DE2907200A1

DE2907200A1 - CIRCUIT FOR SETTING THREE CURRENT LEVELS FOR INDUCTIVE LOADS SUCH AS MAGNETIC COILS

Info

Publication number: DE2907200A1
Application number: DE19792907200
Authority: DE
Inventors: Patrick Dundas Harper; Robert Edwin Weber
Original assignee: Bendix Corp
Current assignee: Bendix Corp
Priority date: 1978-02-27
Filing date: 1979-02-23
Publication date: 1979-08-30
Also published as: FR2418336A1; JPS54126955A; GB2015843B; IT7920489A0; IT1111837B; GB2015843A

Description

Schaltung zur Einstellung von drei Strompegeln bei induktiven Lasten wie MagnetspulenCircuit for setting three current levels for inductive loads such as magnetic coils

Die Erfindung betrifft im allgemeinen Schaltungen zur Einstellung von drei Strompegeln bei induktiven Lasten wie elektromagnetisch betätigten Vorrichtungen, insbesondere bei Spulen von Kraftstoffeinspritzeinlagen für Verbrennungsmotoren, im Hinblick auf die weitgehende Herabsetzung der Leistungsaufnahme bzw. des Stromverbrauchs. The invention relates generally to circuits for setting three current levels in inductive loads such as electromagnetic actuated devices, particularly in the case of fuel injector liner coils for internal combustion engines, with regard to the extensive reduction in power consumption and electricity consumption.

Die US-Patentschrift Nr. 3 728 678 offenbart Steuerschaltungen für Kraftstoffeinspritzanlagen, bei welchen der Strom so gesteuert wird, daß zuerst die Spannung an der Einspritzspule geregelt wird, bis sich Strom aufgebaut hat, um den Einspritzanker zu öffnen oder zu "ziehen" und dann den Strom auf Haltestrompegel zu regeln, der höher liegt, als ein Schließ- oder "Abfallstrom", jedoch beträchtlich unterhalb des Öffnungsstrompegels. Diese Steuerschaltungen sorgen für die öffnungs- und Schließzeiten der Einspritzdüse und damit auch für den in diesen Zeiten zugeführten Kraftstoff, wobei sich im wesentlichen eine Unabhängigkeit von Schwankungen der Stromversorgung sowie Schwankungen des Spannungsabfalls an den einzelnen Baugruppen der Leistungsstufe ergibt.U.S. Patent No. 3,728,678 discloses control circuits for fuel injection systems in which the current is so controlled that the voltage at the injection coil is regulated first until current has built up to open or "pull" the injector armature and then the current to the holding current level which is higher than a closing or "waste stream" but well below the opening current level. These control circuits take care of the opening and closing Closing times of the injection nozzle and thus also for the fuel supplied during these times, with essentially a Independence from fluctuations in the power supply as well as fluctuations in the voltage drop on the individual modules the performance level results.

Wird jedoch zuerst die Spannung und dann der Haltestrom geregelt, dann entsteht an der Leistungsstufe ein Spannungsabfall ent-However, if the voltage is regulated first and then the holding current, a voltage drop occurs at the power stage.

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sprechend der Differenz zwischen der Spannung der Stromversorgung und der Spannung an den Einspritzdüsen. Daher nimmt die Leistungsstufe Strom auf und muß ihn auf einem Pegel verbrauchen, der einerseits mit der Anzahl der gleichzeitig gesteuerten Einspritzdüsen und andererseits mit dem zur Betätigung einer jeden Einspritzdüse erforderlichen Strom ansteigt. Damit erhöhen sich auch Wärmeabfuhr und dadurch auch die Bereiche für die diesen Leistungsstufen zugeordneten Kühlbleche und Temperaturen bis zu einem Punkte an welchem das Kühlblech oder der Kühlkörper häufig größer ist als alle anderen Bauteile der zu den Einspritzdüsen führenden elektronischen Steuerung. Außerdem verringern die durch die Wärmeableitung erzeugten Temperaturzyklen die Lebensdauer, während sie die Montagekosten der Halbleiterelemente erhöhen, aus welchen die Leistungsstufe besteht. Daher ist es zweckmäßig, die durch die Leistungsstufe verbrauchte Leistung zu verringern.speaking of the difference between the voltage of the power supply and the voltage on the injectors. Therefore, the power stage draws current and must consume it at a level that on the one hand with the number of simultaneously controlled injection nozzles and on the other hand with the actuation of each injection nozzle required current increases. This also increases heat dissipation and thus also the areas for this Cooling plates assigned to power levels and temperatures up to a point at which the cooling plate or the heat sink frequently is larger than all other components of the electronic control leading to the injection nozzles. Also reduce the through the heat dissipation, temperature cycles created the service life while increasing the assembly costs of the semiconductor elements, which the performance level consists of. It is therefore appropriate to reduce the power consumed by the power stage.

Das US-Patent 3 54 9 955 zeigt eine Schaltung zur Verringerung des Stromverbrauches .durch eine mit voller Kraft laufende Leistungsstufe, so daß ein sehr geringer Spannungsabfall an ihr auftritt, bis ein Anzugsstrompegel abgegriffen wird, welche die Leistungsstufe in einen Umschaltzustand versetzt, wo sie weder voll angeschaltet noch abgeschaltet ist, um einen Anzugsstrompegel zu halten, der höher liegt als der Äbfallpegel. Insbesondere wird der Strom abwechselnd bis auf einen oberen Anzugspegel verstärkt, der höher liegt als der Äbfallpegel und kann dann langsam über die Magnetspule auf einen niedrigeren Anzugspegel abklingen, der noch immer über dem Abfallpegel liegt. Anschließend wird die Leistungsstufe wieder auf Vollast geschaltet, bis wiederU.S. Patent 3,549,955 shows a circuit for reducing the Power consumption .by a power stage running at full power, so that there is a very low voltage drop across it, until a starting current level is tapped, which puts the power stage in a switching state where it is neither fully switched on is still switched off to maintain an inrush current level, which is higher than the waste level. In particular, the Current is alternately amplified up to an upper pull-in level, which is higher than the waste level and can then slowly decay to a lower pull-in level via the magnetic coil, which is still above the waste level. Then the power level is switched back to full load until again

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der obere Anzugspegel abgegriffen wird.the upper pull-in level is tapped.

Das US-Patent 3 896 346 offenbart eine Steuerschaltung für induktive Lasten von der Art des Patents Nr. 3 54 9 955, bei dem jedoch der Stromverbrauch weiter dadurch herabgesetzt wird, daß die Energie des zusammenbrechenden Magnetfeldes einem Energiespeicher in der Form der Stromversorgung oder einer zweiten Magnetspule zugeführt wird.U.S. Patent 3,896,346 discloses an inductive load control circuit of the type of Patent No. 3,549,955, at However, the power consumption is further reduced in that the energy of the collapsing magnetic field is stored in an energy store in the form of the power supply or a second solenoid.

Unter Anführung des Patents 3 54 9 955 macht das US-Patent 4 546 eine Solenoidsteuerschaltung mit einem kapazitiven Taktgeber bekannt, um die Steuerspannung für feste Zeitabschnitte zwischen jeder Anschaltung des Haltestromes abzuschalten.U.S. Patent No. 4,546, citing Patent 3,549,955, makes a solenoid control circuit with a capacitive clock known to control the voltage for fixed periods of time switch off between each connection of the holding current.

Um den Stromverbrauch oder die Leistungsaufnahme weitgehend herabzusetzen, müssen die durch die Schaltungen der vorerwähnten Patente bewirkten Abklinggeschwindigkeiten der Schaltungsweise genügend langsam sein, um den Strom über dem Abfallpegel zu halten, solange die Leistungsstufe abgeschaltet ist. Ein Einsatz dieser Schaltungen in der Steuerung einer Kraftstoffeinspritzanlage würde die Abschaltzeit der Einspritzdüse und damit die durch sie abgegebene Kraftstoffmenge von dem Zeitpunkt in der Ausschwingperiode abhängig machen, zu welchem die Einspritzdüse geschlossen werden soll. Wenn z.B. der Befehl für das Ende der Einspritzdüsenarbeit mit dem Augenblick zusammenfällt, in welchem der Strom den oberen Anzugspegel übersteigt, wäre die Schließzeit die Zeit, die erforderlich ist, den Strom auf den unterenTo reduce power consumption or power consumption to a large extent, must be the rate of decay of the switching mode caused by the circuits of the aforementioned patents be slow enough to keep the current above the dropout level while the power stage is off. A mission these circuits in the control of a fuel injection system the switch-off time of the injection nozzle and thus the amount of fuel it dispenses from the point in time in the Make the decay period dependent on which the injection nozzle should be closed. For example, if the command for the end of the Injector work coincides with the moment the current exceeds the upper pull-in level, would be the closing time the time it takes to lower the electricity

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ünsugspegel abzusenken plus der Zeitspanne_F die erforderlich ist, ihn von diesem Pegel auf den Äbfallpegel abzubauen» Wenn das Ende des Betätigungsbefehls mit dem Zeitpunlct zusammenfiele, in welchem der Strom· unter den unteren Änzugspegel abfällt _t dann xfäre die Schließzeit genau die Zeitspanne„ die erforderlich ist, daß der Strom auf den Abfallpegel abgebaut wird.ünsugspegel lower plus the period _F which is required to reduce it from this level to the Äbfallpegel "If the end of the operation command with the Zeitpunlct coincided, in which the current · below the lower Änzugspegel drops _t then xfäre the closing time exactly the time" the required is that the current is reduced to the waste level.

Die Verwendung von Schaltungen nach den vorstehend erwähnten Patenten sur Steuerung eines Kraftstoffeinspritzventils würde daher nicht allein die Schwankungen der Öffnungszeiten bedingen, die durch die Schaltungen der vorstehend gekennzeichneten Reddy-Fälle vermieden werden,sondern würde auch Schwankungen der Schließzeiten einführen, die einen erheblichen Teil der durch diese Schaltungen abgeschafften Schwankungen wieder aufheben würde.The use of circuits disclosed in the aforementioned patents to control a fuel injector would therefore not only the fluctuations in the opening times caused by the circuits of the above Reddy cases should be avoided, but fluctuations would also be used of the closing times, which cancel out a considerable part of the fluctuations eliminated by these circuits would.

Somit besteht die Aufgabe der Erfindung darin, eine verbesserte Schaltung zu schaffen, in welcher der Magnetspulenstrom über einem Abfallpegel dadurch gehalten wird, daß die Leistungsstufe zwischen Vollast und Aus umgeschaltet wird, um die Leistungsaufnahme herabzusetzen, worauf die Schließzeit unabhängig von der Ausschwinggeschwindigkeit gehalten wird, die mit einer solchen Haltepegelumschaltung verbunden ist.Thus, the object of the invention is to provide an improved Create circuit in which the solenoid current is over a drop level is maintained in that the power level is switched between full load and off to reduce the power consumption, whereupon the closing time regardless of the decay speed is maintained with such a Holding level switching is connected.

Die erfindungsgemäße Schaltung spricht auf einen Steuerimpuls zur Einstellung von drei Strompegeln in der Spule einer elektromagnetisch betätigten Vorrichtung an. Sie umfaßt steuerbare Schalteinrichtungen zur Verbindung der Spule mit einer Stromver-The circuit according to the invention responds to a control pulse for setting three current levels in the coil of an electromagnetically actuated device. It includes controllable ones Switching devices for connecting the coil to a power supply

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sorgung, damit der Strom durch die Spule fließen kann, um normalerweise auf einen ersten Pegel anzusteigen, der über dem Auslösepegel liegt sowie, um abwechselnd die Stromversorgung an- und abzuschalten, um die Beaufschlagung der Vorrichtung mit einem Haltestrom aufrechtzuerhalten, der sich zwischen einem zweiten und dritten Pegel bewegt, wobei die Schaltung außerdem Vorrichtungen zur Erzeugung von Bezugssignalen, für die Erzeugung von sich in Abhängigkeit vom Strom in der Spule ändernden Stromabtastsignalen sowie einen Vergleichskreis umfaßt, welcher die Bezugs- mit den Stromabtastsignalen vergleicht, um zwei Pegel von Ausgangssignalen für die Steuerung der Schalteinrichtung zu erzeugen. Erfindungsgemäß gibt die Vorrichtung zur Erzeugung von Bezugssignalen ein erstes Bezugssignal und ein zweites Bezugssignal für den ersten und dritten Strompegel ab, und ferner arbeitet ein Flip-Flop in Abhängigkeit vom Erreichen des ersten Strompegels, um die Stromabtastsignale zu modifizieren, so daß der zweite Strompegel am Eingang des Vergleichskreises ein Stromabtastsignal erzeugt, das gleich dem des durch den ersten Strompegel erzeugten Stromabtastsignals ist. Vorzugsweise erfolgt, der Abfall der Strompegel in Abhängigkeit vom Ausgangssignal, das durch den Vergleichskreis erzeugt wird, wenn der Spulenstrom den zweiten Pegel übersteigt. Die erfindungsgemäße Schaltung kann auch eine an den Flip-Flop angekoppelte Zeitverzögerungsvorrichtung umfassen, um den Abfall des Spulenstromes zu verzögern, wenn er auf den ersten Pegel mit einer Geschwindigkeit ansteigt, die zu schnell ist,um die elektromagnetisch betätigte Vorrichtungen zu beaufschlagen. Bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel sind Einrichtungen vorgesehen, um die Spulesupply to allow the current to flow through the coil to normally rise to a first level, which is above the trip level is as well as to alternately turn the power supply on and off to act on the device with maintain a holding current that varies between second and third levels, the circuit also Devices for generating reference signals, for generating signals that change as a function of the current in the coil Current sensing signals and a comparison circuit which compares the reference with the current sensing signals by two Generate levels of output signals for controlling the switching device. According to the invention there is the device for generating from reference signals a first reference signal and a second reference signal for the first and third current levels, and further a flip-flop operates in response to the attainment of the first current level in order to modify the current sensing signals so that the second current level at the input of the comparison circuit generates a current sensing signal which is equal to that of the first current level generated current sense signal is. Preferably, the drop in the current level takes place as a function of the output signal that is generated by the comparison circuit when the coil current exceeds the second level. The circuit according to the invention may also include a time delay device coupled to the flip-flop to delay the drop in the coil current, when it rises to the first level at a rate too fast to be electromagnetically actuated To apply devices. In the preferred embodiment, means are provided around the spool

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an einen Strompfad mit langsamer AusSchwinggeschwindigkeit während der Perioden anzukoppeln, um die Spule vor dem Ende des Steuerimpulses von der Stromversorgung abzukoppeln sowie um die Spule am Ende des Steuerimpulses an einen Strompfad mit schneller Ausschwinggeschwindigkeit zu legen- Zweckmäßigerweise umfaßt die Kopplungsvorrichtung für die Spule einen Silizium — gesteuerten Gleichrichter, der durch eine momentane Anschaltung des Leistungsschalters am Ende des Steuerimpulses abgeschaltet wird»to be coupled to a current path with a slow swing-out speed during the periods in order to decouple the coil from the power supply before the end of the control pulse and to place the coil on a current path with a fast swing-out speed at the end of the control pulse . controlled rectifier, which is switched off by a momentary connection of the circuit breaker at the end of the control pulse »

Die Erfindung ist nachstehend näher erläutert. Alle in der Beschreibung enthaltenen Merkmale und Maßnahmen können von erfindungswesentlicher Bedeutung sein. Die Zeichnungen zeigen:The invention is explained in more detail below. All in the description Features and measures contained may be essential to the invention Be meaning. The drawings show:

Figur 1 ein Blockschaltbild einer Motorsteuerung in der Form der Steuerung einer Kraftstoffeinspritzung unter Verwendung von einem oder mehreren umgesetzten motorabhängigen Parametern zur Steuerung der Impulsdauer des einem Verbrennungsmotor eingespritzten Kraftstoffes, Figure 1 is a block diagram of an engine controller in the form of controlling fuel injection using of one or more converted motor-dependent parameters to control the pulse duration of the fuel injected into an internal combustion engine,

Figur 2 einen Stromlaufplan eines Ausführungsbeis.piels der Erfindung^Figure 2 is a circuit diagram of an exemplary embodiment of the Invention ^

Figur 3 bestimmte Wellenformen in Zeitkoordinaten für die Arbeitsweise des Äusführungsbeispiels der Figur 2, FIG. 3 shows certain waveforms in time coordinates for the operation of the embodiment of FIG. 2,

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Figur 4 einen Stromlaufplan eines zweiten Ausführungsbeispiels der Erfindung. FIG. 4 shows a circuit diagram of a second exemplary embodiment of the invention.

Die erfindungsgemäße Schaltung kann in Verbindung mit einem Induktionsgerät verwendet werden, welches die genaue Steuerung seiner Arbeitsweise oder Beaufschlagung mit minimalem Leistungsbedarf erfordert. Eine solche Anwendung ist die Steuerung eines oder mehrerer elektromagnetisch betätigter Kraftstoffeinspritzventile, um einzelne, gleichzeitige oder Gruppen von Kraftstoffeinspritzimpulsen gesteuerter Dauer für bestimmte Kraftstoffeinspritzleitungen eines Verbrennungsmotors zu erzeugen.The circuit according to the invention can be used in conjunction with an induction device be used, which allows the precise control of its operation or application with minimal power requirements requires. One such application is the control of one or more electromagnetically actuated fuel injectors, to single, simultaneous or groups of fuel injection pulses to generate controlled duration for certain fuel injection lines of an internal combustion engine.

Eine solche Kraftstoffeinspritzanlage kann nach der Art des Blockschaltbildes der Figur 1 aufgebaut sein. Eine erfindungsgemäße Steuerschaltung 10 für die Einspritzdüse spricht auf Einspritzdüsenbetätigungssignale an, die von einer Kraftstoffeinspritzsteuerung 12 erzeugt werden, um eines oder mehrere Einspritzventile 14 so zu steuern, daß eine genaue Menge von Kraftstoff in eine entsprechende Kraftstoffeinlaßleitung eines Verbrennungsmotors 16 eingespritzt wird. Die Betätigungssignale für die Einspritzdüse werden in Abhängigkeit von einem oder mehreren motorabhängigen Parametern berechnet, die vom Motor 16 über einen oder mehrere Motormeßwertwandler an die Kraftstoffeinspritzsteuerung 12 gelangen, wobei diese Meßwertwandler beispielsweise ein Drehzahlwandler 18 sein kann,ein Ansaugdruckwandler 20, ein Motortemperaturwandler 22 oder ein Meßfühler 24 für den harten Lauf des Motors.Such a fuel injection system can be based on the type of block diagram of Figure 1 be constructed. A control circuit 10 according to the invention for the injection nozzle responds to injection nozzle actuation signals generated by a fuel injection controller 12 to one or more injectors 14 so that a precise amount of fuel is fed into a corresponding fuel inlet line of an internal combustion engine 16 is injected. The actuation signals for the Injection nozzles are calculated as a function of one or more engine-dependent parameters, which are generated by the engine 16 via a or multiple engine transducers to the fuel injection controller 12 reach, wherein this transducer can be, for example, a speed converter 18, an intake pressure converter 20, an engine temperature converter 22 or a sensor 24 for the hard running of the engine.

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Die Kraftstoffeinspritζsteuerung 12 kann nach den US-Patenten 3 734 068 und RE 29 060 von Reddy vom 22» Mai 1973 und 7. Dezember 1976 sein, auf die hier Bezug genommen wird. Wie dort näher ausgeführt ist,, wird während eines Motortaktes ein Kondensator in Abhängigkeit von einem motorabhängigen Parameter wie die Länge eines von einem Drehzahlwandler 18 erzeugten drehzahlabhängigen Triggersignals auf einen Startwert aufgeladen« Beim nächsten Motortakt wird der Kondensator mit einer Sägezahnspannung aufgeladen, deren Steilheit in Abhängigkeit von einem durch einen Temperaturwandler 22 erzeugten Temperatursignal verändert werden kann. Eine Vergleichsschaltung vergleicht dann die Größe dieser Sägezahn- oder Rampenspannung mit einem Bezugssignal in der Form eines Drucksignals, das durch einen Druckwandler 20 erzeugt wird, der nach der US-Patentanmeldung 7 039 400 vom 16. November 1976 von Reddy ausgelegt sein kann. Die Vergleichsschaltung erzeugt ein Einspritzdüsenbetätigungssignal T_p, dessen Dauer zu Beginn des zweiten Motortaktes anfängt und endet, wenn die Sägezahnspannung das Bezugsdrucksignal übersteigt. Das Einspritzdüsenbetätigungs- oder Auslösesignal kann weiter nach dem Patent 3 789 816 verändert werden, in welchem ein durch einen Rauhtiefenfühler erzeugtes Rauhtiefensignal verwendet wird, wobei der Rauhtiefenmeßfühler nach der Patentanmeldung 7 029 317 vom 4. Oktober 1976 von Reddy ausgelegt sein kann»The fuel injection control 12 may be according to US Patents 3,734,068 and RE 29,060 to Reddy dated May 22, 1973 and December 7, 1976, which are incorporated herein by reference. As explained in more detail there, a capacitor is charged to a starting value during a motor cycle as a function of a motor-dependent parameter such as the length of a speed-dependent trigger signal generated by a speed converter 18 can be changed by a temperature signal generated by a temperature converter 22. A comparison circuit then compares the magnitude of this ramp or ramp voltage with a reference signal in the form of a pressure signal generated by a pressure transducer 20 which may be designed in accordance with U.S. Patent Application 7,039,400 dated November 16, 1976 by Reddy. The comparison circuit generates an injector _{actuation signal T p} , the duration of which begins at the beginning of the second engine cycle and ends when the sawtooth voltage exceeds the reference pressure signal. The injector actuation or trigger signal can be further modified according to patent 3 789 816, in which a roughness depth signal generated by a roughness depth sensor is used, whereby the roughness depth measuring sensor can be designed according to patent application 7 029 317 of October 4, 1976 by Reddy »

Das Kraftstoffeinspritzventil 14 kann nach dem US-Patent 4 030 668 vom 21. Juni 1977 gestaltet sein, das hier ausdrücklich mit angezogen wird. Das dort beschriebene Kraftstoffeinspritzventil umfaßt eine elektromagnetische Spule, die bei ent-The fuel injector 14 can according to U.S. Patent 4,030 668 of June 21, 1977, which is expressly referred to here. The fuel injector described there includes an electromagnetic coil which, when

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sprechender Erregung eine bewegungsauslösende magnetomotorische "elektromagnetische Kraft" an einen Anker eines beweglichen Stellgliedes mitteilt. Das Stellglied wird gegen den Druck einer Schließfeder von einer Schließstellung, in welcher ein durch das Stellglied geführter Ventilkopf auf einem Ventilsitz aufliegt, in eine offene Stellung bewegt, in welcher ein radialer Absatz des Stellgliedes an einer Radialfläche anliegt, die gegenüber dem Ventilkörper oder Ventilgehäuse feststeht., in welchem das Stellglied hin und her läuft.Speaking excitation has a motion-inducing magnetomotive force "electromagnetic force" communicates to an armature of a movable actuator. The actuator is against the pressure of a Closing spring from a closed position in which a valve head guided by the actuator rests on a valve seat, moved into an open position in which a radial shoulder of the actuator rests against a radial surface opposite the Valve body or valve housing is fixed. In which the actuator runs back and forth.

Figur 2 zeigt ein Ausführungsbeispiel der Erfindung, deren Arbeitsweise anhand der in Figur 3 gezeigten Wellenformen erläutert wird.Figure 2 shows an embodiment of the invention, its mode of operation will be explained with reference to the waveforms shown in FIG.

Die Wellenform 3a in Figur 3 stellt ein Einspritzdüsenbetätigungssignal T dar, dessen Länge zur Steuerung des öffnens und Schließens von einer oder mehreren Kraftstoffeinspritzdüsen dehnt. Die Wellenform 3b zeigt das Anlegen einer geregelten Spannung Vp oder einer nicht geregelten Spannung B+ an eine Seite einer Magnetspule einer Kraftstoffeinspritzdüse. Die Wellenform 3c zeigt den die Magnetspule durchfließenden Strom, wobei i_Q der Strom ist, bei welchem sich der Einspritzdüsenanker von seiner Schließstellung in seine offene Stellung bewegt, i_ der Strom ist, der etwas stärker ist als der Strom, bei welchem die Einspritzdüse immer voll öffnet, I der untere Pegel des Haltestroms ist, der etwas höher liegt als der Strompegel, an welchem der Einspritzdüsenanker beginnt abzufallen, und I„„ der höhereWaveform 3a in Figure 3 represents an injector actuation signal T which is stretched in length to control the opening and closing of one or more fuel injectors. Waveform 3b shows the application of a regulated voltage Vp or an unregulated voltage B + to one side of a solenoid of a fuel injector. Waveform 3c shows the current flowing through the solenoid, where i _{Q is} the current at which the injector armature moves from its closed position to its open position, i_ is the current that is slightly stronger than the current at which the injector is always full opens, I is the lower level of the holding current, which is slightly higher than the current level at which the injector armature begins to drop, and I "" the higher

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Pegel des Haltestroms ist, der den unteren Haltestrompegel über-Is the level of the holding current that exceeds the lower holding current level.

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steigtο C₁ ist die effektive oder mittlere Abfallkonstante des Stromabfalls von I_TT„ und I„_T , und Cl ist die effektive Äbfall-increases ο C ₁ is the effective or mean decrease constant of the current drop of I _TT "and I" _T , and Cl is the effective drop

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konstante beim Abfall oder Rückkehr des Einspritzdüsenankers von seiner offenen in seine Schließstellung»constant when the injector armature falls or returns from its open to its closed position »

Im Äusführungsbeispiel der Figur 2 stellt L1 die Magnetspule eines oder mehrerer elektromagnetischer Kraftstoffeinspritzventile 14 dar. Ein erster Schalter in der Form eines NPN-Leistungstransistors Q1 verbindet eine Seite A der Spule L1 mit einer ersten Gleichstrqmleitung 30, die hier an die Hochspannungsseite oder an B+ einer entsprechenden Stromversorgung geführt ist. Eine Einrichtung zum Abgreifen des Spulenstromes in der Form eines Widerstandes R1 verbindet die andere Seite B der Spule L1 mit einer zweiten Gleichstromleitung 32, die hier an die Massenseite der Stromversorgung geführt ist. Zwischen der Masseleitung 32 und der Spulenseite A ist eine steuerbare Spulenstromabbauvorrichtung in der Form eines in Reihe geschalteten NPN-Transistors Q2 und einer in einer Richtung wirkenden Diode D1 geschaltet.In the exemplary embodiment in FIG. 2, L1 represents the magnetic coil of one or more electromagnetic fuel injection valves 14. A first switch in the form of an NPN power transistor Q1 connects one side A of the coil L1 a first DC line 30, which is here on the high-voltage side or to B + of a corresponding power supply. A device for tapping the coil current in the The form of a resistor R1 connects the other side B of the coil L1 with a second direct current line 32, which here is connected to the ground side the power supply is performed. A controllable coil current reduction device is located between the ground line 32 and the coil side A in the form of a series connected NPN transistor Q2 and a unidirectional diode D1 switched.

Bei Durchsteuerung schließt der Leistungstransistor Q1 einen ersten Stromkreis über die Spule L1, den Abtastwiderstand R1, B+, die Leitung 30 sowie die Emitter-Kollektorverbindung von Q1. Liegt keine Spannung an, dann unterbricht der Leistungstransistor Q1 diesen ersten Strompfad. Bei Durchsteuerung schließt der Transistor Q2 einen zweiten Stromkreis über die Spule L1, den Äbtastwiderstand R1, die Masseleitung 32, den Kollektor-Emitterpfad des Transistors 02 sowie die Anoden-When switched through, the power transistor Q1 closes one first circuit via coil L1, sensing resistor R1, B +, line 30 and the emitter-collector connection of Q1. If there is no voltage, the power transistor Q1 interrupts this first current path. When steering through the transistor Q2 closes a second circuit via the coil L1, the sampling resistor R1, the ground line 32, the Collector-emitter path of transistor 02 and the anode

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Kathodenverbindung der Diode D1. Liegt keine Spannung an, so sperrt der Transistor Q2 diesen zweiten Strompfad.Cathode connection of diode D1. If there is no voltage, so the transistor Q2 blocks this second current path.

Damit während des Anliegens eines Betätigungssignals für ein Einspritzventil TP (Figur 3a) an der Klemme C sowohl der Leistungstransistor Q1 als auch der Abbautransistor Q2 durchsteuern, ist die Klemme T über einen Eingangswiderstand R2 an die Basis eines NPN-Eingangstransistors Q3 sowie über einen anderen Eingangswiderstand R3 an die Basis eines weiteren NPN-Eingangstransistors Q4 geführt. Der Kollektor von Q3 ist an die Leitung 30 B+ über zwei in Reihe geschaltete Widerstände R8 und R9 angekoppelt, und ein Knotenpunkt D zwischen beiden Widerständen ist über einen Widerstand R10 an den nicht invertierenden Eingang einer Vergleichsschaltung CP1 verbunden. Einer Zener-Diode 21, deren Anode an den Knotenpunkt D und deren Kathode an die Leitung 30 B+ gelegt ist, arbeitet solange das Einspritzventilbetätigungssignal TP an der Basis Q3 anliegt, um die Spannung am Knotenpunkt D an eine Bezugsspannung von B+ minus der Abbruchsspannung der Zener-Diode Z1 anzuklammern. Der Emitter von Q4 ist bei 32 an Masse geführt, und sein Kollektor über zwei in Reihe geschaltete Widerstände R4 und R5 mit der Leitung B+ verbunden, und ein Knotenpunkt E zwischen den beiden Widerständen ist an die Basis eines PNP-Transistors Q5 angeschlossen. Der Emitter von Q5 ist an die Leitung 30 B+ gekoppelt, und sein Kollektor über einen Widerstand R6 an die Basis des Transistors Q2 geführt, und von dort aus über einen Widerstand R7 an den Punkt A. Ein Einspritzdüsen- oder Einspritzventilbetätigungssignal TP steuert die Transistoren Q3 undSo that while an actuation signal for an injection valve TP (Figure 3a) is applied to terminal C of both the Activate the power transistor Q1 and the degradation transistor Q2, is the terminal T via an input resistor R2 to the base of an NPN input transistor Q3 as well as via a another input resistor R3 to the base of another NPN input transistor Q4 led. The collector of Q3 is connected to line 30 B + via two resistors in series R8 and R9 are coupled, and a node D between both resistors is via a resistor R10 to the non-inverting one Input of a comparison circuit CP1 connected. A Zener diode 21, whose anode to the node D and whose Cathode is connected to line 30 B +, works as long as the injection valve actuation signal TP is applied to the base Q3, the voltage at node D to a reference voltage of B + minus the breakdown voltage of the Zener diode Z1. The emitter of Q4 is grounded at 32 and its collector through two series connected resistors R4 and R5 is connected to line B +, and a node E between the two resistors is connected to the base of a PNP transistor Q5 connected. The emitter of Q5 is on line 30 B + coupled, and its collector passed through a resistor R6 to the base of the transistor Q2, and from there through a Resistor R7 to point A. An injector or injector actuation signal TP controls transistors Q3 and Q3

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Q4 durch, wobei "Q4 die Transistoren 02 und 05 ansteuert, die Sättigungsspannung erreichen, wenn immer die Spannung an der Spulenseite A genügend weit unterhalb der an der Spulenseite B liegt.Q4, where "Q4 drives transistors 02 and 05, the Reach saturation voltage whenever the voltage on coil side A is sufficiently far below that on the coil side B lies.

Die Vergleichsschaltung CP1 kann ein herkömmlicher Rechenverstärker wie eine Diodenvierervergleichsschaltung 2901 sein, die hohe und niedrige Ausgangspegel erzeugt, (hier B+ und OV), wenn die am nicht invertierenden Eingang anliegende Spannung entsprechend größer oder kleiner ist als die Spannung am invertierenden Eingang. Im Ausführungsbeispiel der Figur 2 sind die Spannungen am Inversionseingang und am nicht invertierenden Eingang an die Leitung B+ gekoppelt, und umfassen entsprechend die Abtast- und Bezugsspannung. Wie nachstehend näher erläutert wird, fällt die Spannung am Inversionseingang von TP1 unterhalb von B+ mit ansteigendem Strom über eine Spule L1 ab.The comparison circuit CP1 can be a conventional arithmetic amplifier like a diode quad comparison circuit 2901 that generates high and low output levels (here B + and OV) if the voltage applied to the non-inverting input accordingly is greater or less than the voltage at the inverting input. In the embodiment of Figure 2 are Voltages at the inversion input and at the non-inverting input are coupled to line B +, and include the corresponding Sampling and reference voltage. As explained in more detail below, the voltage at the inversion input of TP1 falls below B + with increasing current via a coil L1.

Die Ausgangsspannung der Vergleichsschaltung CP1 gelangt über einen Rückführungswiderstand R11 an.den Inversionseingang von TP1 zurück und wird über einen weiteren Widerstand R12 an die Basis eines ersten PNP-Steuertransistors Q6 angekoppelt. Der Kollektor von Q6 liegt über die Masseleitung 32 an Masse und sein Emitter ist über die in Reihe geschalteten Widerstände R13 und R14 an die Leitung 30 B+ gekoppelt, um am Knotenpunkt F zwischen beiden Widerständen die Basis eines zweiten PNP-Steuertransistors Q7 entsprechend vorzuspannen. Ein€Zener-Diode Z2, deren Anode an den Emitter von QI an der Spulenseite A und deren Kathode an die Leitung 30 B-I- über den Widerstand R14 ge-The output voltage of the comparison circuit CP1 passes over a feedback resistor R11 to the inversion input of TP1 and is connected to the Base of a first PNP control transistor Q6 coupled. The collector of Q6 is connected to ground and via ground line 32 its emitter is coupled to line 30 B + through series resistors R13 and R14 to at node F to bias the base of a second PNP control transistor Q7 between the two resistors accordingly. A € zener diode Z2, whose anode is connected to the emitter of QI on coil side A and whose cathode is connected to line 30 B-I- via resistor R14.

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führt ist, schützt beide Transistoren Q1 und Q7 gegen möglicherweise schädliche Gegenspannungen, die durch Induktionsstöße ausgelöst werden, wenn der Transistor Q1 den ersten Strompfad zur Spule L1 sperrt.protects both transistors Q1 and Q7 against possibly leading harmful counter voltages caused by induction surges when transistor Q1 connects the first current path to the Coil L1 blocks.

Der Ausgang der Vergleichsschaltung CP1 ist auch mit dem Löscheingang R eines Flip-Flops FF1 verbunden, der einen Punkt im Schaltkreis darstellt, welcher auf das Erreichen des Spitzen-Stromes anspricht. Der Schalteingang S des Flip-Flops FF1 ist über einen Kondensator C1 an die Klemme C für die Einspritzventilbetätigung gekoppelt und erzeugt in Abhängigkeit von einem positiv verlaufenden Eingangssteuersignal sowohl ein hochpegeliges Ausgangssignal an einer Ausgangsklemme Q als auch ein niederpegeliges Ausgangssignal an einer "zweiten Ausgangsklemme Q*. Der niederpegelige Ausgang Q* von FF1 ist an die Basis eines PNP-Transistors Q8 geführt, dessen Emitter an die Leitung 30 B+ gelegt ist. Der Kollektor Q8 ist an den Inversionseingang der Vergleichsschaltung CP1 über zwei in Reihe geschaltete Widerstände R15 und R16 gekoppelt, und der Knotenpunkt G zwischen beiden Widerständen ist über einen Widerstand R17 an die Leitung 30 B+ geführt.The output of the comparison circuit CP1 is also connected to the clear input R of a flip-flop FF1 connected, which represents a point in the circuit, which on reaching the peak current appeals to. The switching input S of the flip-flop FF1 is coupled via a capacitor C1 to the terminal C for the injection valve actuation and generated as a function of a positive-going input control signal both a high-level output signal at an output terminal Q and a low-level Output signal at a "second output terminal Q *. The low level output Q * of FF1 is at the base of a PNP transistor Q8, the emitter of which is connected to line 30 B + is placed. The collector Q8 is connected to the inversion input of the comparison circuit CP1 via two resistors connected in series R15 and R16 coupled, and node G between both resistors is connected to the line via a resistor R17 30 B + led.

Die genauen Werte des Spannungsabfalls an den Widerständen R15 und R16 bewirken, daß die Vergleichsschaltung CP1 von einem Ausgangspegel.auf den anderen umschaltet, der durch die Relativwerte der Widerstände R10 und R11 und der an ihnen anstehenden Spannung bestimmt wird. Diese Punkte können unter Annahme einerThe exact values of the voltage drop across resistors R15 and R16 cause the comparison circuit CP1 of a Output level. Switches to the other, which is determined by the relative values of the resistors R10 and R11 and the value applied to them Voltage is determined. Assuming a

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B+ = 14V, R1O = 10k Ohm, R11 = 100 k Ohm und einer Zener-Abbruchsspannung von 5,6 V für Z1 berechnet werden.B + = 14V, R1O = 10k Ohm, R11 = 100k Ohm and a Zener breakdown voltage of 5.6 V can be calculated for Z1.

Bei einem Nullausgangspegel von CP1, der zum Schließen des ersten Strompfades zur- Spule L1 vorhanden sein muß, beträgt die Spannung an den Widerständen R10 und R11 B+ - Äbbruchsspannung der Zener-Diode Z1„ Die daraus am nicht invertierenden Eingang von CP1 entstehende Bezugsspannung liegt daher um eine Größe unter 14 V, die gleich ist der Differenz zwischen 14V und der mit 0,9, dem Verhältnis der Widerstände R10/R10 -5- R11 multiplizierten Zener-Abbruchsspannung oder 14V- (14 - 5,6) . 0,9 = 14 7,6 = 6,4 V. Bei einem hochpegeligen Ausgangssignal von CP1 von 14 V, der anliegt, um den ersten Strompfad zu sperren, fällt die Spannung an den Widerständen R10 und R11 auf 5,6 V ab, die, wenn sie mit dem Widerstandsverhältnis von 0,9 für R10/R10 +R11 multipliziert werden, eine zweite Bezugsspannung von etwa 5,1 V unterhalb von B+ an der nicht invertierenden Eingangsklemme von CP1 ergeben.With a zero output level of CP1 used to close the first current path to coil L1 must be present, the voltage across resistors R10 and R11 is B + - breakdown voltage the Zener diode Z1 “The resulting non-inverting input The reference voltage resulting from CP1 is therefore an amount below 14 V, which is equal to the difference between 14 V and the multiplied by 0.9, the ratio of the resistors R10 / R10 -5- R11 Zener breakdown voltage or 14V- (14 - 5.6). 0.9 = 14 7.6 = 6.4 V. With a high-level output signal from CP1 of 14 V, which is applied to block the first current path, the voltage across resistors R10 and R11 drops to 5.6V which, when multiplied by the 0.9 resistance ratio for R10 / R10 + R11, becomes a second reference voltage of about 5.1V below B + at the non-inverting input terminal of CP1.

D.h., die Größe des Rückführungswiderstandes R11 wirkt mit der Größe des Eingangswiderstandes R10 und den Größen der beiden verschiedenen Ausgangspegel von CP1 (hier 0 und B+) zusammen, um die Bezugsspannung am nicht invertierenden Eingang von CP1 zwischen 6,4 V unterhalb von B+ (wenn das Ausgangssignal CP1 Null ist) und 5,1 V unterhalb von B+ (wenn das Ausgangssignal von CP1 14 V ist) zu verändern.. Wenn ein Widerstand RI5 parallel zu einem Widerstand R17 geschaltet ist (wie nachstehend näher erläutert wird), um den Strom einzustellen, der für denThat is, the size of the feedback resistor R11 acts with the The size of the input resistance R10 and the sizes of the two different output levels of CP1 (here 0 and B +) together, by the reference voltage at the non-inverting input of CP1 between 6.4 V below B + (if the output signal CP1 Is zero) and 5.1V below B + (when the output is of CP1 is 14 V). If a resistor RI5 in parallel is connected to a resistor R17 (as detailed below to set the current that will be used for the

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Spannungsabfall von B+ sorgt, bestimmten diese Bezugsspannungen sowie die zwischen ihnen auftretende "Hysterese" die Spitze des öffnungs- oder Trennungsstrompegels I„ (Figur 3c) sowie den unteren Pegel des Haltestroms I₁₁₁. und auch die Differenz zwischen ihnen. Diese Bezugsspannungen bestimmen auch den höheren Pegel des Haltestrompegels I sowie auch den unteren Haltestrompegel I„_T und auch die Differenz zwischen ihnen, wenn derVoltage drop of B +, these reference voltages and the "hysteresis" occurring between them determine the peak of the opening or separation current level I "(FIG. 3c) and the lower level of the holding current I ₁₁₁ . and also the difference between them. These reference voltages also determine the higher level of the holding current level I as well as the lower holding current level I " _T and also the difference between them when the

Xli-iXli-i

Widerstand R15 nicht zur Einstellung der Stromabfallspannung von B+ dient.Resistor R15 is not used to set the current drop voltage of B + serves.

Um eine Spannung zu erzeugen,, die der am Abtastwiderstand R1 anliegenden entspricht, ist der Knotenpunkt G auch an den Kollektor eines NPN-Transistors Q9 angeschlossen, dessen Emitter über einen Regelwiderstand R18 an die Masseleitung 3 2 gelegt ist. Die Basis von Q9 ist an die Leitung 3 0 B+ über einen Widerstand R19 und auch an den Emitter eines PNP-Transistors Q10 angekoppelt, dessen Kollektor bei 3 2 an Masse gelegt ist. Die Basis von Q10 ist an den Stromabtastwiderstand R1 an der Spulenseite B angeschlossen, und der Basis-Emitter-Spannungsabfall an Q10 ist so gewählt, daß er den Basis-Emitter-Abfall an Q9 umkehrt.In order to generate a voltage that corresponds to the voltage across the sense resistor R1 corresponding, the node G is also connected to the collector of an NPN transistor Q9, the emitter of which Connected to the ground line 3 2 via a rheostat R18 is. The base of Q9 is connected to line 3 0 B + via resistor R19 and also to the emitter of a PNP transistor Q10 coupled, whose collector is connected to ground at 3 2. The base of Q10 is connected to the current sensing resistor R1 Coil side B connected, and the base-emitter voltage drop at Q10 is chosen so that it corresponds to the base-emitter drop reverses at Q9.

Wenn die Einspritzventile öffnen, wirken die Transistoren Q9 und Q10 mit den Widerständen R15 und R17 zusammen und entwickeln einen sehr schwachen Strom, der am Widerstand R18 eine Spannung erzeugt, welche die Spannung darstellt, die sich am Stromabtastwiderstand R1 mit einem viel stärkeren Steuerstrom für die öffnung des Einspritzventils entwickelt. Nach öffnungWhen the injectors open, transistors Q9 act and Q10 cooperate with resistors R15 and R17 and develop a very weak current that creates a voltage across resistor R18 that is the voltage across Current sensing resistor R1 developed with a much stronger control current for opening the injection valve. After opening

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der Ventile geht der Strom auf Haltestromstärke zurück, damit sie offenbleiben„ die Transistoren Q9 und Q10 arbeiten mit den Widerständen R17 und R18 zusammen, um einen zweiten sehr schv;achen Strom zu erzeugen, der am Widerstand R18 eine Spannung entwickelt, welche die Spannung darstellt, die am Widerstand Rl mit einem viel stärkeren Haltestrom für die Einspritzdüsen anliegt. Angenommen, die einzelnen Einspritzventile brauchen einen Spitzenstrom von 1,5 A für das öffnen und einen Strom von 0,4 A zur Offenhaitung_f dann würde ein Spannungsabfall von 0,15 V am Abtastwiderstand R1 von 0,1 Ohm durch den Spitzenöffnungsstrom Ip von 1,5 A und 0,04 V durch den Haltestrom von 0,4 Ä entstehen. Angenommen, die Schaltung der Figur 2 steuert gleichseitig 8 Einspritzventile, dann würde ein Gesamtöffnungsstrom von 12A und ein Gesamthaitestrom von 3,2 A entsprechende Spannungsabfälle am Widerstand R1 von ca. 1,2 V und 0,32 V mit entsprechenden Spannungsabfällen am Widerstand 18 entstehen.of the valves, the current goes back to the holding current level so that they stay open. “The transistors Q9 and Q10 work together with the resistors R17 and R18 to produce a second very low current which develops a voltage across the resistor R18 which represents the voltage , which is applied to the resistor Rl with a much stronger holding current for the injection nozzles. Assuming that the individual injection valves need a peak current of 1.5 A for opening and a current of 0.4 A for keeping it open _f then a voltage drop of 0.15 V across the sensing resistor R1 would be 0.1 ohms due to the peak opening current Ip of 1 , 5 A and 0.04 V are created by the holding current of 0.4 Å. Assuming that the circuit in FIG. 2 controls 8 injection valves at the same time, a total opening current of 12 A and a total holding current of 3.2 A would result in corresponding voltage drops across resistor R1 of approximately 1.2 V and 0.32 V with corresponding voltage drops across resistor 18 .

Die Größe des Widerstandes R18 ist so eingestellt, daß der Spitzenstrom I_p bei vorgespanntem Transistor Q8 über den Widerstand R18 einen Spannungsabfall an dem zum Widerstand R17 parallel geschalteten Widerstand R15 erzeugt, der gerade den Spannungsabfall von 6,4 V am nicht invertierenden Eingang von CP1 übersteigt. Gegeben seien die Werte der Widerstände R15 und R17 mit 5000 Ohm bzw. 10.000 Ohm sowie eine Abbruchspannung der Zener-Diode Z1 mit 5,6 V, wobei dieser Spannungsabfall von 6,4 V am nicht invertierenden von CP1 bei Division durch den Parallelwiderstand von R15 und R17 von 3,3 k Ohm einen Strom in den Parallelwiderständen von etwa 1,53 mA erzeugenThe size of the resistor R18 is set so that the peak _{current I p} when the transistor Q8 is biased produces a voltage drop across the resistor R18 across the resistor R15, which is connected in parallel with the resistor R17, which is just the voltage drop of 6.4 V at the non-inverting input of CP1 exceeds. Given are the values of the resistors R15 and R17 with 5000 ohms and 10,000 ohms respectively as well as an interruption voltage of the Zener diode Z1 with 5.6 V, whereby this voltage drop of 6.4 V at the non-inverting of CP1 when divided by the parallel resistance of R15 and R17 of 3.3 k ohms produce a current in the parallel resistors of about 1.53 mA

β η a β «5 C /ιλ°?βί© -20-β η a β «5 C / ιλ °? βί © -20-

würde. Um dann den durch den Spitzenöffnungsstrom von 12 A am Widerstand R1 erzeugten Spannungsabfall von 1,2 V an diese 1,93 inA am Widerstand R18 anzupassen, müßte der Wert von R18 auf etwa 126 Ohm eingestellt werden.would. Then around the voltage drop of 1.2 V generated by the peak opening current of 12 A across resistor R1 1.93 inA at resistor R18 would have to match the value of R18 can be set to approximately 126 ohms.

Nachdem der Spitzenöffnungsstrom durch die Vergleichsschaltung CP1 abgegriffen worden ist (nähere Einzelheiten s.u.), löscht das daraus entstehende hochpegelige Ausgangssignal den Flip-Flop FF1. Der hochpegelige Ausgang Q* unterbricht den Stromfluß über den Widerstand R15 und bewirkt, daß der Widerstand R17 sowohl die Abtastspannung am Inversionseingang von CP1 als auch die Größe des Stromes im Widerstand R18 ermittelt, der den höheren und niederen Pegeln des Haltestromes zugeordnet ist. Der Widerstand R17 verringert den Strom aaf 0,51 mA, der erforderlich ist, den jetzt vorhandenen Spannungsabfall von 5,1 V am nicht invertierenden Eingang von CP1 zu übersteigen, und diese 0,51 mA wiederum erzeugen einen Spannungsabfall von ca. 0,32 V am Widerstand R18, der einem niedrigeren Pegel des Haltestroms von ca. 3,2 A entspricht.After the peak opening current has been tapped by the comparison circuit CP1 (for more details see below), it clears the resulting high-level output signal the flip-flop FF1. The high-level output Q * interrupts the flow of current the resistor R15 and causes the resistor R17 to both the sampling voltage at the inversion input of CP1 as well as the magnitude of the current in resistor R18, which is the higher and lower levels of the holding current is assigned. Resistor R17 reduces the current aaf 0.51 mA that is required is to exceed the now existing voltage drop of 5.1 V at the non-inverting input of CP1, and this 0.51 mA in turn produce a voltage drop of approx. 0.32 V across resistor R18, which is a lower level of the holding current of approx. 3.2 A.

Im Betrieb des in Figur 2 dargestellten Ausführungsbeispiels werden vor dem. Beginn eines Betätigungssignals TP für die Einspritzventile die Transistoren Q3 und Q4, und über Q4, die Transistoren Q2 und Q5 abgeschaltet. Ehe der Flip-Flop FF1 durch die Auslösung eines Betätigungssignals TP für die Einspritzventile angesteuert wird, erzeugt er an seinem Ausgang Q* eine hohe Spannung, wodurch Q8 sperrt. Bei einer über die Widerstände R9 und R10 an den nicht invertierenden Eingang vonIn operation of the embodiment shown in Figure 2 are before. Beginning of an actuation signal TP for the Injectors transistors Q3 and Q4, and through Q4 that Transistors Q2 and Q5 turned off. Before the flip-flop FF1 by triggering an actuation signal TP for the injection valves is controlled, it generates a high voltage at its output Q *, whereby Q8 blocks. With one about the Resistors R9 and R10 to the non-inverting input of

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TP1 angekoppelten Spannung 3+ steuert dieser Eingang ein von der Vergleichsschaltung TPl erzeugtes hochpegeliges Ausgangssignal,, wodurch die Transistoren Q6, Q7 und Q1 sperren. Fließt kein Strom über den Abtastwiderstand R1, so sperren die Transistoren Q10 und Q9₇ wodurch im wesentlichen kein Strom über den Widerstand R17 abgezogen wird.Voltage 3+ coupled to TP1, this input controls a high-level output signal generated by the comparison circuit TP1, as a result of which the transistors Q6, Q7 and Q1 block. If no current flows through the sense resistor R1, the transistors Q10 and Q9 ₇ block, as a result of which essentially no current is drawn off through the resistor R17.

Gleichzeitig mit der Auslösung eines Betätigungssignals TP für die Einspritzventile wird die positive Anstiegsflanke dieses Signals durch den Kondensator C1 differenziert, um einen Einstellimpuls an den Anschalteingang S des Flip-Flops FF1 abzugeben. Das darauf am Ausgang Q* des Flip-Flops FF1 entstehende niederpegelige Signal steuert den Transistor Q8 an, so daß die Spannung am Knotenpunkt G für den Eingang der Vergleichsschaltung CP1 gleich der Spannung B+ an der Leitung 30 minus der Spannung ist, die sich an der Parallelschaltung der Widerstände R15 und R17 entwickelt. Jedoch unmittelbar nach der Auslösung des Signals TP liegt die Spannung am Inversionseingang noch nahe an B+, während die Spannung am nicht invertierenden Eingang von CP1 auf den Pegel abgefallen ist, der B+ minus der Zener-Abbruchsspannung entspricht. Die höhere Spannung am Inversionseingang CP1 bewirkt dann, daß diese Vergleichsschaltung ein niederpegeliges Ausgangssignal erzeugt, um den Transistor Q1 über die Transistoren Q6 und Q7 anzusteuern.Simultaneously with the triggering of an actuation signal TP for the injection valves, the positive rising edge becomes this Signal differentiated by the capacitor C1 to produce an adjustment pulse to output to the connection input S of the flip-flop FF1. The resulting at the output Q * of the flip-flop FF1 low level signal drives transistor Q8, so that the voltage at node G for the input of the comparison circuit CP1 is equal to the voltage B + on line 30 minus the voltage across the parallel connection of the resistors R15 and R17 developed. However, immediately after triggering of the signal TP, the voltage at the inversion input is still close to B +, while the voltage at the non-inverting input of CP1 has dropped to the level B + minus the Zener breakdown voltage is equivalent to. The higher voltage at the inversion input CP1 then causes this comparison circuit to turn on A low output signal is generated to drive transistor Q1 through transistors Q6 and Q7.

Wenn sich der Strom an der Spule L1 bis zum Spitzenöffnungsstrom Ip von 12A aufbaut, baut sich auch der die Widerstände R1 und R18 durchfließende Strom auf. Wenn der Strom in R18When the current on coil L1 builds up to the peak opening current Ip of 12A, so does the resistances Current flowing through R1 and R18. When the current in R18

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1,73 mA übersteigt, erzeugt er einen Spannungsabfall an den Widerständen R15 und R17, der größer ist als 6,4 V, wodurch die Spannung am Knotenpunkt G für den Inversionseingang von CP1 unter den Pegel abfällt, der an der nicht invertierenden Klemme von CP1 anliegt. Bei größerer an seinem nicht invertierenden Eingang anliegenden Spannung erzeugt die Vergleichsschaltung CP1 ein hochpegeliges Ausgangssignal, wodurch der Transistor Q6 und über diesen die Transistoren Q7 und Q1 sperren.Exceeds 1.73 mA, it creates a voltage drop across the Resistors R15 and R17, which is greater than 6.4V, which reduces the Voltage at node G for the inversion input of CP1 drops below the level at the non-inverting terminal from CP1 is present. If the voltage applied to its non-inverting input is higher, the comparison circuit generates CP1 a high level output signal, which blocks transistor Q6 and, through it, transistors Q7 and Q1.

Wenn das Ausgangssignal von CP1 hochpegelig wird, löscht es den Flip-Flop FF1, der ein hochpegeliges Ausgangssignal an seiner Klemme Q* erzeugt und damit den Transistor QS sperrt. Bei gesperrtem Transistor Q8 entwickelt der Widerstand R17 einen Spannungsabfall von B+ am Inversionseingang von CP1, wobei er weniger Strom'aufnimmt, da der Widerstand R15 nicht mehr zum Widerstand R17 parallel geschaltet ist.When the output of CP1 goes high, it clears flip-flop FF1 which has a high output on it Terminal Q * is generated and thus blocks transistor QS. With transistor Q8 off, resistor R17 develops one Voltage drop of B + at the inversion input of CP1, whereby it consumes less current, since the resistor R15 is no longer to the Resistor R17 is connected in parallel.

Bei abgeschaltetem Transistor Q1 ist der erste Strompfad zur Spule L1 gesperrt, damit der Strom in ihm abfallen kann und damit die in L1 induzierte Spannung zur Gegenspannung entwickelt werden kann, so daß die Seite B gegenüber der Seite A positiv ist.When the transistor Q1 is switched off, the first current path to the coil L1 is blocked so that the current in it can drop and thus the voltage induced in L1 can be developed into the counter voltage so that side B is positive compared to side A.

Da jetzt der Kollektor niederpegeliger ist als die Basis, stellt der früher durchsteuernde Transistor Q5 an R7 einen Vorspannungs- oder Sperrkreis zur Basis von Q2 her. Da jetzt am Emitter eine niedrigere Spannung anliegt als an der Basis, stellt der vorher durchsteuernde Transistor Q2 jetzt den zweiten Strompfad her, um Strom von der Masseleitung 32 über die Diode D1, dieSince the collector is now lower than the base, the transistor Q5, which turned on earlier, provides a bias voltage to R7. or trap circuit to the base of Q2. Since there is now a lower voltage at the emitter than at the base, the one before through-controlling transistor Q2 now the second current path in order to generate current from the ground line 32 via the diode D1, the

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Spule L1 und den Äbtastwiderstand R1 zuzuführen»Feed coil L1 and the scanning resistor R1 »

Die effektive Impedanz für den über diesen zweiten Strompfad ausschwingenden Strom beträgt etwa 0,3 Ohm und stellt den Parallelschaltung swert eines Innenwiderstandes von 2,3 Ohm für jedes der acht parallel geschalteten Einspritzventile plus 0,016 Ohm dar, die durch 12 A am Transistor O2 und der Diode D1 bei einem Spannungsabfall von 0,2 V am Transistor und 0,1 V an der Diode erzeugt werden. Dividiert man diese Effektivimpedanz von 0,316 Olim durch den Ersatzwert von 1,67 mH einer Induktivität von acht parallel geschalteten Einspritzventilen mit Werten von 3,25 mH für jedes Ventil, so ergibt sich die festgelegte Ausschwingzeitkonstante L/R von C₁ für diese Schaltung bei etwa 5,3 Millisekunden; damit ist die Zeit festgelegt, die erforderlich ist, von einem bekannten Pegel auf einen anderen abzufallen.The effective impedance for the current flowing out via this second current path is about 0.3 ohms and represents the parallel connection s value of an internal resistance of 2.3 ohms for each of the eight injectors connected in parallel plus 0.016 ohms, which is caused by 12 A at transistor O2 and the Diode D1 can be generated at a voltage drop of 0.2 V across the transistor and 0.1 V across the diode. If you divide this effective impedance of 0.316 Olim by the substitute value of 1.67 mH of an inductance of eight parallel-connected injectors with values of 3.25 mH for each valve, the specified decay time constant L / R of C ₁ for this circuit results at about 5.3 milliseconds; this establishes the time it takes to fall from one known level to another.

Der Spulenstrom fällt im wesentlichen mit dieser Geschwindigkeit von 12 A auf den unteren Haltestrompegel I„_T von ca 2,3 A ab,The coil current falls essentially at this speed of 12 A to the lower holding current level I " _T of approx. 2.3 A,

JaljJalj

wobei die am Inversionseingang von CP1 über den Widerstand R17 her anliegende Spannung niedriger ist als der jetzt herrschende Spannungsabfall von 5,1 V am nicht invertierenden Eingang von CP1 . Um 5,1 V am Widerstand R17 von 10 k Ohm zu entwickeln, sind etwa 0,51 mA erforderlich, wodurch sich ein Spannungsabfall von 0,32 V an R18 ergibt.where the one at the inversion input of CP1 via resistor R17 applied voltage is lower than the now prevailing voltage drop of 5.1 V at the non-inverting input of CP1. To develop 5.1v across 10k ohm resistor R17, Approximately 0.51 mA is required, which results in a voltage drop of 0.32 V across R18.

Wenn der Einspritzventilstrom gerade unter 3,2 A abfällt, verringert sich der Spannungsabfall im Inversionseingang von CP1 über R17 unter den Wert von 5,1 V, auf den der nicht in-When the injector current drops just below 3.2 A, the voltage drop in the inversion input of CP1 via R17 below the value of 5.1 V to which the

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vertierende Eingang von CP1 abgefallen ist, so daß die Spannung am Inversionseingang von CP1 höher ist als am nicht invertierenden Eingang. Da nun der Inversionseingang steuert, erzeugt die Vergleichsschaltung CP1 wieder ein Ausgangssignal mit Nullpegel, wodurch der Transistor Q1 über die Transistoren Q6 und Q7 angesteuert wird und die Bezugsspannung am nicht invertierenden Eingang von CP1 auf einen Spannungsabfall von 6,4 V von B+ erhöht.inverting input of CP1 has dropped out, so that the voltage at the inversion input of CP1 is higher than that at the non-inverting input Entry. Since the inversion input now controls, the comparison circuit CP1 again generates an output signal with zero level, whereby transistor Q1 is driven via transistors Q6 and Q7 and the reference voltage at the non-inverting input from CP1 to a 6.4V drop from B +.

Dann steigt der Einspritzventilstrom wieder an, bis wieder 6,4 V über den Widerstand R17 am Inversionseingang von CP1 erreicht werden. Dieser Spannungsabfall wird durch 0,64 mA am Widerstand R17 ausgelöst, der einen Abfall von ca. 0,4 V am Widerstand R18 bewirkt. Ein Abfall von 0,4 V am Widerstand R18 entspricht einem ähnlichen Spannungsabfall am Widerstand Rt und damit einem Einspritzventilstrom von 4 A.Then the injector current increases again until it again reaches 6.4 V across resistor R17 at the inversion input of CP1 will. This voltage drop is triggered by 0.64 mA at resistor R17, which causes a drop of approx. 0.4 V at resistor R18 causes. A 0.4V drop across resistor R18 equals one similar voltage drop across resistor Rt and thus an injector current from 4 A.

Anschließend läuft der Einspritzventilstrom periodisch zwischen dem unteren und oberen Pegel des Haltestroms von 3,2 und 4A hin und her, bis das Betätigungssignal CP für die Einspritzventile abgeschaltet ist. Zu diesem Zeitpunkt besitzt der Einspritzventilstrom einen unbekannten Wert zwischen 3,2 und 4A Wäre der zweite Strompfad noch beaufschlagt, dann würde der Spulenstrom eine unbekannte Zeit bis zu einer Millisekunde erfordern, um unterhalb des unteren.Haltestrompegels von 3,2 A abzufallen. Da eine Unsicherheit von bis zu 1 Millisekunde in der Schließzeit des Einspritzventils die für die Kraftstoffeinspritzung erforderliche Genauigkeit beeinträchtigen würde, wirdThe injector current then runs periodically between the lower and upper levels of the holding current of 3.2 and 4A back and forth until the actuation signal CP for the injection valves is switched off. At this point the injector flow has an unknown value between 3.2 and 4A If the second current path were still applied, then the Coil current may require an unknown amount of time, up to a millisecond, to drop below the lower holding current level of 3.2 A. There is an uncertainty of up to 1 millisecond in the closing time of the injection valve, which is necessary for the fuel injection would affect the required accuracy

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der zweite Strompfad somit sofort am Ende des Betätigungsimpulses für das Einspritzventil gesperrt, damit die Spule Versorgungsstrom über einen viel schneller arbeitenden Abbaukreis mit einer Zener-Diode Z2 anfordern muß. Bei einer gegebenen Abbruchsspannung von 33 V der Zener-Diode Z2 bietet diese Zener-Diode einem Haltestrom von 4A einen Wirkwiderstand von etwa 8 Ohm. Vereinigt man diese effektiven Widerstände mit dem Ersatzinnenwiderstand von 0,3 Ohm der acht Einspritzventilspulen von je 2,3 Ohm, so ergibt sich ein Gesamtwirkwiderstand von 8,3 Ohm. Dividiert man die effektive Induktivität von 1,67 mH von acht Einspritzventilspulen mit 13,25 mH, so ergibt sich eine L/R-Abfallzeitkonstante -C₂ ^{von ca}° °?² Millisekunden. Diese Äbfallkonstante T"- von 0,2 Millisekunden ist über das Zwanzigfache schneller als die Äbfallkonstante ₁ des zweiten Strompfades und schaltet in wirksamer Weise Schließzeitschwankungen als ein Faktor für verminderte Genauigkeit der Kraftstoffeinspritzung aus.the second current path is blocked immediately at the end of the actuation pulse for the injection valve so that the coil has to request supply current via a much faster working breakdown circuit with a Zener diode Z2. At a given breakdown voltage of 33 V for the Zener diode Z2, this Zener diode offers a holding current of 4A and an effective resistance of approximately 8 ohms. If you combine these effective resistances with the equivalent internal resistance of 0.3 ohms of the eight injection valve coils of 2.3 ohms each, the result is a total effective resistance of 8.3 ohms. If you divide the effective inductance of 1.67 mH of eight injection valve coils by 13.25 mH, the result is an L / R fall time constant -C ₂ ^{of approx} . ² milliseconds. This fall constant T ″ - of 0.2 milliseconds is over twenty times faster than the fall constant _{1 of} the second current path and effectively eliminates closing time fluctuations as a factor for reduced accuracy of the fuel injection.

Bei dem zweiten Ausführungsbeispiel der Erfindung (Figur 4) ist der Stromabtastwiderstand R1 auf der Seite B+ eines jeden Einspritzventils angeordnet, so daß die Spannung am Äbtastwiderstand gegenüber B+ anstatt gegenüber Masse gemessen wird. Um auch den Leistungsverlust sowie die zusätzliche Wärme bei der Steuerung des Stromabbautransistors Q2 niedrig zu halten, ist dieser Transistor durch einen siliziumgesteuerten Gleichrichter SCR 1 ersetzt, der keine ununterbrochene Ansteuerung, sondern eine weitere Steuerschaltung für die An- und Abschaltung braucht. Das Ausführungsbeispiel der Figur 4 umfaßt auch eine Schaltung zum Halten des Spitzenöffnungsstromes I für eine minimaleIn the second embodiment of the invention (Figure 4), the current sensing resistor R1 is on the B + side of each injector arranged so that the voltage across the sampling resistor is measured against B + instead of against ground. Around also to keep the power loss as well as the additional heat in the control of the current degradation transistor Q2 low this transistor is replaced by a silicon-controlled rectifier SCR 1, which does not have an uninterrupted control, but needs another control circuit for switching on and off. The embodiment of Figure 4 also includes a circuit to hold the peak opening current I for a minimum

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feste Zeitspanne, um zu gewährleisten, daß die Einspritzventile das Ansteigen der Versorgungsspannungen auf Pegel wahrnehmen, bei welchen die Anstiegszeit des Stromes schneller sein kann, als die Ansprechzeit der mechanischen Einspritzventile.Fixed period of time to ensure that the injection valves perceive the rise in supply voltages to levels, in which the rise time of the current can be faster than the response time of the mechanical injection valves.

Auch hier stellt die Induktionsspule L1 die Magnetspulen von einem oder mehreren elektromagnetisch betätigten Kraftstoffeinspritzventilen 14 dar, die einzeln, gleichzeitig oder gruppenweise mit Strom gesteuert werden, der von einer Leitung 30 B+ und einer Masseleitung 32 geliefert wird. Ein erster Schalter in der Form eines NPN-Transistors Q11 in Darlington-Schaltung wie ein RCA epitaxial TA 8997 ist zwischen eine Seite A der Spule L1 und die Masseleitung 32 geschaltet, und ein niederohmiger Stromabtastwiderstand R1 ist zwischen der anderen Seite B der Spule L1 und der Leitung 30 B+ angeordnet. Die Spulenseite A ist auch direkt an die Anode eines silxzxuiagesteuerten Gleichrichters SCR 1 geführt, dessen Kathode mit der Leitung 3 B+ verbunden ist. Die Spulenseite A ist auch an das Gitter oder Schalttor von SCR 1 über zwei in Reihe geschaltete Kondensatoren C2 und C3 sowie über einen Widerstand 21 an Masse 32 gekoppelt.Here, too, the induction coil L1 provides the magnet coils of one or more electromagnetically actuated fuel injection valves 14, which are controlled individually, simultaneously or in groups with current from a line 30 B + and a ground line 32 is supplied. A first switch in the form of a Darlington pair NPN transistor Q11 like an RCA epitaxial TA 8997 is connected between a side A of the coil L1 and the ground line 32, and a low resistance Current sensing resistor R1 is disposed between the other side B of coil L1 and line 30 B +. The coil side A is also led directly to the anode of a silicon-controlled rectifier SCR 1, the cathode of which is connected to line 3 B + is connected. The coil side A is also connected to the grid or switching gate of SCR 1 via two capacitors connected in series C2 and C3 and coupled to ground 32 via a resistor 21.

Wenn der Transistor Q11 während eines TP-Signals sperrt, wird der sich daraus ergebende Anstieg der gegeninduzierten Spannung an der Spulenseite A durch die Kondensatoren C2 und C3 an das Schalttor von SCR 1 übertragen, wodurch er angesteuert wird, bis er wieder durch eine folgende Beaufschlagung von Q11 abgeschaltet wird. Um sicherzustellen, daß SCR 1 nicht anschaltet, wennWhen transistor Q11 is off during a TP signal, will the resulting increase in the counter-induced voltage on coil side A through capacitors C2 and C3 to the Transfer gate of SCR 1, whereby it is controlled until it is switched off again by a subsequent application of Q11 will. To ensure that SCR 1 does not turn on when

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kein Signal TP für die Einspritzventilbetätigung anliegt, ist der Knotenpunkt H zwischen den Kondensatoren C3 und C2 an den Kollektor eines NPN-Transistors Q12 gelegt und über diesen während eines Signals TP*, dem Komplementärsignal zum Signal TP, an Masse gelegt.If there is no signal TP for the injection valve actuation, the node H between the capacitors C3 and C2 is at the Collector of an NPN transistor Q12 and placed over this during of a signal TP *, the complementary signal to the signal TP Ground.

um abwechselnd einen ersten Strompfad von der Spulenseite A über den Transistor Q11 zur Masse 32 schließen und öffnen zu können, ist die Basis von Q11 über einen Widerstand R22 an Masse und über einen Widerstand R23 an 30 B+ gekoppelt, wobei der Widerstand R23 mit der Basis von Q11 durch den Emitter-Kollektorweg eines PNP-Transistors Q13 in Reihe geschaltet ist- Die Basis von Q13 ist mit dem Emitter eines PNP-Transistors Q14 und mit 30 B+ über einen Widerstand R24 verbunden. Der Kollektor von Q14 ist bei 32 an Masse geführt, und die Basis von Q14 ist über einen Widerstand R25 an 3 0 B+ und über einen Widerstand R26 an den Ausgang einer Vergleichsschaltung CP2 geführt.to alternately cross a first current path from coil side A. To be able to close and open transistor Q11 to ground 32 is the base of Q11 via a resistor R22 to ground and coupled to 30 B + via resistor R23, resistor R23 being connected to the base of Q11 through the emitter-collector path of a PNP transistor Q13 is connected in series- The base of Q13 is to the emitter of a PNP transistor Q14 and to 30 B + connected through a resistor R24. Q14's collector is connected to ground at 32 and Q14's base is across a resistor R25 to 3 0 B + and across a resistor R26 to the output of a comparison circuit CP2.

Die Vergleichsschaltung CP2 besitzt einen Inversionseingang für die Bezugsspannung und einen nicht invertierenden Eingang für die Abtastspannung. Der Ausgang von CP2 ist über einen Widerstand R27 an den nicht invertierenden Eingang von CP2 gekoppelt, der seinerseits wieder über die in Reihe geschalteten Widerstände R28 und R29 an Masse 3 2 gelegt ist; zwischen den beiden Widerständen ist ein Knotenpunkt J vorgesehen. Die Kollektoren zweier PNP-Stromsteuertransistoren Q15 und Q16 sind an den Knotenpunkt J angekoppelt, und jeder der beiden Transistoren umfaßt einen Emitterfolgekreis mit einem NPN-The comparison circuit CP2 has an inversion input for the reference voltage and a non-inverting input for the sampling voltage. The output of CP2 is via a Resistor R27 coupled to the non-inverting input of CP2, which in turn is connected via the series connected Resistors R28 and R29 connected to ground 3 2; A junction point J is provided between the two resistors. the Collectors of two PNP current control transistors Q15 and Q16 are coupled to node J, and each of the two transistors includes an emitter follower circuit with an NPN

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Transistor. Der Emitter von Q15 ist über einen Festwiderstand R30 und einen Regelwiderstand R31 an 30 B+ geführt, und dies gilt auch für den Emitter von Q16, der über einen Festwiderstand R32 und einen Regelwiderstand R33 an 30 B+ angeschlossen ist. Die Basen von Q15 und Q1 6 sind über einen Widerstand R34 an Masse 32 und über den Emitter-Basisweg des Transistors 17 an die Spulenseite B geführt, wobei der Kollektor von Q17 mit 30 B+ verbunden ist. Da der Basis-Emitterspannungsabfall des Transistors Q17 dem Basis-Emitteranstieg der Transistoren Q15 und Q16 angepaßt ist, folgen deren Emitter der Spannung am Punkt B und erzeugen über die Widerstände R30 - R31 und R33 - R32 Ströme, die .sich im einzelnen direkt in Abhängigkeit vom Strom im Abtastwiderstand R1 verändern. Nach ihrer Summierung am Knotenpunkt J entwickeln die Ströme von Q15 und Q16 am Widerstand R29 eine Spannung, die sich in Abhängigkeit vom Einspritzdüsenstrom verändert. Um den Transistor Q15 wahlweise abzuschalten und seinen Durchsteuerstrom für den Widerstand R29 nach dem Erreichen des Anzugspegels I_p des Einspritzventilstroms zu sperren,wird der Emitter von Q15 über die Reihenschaltung eines Widerstandes 33 und des Emitter-Kollektorweges eines NPN-Transistors Q18 an Masse gelegt.Transistor. The emitter of Q15 is connected to 30 B + via a fixed resistor R30 and a variable resistor R31, and this also applies to the emitter of Q16, which is connected to 30 B + via a fixed resistor R32 and a variable resistor R33. The bases of Q15 and Q1 6 are connected to ground 32 via resistor R34 and to coil side B via the emitter-base path of transistor 17, with the collector of Q17 connected to 30 B +. Since the base-emitter voltage drop of the transistor Q17 is matched to the base-emitter rise of the transistors Q15 and Q16, their emitters follow the voltage at point B and generate currents via the resistors R30-R31 and R33-R32 which are directly dependent on each other change from the current in the sampling resistor R1. After summing up at junction J, the currents of Q15 and Q16 develop a voltage across resistor R29 that changes as a function of the injector current. In order to selectively switch off transistor Q15 and to block its through-control current for resistor R29 after the _{injection valve current has reached the pull-in level I p} , the emitter of Q15 is connected to ground via the series connection of a resistor 33 and the emitter-collector path of an NPN transistor Q18.

Der Ausgang der Vergleichsschaltung CP2 ist auch über einen Kondensator C4 und eine Diode D2 an die Basis eines NPN-Transistors Q19 eines Flip-Flops FF2 geführt, der auch einen zweiten NPN-Transistor Q20 umfaßt. (Eine weitere Stelle in der Schaltung, die auf das Erreichen des Spitzenstromes anspricht und an welche der Flip-Flop über den Kondensator C4 und die Diode D2 ange-The output of the comparison circuit CP2 is also connected to the base of an NPN transistor via a capacitor C4 and a diode D2 Q19 of a flip-flop FF2 led, which also has a second NPN transistor Q20 is included. (Another place in the circuit, which responds to the peak current being reached and to which the flip-flop is connected via the capacitor C4 and the diode D2.

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koppelt werden könnte, ist der Emitter des in Darlington-Schaltung ausgelegten Transistors Q13. An dieser Schaltungsstelle steht mehr Strom und Leistung zur Verfügung als am neutralen Emitter in der Diodenviererschaltung 2901 der Vergleichsschaltung CP2.) Der Kollektor von Q19 ist über einen Widerstand R36 an die Basis von Q18 geführt, und die Kollektoren von 019 und Q20 sind über entsprechende Widerstände R37 und R38 an 30 B+ sowie über Widerstände R39 und R48 an die Basen von Q20 bzw. Q19 geführt. Die Emitter von Ql9 und Q20 sind bei 32 an Masse geführt.could be coupled, the emitter of the Darlington pair designed transistor Q13. At this switching point there is more current and power available than at the neutral emitter in the diode quad circuit 2901 of the comparison circuit CP2.) The collector of Q19 is on via a resistor R36 the base of Q18 led, and the collectors of 019 and Q20 are connected to 30 B + via resistors R37 and R38 and to the bases of Q20 or Q20 via resistors R39 and R48. Q19 led. The emitters of Q19 and Q20 are grounded at 32 guided.

Die Klemme C für die Betätigung der Einspritzventile ist über einen Kondensator C5 an den Knotenpunkt zwischen den Dioden D4 und D5 angeschlossen,die in Reihe von Masse 32 zur Basis von Q20 mitgekoppelt sind. Die Klemme C ist auch über Widerstände R40 und R41 an die Basen von NPN-Transistoren Q21 und Q22 geführt. Der Kollektor von Q21 ist über einen Kondensator C6 mit Masse 32 in Reihe geschaltet, und ein Widerstand R42 ist mit seinem Knotenpunkt an einen Widerstand R43 angeschlossen, und beide Widerstände sind mit dem Inversionseingang von CP2 verbunden. Der Kollektor von Q22 ist über einen Widerstand R44 an 30 B+ und über einen Widerstand R45 an die Basis von Q12 geführt. Ein Signal TP für die Einspritzventilbetätigung steuert den Transistor Q22 und schaltet den Transistor Q12 über den Kollektor-Emitterweg von Q22 ab. Liegt kein Signal TP für die Betätigung eines Einspritzventils an, dann erzeugt die sich daraus ergebende hohe Kollektorspannung von Q22 das Signal TP*, welches den Transistor Q12 ansteuert.Terminal C for actuating the injection valves is connected to the junction between diodes D4 via a capacitor C5 and D5 which are coupled in series from ground 32 to the base of Q20. Terminal C is also across resistors R40 and R41 led to the bases of NPN transistors Q21 and Q22. The collector of Q21 is connected in series to ground 32 through a capacitor C6, and a resistor R42 is connected to its node is connected to a resistor R43, and both resistors are connected to the inversion input of CP2. The collector of Q22 is on via a resistor R44 30 B + and fed through a resistor R45 to the base of Q12. A signal TP controls the injection valve actuation transistor Q22 and turns transistor Q12 off via the collector-emitter path of Q22. If there is no signal TP for the When an injection valve is actuated, the resulting high collector voltage of Q22 generates the signal TP * which drives transistor Q12.

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Die Basis eines NPN-Transistors Q23 ist auch an den Kollektor von Q22 geführt und über einen Widerstand R44 an 30 B+, wobei der Kollektor von Q23 über einen Widerstand R47 mit 30 B+ und sein Emitter mit dem Kondensator C6 und dem Kollektor von Q21 verbunden ist. Liegt das TP-Signal an, dann leiten ein Widerstand R46 und der Kollektor-Emitterweg von Q22 die Basis eines PNP-Transistors Q24 an Masse 32 ab, wodurch ein Transistor Q24 angesteuert wird und die Abbruchspannung einer Zener-Diode Z4 am Inversionseingang von CP2 anliegt.The base of an NPN transistor Q23 is also led to the collector of Q22 and via a resistor R44 to 30 B +, where the collector of Q23 through a resistor R47 with 30 B + and its emitter is connected to capacitor C6 and the collector of Q21. If the TP signal is present, then a resistor conducts R46 and the collector-emitter path of Q22 form the basis of one PNP transistor Q24 to ground 32, creating a transistor Q24 is controlled and the breakdown voltage of a Zener diode Z4 is applied to the inversion input of CP2.

Obwohl das Torsignal von SCR 1 über den Transistor Q12 durch den Abfall des TP-Signals praktisch an Masse geführt ist, sperrt SCR 1 nicht, bis keine Gegenspannung an ihm anliegt. Um eine kurze Gegenspannung von 50 Mikrosekunden an den SCR.1 beim Abfall des TP-Signals anzulegen, wird die mit dem Abfall des TP-Signals ansteigende Kollektorspannung von Q21 über den Kondensator C6 und einen Widerstand. R43 an den Inversionseingang von CP2 geführt und löst dort einen positiven Impuls aus, der ein momentanes niederpegeliges Ausgangssignal erzeugt, welches den Transistor QI1 ansteuert. Diese kurzfristige Beaufschlagung des Transistors Q11 leitet .den Strom schnell über SCR 1 ab, wodurch dieser Gleichrichter abgeschaltet wird.Although the gate signal from SCR 1 through transistor Q12 through the If the TP signal is practically grounded, SCR 1 does not block until no counter voltage is applied to it. To a Applying a short counter-voltage of 50 microseconds to the SCR.1 when the TP signal drops, the same as when the TP signal drops rising collector voltage of Q21 across the capacitor C6 and a resistor. R43 is fed to the inversion input of CP2, where it triggers a positive pulse that a momentary low-level output signal is generated which drives transistor QI1. This short-term charge of transistor Q11 quickly derives the current through SCR 1, whereby this rectifier is switched off.

Ein weiterer Vorteil,den das Ausführungsbeispiel der Figur 4 bietet, ist eine Einrichtung, die sicherstellt, daß der Spulenstrom nicht unter den Spitzenanzugsstrom abfällt, bevor eine minimale Zeitspanne vom Beginn des Einspritzventilbetätigungssignals an verstrichen ist. Dieser Schutz ist dort zweckmäßig,Another advantage offered by the embodiment of Figure 4, is a device that ensures that the coil current does not drop below the peak pull-in current before a the minimum time has elapsed from the start of the injector actuation signal. This protection is appropriate there,

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wo die Kombination einer höher als normalen Versorgungsspannung B+ und eines langsamer ansprechenden Einspritzventils bewirken würde, daß der Spulenstrom den Spitzenanzugsstrom übersteigt und dann auf den Haltestrompegel zurückfällt, ehe die Einspritzventile praktisch geöffnet haben. Um diese Möglichkeit zu vermeiden, bleibt das Äusgangssignal von CP2 für mindestens eine Zeitspanne von 1,5 Millisekunden nach dem Beginn des Betätigungsbefehls für die Einspritzventile niederpegelig. Diese Minimalzeitspanne wird durch Taktgeber eines monostabilen Vibrators mit einem Widerstand R50 erzeugt, der 30 B+ an einen Knotenpunkt N zwischen einem Kondensator C7 und einer Diode D6 führt, die beide zwischen den Kollektor des Flip-Flop-Transistors Q20 und die Basis eines NPN-Transistors Q25 in Reihe geschaltet sind. Der Kollektor von Q25 ist über einen Widerstand R51 an 3 0 B+ geführt und über einen Widerstand R52 mit der Basis eines NPN-Transistors Q26 verbunden, dessen Emitter bei 32 an Masse gelegt ist. Der Kollektor von Q26 ist über den Kondensator C 4 mit dem Ausgang der Vergleichsschaltung CP2 gekoppelt, und der Knotenpunkt zwischen den Dioden D2-und D3 ist in Reihe zwischen Masse 32 und der Basis des Flip-Flop-Transistors Q19 mitgekoppelt.where the combination of a higher than normal supply voltage B + and a slower responding fuel injector would cause the coil current to exceed the peak pull current and then drop back to the holding current level before the fuel injectors were practically open. To avoid this possibility, the output of CP2 remains low for at least a period of 1.5 milliseconds after the start of the actuation command for the injectors. This minimum period of time is generated by clocking a monostable vibrator with a resistor R50, which leads 30 B + to a node N between a capacitor C7 and a diode D6, both between the collector of the flip-flop transistor Q20 and the base of an NPN transistor Q25 are connected in series. The collector of Q25 is connected to 3 0 B + via a resistor R51 and connected via a resistor R52 to the base of an NPN transistor Q26, the emitter of which is connected to ground at 32. The collector of Q26 is coupled to the output of the comparison circuit CP2 via the capacitor C 4, and the node between the diodes D2- and D3 is coupled in series between ground 32 and the base of the flip-flop transistor Q19.

Der Beginn eines Signals TP für die Einspritzventilbetätigung (näheres s.u.) bewirkt, daß der Flip-Flop-Transistor Q20 die eine Seite des Kondensators C7 an Masse legt. Dadurch wird der Transistor Q25 des monostabilen Vibrators kurzfristig abgeschaltet und der Transistor Q26 angesteuert, um den Ausgang von TP2 an Masse zu legen. Wenn sich der Kondensator C7 desThe beginning of a signal TP for the injection valve actuation (for more details see below) causes the flip-flop transistor Q20 the ground one side of capacitor C7. As a result, the transistor Q25 of the monostable vibrator is switched off for a short time and transistor Q26 driven to ground the output of TP2. When the capacitor C7 of the

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monostabilen Multivibrators über den Widerstand R50 während der kurzen Zeit von 1,5 Millisekunden auflädt, übersteigt die Abtastspannung am nicht invertierenden Eingang von CP2 die Bezugsspannung am Inversionseingang von CP2, wodurch das sich ergebende hochpegelige Ausgangssignal von CP2 über den Transistor Q26 geerdet und nicht bis zum Ende der kurzen Periode des monostabilen Multivibrators an die Basis von Q19 weitergeleitet wird. Der somit für eine Periode des monostabilen Vibrators gesperrte Transistor Q19 schaltet den Transistor Q18 nicht ab, um die Bezugsspannung am nicht invertierenden Eingang von CP2 so lange herabzusetzen, bis sowohl die Periode des monostabilen Multivibrators verstrichen ist als auch der Spulenstrom den Pegel des Spitzenöffnungsstroms übersteigt.monostable multivibrator charges via resistor R50 during the short time of 1.5 milliseconds, the scanning voltage exceeds at the non-inverting input of CP2 the reference voltage at the inversion input of CP2, whereby the resulting high level output from CP2 is grounded through transistor Q26 and not until the end of the short period of the monostable Multivibrators is forwarded to the base of Q19. The blocked for one period of the monostable vibrator Transistor Q19 does not turn off transistor Q18 to the reference voltage at the non-inverting input of CP2 until both the period of the monostable multivibrator has elapsed when the coil current also exceeds the level of the peak opening current.

In Betrieb werden alle Transistoren des Ausführungsbeispiels der Figur 4 mit Ausnahme des Flip-Flop-Transistors Q19 abgeschaltet, ehe an der Klemme C ein Betätigungssignal TP für die Einspritzventile anliegt, wobei der Transistor Q25 des monostabilen Multivibrators und der Transistor Q12 durch die Kollektorspannung TP* von Q22 angesteuert werden und damit das Tor von SCR1 an Masse gelegt wird. Wenn Q24 über die Widerstände R44 und R4 6 an 30 B+ gelegt ist, sperrt er, so daß der Inversionseingang von CP2 über die Widerstände R42 und R43 an Masse geführt ist. Der nicht invertierende Eingang von CP2 steuert und erzeugt ein hochpegeliges Ausgangssignal von CP2, das den Leistungstransistor Q11 über die Steuertransistoren Q13 und Q14 abschaltet. Daher fließt kein Strom durch die Spule L1.In operation, all transistors of the embodiment of Figure 4 are turned off with the exception of the flip-flop transistor Q19, before an actuation signal TP for the injection valves is applied to terminal C, transistor Q25 of the monostable Multivibrators and the transistor Q12 by the collector voltage TP * can be controlled by Q22 and thus the gate of SCR1 is connected to ground. If Q24 across resistors R44 and R4 6 is connected to 30 B +, it blocks so that the inversion input of CP2 is connected to ground via resistors R42 and R43. The non-inverting input of CP2 controls and generates a high level output from CP2 which turns off power transistor Q11 through control transistors Q13 and Q14. Therefore, no current flows through the coil L1.

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Liegt ein Betätigungsimpuls TP für die Einspritzventile an, so wird dessen Anstieg über die Widerstände R40 und R41 an die Basen von Q21 und Q22 übertragen, wodurch diese durchsteuern. Die Basis von Q12 ist über den Transistor Q22 und den Widerstand R45 geerdet, um den Transistor Q12 abzuschalten, wodurch SCR1 angesteuert wird, inden sein Tor nicht mehr an Masse liegt. Der Anstieg des Äuslösesignals TP wird auch über den Kondensator C5 und die Diode D4 der Basis des Flip-Flop-Transistors Q20 gemeldet, wodurch dieser angesteuert wird und die Vorspannung über den Flip-Flop-Transistor Q19 an Masse gelegt wird. Die Spannung B+ am Kollektor von Q19 steuert den Nebenschlußtransistor Q18 an, um die Vorspannung am Stromversorgungstransistor Q15 umzukehren und damit auch den Strom über den Transistor Q18 und den Widerstand R35 in Gegenrichtung zu schicken, der sonst durch den Stromversorgungstransistor Q15 fließen würde.If there is an actuation pulse TP for the injection valves, so its rise is transmitted via the resistors R40 and R41 to the bases of Q21 and Q22, whereby they turn on. The base of Q12 is through transistor Q22 and the resistor R45 grounded to turn transistor Q12 off, causing SCR1 is controlled inden its gate is no longer connected to ground. The rise in the trigger signal TP is also across the capacitor C5 and the diode D4 reported to the base of the flip-flop transistor Q20, thereby driving it and biasing it is connected to ground via the flip-flop transistor Q19. the Voltage B + at the collector of Q19 controls the bypass transistor Q18 to bias the power supply transistor Q15 to reverse and with it the current through transistor Q18 and to send the resistor R35 in the opposite direction, which would otherwise flow through the power supply transistor Q15.

Mit seiner über den Widerstand R46 und den Transistor Q22 geerdeten Basis wird der Transistor Q24 angesteuert, um die Zener-Abbruchsspannung von Z4 an den Inversionseingang von CP2 anzulegen. Da sich am Widerstand R29 kein Spannungsabfall bildet, bis Strom durch die Spule L1 fließt, erzeugt die Zener-Abbruchsspannung am Inversionseingang von CP2 ein niederpegeliges Ausgangssignal von CP2, wodurch die Steuertransistoren Q13 und 14 beaufschlagt werden, um eine Spannung am Widerstand R22 zu entwickeln, die ihrerseits den Leistungstransistor Q11 ansteuert .With its grounded through resistor R46 and transistor Q22 Base transistor Q24 is controlled to apply the Zener breakdown voltage from Z4 to the inversion input of CP2 to put on. Since there is no voltage drop across resistor R29, until current flows through coil L1, the Zener breakdown voltage at the inversion input of CP2 produces a low level output signal from CP2, thereby energizing control transistors Q13 and 14 to apply a voltage across resistor R22 develop, which in turn drives the power transistor Q11 .

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Wenn sich der Spulenstrom beginnt, aufzubauen, erhöht sich die Spannung am Abtastwiderstand R1, wodurch die Spannung an der Spulenseite B abfällt. Der Stromversorgungs-Emitterfolgekreis von Q16 - Q17 bewirkt einen Spannungsabfall an den Widerständen R32 R33, der ziemlich genau dem Spannungsabfall am Abtastwiderstand R1 entspricht. Somit entwickelt der Strom von Q16 am Knotenpunkt J eine mit dem Strom im Abtastwiderstand R1 , in der Spule L1 und im Transistor Q11 ansteigende Spannung am Widerstand 29, die in Abhängigkeit von der Spannung am Abtastwiderstand R1 ansteigt.As the coil current begins to build up, the voltage across sense resistor R1 increases, reducing the voltage on the coil side B drops. The power supply emitter follower circuit from Q16 - Q17 causes a voltage drop across resistors R32 R33, which corresponds almost exactly to the voltage drop across the sampling resistor R1. Thus, the current from Q16 evolves on Node J has a voltage across the resistor that increases with the current in the sense resistor R1, in the coil L1 and in the transistor Q11 29, which increases as a function of the voltage across the sampling resistor R1.

Der Regelwiderstand R33 wurde vorher so eingestellt, daß der Strom von Q16 bewirkte, daß die Spannung am Widerstand R29 die Abbruchspannung der Zener-Diode Z4 bei einem Wert des Spulenstroms überstieg, der unter den schlechtesten Bedingungen etwas über dem Anzugsstrom I der Magnetspule lag. Representative Umschaltpunkte können unter der Annahme errechnet werden, daß die in der Tabelle der Bestandteilwerte gezeigten Schaltungswerte wieder unter einem minimalen Anzugsstromwert I von 12A, einem unteren Pegel des Haltestromes I_TTT von 3,2 A liegen sowie, daß die hoch-The variable resistor R33 was previously set so that the current from Q16 caused the voltage at resistor R29 to exceed the breakdown voltage of the Zener diode Z4 at a value of the coil current which, under the worst conditions, was slightly above the pull-in current I of the magnet coil. Representative switching points can be calculated assuming that the circuit values shown in the table of component values are again below a minimum starting current value I of 12A, a lower level of the holding current I _TTT of 3.2 A and that the high-

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und niederpegeligen Ausgangssignale von CP2 14V und 0 entsprechen.and low output signals from CP2 correspond to 14V and 0.

Wenn dann das Ausgangssignal von CP2 niederpegelig ist, wie es von Anfang an war, bis der Anzugsstrom von 12A überschritten wird, ist die Abtastspannung am nicht invertierenden Eingang von C2 gleich der Spannung, die am Widerstand R29 entsteht multipliziert mit dem Verhältnis von 0,9 für R27/R27 + R28 (d.h. 0,9 = 100/(100 + 10). Um somit die Bezugsspannung vonThen when the output of CP2 is low, as it was from the beginning, until the pull-in current exceeded 12A is the sampling voltage at the non-inverting input of C2 is equal to the voltage that arises across resistor R29 multiplied by the ratio of 0.9 for R27 / R27 + R28 (i.e. 0.9 = 100 / (100 + 10)

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4,3"V am Inversionseingang von CP2 zu überschreiten, müssen am Widerstand R29 von 3,6 k Ohm 4,8 V entwickelt werden, wobei etwa 1,33 mA dort erforderlich sind. Um diese 1,33 mA zu erzeugen, wenn der minimale Anzugsstrom von 12 A gerade überschritten wird, müssen die Widerstände R32 - R33 so eingestellt werden, daß sie die gleichen 1,2 V erzeugen, die auch am Abtastwiderstand R1 anliegen« Um 1,2 V mit 1,33 mA zu erzeugen, muß der Widerstand der Widerstände R32 und R33 auf 900 Ohm eingestellt werden.4.3 "V at the inversion input of CP2 must be exceeded on Resistor R29 of 3.6 k ohms can be developed, being approximately 4.8 V 1.33 mA are required there. To generate this 1.33 mA when the minimum pick-up current of 12 A has just been exceeded the resistors R32 - R33 must be set in such a way that they generate the same 1.2 V as the one at the sense resistor R1 present «To generate 1.2 V with 1.33 mA, the resistance of resistors R32 and R33 must be set to 900 ohms will.

Wenn mehr als 1,5 Millisekunden Verzögerung des monostabilen Multivibrators verstrichen sind, wenn die Bezugsspannung 4,3 V am Inversionseingang von CP zum ersten Mal überschritten werden, wird die sich ergebene hohe Ausgangsspannung von 14V durch den Kondensator C4 und die Diode D2 an die Basis des Flip-Flop-Transistors QI9 übertragen, wodurch dieser angeschaltet wird und der Nebenschlußtransistor Q18 sperrt. Die Spannung am nicht invertierenden Abtasteingang von CP2 ist jetzt die am Widerstand R29 entstehende Spannung, d.h. die Ausgangsspannung von CP2 von 14V minus die um 0,9 multiplizierte, am Widerstand R29 entwickelte Spannung. Um somit am invertierenden Bezugseingang von CP2 unter die Bezugsspannung von 4,3 V abzufallen, wenn am Ausgang von CP2 14V anliegen, müssen etwa 3,3 V an R29 entwickelt werden, wozu etwa 0,9 mA benötigt werden. Diese 0,9 mA werden durch die Stromversorgungstransistoren Q15 und Q16 geliefert, indem sie einen Spannungsabfall von 0,32 V an den Widerständen R30 - R31 und R32 - R33 entwickeln, was demIf more than 1.5 milliseconds of delay of the monostable Multivibrators have elapsed when the reference voltage 4.3 V at the inversion input of CP is exceeded for the first time, the resulting high output voltage of 14V is generated by the Capacitor C4 and diode D2 are transferred to the base of flip-flop transistor QI9, turning it on and the bypass transistor Q18 blocks. The tension on the not The inverting sampling input of CP2 is now the voltage at resistor R29, i.e. the output voltage of CP2 from 14V minus the multiplied by 0.9 at resistor R29 developed tension. In order to drop below the reference voltage of 4.3 V at the inverting reference input of CP2 when on Output from CP2 to be 14V, need about 3.3V developed at R29 , for which about 0.9 mA are required. This 0.9 mA is fed through power supply transistors Q15 and Q16 by developing a 0.32V voltage drop across resistors R30 - R31 and R32 - R33, which is what the

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unteren Haltestrompegel von etwa 3,2 A entspricht. Dies bedeutet, daß die Widerstände R30 —31' — 32' - 33 einen Ersatzwiderstand von ca. 350 Ohm besitzen, was bedeutet, daß R3 0 und R31 etwa 570 Ohm aufweisen, da die Widerstände R32 und R33 vorher auf 900 Ohm eingestellt wurden.corresponds to a lower holding current level of about 3.2 A. This means that the resistors R30 - 31 '- 32' - 33 one Have equivalent resistance of about 350 ohms, which means that R3 0 and R31 have about 570 ohms, since the resistors R32 and R33 were previously set to 900 ohms.

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List of reference symbols (FIG. 1)

10 = Steuerschaltung für Einspritzventil10 = control circuit for injection valve

12 = Kraftstoffeinspritzsteuerung12 = fuel injection control

14 = Einspritzventile14 = injectors

16 = Verbrennungsmotor16 = internal combustion engine

18 = Drehzahlwandler18 = speed converter

20 = Ansaugdruckwandler20 = intake pressure transducer

22 = Motortemperaturwandler22 = motor temperature converter

24 = Meßfühler für harten Lauf des Motors24 = sensor for hard running of the engine

7079®7079®

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Claims

Patent size

Dipl. Ing. H. Hauck

Dipl. Phvs. IV. Be ·. ^ ilz

Dipl. Ing. E-Craaiis

Dipi- ins- VA V. ^ Nert

The Bendix Corporation oipl-Fhys. '* · Oν rsioas

Df.-ing. Vv. During Executive Offices ^ v _n _ετ ^^ ε.ν.3 23

8000 Mt "- ' ^{311 2}

Bendix Center

Southfield, Mich. 48 076 Attorney File M-4848

USA 19 »February 1979

Circuit for setting three current levels for inductive loads such as magnetic coils

PATENT CLAIMS

M .J circuit which responds to a control pulse for setting three current levels in the coil of an electromagnetically operating device and comprises controllable switching means which connect the coil to a power supply so that the current flowing through the coil is normally at a first level above the actuation level can be raised, and which is then controllable to alternately connect and disconnect the power supply in order to maintain the application of the device with a holding current which fluctuates between a second and a third level, and the circuit also comprises means for generating reference signals, Device for generating current sensing signals which change as a function of the current in the coil, a comparison circuit which compares the reference signals and the current sensing signals to

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to generate two levels of output signals for controlling the switching devices, characterized in that the devices for generating reference signals (Z1, R9, R1 0, R11) have a first and a second reference signal for the first and the third current level (I_, I " _T ), then thereby,

ir riijir riij

that a flip-flop (FF1) modifies the current scanning signals as a function of reaching the first current level (I), so that the second current level (Ι _ΗΗ ) at the input of the comparison circuit (CP1) generates a current scanning signal which is equal to that through the first current level (I _p ) generated signal.

2. A circuit according to claim 1, characterized in that the flip-flop (FF1) for a reduction in the current level as a function from the output signal generated by the comparison circuit (CP1) when the coil current increases is than the second level (I "").

tintin

3. A circuit according to claim 1, characterized in that the time delay device (R50, C7, D6) are connected to the flip-flop (FF2) in order to delay the reduction of the coil current when it is at the first level (I _p ) with increases at a speed that is too fast to act on the solenoid actuated device.

4. A circuit according to claim 1, characterized in that the

en switching device further comprises device (Q2; SCR1), to connect the coil (L1) to a current path (Q2, D1; SCR1) with a low rate of fall during the time spans

909835/0798 _ ₃ _

couple is cut off in which a power switch (Q1jQ11) to the spool to disconnect before the end of the control pulse (TP) of the power supply (B +) and to it at the end of the control pulse (TP) to a current path (Z2, Z3) with faster drop rate.

5. A circuit according to claim 4, characterized in that 'that the device for coupling the coil (L1) is a silicon - controlled rectifier (SCR1) includes, by a momentary connection of the circuit breaker (Q11) at the end of the control pulse (TP) is switched off.

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