eines NPN-Leistungstransistors Q1 verbindet eine Seite A der Spule L1 mit einer ersten Gleichstrqmleitung 30, die hier an die Hochspannungsseite oder an B+ einer entsprechenden Stromversorgung geführt ist. Eine Einrichtung zum Abgreifen des Spulenstromes in der Form eines Widerstandes R1 verbindet die andere Seite B der Spule L1 mit einer zweiten Gleichstromleitung 32, die hier an die Massenseite der Stromversorgung geführt ist. Zwischen der Masseleitung 32 und der Spulenseite A ist eine steuerbare Spulenstromabbauvorrichtung in der Form eines in Reihe geschalteten NPN-Transistors Q2 und einer in einer Richtung wirkenden Diode D1 geschaltet.

Bei Durchsteuerung schließt der Leistungstransistor Q1 einen ersten Stromkreis über die Spule L1, den Abtastwiderstand R1, B+, die Leitung 30 sowie die Emitter-Kollektorverbindung von Q1. Liegt keine Spannung an, dann unterbricht der Leistungstransistor Q1 diesen ersten Strompfad. Bei Durchsteuerung schließt der Transistor Q2 einen zweiten Stromkreis über die Spule L1, den Äbtastwiderstand R1, die Masseleitung 32, den Kollektor-Emitterpfad des Transistors 02 sowie die Anoden-

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Kathodenverbindung der Diode D1. Liegt keine Spannung an, so sperrt der Transistor Q2 diesen zweiten Strompfad.

Damit während des Anliegens eines Betätigungssignals für ein Einspritzventil TP (Figur 3a) an der Klemme C sowohl der Leistungstransistor Q1 als auch der Abbautransistor Q2 durchsteuern, ist die Klemme T über einen Eingangswiderstand R2 an die Basis eines NPN-Eingangstransistors Q3 sowie über einen anderen Eingangswiderstand R3 an die Basis eines weiteren NPN-Eingangstransistors Q4 geführt. Der Kollektor von Q3 ist an die Leitung 30 B+ über zwei in Reihe geschaltete Widerstände R8 und R9 angekoppelt, und ein Knotenpunkt D zwischen beiden Widerständen ist über einen Widerstand R10 an den nicht invertierenden Eingang einer Vergleichsschaltung CP1 verbunden. Einer Zener-Diode 21, deren Anode an den Knotenpunkt D und deren Kathode an die Leitung 30 B+ gelegt ist, arbeitet solange das Einspritzventilbetätigungssignal TP an der Basis Q3 anliegt, um die Spannung am Knotenpunkt D an eine Bezugsspannung von B+ minus der Abbruchsspannung der Zener-Diode Z1 anzuklammern. Der Emitter von Q4 ist bei 32 an Masse geführt, und sein Kollektor über zwei in Reihe geschaltete Widerstände R4 und R5 mit der Leitung B+ verbunden, und ein Knotenpunkt E zwischen den beiden Widerständen ist an die Basis eines PNP-Transistors Q5 angeschlossen. Der Emitter von Q5 ist an die Leitung 30 B+ gekoppelt, und sein Kollektor über einen Widerstand R6 an die Basis des Transistors Q2 geführt, und von dort aus über einen Widerstand R7 an den Punkt A. Ein Einspritzdüsen- oder Einspritzventilbetätigungssignal TP steuert die Transistoren Q3 und

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Q4 durch, wobei "Q4 die Transistoren 02 und 05 ansteuert, die Sättigungsspannung erreichen, wenn immer die Spannung an der Spulenseite A genügend weit unterhalb der an der Spulenseite B liegt.

Die Vergleichsschaltung CP1 kann ein herkömmlicher Rechenverstärker wie eine Diodenvierervergleichsschaltung 2901 sein, die hohe und niedrige Ausgangspegel erzeugt, (hier B+ und OV), wenn die am nicht invertierenden Eingang anliegende Spannung entsprechend größer oder kleiner ist als die Spannung am invertierenden Eingang. Im Ausführungsbeispiel der Figur 2 sind die Spannungen am Inversionseingang und am nicht invertierenden Eingang an die Leitung B+ gekoppelt, und umfassen entsprechend die Abtast- und Bezugsspannung. Wie nachstehend näher erläutert wird, fällt die Spannung am Inversionseingang von TP1 unterhalb von B+ mit ansteigendem Strom über eine Spule L1 ab.

Die Ausgangsspannung der Vergleichsschaltung CP1 gelangt über einen Rückführungswiderstand R11 an.den Inversionseingang von TP1 zurück und wird über einen weiteren Widerstand R12 an die Basis eines ersten PNP-Steuertransistors Q6 angekoppelt. Der Kollektor von Q6 liegt über die Masseleitung 32 an Masse und sein Emitter ist über die in Reihe geschalteten Widerstände R13 und R14 an die Leitung 30 B+ gekoppelt, um am Knotenpunkt F zwischen beiden Widerständen die Basis eines zweiten PNP-Steuertransistors Q7 entsprechend vorzuspannen. Ein€Zener-Diode Z2, deren Anode an den Emitter von QI an der Spulenseite A und deren Kathode an die Leitung 30 B-I- über den Widerstand R14 ge-

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führt ist, schützt beide Transistoren Q1 und Q7 gegen möglicherweise schädliche Gegenspannungen, die durch Induktionsstöße ausgelöst werden, wenn der Transistor Q1 den ersten Strompfad zur Spule L1 sperrt.

Der Ausgang der Vergleichsschaltung CP1 ist auch mit dem Löscheingang R eines Flip-Flops FF1 verbunden, der einen Punkt im Schaltkreis darstellt, welcher auf das Erreichen des Spitzen-Stromes anspricht. Der Schalteingang S des Flip-Flops FF1 ist über einen Kondensator C1 an die Klemme C für die Einspritzventilbetätigung gekoppelt und erzeugt in Abhängigkeit von einem positiv verlaufenden Eingangssteuersignal sowohl ein hochpegeliges Ausgangssignal an einer Ausgangsklemme Q als auch ein niederpegeliges Ausgangssignal an einer "zweiten Ausgangsklemme Q*. Der niederpegelige Ausgang Q* von FF1 ist an die Basis eines PNP-Transistors Q8 geführt, dessen Emitter an die Leitung 30 B+ gelegt ist. Der Kollektor Q8 ist an den Inversionseingang der Vergleichsschaltung CP1 über zwei in Reihe geschaltete Widerstände R15 und R16 gekoppelt, und der Knotenpunkt G zwischen beiden Widerständen ist über einen Widerstand R17 an die Leitung 30 B+ geführt.

Die genauen Werte des Spannungsabfalls an den Widerständen R15 und R16 bewirken, daß die Vergleichsschaltung CP1 von einem Ausgangspegel.auf den anderen umschaltet, der durch die Relativwerte der Widerstände R10 und R11 und der an ihnen anstehenden Spannung bestimmt wird. Diese Punkte können unter Annahme einer

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B+ = 14V, R1O = 10k Ohm, R11 = 100 k Ohm und einer Zener-Abbruchsspannung von 5,6 V für Z1 berechnet werden.

Bei einem Nullausgangspegel von CP1, der zum Schließen des ersten Strompfades zur- Spule L1 vorhanden sein muß, beträgt die Spannung an den Widerständen R10 und R11 B+ - Äbbruchsspannung der Zener-Diode Z1„ Die daraus am nicht invertierenden Eingang von CP1 entstehende Bezugsspannung liegt daher um eine Größe unter 14 V, die gleich ist der Differenz zwischen 14V und der mit 0,9, dem Verhältnis der Widerstände R10/R10 -5- R11 multiplizierten Zener-Abbruchsspannung oder 14V- (14 - 5,6) . 0,9 = 14 7,6 = 6,4 V. Bei einem hochpegeligen Ausgangssignal von CP1 von 14 V, der anliegt, um den ersten Strompfad zu sperren, fällt die Spannung an den Widerständen R10 und R11 auf 5,6 V ab, die, wenn sie mit dem Widerstandsverhältnis von 0,9 für R10/R10 +R11 multipliziert werden, eine zweite Bezugsspannung von etwa 5,1 V unterhalb von B+ an der nicht invertierenden Eingangsklemme von CP1 ergeben.

D.h., die Größe des Rückführungswiderstandes R11 wirkt mit der Größe des Eingangswiderstandes R10 und den Größen der beiden verschiedenen Ausgangspegel von CP1 (hier 0 und B+) zusammen, um die Bezugsspannung am nicht invertierenden Eingang von CP1 zwischen 6,4 V unterhalb von B+ (wenn das Ausgangssignal CP1 Null ist) und 5,1 V unterhalb von B+ (wenn das Ausgangssignal von CP1 14 V ist) zu verändern.. Wenn ein Widerstand RI5 parallel zu einem Widerstand R17 geschaltet ist (wie nachstehend näher erläutert wird), um den Strom einzustellen, der für den

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Spannungsabfall von B+ sorgt, bestimmten diese Bezugsspannungen sowie die zwischen ihnen auftretende "Hysterese" die Spitze des öffnungs- oder Trennungsstrompegels I„ (Figur 3c) sowie den unteren Pegel des Haltestroms I₁₁₁. und auch die Differenz zwischen ihnen. Diese Bezugsspannungen bestimmen auch den höheren Pegel des Haltestrompegels I sowie auch den unteren Haltestrompegel I„_T und auch die Differenz zwischen ihnen, wenn der

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Widerstand R15 nicht zur Einstellung der Stromabfallspannung von B+ dient.

Um eine Spannung zu erzeugen,, die der am Abtastwiderstand R1 anliegenden entspricht, ist der Knotenpunkt G auch an den Kollektor eines NPN-Transistors Q9 angeschlossen, dessen Emitter über einen Regelwiderstand R18 an die Masseleitung 3 2 gelegt ist. Die Basis von Q9 ist an die Leitung 3 0 B+ über einen Widerstand R19 und auch an den Emitter eines PNP-Transistors Q10 angekoppelt, dessen Kollektor bei 3 2 an Masse gelegt ist. Die Basis von Q10 ist an den Stromabtastwiderstand R1 an der Spulenseite B angeschlossen, und der Basis-Emitter-Spannungsabfall an Q10 ist so gewählt, daß er den Basis-Emitter-Abfall an Q9 umkehrt.

Wenn die Einspritzventile öffnen, wirken die Transistoren Q9 und Q10 mit den Widerständen R15 und R17 zusammen und entwickeln einen sehr schwachen Strom, der am Widerstand R18 eine Spannung erzeugt, welche die Spannung darstellt, die sich am Stromabtastwiderstand R1 mit einem viel stärkeren Steuerstrom für die öffnung des Einspritzventils entwickelt. Nach öffnung

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der Ventile geht der Strom auf Haltestromstärke zurück, damit sie offenbleiben„ die Transistoren Q9 und Q10 arbeiten mit den Widerständen R17 und R18 zusammen, um einen zweiten sehr schv;achen Strom zu erzeugen, der am Widerstand R18 eine Spannung entwickelt, welche die Spannung darstellt, die am Widerstand Rl mit einem viel stärkeren Haltestrom für die Einspritzdüsen anliegt. Angenommen, die einzelnen Einspritzventile brauchen einen Spitzenstrom von 1,5 A für das öffnen und einen Strom von 0,4 A zur Offenhaitung_f dann würde ein Spannungsabfall von 0,15 V am Abtastwiderstand R1 von 0,1 Ohm durch den Spitzenöffnungsstrom Ip von 1,5 A und 0,04 V durch den Haltestrom von 0,4 Ä entstehen. Angenommen, die Schaltung der Figur 2 steuert gleichseitig 8 Einspritzventile, dann würde ein Gesamtöffnungsstrom von 12A und ein Gesamthaitestrom von 3,2 A entsprechende Spannungsabfälle am Widerstand R1 von ca. 1,2 V und 0,32 V mit entsprechenden Spannungsabfällen am Widerstand 18 entstehen.

Die Größe des Widerstandes R18 ist so eingestellt, daß der Spitzenstrom I_p bei vorgespanntem Transistor Q8 über den Widerstand R18 einen Spannungsabfall an dem zum Widerstand R17 parallel geschalteten Widerstand R15 erzeugt, der gerade den Spannungsabfall von 6,4 V am nicht invertierenden Eingang von CP1 übersteigt. Gegeben seien die Werte der Widerstände R15 und R17 mit 5000 Ohm bzw. 10.000 Ohm sowie eine Abbruchspannung der Zener-Diode Z1 mit 5,6 V, wobei dieser Spannungsabfall von 6,4 V am nicht invertierenden von CP1 bei Division durch den Parallelwiderstand von R15 und R17 von 3,3 k Ohm einen Strom in den Parallelwiderständen von etwa 1,53 mA erzeugen

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würde. Um dann den durch den Spitzenöffnungsstrom von 12 A am Widerstand R1 erzeugten Spannungsabfall von 1,2 V an diese 1,93 inA am Widerstand R18 anzupassen, müßte der Wert von R18 auf etwa 126 Ohm eingestellt werden.

Nachdem der Spitzenöffnungsstrom durch die Vergleichsschaltung CP1 abgegriffen worden ist (nähere Einzelheiten s.u.), löscht das daraus entstehende hochpegelige Ausgangssignal den Flip-Flop FF1. Der hochpegelige Ausgang Q* unterbricht den Stromfluß über den Widerstand R15 und bewirkt, daß der Widerstand R17 sowohl die Abtastspannung am Inversionseingang von CP1 als auch die Größe des Stromes im Widerstand R18 ermittelt, der den höheren und niederen Pegeln des Haltestromes zugeordnet ist. Der Widerstand R17 verringert den Strom aaf 0,51 mA, der erforderlich ist, den jetzt vorhandenen Spannungsabfall von 5,1 V am nicht invertierenden Eingang von CP1 zu übersteigen, und diese 0,51 mA wiederum erzeugen einen Spannungsabfall von ca. 0,32 V am Widerstand R18, der einem niedrigeren Pegel des Haltestroms von ca. 3,2 A entspricht.

Im Betrieb des in Figur 2 dargestellten Ausführungsbeispiels werden vor dem. Beginn eines Betätigungssignals TP für die Einspritzventile die Transistoren Q3 und Q4, und über Q4, die Transistoren Q2 und Q5 abgeschaltet. Ehe der Flip-Flop FF1 durch die Auslösung eines Betätigungssignals TP für die Einspritzventile angesteuert wird, erzeugt er an seinem Ausgang Q* eine hohe Spannung, wodurch Q8 sperrt. Bei einer über die Widerstände R9 und R10 an den nicht invertierenden Eingang von

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TP1 angekoppelten Spannung 3+ steuert dieser Eingang ein von der Vergleichsschaltung TPl erzeugtes hochpegeliges Ausgangssignal,, wodurch die Transistoren Q6, Q7 und Q1 sperren. Fließt kein Strom über den Abtastwiderstand R1, so sperren die Transistoren Q10 und Q9₇ wodurch im wesentlichen kein Strom über den Widerstand R17 abgezogen wird.

Gleichzeitig mit der Auslösung eines Betätigungssignals TP für die Einspritzventile wird die positive Anstiegsflanke dieses Signals durch den Kondensator C1 differenziert, um einen Einstellimpuls an den Anschalteingang S des Flip-Flops FF1 abzugeben. Das darauf am Ausgang Q* des Flip-Flops FF1 entstehende niederpegelige Signal steuert den Transistor Q8 an, so daß die Spannung am Knotenpunkt G für den Eingang der Vergleichsschaltung CP1 gleich der Spannung B+ an der Leitung 30 minus der Spannung ist, die sich an der Parallelschaltung der Widerstände R15 und R17 entwickelt. Jedoch unmittelbar nach der Auslösung des Signals TP liegt die Spannung am Inversionseingang noch nahe an B+, während die Spannung am nicht invertierenden Eingang von CP1 auf den Pegel abgefallen ist, der B+ minus der Zener-Abbruchsspannung entspricht. Die höhere Spannung am Inversionseingang CP1 bewirkt dann, daß diese Vergleichsschaltung ein niederpegeliges Ausgangssignal erzeugt, um den Transistor Q1 über die Transistoren Q6 und Q7 anzusteuern.

Wenn sich der Strom an der Spule L1 bis zum Spitzenöffnungsstrom Ip von 12A aufbaut, baut sich auch der die Widerstände R1 und R18 durchfließende Strom auf. Wenn der Strom in R18

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1,73 mA übersteigt, erzeugt er einen Spannungsabfall an den Widerständen R15 und R17, der größer ist als 6,4 V, wodurch die Spannung am Knotenpunkt G für den Inversionseingang von CP1 unter den Pegel abfällt, der an der nicht invertierenden Klemme von CP1 anliegt. Bei größerer an seinem nicht invertierenden Eingang anliegenden Spannung erzeugt die Vergleichsschaltung CP1 ein hochpegeliges Ausgangssignal, wodurch der Transistor Q6 und über diesen die Transistoren Q7 und Q1 sperren.

Wenn das Ausgangssignal von CP1 hochpegelig wird, löscht es den Flip-Flop FF1, der ein hochpegeliges Ausgangssignal an seiner Klemme Q* erzeugt und damit den Transistor QS sperrt. Bei gesperrtem Transistor Q8 entwickelt der Widerstand R17 einen Spannungsabfall von B+ am Inversionseingang von CP1, wobei er weniger Strom'aufnimmt, da der Widerstand R15 nicht mehr zum Widerstand R17 parallel geschaltet ist.

Bei abgeschaltetem Transistor Q1 ist der erste Strompfad zur Spule L1 gesperrt, damit der Strom in ihm abfallen kann und damit die in L1 induzierte Spannung zur Gegenspannung entwickelt werden kann, so daß die Seite B gegenüber der Seite A positiv ist.

Da jetzt der Kollektor niederpegeliger ist als die Basis, stellt der früher durchsteuernde Transistor Q5 an R7 einen Vorspannungs- oder Sperrkreis zur Basis von Q2 her. Da jetzt am Emitter eine niedrigere Spannung anliegt als an der Basis, stellt der vorher durchsteuernde Transistor Q2 jetzt den zweiten Strompfad her, um Strom von der Masseleitung 32 über die Diode D1, die

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Spule L1 und den Äbtastwiderstand R1 zuzuführen»

Die effektive Impedanz für den über diesen zweiten Strompfad ausschwingenden Strom beträgt etwa 0,3 Ohm und stellt den Parallelschaltung swert eines Innenwiderstandes von 2,3 Ohm für jedes der acht parallel geschalteten Einspritzventile plus 0,016 Ohm dar, die durch 12 A am Transistor O2 und der Diode D1 bei einem Spannungsabfall von 0,2 V am Transistor und 0,1 V an der Diode erzeugt werden. Dividiert man diese Effektivimpedanz von 0,316 Olim durch den Ersatzwert von 1,67 mH einer Induktivität von acht parallel geschalteten Einspritzventilen mit Werten von 3,25 mH für jedes Ventil, so ergibt sich die festgelegte Ausschwingzeitkonstante L/R von C₁ für diese Schaltung bei etwa 5,3 Millisekunden; damit ist die Zeit festgelegt, die erforderlich ist, von einem bekannten Pegel auf einen anderen abzufallen.

Der Spulenstrom fällt im wesentlichen mit dieser Geschwindigkeit von 12 A auf den unteren Haltestrompegel I„_T von ca 2,3 A ab,

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wobei die am Inversionseingang von CP1 über den Widerstand R17 her anliegende Spannung niedriger ist als der jetzt herrschende Spannungsabfall von 5,1 V am nicht invertierenden Eingang von CP1 . Um 5,1 V am Widerstand R17 von 10 k Ohm zu entwickeln, sind etwa 0,51 mA erforderlich, wodurch sich ein Spannungsabfall von 0,32 V an R18 ergibt.

Wenn der Einspritzventilstrom gerade unter 3,2 A abfällt, verringert sich der Spannungsabfall im Inversionseingang von CP1 über R17 unter den Wert von 5,1 V, auf den der nicht in-

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vertierende Eingang von CP1 abgefallen ist, so daß die Spannung am Inversionseingang von CP1 höher ist als am nicht invertierenden Eingang. Da nun der Inversionseingang steuert, erzeugt die Vergleichsschaltung CP1 wieder ein Ausgangssignal mit Nullpegel, wodurch der Transistor Q1 über die Transistoren Q6 und Q7 angesteuert wird und die Bezugsspannung am nicht invertierenden Eingang von CP1 auf einen Spannungsabfall von 6,4 V von B+ erhöht.

Dann steigt der Einspritzventilstrom wieder an, bis wieder 6,4 V über den Widerstand R17 am Inversionseingang von CP1 erreicht werden. Dieser Spannungsabfall wird durch 0,64 mA am Widerstand R17 ausgelöst, der einen Abfall von ca. 0,4 V am Widerstand R18 bewirkt. Ein Abfall von 0,4 V am Widerstand R18 entspricht einem ähnlichen Spannungsabfall am Widerstand Rt und damit einem Einspritzventilstrom von 4 A.

Anschließend läuft der Einspritzventilstrom periodisch zwischen dem unteren und oberen Pegel des Haltestroms von 3,2 und 4A hin und her, bis das Betätigungssignal CP für die Einspritzventile abgeschaltet ist. Zu diesem Zeitpunkt besitzt der Einspritzventilstrom einen unbekannten Wert zwischen 3,2 und 4A Wäre der zweite Strompfad noch beaufschlagt, dann würde der Spulenstrom eine unbekannte Zeit bis zu einer Millisekunde erfordern, um unterhalb des unteren.Haltestrompegels von 3,2 A abzufallen. Da eine Unsicherheit von bis zu 1 Millisekunde in der Schließzeit des Einspritzventils die für die Kraftstoffeinspritzung erforderliche Genauigkeit beeinträchtigen würde, wird

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der zweite Strompfad somit sofort am Ende des Betätigungsimpulses für das Einspritzventil gesperrt, damit die Spule Versorgungsstrom über einen viel schneller arbeitenden Abbaukreis mit einer Zener-Diode Z2 anfordern muß. Bei einer gegebenen Abbruchsspannung von 33 V der Zener-Diode Z2 bietet diese Zener-Diode einem Haltestrom von 4A einen Wirkwiderstand von etwa 8 Ohm. Vereinigt man diese effektiven Widerstände mit dem Ersatzinnenwiderstand von 0,3 Ohm der acht Einspritzventilspulen von je 2,3 Ohm, so ergibt sich ein Gesamtwirkwiderstand von 8,3 Ohm. Dividiert man die effektive Induktivität von 1,67 mH von acht Einspritzventilspulen mit 13,25 mH, so ergibt sich eine L/R-Abfallzeitkonstante -C₂ ^{von ca}° °?² Millisekunden. Diese Äbfallkonstante T"- von 0,2 Millisekunden ist über das Zwanzigfache schneller als die Äbfallkonstante ₁ des zweiten Strompfades und schaltet in wirksamer Weise Schließzeitschwankungen als ein Faktor für verminderte Genauigkeit der Kraftstoffeinspritzung aus.

Bei dem zweiten Ausführungsbeispiel der Erfindung (Figur 4) ist der Stromabtastwiderstand R1 auf der Seite B+ eines jeden Einspritzventils angeordnet, so daß die Spannung am Äbtastwiderstand gegenüber B+ anstatt gegenüber Masse gemessen wird. Um auch den Leistungsverlust sowie die zusätzliche Wärme bei der Steuerung des Stromabbautransistors Q2 niedrig zu halten, ist dieser Transistor durch einen siliziumgesteuerten Gleichrichter SCR 1 ersetzt, der keine ununterbrochene Ansteuerung, sondern eine weitere Steuerschaltung für die An- und Abschaltung braucht. Das Ausführungsbeispiel der Figur 4 umfaßt auch eine Schaltung zum Halten des Spitzenöffnungsstromes I für eine minimale

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feste Zeitspanne, um zu gewährleisten, daß die Einspritzventile das Ansteigen der Versorgungsspannungen auf Pegel wahrnehmen, bei welchen die Anstiegszeit des Stromes schneller sein kann, als die Ansprechzeit der mechanischen Einspritzventile.

Auch hier stellt die Induktionsspule L1 die Magnetspulen von einem oder mehreren elektromagnetisch betätigten Kraftstoffeinspritzventilen 14 dar, die einzeln, gleichzeitig oder gruppenweise mit Strom gesteuert werden, der von einer Leitung 30 B+ und einer Masseleitung 32 geliefert wird. Ein erster Schalter in der Form eines NPN-Transistors Q11 in Darlington-Schaltung wie ein RCA epitaxial TA 8997 ist zwischen eine Seite A der Spule L1 und die Masseleitung 32 geschaltet, und ein niederohmiger Stromabtastwiderstand R1 ist zwischen der anderen Seite B der Spule L1 und der Leitung 30 B+ angeordnet. Die Spulenseite A ist auch direkt an die Anode eines silxzxuiagesteuerten Gleichrichters SCR 1 geführt, dessen Kathode mit der Leitung 3 B+ verbunden ist. Die Spulenseite A ist auch an das Gitter oder Schalttor von SCR 1 über zwei in Reihe geschaltete Kondensatoren C2 und C3 sowie über einen Widerstand 21 an Masse 32 gekoppelt.

Wenn der Transistor Q11 während eines TP-Signals sperrt, wird der sich daraus ergebende Anstieg der gegeninduzierten Spannung an der Spulenseite A durch die Kondensatoren C2 und C3 an das Schalttor von SCR 1 übertragen, wodurch er angesteuert wird, bis er wieder durch eine folgende Beaufschlagung von Q11 abgeschaltet wird. Um sicherzustellen, daß SCR 1 nicht anschaltet, wenn

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kein Signal TP für die Einspritzventilbetätigung anliegt, ist der Knotenpunkt H zwischen den Kondensatoren C3 und C2 an den Kollektor eines NPN-Transistors Q12 gelegt und über diesen während eines Signals TP*, dem Komplementärsignal zum Signal TP, an Masse gelegt.

um abwechselnd einen ersten Strompfad von der Spulenseite A über den Transistor Q11 zur Masse 32 schließen und öffnen zu können, ist die Basis von Q11 über einen Widerstand R22 an Masse und über einen Widerstand R23 an 30 B+ gekoppelt, wobei der Widerstand R23 mit der Basis von Q11 durch den Emitter-Kollektorweg eines PNP-Transistors Q13 in Reihe geschaltet ist- Die Basis von Q13 ist mit dem Emitter eines PNP-Transistors Q14 und mit 30 B+ über einen Widerstand R24 verbunden. Der Kollektor von Q14 ist bei 32 an Masse geführt, und die Basis von Q14 ist über einen Widerstand R25 an 3 0 B+ und über einen Widerstand R26 an den Ausgang einer Vergleichsschaltung CP2 geführt.

Die Vergleichsschaltung CP2 besitzt einen Inversionseingang für die Bezugsspannung und einen nicht invertierenden Eingang für die Abtastspannung. Der Ausgang von CP2 ist über einen Widerstand R27 an den nicht invertierenden Eingang von CP2 gekoppelt, der seinerseits wieder über die in Reihe geschalteten Widerstände R28 und R29 an Masse 3 2 gelegt ist; zwischen den beiden Widerständen ist ein Knotenpunkt J vorgesehen. Die Kollektoren zweier PNP-Stromsteuertransistoren Q15 und Q16 sind an den Knotenpunkt J angekoppelt, und jeder der beiden Transistoren umfaßt einen Emitterfolgekreis mit einem NPN-

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Transistor. Der Emitter von Q15 ist über einen Festwiderstand R30 und einen Regelwiderstand R31 an 30 B+ geführt, und dies gilt auch für den Emitter von Q16, der über einen Festwiderstand R32 und einen Regelwiderstand R33 an 30 B+ angeschlossen ist. Die Basen von Q15 und Q1 6 sind über einen Widerstand R34 an Masse 32 und über den Emitter-Basisweg des Transistors 17 an die Spulenseite B geführt, wobei der Kollektor von Q17 mit 30 B+ verbunden ist. Da der Basis-Emitterspannungsabfall des Transistors Q17 dem Basis-Emitteranstieg der Transistoren Q15 und Q16 angepaßt ist, folgen deren Emitter der Spannung am Punkt B und erzeugen über die Widerstände R30 - R31 und R33 - R32 Ströme, die .sich im einzelnen direkt in Abhängigkeit vom Strom im Abtastwiderstand R1 verändern. Nach ihrer Summierung am Knotenpunkt J entwickeln die Ströme von Q15 und Q16 am Widerstand R29 eine Spannung, die sich in Abhängigkeit vom Einspritzdüsenstrom verändert. Um den Transistor Q15 wahlweise abzuschalten und seinen Durchsteuerstrom für den Widerstand R29 nach dem Erreichen des Anzugspegels I_p des Einspritzventilstroms zu sperren,wird der Emitter von Q15 über die Reihenschaltung eines Widerstandes 33 und des Emitter-Kollektorweges eines NPN-Transistors Q18 an Masse gelegt.

Der Ausgang der Vergleichsschaltung CP2 ist auch über einen Kondensator C4 und eine Diode D2 an die Basis eines NPN-Transistors Q19 eines Flip-Flops FF2 geführt, der auch einen zweiten NPN-Transistor Q20 umfaßt. (Eine weitere Stelle in der Schaltung, die auf das Erreichen des Spitzenstromes anspricht und an welche der Flip-Flop über den Kondensator C4 und die Diode D2 ange-

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koppelt werden könnte, ist der Emitter des in Darlington-Schaltung ausgelegten Transistors Q13. An dieser Schaltungsstelle steht mehr Strom und Leistung zur Verfügung als am neutralen Emitter in der Diodenviererschaltung 2901 der Vergleichsschaltung CP2.) Der Kollektor von Q19 ist über einen Widerstand R36 an die Basis von Q18 geführt, und die Kollektoren von 019 und Q20 sind über entsprechende Widerstände R37 und R38 an 30 B+ sowie über Widerstände R39 und R48 an die Basen von Q20 bzw. Q19 geführt. Die Emitter von Ql9 und Q20 sind bei 32 an Masse geführt.

Die Klemme C für die Betätigung der Einspritzventile ist über einen Kondensator C5 an den Knotenpunkt zwischen den Dioden D4 und D5 angeschlossen,die in Reihe von Masse 32 zur Basis von Q20 mitgekoppelt sind. Die Klemme C ist auch über Widerstände R40 und R41 an die Basen von NPN-Transistoren Q21 und Q22 geführt. Der Kollektor von Q21 ist über einen Kondensator C6 mit Masse 32 in Reihe geschaltet, und ein Widerstand R42 ist mit seinem Knotenpunkt an einen Widerstand R43 angeschlossen, und beide Widerstände sind mit dem Inversionseingang von CP2 verbunden. Der Kollektor von Q22 ist über einen Widerstand R44 an 30 B+ und über einen Widerstand R45 an die Basis von Q12 geführt. Ein Signal TP für die Einspritzventilbetätigung steuert den Transistor Q22 und schaltet den Transistor Q12 über den Kollektor-Emitterweg von Q22 ab. Liegt kein Signal TP für die Betätigung eines Einspritzventils an, dann erzeugt die sich daraus ergebende hohe Kollektorspannung von Q22 das Signal TP*, welches den Transistor Q12 ansteuert.

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Die Basis eines NPN-Transistors Q23 ist auch an den Kollektor von Q22 geführt und über einen Widerstand R44 an 30 B+, wobei der Kollektor von Q23 über einen Widerstand R47 mit 30 B+ und sein Emitter mit dem Kondensator C6 und dem Kollektor von Q21 verbunden ist. Liegt das TP-Signal an, dann leiten ein Widerstand R46 und der Kollektor-Emitterweg von Q22 die Basis eines PNP-Transistors Q24 an Masse 32 ab, wodurch ein Transistor Q24 angesteuert wird und die Abbruchspannung einer Zener-Diode Z4 am Inversionseingang von CP2 anliegt.

Obwohl das Torsignal von SCR 1 über den Transistor Q12 durch den Abfall des TP-Signals praktisch an Masse geführt ist, sperrt SCR 1 nicht, bis keine Gegenspannung an ihm anliegt. Um eine kurze Gegenspannung von 50 Mikrosekunden an den SCR.1 beim Abfall des TP-Signals anzulegen, wird die mit dem Abfall des TP-Signals ansteigende Kollektorspannung von Q21 über den Kondensator C6 und einen Widerstand. R43 an den Inversionseingang von CP2 geführt und löst dort einen positiven Impuls aus, der ein momentanes niederpegeliges Ausgangssignal erzeugt, welches den Transistor QI1 ansteuert. Diese kurzfristige Beaufschlagung des Transistors Q11 leitet .den Strom schnell über SCR 1 ab, wodurch dieser Gleichrichter abgeschaltet wird.

Ein weiterer Vorteil,den das Ausführungsbeispiel der Figur 4 bietet, ist eine Einrichtung, die sicherstellt, daß der Spulenstrom nicht unter den Spitzenanzugsstrom abfällt, bevor eine minimale Zeitspanne vom Beginn des Einspritzventilbetätigungssignals an verstrichen ist. Dieser Schutz ist dort zweckmäßig,

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wo die Kombination einer höher als normalen Versorgungsspannung B+ und eines langsamer ansprechenden Einspritzventils bewirken würde, daß der Spulenstrom den Spitzenanzugsstrom übersteigt und dann auf den Haltestrompegel zurückfällt, ehe die Einspritzventile praktisch geöffnet haben. Um diese Möglichkeit zu vermeiden, bleibt das Äusgangssignal von CP2 für mindestens eine Zeitspanne von 1,5 Millisekunden nach dem Beginn des Betätigungsbefehls für die Einspritzventile niederpegelig. Diese Minimalzeitspanne wird durch Taktgeber eines monostabilen Vibrators mit einem Widerstand R50 erzeugt, der 30 B+ an einen Knotenpunkt N zwischen einem Kondensator C7 und einer Diode D6 führt, die beide zwischen den Kollektor des Flip-Flop-Transistors Q20 und die Basis eines NPN-Transistors Q25 in Reihe geschaltet sind. Der Kollektor von Q25 ist über einen Widerstand R51 an 3 0 B+ geführt und über einen Widerstand R52 mit der Basis eines NPN-Transistors Q26 verbunden, dessen Emitter bei 32 an Masse gelegt ist. Der Kollektor von Q26 ist über den Kondensator C 4 mit dem Ausgang der Vergleichsschaltung CP2 gekoppelt, und der Knotenpunkt zwischen den Dioden D2-und D3 ist in Reihe zwischen Masse 32 und der Basis des Flip-Flop-Transistors Q19 mitgekoppelt.

Der Beginn eines Signals TP für die Einspritzventilbetätigung (näheres s.u.) bewirkt, daß der Flip-Flop-Transistor Q20 die eine Seite des Kondensators C7 an Masse legt. Dadurch wird der Transistor Q25 des monostabilen Vibrators kurzfristig abgeschaltet und der Transistor Q26 angesteuert, um den Ausgang von TP2 an Masse zu legen. Wenn sich der Kondensator C7 des

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monostabilen Multivibrators über den Widerstand R50 während der kurzen Zeit von 1,5 Millisekunden auflädt, übersteigt die Abtastspannung am nicht invertierenden Eingang von CP2 die Bezugsspannung am Inversionseingang von CP2, wodurch das sich ergebende hochpegelige Ausgangssignal von CP2 über den Transistor Q26 geerdet und nicht bis zum Ende der kurzen Periode des monostabilen Multivibrators an die Basis von Q19 weitergeleitet wird. Der somit für eine Periode des monostabilen Vibrators gesperrte Transistor Q19 schaltet den Transistor Q18 nicht ab, um die Bezugsspannung am nicht invertierenden Eingang von CP2 so lange herabzusetzen, bis sowohl die Periode des monostabilen Multivibrators verstrichen ist als auch der Spulenstrom den Pegel des Spitzenöffnungsstroms übersteigt.

In Betrieb werden alle Transistoren des Ausführungsbeispiels der Figur 4 mit Ausnahme des Flip-Flop-Transistors Q19 abgeschaltet, ehe an der Klemme C ein Betätigungssignal TP für die Einspritzventile anliegt, wobei der Transistor Q25 des monostabilen Multivibrators und der Transistor Q12 durch die Kollektorspannung TP* von Q22 angesteuert werden und damit das Tor von SCR1 an Masse gelegt wird. Wenn Q24 über die Widerstände R44 und R4 6 an 30 B+ gelegt ist, sperrt er, so daß der Inversionseingang von CP2 über die Widerstände R42 und R43 an Masse geführt ist. Der nicht invertierende Eingang von CP2 steuert und erzeugt ein hochpegeliges Ausgangssignal von CP2, das den Leistungstransistor Q11 über die Steuertransistoren Q13 und Q14 abschaltet. Daher fließt kein Strom durch die Spule L1.

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Liegt ein Betätigungsimpuls TP für die Einspritzventile an, so wird dessen Anstieg über die Widerstände R40 und R41 an die Basen von Q21 und Q22 übertragen, wodurch diese durchsteuern. Die Basis von Q12 ist über den Transistor Q22 und den Widerstand R45 geerdet, um den Transistor Q12 abzuschalten, wodurch SCR1 angesteuert wird, inden sein Tor nicht mehr an Masse liegt. Der Anstieg des Äuslösesignals TP wird auch über den Kondensator C5 und die Diode D4 der Basis des Flip-Flop-Transistors Q20 gemeldet, wodurch dieser angesteuert wird und die Vorspannung über den Flip-Flop-Transistor Q19 an Masse gelegt wird. Die Spannung B+ am Kollektor von Q19 steuert den Nebenschlußtransistor Q18 an, um die Vorspannung am Stromversorgungstransistor Q15 umzukehren und damit auch den Strom über den Transistor Q18 und den Widerstand R35 in Gegenrichtung zu schicken, der sonst durch den Stromversorgungstransistor Q15 fließen würde.

Mit seiner über den Widerstand R46 und den Transistor Q22 geerdeten Basis wird der Transistor Q24 angesteuert, um die Zener-Abbruchsspannung von Z4 an den Inversionseingang von CP2 anzulegen. Da sich am Widerstand R29 kein Spannungsabfall bildet, bis Strom durch die Spule L1 fließt, erzeugt die Zener-Abbruchsspannung am Inversionseingang von CP2 ein niederpegeliges Ausgangssignal von CP2, wodurch die Steuertransistoren Q13 und 14 beaufschlagt werden, um eine Spannung am Widerstand R22 zu entwickeln, die ihrerseits den Leistungstransistor Q11 ansteuert .

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Wenn sich der Spulenstrom beginnt, aufzubauen, erhöht sich die Spannung am Abtastwiderstand R1, wodurch die Spannung an der Spulenseite B abfällt. Der Stromversorgungs-Emitterfolgekreis von Q16 - Q17 bewirkt einen Spannungsabfall an den Widerständen R32 R33, der ziemlich genau dem Spannungsabfall am Abtastwiderstand R1 entspricht. Somit entwickelt der Strom von Q16 am Knotenpunkt J eine mit dem Strom im Abtastwiderstand R1 , in der Spule L1 und im Transistor Q11 ansteigende Spannung am Widerstand 29, die in Abhängigkeit von der Spannung am Abtastwiderstand R1 ansteigt.

Der Regelwiderstand R33 wurde vorher so eingestellt, daß der Strom von Q16 bewirkte, daß die Spannung am Widerstand R29 die Abbruchspannung der Zener-Diode Z4 bei einem Wert des Spulenstroms überstieg, der unter den schlechtesten Bedingungen etwas über dem Anzugsstrom I der Magnetspule lag. Representative Umschaltpunkte können unter der Annahme errechnet werden, daß die in der Tabelle der Bestandteilwerte gezeigten Schaltungswerte wieder unter einem minimalen Anzugsstromwert I von 12A, einem unteren Pegel des Haltestromes I_TTT von 3,2 A liegen sowie, daß die hoch-

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und niederpegeligen Ausgangssignale von CP2 14V und 0 entsprechen.

Wenn dann das Ausgangssignal von CP2 niederpegelig ist, wie es von Anfang an war, bis der Anzugsstrom von 12A überschritten wird, ist die Abtastspannung am nicht invertierenden Eingang von C2 gleich der Spannung, die am Widerstand R29 entsteht multipliziert mit dem Verhältnis von 0,9 für R27/R27 + R28 (d.h. 0,9 = 100/(100 + 10). Um somit die Bezugsspannung von

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4,3"V am Inversionseingang von CP2 zu überschreiten, müssen am Widerstand R29 von 3,6 k Ohm 4,8 V entwickelt werden, wobei etwa 1,33 mA dort erforderlich sind. Um diese 1,33 mA zu erzeugen, wenn der minimale Anzugsstrom von 12 A gerade überschritten wird, müssen die Widerstände R32 - R33 so eingestellt werden, daß sie die gleichen 1,2 V erzeugen, die auch am Abtastwiderstand R1 anliegen« Um 1,2 V mit 1,33 mA zu erzeugen, muß der Widerstand der Widerstände R32 und R33 auf 900 Ohm eingestellt werden.

Wenn mehr als 1,5 Millisekunden Verzögerung des monostabilen Multivibrators verstrichen sind, wenn die Bezugsspannung 4,3 V am Inversionseingang von CP zum ersten Mal überschritten werden, wird die sich ergebene hohe Ausgangsspannung von 14V durch den Kondensator C4 und die Diode D2 an die Basis des Flip-Flop-Transistors QI9 übertragen, wodurch dieser angeschaltet wird und der Nebenschlußtransistor Q18 sperrt. Die Spannung am nicht invertierenden Abtasteingang von CP2 ist jetzt die am Widerstand R29 entstehende Spannung, d.h. die Ausgangsspannung von CP2 von 14V minus die um 0,9 multiplizierte, am Widerstand R29 entwickelte Spannung. Um somit am invertierenden Bezugseingang von CP2 unter die Bezugsspannung von 4,3 V abzufallen, wenn am Ausgang von CP2 14V anliegen, müssen etwa 3,3 V an R29 entwickelt werden, wozu etwa 0,9 mA benötigt werden. Diese 0,9 mA werden durch die Stromversorgungstransistoren Q15 und Q16 geliefert, indem sie einen Spannungsabfall von 0,32 V an den Widerständen R30 - R31 und R32 - R33 entwickeln, was dem

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unteren Haltestrompegel von etwa 3,2 A entspricht. Dies bedeutet, daß die Widerstände R30 —31' — 32' - 33 einen Ersatzwiderstand von ca. 350 Ohm besitzen, was bedeutet, daß R3 0 und R31 etwa 570 Ohm aufweisen, da die Widerstände R32 und R33 vorher auf 900 Ohm eingestellt wurden.

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Bezugszeichenliste (Figur 1)

10 = Steuerschaltung für Einspritzventil

12 = Kraftstoffeinspritzsteuerung

14 = Einspritzventile

16 = Verbrennungsmotor

18 = Drehzahlwandler

20 = Ansaugdruckwandler

22 = Motortemperaturwandler

24 = Meßfühler für harten Lauf des Motors

7079®

Leerseite

Claims

Patentsnwäite

Dipl. Ing. H. Hauck

Dipl. Phvs. IV. Sei·.^ilz

Dipl. Ing. E- Craaiis

Dipi- ins- VA V .^nert

The Bendix Corporation oipl- Fhys. '*· Oν rsioas

Df.-ing. Vv. During Executive Offices ^v_n _ετ^^ε.ν.3 23

8000 Mt"--'·^{311 2}

Bendix Center

Southfield, Mich» 48 076 Anwaltsakte M-4848

USA 19» Februar 1979

Schaltung zur Einstellung von drei Strompegeln bei induktiven Lasten wie Magnetspulen

PATENTANSPRÜCHE

M .J Schaltung, die auf einen Steuerimpuls zur Einstellung von drei Strompegeln in der Spule einer elektromagnetisch arbeitenden Vorrichtung anspricht und steuerbare Schalteinrichtungen umfaßt , welche die Spule mit einer Stromversorgung verbinden, damit der die Spule durchfließende Strom normalerweise auf einen ersten über dem Betätigungspegel liegenden Pegel angehoben werden kann, und die anschließend steuerbar ist, um die Stromversorgung abwechselnd anzuschließen und zu sperren, um die Beaufschlagung der Vorrichtung mit einem Haltestrom aufrechtzuerhalten, der zwischen einem zweiten und einem dritten Pegel schwankt, und außerdem umfaßt die Schaltung Vorrichtungen zur Erzeugung von Bezugssignalen, Vorrichtung zur Erzeugung von Stromabtastsignalen, die sich in Abhängigkeit vom Strom in der Spule ändern, eine Vergleichsschaltung, welche die Bezugssignale und die Stromabtastsignale vergleicht, um

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zwei Pegel von Ausgangssignalen für die Steuerung der Schalteinrichtungen zu erzeugen, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorrichtungen zur Erzeugung von Bezugssignalen (Z1 ,R9,R1 0,R11) ein erstes und ein zweites Bezugssignal für den ersten und den dritten Strompegel (I_,I„_T) erzeugen, sodann dadurch,

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daß ein Flip-Flop (FF1) in Abhängigkeit vom Erreichen des ersten Strompegels (I) die Stromabtastsignale modifiziert, so daß der zweite Strompegel (Ι_ΗΗ) am Eingang der Vergleichsschaltung (CP1) ein Stromabtastsignal erzeugt, das gleich ist dem durch den ersten Strompegel (I_p) erzeugten Signal.
2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Flip-Flop (FF1) für eine Herabsetzung der Strompegel in Abhängigkeit vom Ausgangssignal sorgt, das durch die Vergleichsschaltung (CP1) erzeugt wird, wenn der Spulenstrom stärker ist als der zweite Pegel (I„„).

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3. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Zeitverzögerungsvorrichtung (R50,C7,D6) mit dem Flip-Flop (FF2) verbunden sind, um die Herabsetzung des Spulenstroms zu verzögern, wenn er auf den ersten Pegel (I_p) mit einer Geschwindigkeit ansteigt, die zu schnell ist, um die elektromagnetisch betätigte Vorrichtung zu beaufschlagen.
4. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die

en Schaltvorrichtung weiterhin Vorrichtung (Q2;SCR1) umfaßt, um die Spule (L1) an einen Strompfad (Q2,D1;SCR1) mit einer niedrigen Abfallgeschwindigkeit während der Zeitspannen anzu-

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koppeln, in welchen ein Leistungsschalter (Q1jQ11) abgeschaltet wird, um die Spule vor dem Ende des Steuerimpulses (TP) von der Stromversorgung (B+) zu trennen und um sie am Ende des Steuerimpulses (TP) an einen Strompfad (Z2,Z3) mit schneller Abfallgeschwindigkeit anzukoppeln.
5. Schaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet,'daß die Vorrichtung zur Ankopplung der Spule (L1) einen Silizium — gesteuerten Gleichrichter (SCR1) umfaßt, der durch eine momentane Anschaltung des Leistungsschalters (Q11) am Ende des Steuerimpulses (TP) abgeschaltet wird.

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