DE2844736A1 - Temperaturempfindliche steuerschaltung - Google Patents

Description

RCA 71 752 Ks/Ki 9 Q / / -7 Q e

U.S. Serial No: 84-2,0/8 " £0^4/Jb

Piled: October 14, 1977

ECA Corporation New York, N.Y., V. St. v. A,

Temperaturempfindliche Steuerschaltung

Die Erfindung betrifft temperaturempfindliche Steuerschaltungen, deren Punktion darauf beruht, daß sich die Betriebskennlinien von Halbleiterbauelementen, die in diesen, üblicherweise in monolithischer integrierter Porm ausgeführten Schaltungen enthalten sind, mit der Temperatur ändern.

In der USA-Patentschrift 3 809 929 ist eine temperaturempfindliche Steuerschaltung beschrieben, in der die Basis-Emitter-Spannung eines ersten, mit einem Kollektorstrom vorbestimmter Stärke betriebenen Transistors geteilt und einem zweiten Transistor angelegt wird. Die resultierenden Kollektorströme der Transistoren werden dann unter Verwendung eines Stromspiegel Verstärkers differentiell verglichen, um einen Ausgangsstrom zu gewinnen, der seine Polarität bei einer vorgeschriebenen Temperatur ändert. Bei einer anderen, aus der USA-Patentschrift 3 825 778 bekannten temperaturempfindlichen Steuerschaltung wird die Offsetspannung, die an einer ersten Reihenschaltung aus η in Durch!aßrichtung gespannten und mit einem Strom vorbestimmter Stärke betriebenen Dioden abfällt, einer zweiten Reihenschaltung angelegt, die den Basis-Emitter-Übergang eines Transistors und η weitere in Durchlaßrichtung gespannte Dioden aufweist. Der Kollektorstrom des Transistors wird differentiell mit einem Strom verglichen, der gleich oder proportional dem durch die erste Reihenschaltung fließenden Strom ist. Dieser Vergleich wird unter Verwendung eines

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StromspiegelVerstärkers durchgeführt, um einen Ausgangs strom zu erzeugen, der seine Polarität bei einer vorgeschriebenen Temperatur ändert. Aue der USA-Patentschrift 4 021 722 schließlich ist ein temperaturempfind?icher Stromteiler bekannt, bei dem ein Bruchtei"¹ der Emitter-Basis-Spannung eines Eeferenztransistors zwischen die Basiselektroden zweier als einitter-gekoppe! te Gegentaktstufe geschalteter Transistoren Oong-tailed pair) gelegt wird, derer Κοίτektorströme unter Verwendung eines Stromspiegel verstärkern differentie"¹"¹ verglichen werden, um einen Ausgangs-Fstrom zu erhalten, der seine Polarität bei einer vorgeschriebenen T e Dip er a tür β nd er t.

Ein Problem bei a^en den vorstehend beschriebenen bekannten temperaturempfindlichen Steuerschaltungen besteht darin, daß ein Transistor, der an seinem Kollektorden einen der zu vergleichenden Kollektorströme liefert, mit einem im Vergleich sehr kleinen Kollektorstrom betrieben wird, so daß der bei der Durchführung des Vergleichs verwendete Stromspiegel verstärker eine Stromverstärkung haben muß, die ein kleiner Bruchteil oder ein großes Vielfaches von -1 ist. Ein solcher Stromspiegel verstärker beansprucht im allgemeinen eine übermäßig große Baufläche in einer monolithischen integrierten Schaltung. Auch ist der Anstieg des sehr kleinen KoI^Ίektorstroms mit der Temperatur geringer als erwünscht, so daß die Steuerscha? tung auf eine eher hochohmige Last arbeiten muß, um hohe Empfindlichkeit gegenüber TemperaturSchwankungen zu erhalten.

Diese Probleme v/erden mit einer erfindungsgemäßen temperaturempfind! ichen Steuerschaltung überwunden. Hier wird die Emitter-Bas is -Spannung eines ersten, mit einem Kollektorstrom vorbestimmter Stärke betriebenen Transistors gleichsam maßstäblich vergrößert und an einen zweiten Transistor gelegt, dessen Kollektorelektrode mit einer Ausgangsklemme für die temperaturempfindliche Steuerschaltung verbunden ist. Die vergrößerte Emitter-Basis-Spannung des ersten Transistors befähigt den zweiten Transistor, wenn sie ihm als Emitter-Basis-Spannung angelegt wird, zu einem beträchtlichen Kollektorstrom, der sich in erwünschter Weise stärker, d.h. in größerem Betrag, mit der Temperatur ändert.

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Die Erfindung wird nachstehend an Ausführungsbeispielen an Hand von Zeichnungen näher erläutert.

Figur 1 zeigt Transistor-Temperatur-Kennl inien zur Veranschaulichung der Unterschiede zwischen dem Betrieb einer erfindungsgemäßen Schaltung und dem Betrieb einer "bekannten Schaltung der in der US-Patentschrift 3 809 929 beschriebenen Art;

Figuren 2 und 3 sind Schaltbilder von temperaturempfindlichen Steuerschaltungen, die gemäß der Erfindung ausgebildet sind und auf der Grundlage eines Vergleichs des Kollektorstroms des zweiten Transistors mit einem Strom aus einer Feststromquelle einen Steuerstrom für einen nachfolgenden Transistor erzeugen;

Figuren 4 und 5 sind Schaltbilder von erfindungsgemäßen temperaturempfindlichen Steuerschaltungen, die auf der Grundlage eines Spannungsvergleichs einen Steuerstrom für eine nachfolgende Schaltung erzeugen;

Figur 6 ist das Schaltbild einer erfindungsgemäßen temperaturempfindlichen Steuerschaltung, worin Maßnahmen zur Stabilisierung der Temperatur der Schaltung getroffen sind.

Die Figur 1 zeigt in einem Schaubild mit linearer Spannungsordinate über lineare Temperaturabszisse (nicht unbedingt maßstabgetreu) Ortskurven 1, 2, 3, 4-, 5 der Emitter-Basis-Spannungen (V_BE) von Transistoren für wachsende Werte von Ip/K. Diese Kurven sind durch die folgende Transistorgleichung definiert:

I₀ - KT^r exp [(VkT) (V_g(0) - V_BE)J (1)

'g(O) - ^VBE> ■wobei die verwendeten Symbole folgende Größen darstellen:

I_n ist der Kollektorstrom des Transistors;

K ist eine temperaturunabhängige Konstante, die von geometrischen Faktoren und festen physikalischen Konstanten abhängtj

T ist die absolute Temperatur;

r ist bestimmt durch die Temperaturabhängigkeit der Diffusionskonstante von Minoritätsträgern in der Basiszone des Transistors (gleich 1,5 für einen NPN-Silizium-

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Cransicbor und 1,·²» für einen PIVP-SiI iziumtransistor) ; g ist die Ladung eines Elektrons; k ist die Boltzmann-Konstante;

V₀.y-Q- irb die extrapolierte Bandlückenspannung bei ¹L¹"= 6 (sie beträgt 1,205 V bei Silizium);

V-n-p ist die Emitter-Basis-Spannung des Transistors.

Wenn man die obige Gleichung (1) nach V_ßE auflöst, erhält man die nachstehende Gleichung (2), und durch Differenzierung gemäß der nachstehenden Gleichung (3) lassen sich die Steigungen der Ortskurven 1, 2, 3> 4-, 5 berechnen.

^VBE ^{= V}g(0) ^{+ (kT/g)} (Al_c -ZuK - r^T) (2) = (k/q) U,i,I₀ -4Κ-Γ -r.^T) (3)

Es sei zunächst der Fall der aus der oben erwähnten USA-Patentschrift 3 809 929 bekannten temperaturempfindlichen Steuerschaltung betrachtet. Es sei angenommen, daß die Basis-Emitter-Spannung Vn-g eines ersten Transistors, der durch direkte oder gleichstrommäßige Kollektor-Basis-Rückkopplung auf einen konstanten Kollektorstrom I_G eingestellt ist, mit der Ortskurve 4 in Figur 1 zusammenfällt. Diese Spannung wird proportional geteilt, um eine durch die Kurve 6 (gestrichelt gezeichnet) definierte Spannung zu entwickeln, die dann einem zweiten Transistor als Vg·™ angelegt wird. Wenn sich die Temperatur T des ersten und des zweiten Transistors auf T^,, dann auf Τφττ-ρ und dann auf T^ erhöht, dann nimmt der Kollektorstrom Z_n des zweiten Transistors aufeinanderfolgend die Werte an, die den jeweils geschnittenen Kurven 1, und 3 zugeordnet sind. Der KoIlektorstrom I^ des zweiten Transistors wird differentiel1 mit dem die Kurve 2 festlegenden Stromwert verglichen, um einen Steuerstrom zu erzeugen, der seine Polarität bei der Schwellentemperatur Trnrm ändert. Der Betrag des Steuerstroms ist begrenzt durch den relativ kleinen Wert von I_G/K, der durch die Kurve 2 definiert ist, so daß dieser Strombetrag selbst klein ist. Außerdem ist die prozentuale Änderung der Amplitude dieses Steuerstroms im Vergleich zum Kollektorstrom des

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zweiten Transistors klein, da die Steigungen der Kurven 2 und 6 nicht sehr steil sind* Bei der Schaltung nach der USA-Patentschrift 3 809 929 muß also der erste Transistor mit einem ziemlich hohen

Kollektorstrom I_n arbeiten, damit der Verstärkerwert I_n/K des Zweite \j

ten Transistors in denjenigen Bereich fällt, wo man angemessene Steuerströme mit Transistoren erhalten kann, deren Flächen genügend klein für integrierte Bauweise sind.

Mit der vorliegenden Erfindung werden diese Probleme überwunden, indem der erste Transistor mit einem konstanten Kollektorstrom I_n betrieben wird, der etwa wie der zur Kurve 2 gehörende Kollektorstrom auf einem niedrigeren Wert im praktischen Betriebsbereich integrierter Transistoren liegt, und indem die Basis-Emitter-Spannung V-o-g des ersten Transistors proportional vergrößert wird und die vergrößerte Spannung al s V-g-g dem zweiten Transistor angelegt wird. Diese vergrößerte Spannung ist in Figur 1 mit der strichpunktierten Kurve 7 dargestellt. Wenn sich die Temperatur T der Transistoren erhöht, dann nimmt der Kollektorstrom I_n des zweiten Transistors bei den Temperaturen Tp, Tmtrn und T₃, nacheinander die zu den geschnittenen Kurven 5, 4 u. 3 gehörenden Werte an. Durch differentielles Vergleichen des KollektorStroms I_n dieses zweiten Transistors mit dem die Kurve 4 definierenden Stromwert erhält man einen Steuerstrom, der seine Polarität bei der Schwellentemperatur Τη,·,™ ändert.

Der Betrag dieses Steuerstroms ist begrenzt durch den vergleichbar hohen Wert von I /K, der die Kurve 4 definiert. Außerdem sind '

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die Steigungen der Kurven 4 und 7 verglichen mit den Steigungen der Kurven 2 und 6 relativ steil. Somit ist bei der erfindungsgemäßen Schaltung die prozentuale Änderung der Amplitude dieses Stroms im Vergleich zum Kollektorstrom des zweiten Transistors verhältnismäßig groß.

Bei der erfindungsgemäßen temperaturempfindlichen Steuerschaltung wird die Stromleitung im zweiten Transistor bei steigender Temperatur kleiner. Dies steht im Gegensatz zu der Schaltung nach der USA-Patentschrift 3 809 929 und hat praktische Bedeutung in Fällen, wo die Temperatur der integrierten Schaltungsanordnung,

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in α er sich nie temperalurempfindliche Steuerschaltung befindet, {■jorcfo^t werden ro"¹"¹. Die inverse Beziehung; zwischen der Temperatur uiiC. dem Steuerstrom verhindert nänTich, daß die Se^bstaufhei- 7.11ΏΓ des zweiten Transistors zu einer positiven thermischen Rückkoppeln«^ führt, die der Regelung entgegenwirkt.

via Fif-u-" P zeigt eine Schaltung, in der ein erster und ein zweiter Traneistor Q_x, und Q₁,, deren Emitterelektroden an Masse liegen, Ihermifcn oiiteinander gekoppe¹t sind und Wärme aus ihrer Umgebung aufnehmen. Die thermischen Kopplungen sind symbolhaft durch doppelköpfige geschlängelte Pfeife angedeutet. Mit dem eingekreisten Symbolen ''n" und "1" nahe den Emitterelektroden der Transistoren sei angedeutet, daß die Kollektor ströme der Transistoren Q_x, und Q_n füi· gleiche Emitter-Basis-Spannungen zueinander im Verhältnis η : 1 stehen. Der Transistor Q_x, ist durch eine von seinem Kollektor zu seiner Basis führende Gl eichstrom-JRückkopplung so konditioniert, daß er praktisch den gesamten Strom I_x, leitet, der seinem Kollektor aus einem Konstantstromerzeuger S_x, zugeführt wird. Die genannte Rückkopplungsverbindung enthält einen als EmitterfO^-1P¹Rr geschalteten Transistor Q₇-, dessen Basis mit dem Kollektor des Transistors Q_x, verbunden ist und dessen Kollektor an ein Betriebspotential +Vnn angeschlossen ist, das den Transistor Q₇ im normalen Transistorbetrieb arbeiten läßt. Die Rückupplungsverbindung enthält ferner einen ohmschen Spannungsteiler aus zwei Widerständen R,. und R₂ (deren Wider standswerte ebenfalls mit R. und H-, bezeichnet werden), der die Emitter spannung des Transistors Q₃. teilt, um für den Transistor Q_x, eine Basisspannung abzuleiten, die m/(m + 1)-ma! so groß ist. Die Gleichstromrückkopplung vom Kollektor zur Basis des Transistors Q stellt die Emitter-Basis-Spannung "VT,·™-,, dieses Transistors auf denjenigen Wert ein, der einen Kollektorstrom von im wesentliehen gleich I^ bringt.

Um mit Hilfe des aus den Widerständen Ry, und R₂ bestehenden ohmschen Spannungsteilers den Wert von V-DTTQI ^so der Kollektor strom Iqq/i <3.es Transistors Q_x, im wesentlichen gleich Iy, ist, sollte die zu teilende Emitterspannung des Transistors Q^ einen Wert haben, der (m + 1)/m -maü so groß ist wie V-D-gQ/t· Diese Spannung (m + Ί) - ^^ΕΟΊ^^{01 νΓ}-*-^Γ(^ ^-^em transistor Q₂ als dessen Emitter

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Basis-Spannung

In der Anordnung nach Figur 2 liefert ein Konstantstromgenerator Sp einen Strom Ip an einen Knotenpunkt I¹J,,, aus dem der Kollektorstrom des Transistors Qp gezogen wird und der mit einer ilusgangsklemme verbunden ist. Ip ist so gewählt, daß er bei Temperaturen, die höher als eine vorgeschriebene Schwellentemperatur Tqiy^ liegen, den KoIlektorstrom des Transistors Q₀ übersteigt, so daß Strom von S₀ über die Ausgangsklemme zu einer nachfol genderi Schaltung Π ießen kann. (Der Wert n, der in den meisten Fällen bei Verwendung von liPN-Transistoren in Vertikal struktur· bestimmt wird durch das Verhältnis der effektiven Basis-Emitter-Übergangsfi äche des Transistors Q^, zur effektiven Basis-Emitter-übergangsflache des Transistors Q₀, ist vorzugsweise größer als 1 gewählt, um das Verhältnis der KoIlektorströme von Q. und Q₀ klein zu machen.) Die an die Ausgangsklemme angeschlossene nachfolgende Schaltung kann z.B. wie dargestellt ein Transistor Q_/+ vom gleichen Leitungstyp wie die Transistoren Q_x, und Qp sein. Der Transistor Q^. ist im dargestellten Fall als Verstärker in Emitterschaltung angeordnet, der mit seiner Basis an die Ausgangskl einuie der tetaperaturempfindlichen Steuerschaltung angeschlossen ist und mit dem S trombe trap;, um den der vom Konstantstromgenerator S₀ gelieferte Strom I₀ den Kollektorstrombedarf des Transistors Q₀ übersteigt, in den leitenden Zustand gespannt wird. Bei Temperaturen unterhalb T^j-m wird der KoIlektorstrombedarf des Transistors Qp größer als Ip, so daß kein Basisstrom für den Transistor Q₇. mehr übrig bleibt, dieser Transistor somit gesperrt wird und der Transistor Qp gesättigt wird, wenn man dem nicht vorbeugt.

Die Sättigung von Q₀ ist in manchen Fällen ein Vorteil, da der Strombedarf dieses Transistors nicht durch den aus der Quelle gezogenen Strom befriedigt zu werden braucht, bevor die Schwellenbedingung erreicht ist. Zu dieser Zeit wird der Transistor aus der Sättigung gebracht, so daß die Effekte, die sich durch die gemeinsam benutzten Basis-Emitter-Spannungen der Transistoren Q^ und Qp ergeben, besser vorhersagbar sind und für den hauptsächlich interessierenden Arbeitsbereich exakt ausgerechnet werden können. (Eine Sättigung von Q₀, die das Leistungsvermögen der

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Scha¹ tung nach Fj.":ur 1' sv/or nicht beeinträchtigt;, kann gev/ünsehcenia" 1 ε v.^rie an sich begannt <-'ur^fih ei.n^ P.epTOn^ersoha"! tung verhindert v;er(ien. Eine cypicche Be^ronserocha- Umf_; hier Tür besteht darin, c·^: ;"r·'· ϊϊι"¹ί·^Ί ο i fcor'ii^f>r^t::anp· πι it. .".einer t.athoae an den x'unkt, n,, und mit meiner Aiio \ . ■'-- ^. / · "V.^! ίτί'Γ -'!^ugc:'.¹ ie?cn, dar ι im. etwa ;.^;V\,-,/-' posi Giver al η aas ,ie^ugs- odex· Hans ep ο i, en I ia"· it;i;, v,^robei V^-, -lic Kathoden -Ληοάβη - "panniinr eines in Durch¹ aßrichcung c^e La' o' cicorübor_c;^-in_L',:" ■·"'"·}

i).ie i'igur ,■ ώοϊ_ίΛΐ; oi-^cn ujni^üLci. ./e_c,, \; ic man die Ströme I^ lind I. bereite he"¹ τ en kann. Zvrei 'L'ran^istoren ^. und </,_v bildexi. einen Stroiacpie^ß"¹ vorsti'rker, der rwinchen ceinera EinpannsannchT uß T^, und iseineui Auj^aü_E.... any cL"" al:. T., eine Ξ Lr cavern tür kun^; -p hrinfct. Der darcöstel!¹ be Ty^i dec bürotaspic^ie¹ verskäriters hat zwischen seiner an +V,-,,, ancesch'OGnenea nomeinsaraen K"¹ eaiiae und seinem Sin-(•;arit;;sani;cii'¹ ui:. i.¹^, einen Ein^an^ckreis, der die an ihm. ne^br-t abfallende Offsetspannunrj über einen Bereich von Eingangs strömen im wesentlichen konstant halb. Bei dem hier gezeigten speziellen StromspieGc"typ ist diese Offsetspannung die Emitter-Basis-Offsebspannun{; V-u-pnc. &^eü automatisch vorgespannten Transistors Q- , der parallel zum Ras is-Emitter-Üb er gang des Transistors Qr, liegt, dessen Basis mit dem Eingangsanschluß und dessen Emitter mit dem fromeinüamen Anschluß und dessen Kollektor mit dem Ausgangsanschluß des Sbromspiege^Verstärkers verbunden ist.

Die KoT1ektor-Basic-RückkoppTung des Transistors Q- hält den Emiuter des Transistors Q-. auf der Spannung (ta + 1) gQ^ die genannte Rückkopplung hält außerdem die Basis des Transistors Q-, auf einem Potential , das um den Betrag der Emitter-Basis-Offsetspannung Vg^n^ J-ieses Transistors positiver ist als sein Emitterpotential .

An einem Widerstand R,- fällt eine Spannung ab, die sich wie folgt errechnet:

(^VCC - ^VEEQ6 - }

Der durch den Widerstand E₇ fließende Strom I^ kann daraus direkt aus dem ohmschen Gesetz berechnet werden. Der Strom Ip ist p-mal so groß wie I , weil der Stromspiegelverstärker eine Stromver-

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stärkunp: von -ρ hat. Bei der in Figur 2 gezeigten einfachen Stromspiep;el scha"¹ tung gilt dieser Stromverstärkungsfaktor, wei"¹ die Ko j ü. ektorstrom/V^-i.eim¹¹ iiiien dor Tr an sie tor en Q₁-, und Q^ zueinander im Verhältnis ρ : 1 stehen. Dieses Verhältnis v/ird bei monolithischer Bauweise und Verwendung von in Sperrichtung gespannten HaTb¹ e it erüb ergangen zur Trennung von Elementen dadurch erreich L', daß man die KoI1 ektor flächen von Q_n und Q,- im Verhältnis ρ : 1 τλχγ Beeinflussung ihrer relativen Ko^-1I ektorwirkmiprsgrade bemisst, denn die aus PBF-Elemente ausgebildeten Transistoren Q₁-; und Q^ vier den gewöhnlich in Lateralstruktur gebaut.

Die Figur 5 zeigt auch, daß der über die Ausgangskiemme fließende Strom umgekehrt von einem PI¹TP-Tr ans is tor Q₁₁- statt von einem KPKf-Transistor Q₁, gefühlt itfird. Diese Maßnahme ist in manchen Fällen vorteilhaft, da der Basis-Emitter-Übergang von Q₁- bei Vorspannung in Durchlaßrichtung die Ausgangsklemme auf ein Potential klemmt, das dem Potential +V,™ bis auf die Offsetspannung eines Halbleiterübergangs nahekommt, so daß einer Sättigung von Q₂ vorgebeugt wird und somit die Effekte der gemeinsam benutzten Emitter-Basis-Spannung von Q^ und Qp sicherer vorhergesagt werden können. Die Sättigung des Transistors Q₇, die eintritt, wenn der Kollektorstrom von Qp kleiner ist als das p-fache des Kollektorstroms des Transistorstroms Q_x,, stellt kein wesentliches Betriebsproblem dar. Diese Anordnung ist auch dann vorteilhaft, wenn die nachfolgende Stufe (die den Transistor Q^ einschließt) beträchtliche Ströme verarbeiten muß und somit wesentlich zur Selbstaufheizung der integrierten Schaltung beiträgt, denn die thermische Kopplung erfolgt in einem solchen Sinn, daß das Problem der thermischen Aufschaukelung nicht auftritt· Der Transistor Q₁- kann in vielen praktischen Schaltungsanordnungen auch durch eine Darlington-Kaskadenschaltung von Transistoren ersetzt werden.

Die Figur 4 zeigt, wie die Anordnung nach Figur 2 abgewandelt werden kann, um durch Spannungsfühlung festzustellen, wann der Kollektorstrom des Transistors Q₂ um einen gegebenen Faktor größer ist als derjenige des Transistors Q^. Ein Widerstand E^ liegt zwischen dem Potential +V™ und der Basiselektrode des Transistors Q^, deren Potential gleich

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ist. Der durch den Widerstand E_z. fließende Strom I^ läßt sich nach dem ohmschen Gesetz berechnen, indem man die am Widerstand R_;, abf al l ende Spannung

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durch den Widerstandsv/ert E^ teilt. Ein Widerstand Ej-, dessen Widerstandswert um den Faktor ρ kleiner ist als der Wert von E^, verbindet die Ko¹"'ektore''ektrode des Transistors Q^. mit dem lotentia"¹ +V_nni und wenn der Ho "¹I ekt or strom von Q₀ mehr p-mal so groß wie der kollektorstrom von Q,, ist, dann wird der Spannungsabfa"¹"¹ am Widerstand E_c größer als der Spannungsabfall am Widerstand IL₊.

Die an der Ausgangsklemme erscheinende Spannung wird an die Basiselektrode eines als Emitterfolger geschalteten Transistors Qo gelegt und um die Offsetspannung V-ovqq d-^es Basis-Emitterübergangs dieses Transistors vermindert, wodurch der Spannungsabfall V^--O^q-. zwischen Basis und Emitter des Transistors Q, kompensiert wird. Die so verminderte Ausgangsspannung wird dann an einem aus Widerständen IL- und H₁-, bestehenden ohmschen Spannungsteiler durch m geteilt, um die Emitter-Basis-Spannung V-D^nn ^^ einen Transistor Qq zu liefern. Bei Temperaturen oberhalb Tmpm ist der Transistor Qq, wenn der Spannungsabfall am Widerstand E₁- kleiner ist als am Widerstand E^, in den leitenden Zustand vorgespannt, so daß er Kollektorstrom ziehen kann. Bei Temperaturen unterhalb T^rm ist der Transistor Qq nicht leitend und fordert keinen Kollektorstrom.

V/ie in Figur 5 gezeigt, können die an den Widerständen E^ und Ej-

Hlenden Spannungen alternativ auch mittels eines einen Differential eingang aufweisenden Verstärkers verglichen werden. Dieser Verstärker besteht in der Ausführungsform nach Figur 5 aus PNP-Transistoren Q^q und Q^_x,, die als emittergekoppelte Gegentaktstufe geschaltet sind, wobei dem Verbindungspunkt der beiden Emitter Strom aus einem Konstantstromgenerator S^ zugeführt wird.

Bei der Ausfuhrungsform nach Figur 6 sei angenommen, daß alle

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Elemente in derselben monolithischen integrierten Schaltungξstruktur untergebracht Gind und auf die Temperatur anderer Elemente ansprechen," die sich innerhalb der monolithischen integrierten Schaltungsstruktur befinden, um eine veränderbare Wärmemenge zur Verminderung von Schwankungen in der Temperatur dieser anderen Elemente zu liefern. Die Emitter-ilollektor-Strecke des Transistorc Qp ist an die +V^-Versorgungsque'¹ Te angeschlossen, um die Hauptquelle für die an die anderen Elemente zu liefernde Wärme zu bilden. Dies ist in Figur 6 mit den geschlängelfcen Pfeilen symbolisiert, welche die thermische Kopplung von Q₀ zu diesen anderen Elementen zeigen.

In Figur 6."puffert ein als Emitterfolger geschalteter Transistor Q^₂ die Emitterelektrode des Transistors Q^ gegenüber der vom Transistor Qp zu erwartenden ziemlich großen Basisstromnachfrage. Die Emitter-Bas is-Of fs et spannung V^n^ ^des Transistors Q^₂ wird durch einen automatisch vorgespannten Transistor Q^ kompensiert, der das Potential, auf welches die Emitterspannungen von Q^ und Q-bezogen sind, anhebt. Q^₇ stellt den Haupttransistor in einem Stromspiegelverstärker dar, dessen "ITebentransistor" Q^ ebenso wie der Transistor Q^₂ Kollektorstrom/Vgg-Kennwerte hat, die zu denjenigen des Transistors Q^^ im Verhältnis s/r stehen. Das Verhältnis s/r ist so groß gewählt, daß der Kollektorstrombedarf von Q.^ einigemal so hoch wie der Basisstrombedarf von Q₂ ist. Der Eollektorstrombedarf von Q^ wird befriedigt über die Verbindung der Kollektorelektrode von Q_x,^ mit der Emitterelektrode von Q^₂» wobei der Basis-Emitter-Überg-ang von Q^₂ mit einer Spannung in Durchlaßrichtung vorgespannt wird, die im wesentlichen gleich der Emitter-Basis-Spannung V-ggQ*^ des Transistors Q^^ ist.

Ein auf dem Gebiet elektronischer Schaltungen bewanderter Durchschnittsfachmann wird aufgrund der vorstehenden Offenbarungen in der Lage sein, die Erfindung auch in anderen Ausführungsformen zu realisieren {z.B. indem er einfache Transistoren durch Verbundtransistoren ersetzt), die von den Patentansprüchen ebenfalls mit umfaßt sein sollen.

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Claims (9)

1. Pat entansprüche
2. Auf Temperatur ansprechende Schaltungsanordnung mit einem ersten und einem zweiten Bipolartransistor, die thermisch gekoppelt sind und deren erster mit seiner Kollektorelektrode an den Ausgang einer ersten Stromquelle gekoppelt ist, um von ihr einen ersten temp er a tür unabhängigen Strom, zu empfangen, und mit einer Vorspannungsschaltung, die auf die Kollektorspannung des ersten Transistors anspricht, um unterschiedliche Spannungen an die Basis—Emitter-Übergänge des ersten und zweiten Transistors zu legen, derart daß der erste Transistor den temperaturunabhängigen Strom leitet und der zweite Transistor über seinen Kollektor einen zweiten Strom leitet, der temperaturabhängig ist, dadurch gekennz e ichnet , daß die Vorspannungsschaltung eine Anordnung (Q^, IL, Ko) aufweist, welche die Basis-Emitter-Spannung des ersten Transistors (Q,,) in einem festen Verhältnis vergrößert, um die Basis-Emitter-Spannung des zweiten Transistors (Qp) ^zu bekommen.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorspannungsschaltung ferner eine zweite Stromquelle (Sp-, Q₆, Q₁-,; R₁-) aufweist, die mit dem Kollektor des zweiten Transistors (Q₂) verbunden ist,um ihm einen dritten, temperaturunabhängigen Strom zuzuführen, derart daß an der Kollektorelektrode des zweiten Transistors eine Ausgangssignal (Strom oder Spannung) erzeugt wird, welches anzeigt, welcher vom zweiten und dritten Strom jeweils der größere ist.
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorspannungsschaltung eine Gleichstromverbindung der Kollektor- und der Emitterelektrode des zweiten Transistors mit dem Polen einer im wesentlichen festen Spannung (+V_ßG, Masse) beinhaltet, um den zweiten Transistor als Wärmequelle zu betreiben, und daß die thermische Kopplung zum ersten
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6. Transistor (Q.) eine Gegenkopplung darstellt, über welche die Temperatur der Transistoren auf einen vorbestimmten Wert geregelt wird.
7. Sch·}? tungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorspannungsschaltung einen Spannungsteiler (R_x,, Rp) aufweist, der (über Q-) parallel zur Kollektor-Emitter-Strecke des ersten Transistors (^L) "liegt und mit seinen Ausgängen so angeschlossen ist, daß er einen kleineren TeD der Kollektor-Emitter-Spannung des ersten Transistors an den Basis-Emitter-Übergang dieses Transistors legt und einen größeren Teil der Kollektor-Emitter-Spannung des orsten Transistors an den Basis-Emitter-Übergang des zweiten Transistors (Qo) legt.
8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorspannungsschaltung einen Stromspiegelverstärker aufweist, dessen Eingang über eine Impedanz (R^) mit dem Kollektor des ersten Transistors (Q,,) gekoppelt ist und dessen Ausgang mit dem Kollektor des zweiten Transistors (Qp) gekoppelt ist, wobei die Impedanz die Beträge des ersten und des dritten temperaturunabhängigen Stroms regelt.
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