DE2843278C2 - Schaltsteueranordnung - Google Patents
SchaltsteueranordnungInfo
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Description
Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltsteueranordnung nach dem Oberbegriff des Anspruchs I. Eine
solche Anordnung wurde in der DE-OS 27 46 356 vorgeschlagen.
Es ist häufig erforderlich oder wünschenswert.
Es ist häufig erforderlich oder wünschenswert.
so Sicherheits- oder sonstige Vorrichtungen in Abhängigkeit von der Drehzahl einer umlaufenden Welle zu
ateuern. Bei Fahrzeugen dienen solche Steuerungen z. B. zum Verriegeln oder Schließen von Fahrgasttüren,
sobald sich ein Fahrzeug mit einer Geschwindigkeit oberhalb eines Grenzwertes bewegt. Auch sind
elektrisch betätigte Sperrmechanismen bekannt mit denen verhindert wird, daß ein Getriebe in Rückwärts
richtung geschaltet wird, wenn sich ein Fahrzeug mit
einer Geschwindigkeit oberhalb eines bestimmten niedrigen Grenzwertes vorwärts bewegt oder umgekehrt.
Ähnliche drehzahlabhängige Schaltsteuerungen, die durch die Umdrehungszahl einer Welle oder eines
anderen umlaufenden Teils beeinflußt werden, sind auch bei Werkzeugmaschinen und anderen industriellen
Einrichtungen gebräuchlich.
Dabei können beträchtliche Schwierigkeiten auftreten, insbesondere bei Schaltsteuerungen für Fahrzeuge.
Sn können die Steueranordnungen starken Vibrationen
und erheblichen Stoßkräften ausgesetzt sein. Ferner können elektrische Übergangs- oder Einschwingvorgänge
von beträchtlicher Größe auftreten. Da diese Steuerungen keiner Hauptbetriebsfunktion dienen,
dürfen sie aus Kostengründen nicht zu aufwendig sein. Darüber hinaus sollen auch die elektrischen Verbindungen
zu der Steueranordnung so einfach wie möglich sein, insbesondere also eine einfache zweipolige
Verbindung darstellen, schon damit ein ggf. notwendiger Austausch erleichtert wird. Wenn man aber
verhältnismäßig einfache, mit zwei Anschlußleitungen auskommende drehzahlabhängige Schaltsteueranordnungen
verwendet, wie sie beispielsweise in den DE-OS 27 46 356 und 27 52 681 vorgeschlagen wurden, so
ergeben sich Probleme u. a. dann, wenn sie bei kritischen Drehzahlen unterhalb 1 O/min ansprechen sollen, da
dann die Ausgangsamplitude des WechselspannungsgeneratG/s sehr klein wird. Dieser Fall trifft besonders
bei Sicherheitssteuerungen für Fahrgastfahrzeuge zu, bei denen die Wellendrehzahl bei der kritischen
Schaltgeschwindigkeit des Fahrzeugs bis zu 2 /min noch weniger beträgt
Bei vielen drehzahlabhängigen Schaltsteueranordnungen für die obengenannten Anwendungsffille wird
das Eingangssignal von einem kleinen Wechselspannungsgenerator erzeugt, der von der Welle bzw. von
dem zu überwachenden drehenden Element angetrieben wird. Die Schaltungen dieser Anordnungen sind
häufig unerwünscht aufwendig, insbesondere wenn die Arbeitsweise auf der Frequenz des Wechselspannungeingangssignals
beruht, da in solchen Fällen eine Frequenz/Spannung-Wandlerstufe erforderlich ist. Es
ist auch schwierig, eine solche Anordnung mit einem Frequenz/Spannungs-Wandler so robust zu bauen, wie
es für die Anwendung in Fahrzeugen nötig ist. Darüber hinaus erfordern viele der bekannnten drehzahlabhängigen
Schaltsteuerungen drei oder mehr Anschlußleitungen. Die damit verbundenen Schwierigkeiten machen
sich ebenfalls besonders bei Fahrzeugen nachteilig bemerkbar.
Darüber hinaus ist es wünschenswert, eine für alle Anwendungsfälle brauchbare geschwindigkeitsabhängige
Schaltsteueranordnung zu schaffen, die auf einfache Weise von einem Betrieb mit normalerweise offenem
Schalter auf Betrieb mit normalerweise geschlossenem Schalter urd umgekehrt umgestellt werden kann, um
den verschiedenen Anforderungen der jeweils zu steuernden Einrichtungen gerecht zu werden. Eine
derartige Grundschaltung soll auch innerhalb eines weiten Bereichs der jeweiligen kritischen Drehzahl von
nahezu O U/min bis zu einigen Hundert U/min arbeiten können, dimit sie ohne wesentliche Änderungen
universell verwendbar ist. Eine weitere, in zahlreichen Anwendungsfällen kritische Anforderung an eine
brauchbare Schaltung besteht darin, daß sie auf u. U. erhebliche, aber nur kurzzeitige Änderungen der
Wellengeschwindigkeit nicht ansprechen darf. Schließlich soll die Steueranordnung möglichst wenig Leistung
verbrauchen, jedoch in der Lage sein, verhältnismäßig hohe Ströme zu steuern, so daß sie unterschiedlichen
Anwendungsfällen gerecht werden kann.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine sehr genau arbeitende Steueranordnung anzugeben, die den
oben erläuterten Anforderungen besser als bisher entspricht und insbesondere bei einer sehr niedrigen
Drehzahl ansprechen kann, jedoch entsprechend den jeweiligen unterschitd'iThen Anwendungsfällen für
einen relativ großen Drehzahlbereich geeignet ist.
Diese Aufgabe wird durch die im Anspruch I angegebene Schaltsteueranordnung gelöst
Die Erfindung hat den Vorteil, daß die Anordnung für
einen von einem extrem niedrigen Drehzahlwert begrenzten großen Drehzahlbereich (weniger als 1 bis
z. B. 500 U/min) geeignet ist Darüber hinaus hat die hier beschriebene Anordnung zahlreiche weitere Vorteile
gegenüber vergleichbaren bekannten Anordnungen: Sie ist robust zuverlässig und genau, benötigt sowohl für
den Anschluß der zu steuernden Einrichtung als auch für die Stromversorgung nur zwei Klemmen und läßt sich
leicht aus einem Zustand eines normalerweise offenen Schalters in einen solchen eines normalerweise geschlossenen
Schalters (und umgekehrt) durch einfaches Austauschen von zwei Verbindungen in der Schaltung
umstellen. Ferner läßt sie sich einfach auf unterschiedliche Ansprechverzögerungen einstellen, worunter die
Zeitspanne zwischen dem Unterschreiten einer kritischen Drehzahl seitens der steuernden Welle und der
tatsächlichen Umschaltung des Schalters zu verstehen ist
Im Gegensatz zu dem Vorschlag nach der erwähnten DE-OS 27 46 356, wonach die Stromversorgung für den
Schwellwert- und Schaltbetätigungskreis jedesmal kurzgeschlossen und damit unterbrochen wird, wenn
der Sch Jtkreis im EIN-Zustand ieitet hat die Erfindung
im übrigen den wesentlichen Vorteil, daß eine kontinuierliche Stromversorgung der Schwellwert- und
Schaltbetätigungskreise gewährleistet wird.
Anhand der Zeichnung wird die Erfindung im folgenden näher erläuter»: Es zeigt
F i g. 1 ein vereinfachtes Blockdiagramm zur Erläuterung
des Grundprinzips;
F i g. 2 die Schaltung eines ersten Ausführungsbeispiels der Schaltsteueranordnung;
F i g. 3 die Schaltung einer zweiten Ausführungsform; F i g. 4 Signalverläufe innerhalb der Schaltungen nach
den Fig. 2und3;und
Fig. 5 den Scheitelspannungsabstand (Spitze-Lpitze-Spannung)
eines Wechselspannungs-Tachogenerators. der die Eingangsgröße für die drehzahlabhängige
Schaltsteuerung liefert.
Die in F i g. I dargestellte Schaltsteueranordnung 10 enthält einen Permanentmagnet-Wechselspannungs-Kleinsttachogenerator
11. der über seine Eingangswelle 19 angetrieben wird. Ein solcher Tachogenerator hat
eine Ausgangsleistung von nur einem Bruchteil von 1 Watt (z. B. in der Größenordnung von 25 mW). Es ist
möglich, die Welle 19 beispielsweise durch eine biegsame Welle eines Tachometers anzutreiben oder
durch ein anderes Drehteil innerhalb eines Fahrzeugs. Die Welle 19 kann aber auch von einer Welle einer
Werkzeug- oder sonstigen Maschine angetrieben w;rdtn. die aus Sicherheits- oder Steuerfunktionsgründen
überwacht werden soll. Die bevorzugte Ausführungsform des Tacnogenerators 11 mit secf^ig Polen
wurde in der DE-OS 27 44 513 vorgeschlagen.
Ausgangsseitig ist der Tachogenerator 11 mit einem Schwellwertkreis, >2 verbunden, der das Wechselspannungseingangssignal
gleichrichtet und an seinem Ausgang zwei unterschiedliche Schwellwertsignaie bereitstellt.
Das erste Schwellwertsignal erzeugt der Schwellwertkreis 12 dann, wenn die Amplitude des Wechselspannungseingangssignals
unterhalb eines bestimmten SchwellwtTtes liegt, der einer kritischen Drehzahl der
Welle 19 entspricht. Das zweite Schwellwertsignal am Ausgang des Schwellwertkreises 12 zeigt an. daß das
Wechselspannungseingangssignal und damit die Dreh-
zahl der Welle einen kritischen Wert übersteigt. Das von dem Schwellwertkreis 12 abgegebene Schwellwertsignal
wird einem Schaltbetätigungskreis 21 eingegeben.
Der Schaltbetätigungskreis 21 erzeugt AUS- und EIN-Schaltbetätigungssignale aufgrund des ersten oder
des zweiten Schwellwertsignals des Schwellwertkreises 12. Diese Schaltbetätigungssignale werden zu einem
Festkörper-Schaltkreis 13, z. B. einem IC-Schaltkreis geleitet. Der Schaltkreis 13 besitzt zwei Ausgangs-Schaltklemmen
14,15, welche mit einem normalerweise offenen Schalter 16 verbunden sind, der aber nur
symbolisch dargestellt ist, da der Schaltkreis 13 keine mechanisch bewegten Kontakte enthält. Wegen der
Trägheitseigenschaften wäre ein mechanisch betätigter Schalter in zahlreichen Anwendungsfällen nicht brauchbar.
Die Schaltklemmen 14 und 15 sind elektrisch mit einer äußeren Stromquelle 17 und einer zu steuernden
Belastung 18 in Reihe geschaltet. Bei Einsatz in einem Fahrzeug kann diese Stromquelle 17 die Fahrzeugbatterie
sein.
Parallel zu den beiden Schaltklemmen 14,15 liegt ein
gesonderter interner Speisungskreis 22 mit Energiespeichervermögen,
der für eine Energieversorgung sowohl des Schwellwertkreises 12 als auch des Schaltbetätigungskreises 21 sorgt.
Als Belastung 18 hat man sich in vielen Fällen eine Warneinrichtung, eine Sicherheitssperrschaltung oder
ähnliche Sicherheitseinrichtungen zu denken. In Fahrzeugen zur Personenbeförderung beispielsweise kann
diese Belastung 18 eine elektrisch betätigte Sperre sein, die die Fahrzeugtüren schließt oder zumindest ihr
Öffnen verhindert, sobald das Fahrzeug sich mit einer bestimmten Geschwindigkeit bewegt. In manchen
Fällen ist diese Geschwindigkeit bereits durch einen sehr niedrigen Drehzahlwert der Welle 19 von ein oder
zwei Umdrehungen pro Minute erreicht. Bei anderen Anwendungsfällen bei Fahrzeugen kann die Belastung
18 durch eine Sperre gebildet werden, die das Einlegen des Schaltgetriebes in den Rückwärtsgang verhindert,
wenn das Fahrzeug sich vorwärtsbewegt, oder umgekehrt. Auch hier ist die kritische Drehzahl der Welle 19.
bei der die Sicherheitseinrichtung der Belastung 18 ansprechen muß. sehr niedrig. Die Belastung kann
selbstverständlich auch eine sehr einfache optisch oder akustisch wirkende Warneinrichtung sein, was sowohl
für industrielle Anwendungsfälle als auch bei Fahrzeugen vorkommen kann.
Bei der Drehzahlabhängigen Schaltsteueranordnung 10 gemäß Fig. 1 erzeugt der Tachogenerator 11 ein
Wechselspannungssignal, dessen Amplitude ein Maß für die Drehzahl der Welle 19 ist Die Beziehung zwischen
Amplitude des Ausgangssignals vom Generator 11 und der Drehzahl der Welle 19 ist selten linear. Vielmehr
.folgt der Scheitelspannungsabstand (Spitze-Spitze-Wert) der Generatorausgangsspannung gewöhnlich
einer Kurve, wie sie in der F i g. 5 dargestellt ist. Danach steigt die Spannung bei niedrigen und mittleren
Drehzahlen zunächst stark an und nimmt dann bei höheren Drehzahlwerten nur noch mäßig zu. Für den
Anwendungsbereich jedoch von 0 bis etwa 400 U/min, verläuft die Spannungs-Drehzahlkurve nahezu genau
proportional, so daß die Ausgangsampiitude des Wechselspannungssignals des Tachogeneraiors 11 ein
recht gutes MaB für die Drehzahl der Welle 19 ist.
Das Wechselspannungssignal vom Generator 11 (Fig. 1) wird im Schweilwertkreis 12 gleichgerichtet
und in diesem Schaltkreis dazu verwendet, das erste und das zweite Schwellwertsignal zu erzeugen, von denen
das eine anzeigt, daß die Wellendrehzahl einen kritischen Wert übersteigt, während das zweite anzeigt,
daß die Wellendrehzahl sich unterhalb des kritischen Wertes befindet. In Abhängigkeit von diesen beiden
Schwellwertsignalen erzeugt der Schaltbetätigungskreis 21 die in Fig. 4 dargestellten EIN- und
AUS-Schaltbetätigungssignale. Das AUS-Signal ist
danach ein durchgehendes Gleichspannungssignal, während das EIN-Signal ein pulsierendes Gleichspannungssignal mit einem hohen Tastverhältnis ist, das eine
Anzahl periodisch wiederkehrender l.urzer AUS-lntervalle
aufweist. Die EIN- und AUS-Signale vom Betätigungskreis 21 werden dem Schaltkreis 13
zugeleitet.
Erhält der Schaltkreis 13 von dem Schaltbetätigungskreis 21 das AUS-Betätigungssignal, dann wird in
AUS-Zustand geschaltet, in welchem die an den Ausgangsklemmen i4, i5 gemessene iiiipcuaiu sehr
hoch ist, vergleichbar mit dem Öffnungszustand eines mechanischen Schalters. Während dieses Zustandes des
Schaltkreises 13 wird in den Speisungskreis 22 kontinuierlich Energie eingespeichert. Der Speisungskreis 22 liefert geeignete Betriebsspannungen sowohl an
den Schwellwertkreis 12 als auch an den Schaltbetätigungskreis 21. Der Speisungskreis 22 enthält vorzugsweise
einen Spannungsregeier, damit der .Schwellwertkreis 12 unabhängig von Schwankungen in der
Ausgangsspannung der äußeren Stromquelle 17 stets eine konstante Spannung zugeführt erhält.
Sobald der Schaltkreis 13 in den Einschaltzustand umschaltet, wird die an den Schaltklemmen 14, 15
gemessene Impedanz sehr gering, wie dies im wesentlichen auch dem Einschaltzustand eines mechanisehen
Schalters mit geschlossenen Kontakten entspricht. Da der Energiespeicher- und Speisungskreis 22
parallel zu den Schaltklemmen 14 und 15 liegt, enthält er von der äußeren Stromquelle 17 in diesem Betriebszustand
praktisch keine Leistung mehr zugeführt. Folglich würde er nach sehr kurzer Zeit wirkungslos werden,
wenn der Einschaltzustand des Schaltkreises 13 während einer längeren Zeitspanne andauern würde.
Dieses ist der Grund für die wiederkehrenden AUS-lntervalle im Schaltbetätigungssignal, die dem
Schaltkreis 13 vom Schaltbetätigungskreis 21 im EIN-Zustand des Schaltkreises 13 zugeführt werden.
Während dieser kurzen AUS-Intervalle (Fig. 4) wird ein Kondensator oder eine sonstige Energiespeichereinrichtung
im Speisungskreis 22 wiederaufgeladen, so daß dieser Kreis die dauernde Energieversorgung des
Schwellwertkreises 12 und des SchaltbetätigungsKreises
21 gewährleistet.
F i g. 2 zeigt ein Schaltbild einer drehzahlabhängigen Schaltsteueranordnung 30 entsprechend der Anordnung
10 gemäß F i g. 1. In der Schaltsteueranordnung 30 ist der Kleinst-Tachogenerator 11, der von einer Welle
19 angetrieben wird, mit einer Ausgangsklemme mit der Systemerdung verbunden, während die andere Ausgangsklemme
über eine Gleichrichterdiode D1 an den riichtinvertierenden Eingang 36 eines ersten Operationsverstärkers
Λ 1 im Schweilwertkreis YlA geführt ist Eine die Spannung konstant haltende Zenerdiode
Z1 verbindet den Eingang 36 mit der Systemerdung; ihr
liegen ein Widerstand Ri und ein Kondensator Cl
parallel.
Der invertierende Eingang 32 des Verstärkers A 1 ist mit einem Spannungsteiler verbunden, der aus zwei
Widerständen Λ 2 und R 3 gebildet wird. Der Wider-
stand R 3 ist ebenfalls mit der Systemerdung in Verbindung, während Widerstand R2 mit einer
Ausgangsleitung 33 verbunden ist, die zum Energiespeicher- und Speisunjjskreis 22A führt. Die Energiezuführanschlüsse
des Verstärkers A 1 führen ebenfalls einerseits zur Leitung 33 und andererseits zur
Systemerdung.
Der Energiespeicher und Speisungskreis 22A der drehzahlabhängigen Schaltsteueranordnung 30 der
Fig.2 enthalt einen Widerstand R4, der in Reihe mit
der Ausgangsleitung 33 und einer Eingarpsleitung 34 liegt, die über eine Sperrdiode DA mit der Schaltklemme
14 des Schaltkreises MA verbunden ist. Eine Zenerdiode Zl verbindet die Ausgangsleitung 33 mit
der Systemerde. Ein Speicherkondensator C2 ist zwischen Systemerde und die Eingangsleitung 34 gelegt.
Der Schaitbetätigungskreis 21a der Ausführungsform nach Fig. 2 ist mit einem Operationsverstärker A 2
ausgerüstet, der über eine Spe>«ingsverhindiing mit der
Ausgangsleitung 33 des Speisungskreises 22-4 und über eine weitere Verbindung mit der Systemerde verbunden
ist. Der nichtinvertierende Eingang 35 des Verstärkers A 2 ist mit der Mittelanzapfung eines Spannungsteilers
verbunden, der aus den beiden Widerständen R 7 und Λ9 gebildet wird. Der Widerstand Rl ist mit dem
Ausgang des Verstärkers A 1 des Schwellwertkreises YlA verbunden. Der Widerstand R 9 führt wiederum zur
Systemerde. Ein Rückkopplungswiederstand Λ 8 ist zwischen den Ausgang des Verstärkers A 2 und seinen
Eingang 35 geschaltet.
Df. invertierende Eingang 38 des Verstärkers A 2 ist über einen Kondensator C3 mit der Systemerde
verbunden. Außerdem besteht eine Rückführung vom Ausgang des Verstärkers A 2 zum invertierenden
Eingang 38. Diese wird durch eine Parallelschaltung gebildet, deren einer Zweig von einem Widerstand R 6
und deren anderer Zweig von einer Reihenschaltung eines Widerstandes R 5 und einer Diode D 5 gebildet ist.
Der Schaltkreis 13/4 der drehzahlabhängigen Schaltsteueranordnung 30 in F i g. 2 ist ein zweitransistor-Darlington-Verstärker.
Der Eingang zum Schaltkreis 13/4 erfolgt über einen Widerstand R 10 vom Ausgang des
Verstärkers A 2 im Schaitbetätigungskreis 214, welcher auf die Basis des ersten Transistors des Darlington-Verstärkers
führt. Der Kollektor und der Emitter des zweiten Transistors bilden die Schalterklemmen 14 und
15. Ein Schutzkreis für Einschwing- oder Übergangsspannungen, gebildet aus einer Zenerdiode Z3 und
einem zu ihr parallel liegenden Kondensator CA, ist zwischen die Schaltklemme 14 und den Eingang des
Darlington-Verstärkers gelegt.
Die äußere Schaltung, die an die drehzahlabhängige Schaltsteueranordnung 30 gemäß F i g. 2 angeschlossen
ist, enthält die Stromquelle 17, die mit ihrer negativen Anschlußklemme mit der Schaltklemme 15 verbunden
ist, welche zugleich an der Systemerde liegt Die positive Klemme der Stromquelle ist mit der Belastung 18
verbunden, die allgemein als Lastwiderstand RL dargestellt ist, der mit seinem anderen Anschluß an die
zweite Schaltklemme 14 geführt ist.
Bei der Betrachtung der Arbeitsweise der drehzahlabhängigen
Schaltsteueranordnung 30 sei zunächst angenommen, daß die Welle 19 des Tachogenerators 11 sich
nicht dreht, so daß der Generator kein Wechselspannungsausgangssignal
abgibt Unter diesen Umständen erhält der Eingang 36 des Verstärkers Ai kein
Wirksames Signal. Das einzige wirksame Eingangssignal am Verstärker -4 1 ist ein positives Gleichspannungssignal
am Umkehreingang 32 des Verstärkers. Daraus folgt, daß der Ausgang des Verstärkers A 1 etwa
auf Erdpotential liegt.
Der Schaitbetätigungskreis 21,4 ist ein gewöhnlicher
Schmitt-Trigger-Impulsgenerator, der am Eingang 35 eine positive Spannung benötigt, um ein Ausgangssignal
erzeugen zu können. Somit ist auch im obengenannten Zustand der Ausgang des Verstärkers A 2 etwa auf dem
Potential der Systemerde, was dem kontinuierlichen
ίο AUS-Signal gemäß Fig.4 entspricht. Bei diesem
Ausgangssignal des Verstärkers A 2 ist der Darlington-Verstärker im Kreis 13-4 gesperrt, wobei beide
Transistoren nichtleitend sind und somit zwischen den Schaltklemmen 14 und 15 eine sehr hohe Impedanz
gemessen wird. Der »Schalter« (13Λ) ist also geöffnet. Bei geöffnetem »Schalter« wird der Kondensator C2
von der äußeren Stromquelle 17 aufgeladen. Die Zenerdiode Z 2 hält auf der Leitung 33 eine konstante
Betriebsspannung aufrecht, ohne daß Schwankungen der Stromquelle 17 oder des Ladungszustandes des
Kondensastors C2 darauf Einfluß nehmen können.
Wenn die Welle 19 den Tachogenerator 11 nun in Drehung zu setzen beginnt, gelangt ein Gleichspannungssignal
positiver Polarität, dessen Amplitude mit steigender Drehzahl wächst, an den nichtinvertierenden
Eingang 36 des Verstärkers Λ 1. Solange die Spannung
am Eingang 36 unterhalb der Spannung am Eingang 32 bleibt, gibt es keinen Wechsel in den Betriebsbedingungen,
da der Ausgang des Differenz- oder Operationsverstärkers A1 auf etwa Erdpotential bleibt. Es sei
bemerkt, daß die Bezugsspannung am Eingang 32 aufgrund der Wirkung des Spannungsreglers des
Speisungskreises 22/4 konstant bleibt.
Übersteigt die Drehzahl des Tachogenerator U
einen Wert, bei welchem die Spannung am Eingang 36 über diejenige am Eingang 32 hinausgeht, dann geht der
Ausgang des Verstärkers A 1 ins Positive. Dadurch erscheint ein positives Signal am nichtinvertierenden
Eingang 35 des Verstärkers A 2, so daß der monostabile Schaitbetätigungskreis 21,4 ein positives Ausgangssignal
entsprechend dem EIN-Signal in F i g. 4 erzeugt, welches periodisch wiederkehrende kurze AUS-Intervalle
hat. Immer wenn das Betätigungssignal vom Schaitbetätigungskreis 21.4 positiv ist, ist der Schaltkreis
13Λ in Leitungszustand geschaltet, was bedeutet, daß an den Schaltklemmen 14, 15 eine sehr niedrige
Impedanz gemessen wird und damit die die Belastung 18 bildende Sicherheitseinrichtung od. dgl. von der Stromquelle
17 Energie zugeführt erhält.
so Während der längeren Perioden, in denen der Schaltkreis 13/4 in leitfähigem Zustand ist, hält die
Ladung des Kondensators C2 die Restausgangsspannung auf der Leitung 33 so, daß die Verstärker A 1 und
Λ 2 in Betrieb bleiben. Darüber hinaus wird auch die
SS Bezugsspannung am Eingang 32 konstant gehalten.
Während des EIN-Zustands der Steueranordnung 30 wird der Kondensator C2 während der kurzen
Intervalle innerhalb des EIN-Signals gemäß Fig.4
wieder aufgeladen. Auf diese Weise kann die Steueran-Ordnung 30 den EIN-Betriebszustand während beliebig
langer Zeit aufrechterhalten. Das Tastverhältnis des Schaltbetätigungskreises 21A und damit auch des
Schaltkreises 13Λ kann auf einem sehr hohen Wert
beispielsweise 95% oder mehr, gehalten werden.
Typischerweise haben die AUS-Intervalle der F i g. 4
eine Impulsfrequenz in der Größenordnung von 300 bis
400 Hz, abhängig von den Schaltkreisparametern und der Spannung der Stromquelle 17, wobei die Perioden-
dauer Ti etwa 2,5 bis 3,5 ms und die Intervalldauer Tl
etwa 75 Mikrosekunden dauert.
Wenn die Generatorwelle 19 dann wieder langsamer wird und unter den kritischen Drehzahlwert für die
Steueranordnung 30 sinkt, so daß die Spannung am Eingang 36 den Wert der Spannung am Eingang 32
unterschreitet, dann fällt der Ausgangswert des Verstärkers .41 wieder auf etwa Erdpotential ab.
Daraus folgt, daß die Spannung am Eingang 35 unter den zur Aufrechterhallung des Betriebs der Impulsgeneratorschaltung,
d.h. des Kreises 2\A erforderlichen Wert absinkt. Der Ausgang des Verstärkers A 2 fällt auf
nahezu Systemerdepotential, womit der Schaltkreis 13/4 in Ausschaltzustand kommt. Dieser Abschaltvorgang
findet jedoch nicht unmittelbar statt, wenn der Tachogenerator gerade unter der kritischen Drehzahl
kommt. Vielmehr geschieht dies mit einer gewissen Verzögerung, die durch den Widerstand R 1 und den
Kondensator Ci besiiimiii wird.
Im Betrieb der drehzahlabhängigen Steueranordnung 30 der Fig. 2 begrenzt die Zenerdiode Zl die
Eingangsspannung, die dem Verstärker A1 vom Tachogenerator 11 über die Diode DX zugeführt wird,
und verhindert somit eine Beschädigung des Verstärkers. Dies ist in zahlreichen Anwendungsfällen nötig, da
die Ausgangsspannung des Generators 11 verhältnismäßig
hohe Werte annehmen kann, wie dies die F i g. 5 zeigt.
Die kritische Drehzahl des Generators 11, die maßgebend dafür ist, ob die Steueranordnung 30 am
Ausgang des Schaltkreises 13/\ EIN- oder AUS-Zustand
hat, wird durch das Verhältnis der Widerstände R 2 und R 3 festgelegt. Durch Änderung eines dieser Widerstände
läßt sich die kritische Drehzahl erheblich verändern. Es kann für einen dieser Widerstände natürlich ein
stellbarer Widerstand benützt werden. Andererseits ist es für eine Umstellung der Steuerung von einem
normalerweise offenen Schalter auf einen normalerweise geschlossenen Schalter lediglich erfor lerlich, die
Eingangsanschlüsse zum Verstärker A 1 auszutauschen. Wenn auf diese Weise die Anschlüsse der Eingänge 32
und 36 des Verstärkers A 1 ausgetauscht werden, dann arbeitet die drehzahlabhängige Schaltsteueranordnung
30 als normalerweise geschlossener Schalter, während der übrige Ablauf in der Schaltung unverändert bleibt.
Auch die Umschaltverzögerungszeit, während der der »Schalter« (134) noch im vorherigen Schaltzustand
bleibt, nachdem die Welle 19 des Tachogenerators 11 bereits unter die kritische Drehzahl abgesunken ist,
kann leicht durch Verändern des Widerstandes R 1 oder des Kondensators Cl eingestellt werden.
Mit den in Tabelle I gegebenen Werten arbeitet die Schaltung nach Fig.2 als normalerweise offener
Schalter bei einer kritischen Drehzahl der Welle des Tachogenerators 11 von einer Umdrehung pro Minute,
wenn die Stromquelle 17 eine Spannung zwischen 6 und 40 Volt hat:
10
Cl
Cl Ci
C4
Cl Ci
C4
Zl, Zl
YSA
A\,A1
Dl, DA
D5
1 | Microfarad |
22 | Microfarad |
0,001 | Microfarad |
680 | Picofarad |
5,1 | Volt |
2N | 6385 |
LM | 358 |
IN | 5059 |
IN | 4148 |
Um den Bereich der 7.B. durch Änderung des Widerstandes A3 möglichen kritischen Drehzahlen aufzuzeigen,
gibt nachfolgende Tabelle II eine Beziehung zwischen diesen kritischen Drehzahlen und den verschiedenen
Werten des Widerstandes A3:
Λ3: (Ohm)
Kritische Drehzahl
(U/min)
Kritische Drehzahl
(U/min)
25
10
1
1
47
2,5
2,5
100 4,5
220 9
470 11
Die Tabelle III gibt anschließend eine Aufstellung von Werten der Abfallzeitverzögerung, die durch Veränderung
der Werte des Widerstandes Rl und des Kondensators Cl erhalten werden können:
Tabelle III | α | Abfallzeit-Verzögerung |
Al | (Microfarad) | (sec.) |
35 (Ohm) | 1,0 | 0 |
0,015 | 1,0 | 0,3 |
0,1 | ι,ο | 1,0 |
0,22 | 1,0 | 1,5 |
40 0,47 | 1,0 | 2,6 |
1,0 | 1,0 | 4,5 |
2,2 | ι,ο | 7,0 |
4,7 | 1,0 | 9,0 |
10,0 | ι,ο | 14,0 |
45 °° | 3,3 | 22,0 |
3,3 | 3,3 | 33,0 |
10,0 | 3,3 | 52,0 |
OO | 10,0 | 90,0 |
10,0 | 10,0 | 137,0 |
50 °° | ||
Rl, R2
Rl, RS, R9
Die Werte der Tabelle III wurden mit einer Stromquelle 17 mit 12 Vo't Spannung und einem
Laststrom durch den Widerstand Rl von etwa 2 Ampere
bestimmt
Die drehzahlabhängige Schaltsteueranordnung 30 mit den Schaltkreisparametern gemäß Tabelle I stellt
einen normalerweise offenen Schalter mit einer kritischen Weilendrehzahl von einer Umdrehung pro
Minute dar, so daß sie als Sicherheitssperre für ή'"·
Türen von Fahrgastfahrzeugen wie etwa Sassen sehr Megohm gut brauchbar ist
Ohm Die gleiche Schaltung mit nur geringfügigen Abwand-
1 Ohm lungen läßt sich jedoch auch bei gänzlich anderen
Ohm e5 Anwendungsgebieten einsetzen. So muß die Steueran-
4,7 Megohm Ordnung 30, wenn sie als normalerweise geschlossener
Ohm Schalter mit einer kritischen Drehzahl von 667 U/min.
2,2 Ohm arbeiten soll, nur folgende Änderungen erfahren:
Widerstand R 2 auf 680 Kilochm
Widerstand R 3 auf 330 Kiloohm
Zwischen Ausgang des Verstärkers A 1 und
Eingang 32 wird ein Rückkopplungswidd-stand von 4,7 Megohm gelegt;
die Anschlüsse die an Eingänge 32 und 36 des Verstärkers A 1 werden vertauscht:
Widerstand R 10 auf 22 Kiloohm;
ein zusätzlicher Transistor (Typ MPS-A43) wird als
Eingangsstufe vor den Schaltkreis 13/4 geschaltet.
Die drehzahlabhängige Schaltsteueranordnung 30 der F i g. 2, die in vielen Anwendungsfällen zuverlässig
arbeitet, reagiert empfindlich auf Änderungen der Lastbedingungen. Änderungen der äußeren Schaltung,
die aus der Stromquelle 17 und der Belastung 18 gebildet ist, können also mehr als erwünscht Einfluß auf
die Schaltungseigenschaften nehmen. Dieser Mangel wird mit eirterr! Aufbau der Schaltung behoben, wie er in
F i g. 3 dargestellt ist. Diese Schaltung bringt noch zusätzliche Vorteile. So läßt die Steueranordnung 40 der
F i g. 3 beispielsweise eine noch genauere Spannungsregulierung zu, was eine größere Präzision der Steuerung
ermöglicht. Außerdem enthält sie einen einzigen einstellbaren Widerstand, der Änderungen der kritischen
Drehzahl über einen großen Stellbereich von etwa 1 U/min, bis 500 U/min, zuläßt, ohne daß in der
Schaltung weitere Bestandteile verändert werden müssen.
Die drehzahlabhängige Schaltsteueranordnung 40 der F i g. 3 ist für normalerweise geschlossenen Schaltbetrieb
gezeigt. Der Tachogenerator 11 ist mit einer Anschlußklemme mit einem Widerstand Λ 11 und mit
der anderen Anschlußklemme mit der Systemerde verbunden. Eine Spannungsregulierende Zenerdiode
ZIl verbindet die zweite Seite des Widerstandes R 11
mit der Systemerde. Über einen Reihenkondensator CIi und eine Diode D12 ist der Widerstand R 11 an
den invertierenden Eingang 42 eines Operationsverstärkers Λ 1 im Schwellwertkreis 12ß angeschlossen. Der
stellbare Widerstand R 12 befindet sich zwischen dem gemeinsamen Anschluß des Kondensators CIl und der
Diode 12 und der Systemerde und liegt parallel zu einer Diode DiI. Die Dioden DIl und D12 bilden eine
gewöhnliche Spannungsverdopplerschaltung. Ein Kondensator C12 und ein Widerstand /?13 sind parallel
zwischen den invertierenden Eingang 42 und Systemerde geschaltet.
Der nichtinvertierende Eingang 46 des Verstärkers A 1 ist mit einem Spannungsteiler verbunden, der aus
zwei Widerständen R 14 und R15 besteht, die zwischen
die Ausgangsleitung 43 eines Energiespeicher- und Speisungskreises 22ß und Systemerde gelegt sind.
Leibiungszufuhranschiüsse hat der Verstärker Λ 1 an
der Ausgangsleitung 43 und andererseits an Erde. Ein Rückkopplungswiderstand R16 ist zwischen den Ausgang
49 des Verstärkers A 1 und den Eingang 46 gelegt Der Verstärkerausgang 49 ist über einen Widerstand
R 17 ebenfalls mit der Leitung 43 in Verbindung.
Der Energiespeicher- und Speisungskreis 22B enthält einen Transistor QW, der mif s«r,ra>
EnihieransehluG
mit der Ausgangsieitung 43 verbunden ist, «-ährend sein
Eingang, die Leitung 44, über eine Sperrdiode D 4 mit einer Schaltklemme 14 des Schaltkreises 13ß verbunden
ist, der wiederum als Darlington-Verstärker ausgebildet
ist Die Basis des Tiansrnors QW ist über eine
Reihenkombination einer Diode DiS ima einer
Zenerdiode Z12 mn Systemerde vsrbund-sa. L-.
Widerstand R 18 verbindet die Basis und den Kollektor des Transistors QW miteinander. Ein Speicherkondensator
C13 liegt zwischen der Leitung 44 und Systemeidt.
!n der drehzahlabhängigen Sctaltsteueranordnung 40
enthält der Schaltbetätigungskreis 21B eir._n Operationsverstärker,
der mit einem Energiezuführanschluß an die Leitung 43 und andererseits an Svstemerde
angeschlossen ist. Der nichtinvertierende Eingang 45
ίο des Verstärkers A 2 ist über einen Widerstand R 19 an
eine Anschlußklemme 48 angeschlossen, die unmittelbar mit der Leitung 44 in Verbindung steht. Der Widerstand
R 19 ist ein Teil eines Spannungsteilers, zu dem ein weiterer Widerstand R2i gehört, der zur Systemerde
führt. Der Eingang 45 ist über eine Diode D14 zum Ausgang 49 geführt.
Im Schaltbetätigungskreis 21B ist die Anschlußklemme
48 außerdem über einen Widerstand R 20 mit dem invertierenden Eingang 47 des Verstärkers A 2 verbunden.
Der Eingang 47 ist zusätzlich über eine Zenerdiode Z13 an Erde gelegt.
Der Schaltkreis 13ßder Fi g. 3 gleicht im Aufbau und
in ihren äußeren Anschlüssen genau dem Schaltkreis 13/4 der Fig.2. Auch der Widerstand RiQ vor seinem
Eingang bleibt erhalten.
Bei der Betrachtung der Arbeitsweise der drehzahlabhängigen Schaltsteueranordnung 40 der Fig.3 wird
angenommen, daß sie in eine Sicherheitsschaltanordnung eines Fahrzeugs eingebaut ist, und daß der
Schalter SW im Lastkreis geschlossen ist, was durch Betätigen des Zündschalters des Fahrzeugs in einem
Zeitpunkt erfolgt, wenn die Welle 19 des Tachogenerators 11 stillsteht. Wenn der Schalter SWgeschlossen ist,
wird der Kondensator 13 aus der Stromquelle 17 über die Diode D4 aufgeladen, und der Transistor QIl im
Speisungskreis 22S wird leitend. Mit zunehmender Aufladung des Kondensators C13 steigt die Spannung
an der Anschlußklemme 48 des Schaltbetätigungskreises 21B. Die Spannung am Eingang 45 steigt
proportional, abhängig vom Verhältnis der Spannungsteilerwiderstände /? 19 und R2i. Gewöhnlich sind die
beiden Widerstände R 19 und R 21 annähernd gleich groß, so daß die Spannung am Eingang 45 etwa den
halben Wert der Spannung der Klemme 48 hat. L: fangs hat die Parallelschaltung von der Klemme 48 zur Erde
über den Widerstand R 20 und die Zenerdiode Z13
keinen Einfluß auf die Spannung am Eingang 45, da die Zenerdiode nichtleitend ist
Wenn die Spannung an der Klemme 48 ansteigt,
so erreicht die entsprechend ansteigende Spannung am Eingang 47 schließlich den Kurzschlußwert für die
Zenerdiode Z13. Nun hält die Zenerdiode den Eingang 47 auf dieser Spannung. Zusätzlich ergibt sich nun ein
Spannungsabfall am Widerstand /?20. Mit leitender Zenerdiode Z13 steigt die Spannung an der Klemme 48
über den Wert am Eingang 47 an, und zwar um den Spannungsabfall am Widerstand R 20.
Die Spannung der Stromquelle 17 ist erheblich höher als die Durchbruchsspannung der Zenerdiode Z13.
Wenn sich also der Kondensator C13 weiter auflädt,
steigt folglich die Spannung an der Klemme 48 weiter an und mit ihr die Spannung am Eingang 45, bis diese den
Spannungswert am Eingang 47 übersteigt In diesem Zeitpunkt erzeugt der Verstärker A 2. der vorher in
einem AussehaUs,;stand -.var, der etwa Erdpotential
entsprach. ein;-.n F/ifv-Äu.·. angsweri, der über den
Wide, iiiid ? »«* an den Schaltkreis 13ß geleitet wird
τ*«? ten Darlir;-?on-Verstärker in einen Zustand bringt.
in welchem der Schaltkreis leitend ist Wenn dies eintritt, ist der Aufladekreis für den Kondensator C13
praktisch über die sehr niedrige Impedanz, welche der Ausgangstransistor des Schaltkreises 13ß darstellt, an
Erde gelegt.
Die vorher im tvondensator C13 gespeicherte
Ladung hält den Transistor QIl in leitendem Zustand und den Verstärker A 2 in Betriebszustand, so daß er ein
EIN-Betätigungssignal abgibt Die Ladung auf dem
Kondensator C13 nimmt jedoch langsam ab. Dabei verringert sich allmählich das Potential am Eingang 45
und fällt schließlich unter den Wert des Potentials am Eingang 47, das auf dem Wert der Durchbruchsspannung der Zenerdiode Z13 geblieben ist Daraufhin wird
der Verstärker A 2 abgeschaltet und sein Ausgangswert fällt auf nahezu Erdpotential ab mit der Folge, daß
Schaltkreis 133 ausgeschaltet wird Hierdurch entsteht ein kurzes AUS-Intervall (Fig.4), währenddessen der
Kondensator C13 bis zu einem Punkt aufgeladen wird,
an dem die Spannung am Eingang 45 erneut über den Wen der Spannung am Eingang 47 angestiegen ist
wöbe· dann der Schaltkreis wieder in den EIN-Zustand
zurückkehrt Das EIN-Signal des Schaltbetätigungsk. ei
ses 21B entspricht also auch in diesem Fall dem Verlauf
gemäß Fig.4. und dies ist die Anfangsbetriebsbedingung für die Schaltbetätigung, die die gesamte
Schaltsteueranordnung 40 zu einem Normalerweise geschlossenen Schalter macht
Damit die Schaltsteueranordnung 40 in den AUS-Zustand kommt, ist es erforderlich, die Spannung am
Eingang 45 im Schaltbetätigungskreis 21B unter dem
Spannungswert am Eingang 47 zu halten. Unter dieser Bedingung erzeugt der Ausgang des Schaltbetätigungskreises 21B das AUS-Signal der F i g. 4. Dies wird durch
den Schwellwertkreis 120 und dessen Verbindung zum Betättgungskreis 21 ß erreicht, in der sich die Diode D14
befindet.
Wenn die gesamte Steueranordnung 40 zunächst in Betrieb gesetzt wird, wenn die Welle 19 stillsteht, erhält
der Eingang 46 vom Speisungskreis 22ß. der Leitung 43
und dem Spannungsteiler mit den Widerständen R 14. R15. die eine geregelte Quelle darstellen, ein konstantes
Eingangssignal. Am Eingang 42 des Verstärken A 1 tritt kein Wirksames Eingangssignal auf. Dadurch bleibt der
Ausgang 49 des Verstärkers A 1 auf dem Spetiungspolential der Leitung 43 infolge der Anwesenheit des
verbindenden Widerstandes R 17. und jeder Stromfluß vom Eingang 45 zum Ausgang 49 du-ch die D» >de D14
ist unterbunden.
Beginnt sich die Welle 19 nun zu drehen, sobald das
Fahrzeug sich in Bewegung setzt, dann erhält der Eingang 42 des Verstärkers Λ 1 über die Gleichrichterschaltung mit ihrer Spannungsverdopplerschaltung aus
den Dioden DII und D12 ein positives Eingangssignal,
wobei die zugeführte Spannung mit der zunehmenden Drehzahl ansteigt. Wenn die Spannung am Eingang 42
denselben Wert erreicht wie die Spannung am Eingang 46. dann geht der Ausgang 49 des Verstärkers A 1
nahezu auf Erdpotential. Dadurch wird ein Stromfluß vom Eingang 45 durch die Diode D14 zum Ausgang 49
möglich, so daß der Eingang 45 ebenfalls auf etwa Erdpotential gehl. Dies hält den Verstärker A 2 im
Betriebszustand, in welchem sein Ausgang im wesentlichen auf Erdpotential ist entsprechend dem AUS-Signal
der Fig.4, so daß der Schaltkreis 13ß sich im AUS-Zustand befindet.
Anfangs ist die Spannung am Eingang 46 im SchweNwertkreis 120 fest, da die Spannung auf der
Leitung 43 durch den Speisungskreis 22B geregelt ist Steigt jedoch die Spannung am Verstärkerausgang 49
an, so bewirkt der Rückkopplungswiderstand R16 einen
gewissen Anstieg des Potentials am Eingang 46. Dies schafft einen gewissen Hysteresiseffekt im Betrieb des
Schwellwertkreises 12S.
Wie bereits beim vorherigen Ausführungsbeispiel beschrieben, schafft der Schwellwertkreis 12B eine
Abschaltverzögerungszeit, die im vorliegenden Fall
ίο durch die Größen des Kondensators C12 und des
Widerstands R13 bestimmt wird. Die Verwendung der
Spannungsverdopplerschaltung mit den Dioden DIl, D12 erhöht die Empfindlichkeit des Schwellwertkreises. Der einstellbare Widerstand Ä12 liefert eine
wirksame Steuermöglichkeit für die kritische Drehzahl der Steueranordnung 40. Dieses einzige einstellbare
Schaltkreiselement macht es möglich, die Steuerschaltung für einen Betrieb bei kritischen Drehzahlen
zwischen 500 U/min, und 1 U/mia oder sogar darunter
zu betreiben, ohne daß weitere Schaltkreisbauteile
verändert werden müssea
Wie bereits früher erwähnt ist die Steueranordnung 40 gemäß Fig.3 nicht besonders lastabhängig. Ein
Anstieg des Belastungswiderstandes RL oder eine
sonstige Belastungsschwankung, die zu einem erhöhten
Laststrom Anlaß gibt verringert lediglich die Dauer 7*2 der kurzen AUS-lntervalle im EIN-Signal der Betätigungsschaltung 21B (siehe F i g. 4). Wenn die Schaltung
richtig aufgebaut ist. so daß für den Kondensator C13
bei relativ hohen Belastungsströmen die richtigen Aufladezeiten auftreten, dann arbeitet sie über eine
große Spanne von Belastungsstromänderungen ohne Schwierigkeiten. Es können auch gewisse Schwankungen der Gesamtperiodendauer Ti der periodischen
AUS-Intervallimpulse im EIN-Signal des Schaltbetätigungskreises 21B auftreten, doch kann man leicht die
Frequenz dieser AUS-lmpulse hoch genug wählen, so
daß sie auf dem Betrieb der die Belastung 18 bildenden Sicherheitseinrichtung keinen Einfluß hat Es sei noch
bemerkt daß die Steueranordnung 40 von dem normalerweise geschlossenen Schaltzustand in der
dargestellten Form auf den normalerweise offenen Schaltzustand umgestellt werden kann, indem lediglich
die Anschlüsse der Eingang« 42 und 46 des Verstärkers
<i A 1 vertauscht werden.
Typische Schallkreisparameter für die Steueranordnung 40 der F i g. 3 für einen Betrieb mit einer Speisung
zwischen 6 und 40 Volt Gleichspannung und einem maximalen Belastungsstrom von 5 Ampere sowie für
so einen kritischen Drehzahlbereich von etwa 2 bis 500 U/min, sind in der nachstehenden Tabelle IV aufgeführt.
Diese Werte dienen selbstverständlich nur als Beispiel:
Tabelle IV | 2700hm |
/710 | lOkOhm |
RU | 1 Megohm |
R 12 (stellbar) | 220 kOhm |
Rn | 15kOhm |
RU | l8kOhm |
/?15 | 22 kOhm |
R 16 | lOkOhm |
«17 | UkOhm |
R 18 | l2kOhm |
R 19 | 1 kOhm |
R20 | lOkOhm |
R 21 | |
Fortsetzung
CIt C12 C13
ZIl Z12 Z13
28 | 0,1 Microfarad | Hierzu 2 | 43 | 278 |
1 Microfarad | D4 | |||
6,8 Microfarad | DIl η in |
|||
5,1 Volt | ZJ 12 | |||
6,2 Volt |
D13
D14 |
|||
3,6VoIt | 13Λ | |||
Α1.Λ2 | ||||
Blatt | Zeichnungen |
16
Diode t Ampere Diode 1 Ampere Diode t Ampere Diode t Ampere
Diode 1 Ampere 2N6385
LM358
LM358
Claims (8)
1. Schaltsteueranordnung, die in Abhängigkeit von Drehzahländerungen einer Welle (19) die Verbindung
zwischen einer zu steuernden Last (18) und einer externen Stromquelle (17) ein- und ausschaltet
und auf Drehzahlen anspricht, die zwischen einem Wert von weniger als 10 U/min und einem
wesentlich höheren Wert wählbar sind,
mit einem mit der Welle kuppelbaren KJeinst-Tachogenerator
(11), der ein Wechselspannungssignal mit drehzahlabhängiger Amplitude erzeugt,
einem zweipolig an den Tachogenerator (11) angeschlossenen Schwellwertkreis (12), der ein erstes Schwellwertsignal erzeugt so lange das Wechselspannungssignal unter der einer kritischen Drehzahl der Welle (19) entsprechenden Schwellenamplitude bleibt, und der bei Oberschreiten der Schwelleuamplitude ein zweites Schwellwertsignal erzeugt
einem zweipolig an den Tachogenerator (11) angeschlossenen Schwellwertkreis (12), der ein erstes Schwellwertsignal erzeugt so lange das Wechselspannungssignal unter der einer kritischen Drehzahl der Welle (19) entsprechenden Schwellenamplitude bleibt, und der bei Oberschreiten der Schwelleuamplitude ein zweites Schwellwertsignal erzeugt
einem Festkörper-Schaltkreis (13) mit zwei in Reihe zwischen die zu steuernde Last (18) und die externe
Stromquelle (17) geschalteten Schaltklemmen (14, 15)
und einem zwischen dem Sckwellwertkreis (12) und
dem Festkörper-Schaltkreis (13) liegenden Schaltbetätigungskreis(21),derden
beiden Schwellwertsignalen entsprechenden EIN- bzw. AUS-Signale für den
Festkörper-Schaltkreis (13) erzeugt der in Abhängigkeit davv-n in einen Zustand niedriger bzw. hoher
Impedanz zwischen "«inen '"ihaltklemmen (14, 15)
ein- bzw. ausschaltbar ist wobei das AUS-Signal eine kontinuierliche Gleichspar -Hing ist
dadurch gekennzeichnet, daß das EIN-Signal eine pulsierende Gleichspannung mit hohem Tastverhältnis ist. das in den kurzen periodischen Signalpausen wenigstens annähernd den Wert der AUS-Signale annimmt.
dadurch gekennzeichnet, daß das EIN-Signal eine pulsierende Gleichspannung mit hohem Tastverhältnis ist. das in den kurzen periodischen Signalpausen wenigstens annähernd den Wert der AUS-Signale annimmt.
und daß zur Stromversorgung des Schwellwertkreises (12) und des Schaltbetätigungskreises (21)
parallel zu den Schaltklemmen (14, 13) *in gesonderter Speisekreis (22) mit Energiespeichervermögen
geschaltet ist dessen Speicherelement (C2) während der Ausschaltdauer des Festkörper-Schaltkreises
(13) und der Pausen des EIN-Signals aufladbar ist.
2. Schaltsteueranordnung nach Anspruch I. dadurch gekennzeichnet, daß der Schaltbetätigungskreis
(21) ein monostabiler Triggerkreis mit einem Tastverhältnis in der Größenordnung von mindestens
95% ist.
3. Schaltsteueranordnung nach Anspruch I oder 2. dadurch gekennzeichnet, daß der Schaltbetätigungskreis
(21 S) einen Verstärker (A 2) enthält, der auf den Ladungspegel des .Speicherelements (C 13) des
Speisungskreises 122 B) anspricht.
4. Schaltsteueranordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Schaltbetätigungskreis
(2t B) einen Operationsverstärker (A 2) mit
einem Umkehreingang und einen nicht umkehrenden Eingang enthalt, und daß ein Eingang des
Verstärkers (A 2) mit einem Spannungsteiler (R 19, R 20) verbunden ist. der eine dem Ladungspegel des
Speicherelementes (C i3) proportionale Spannung erzeugt, während der andere Eingang des Verstärkers
(A 2) von einem Klammerkreis auf einer Eingangsspannung gehalten wird, die auf einen
vorbestimmten Maximalwert begrenzt ist
5. Schaltsteueranordnung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet daß
der Schwellwertkreis (12) einen Verstärker (A 1) enthält dessen Ausgang mit dem einen Eingang
eines Verstärkers (A2) im Schaltbetätigungskreis (21) in einer Schaltung verbunden ist die diesen
Verstärkereingang im Schaltbetätigungskreis (21) auf einem Bezugspotential hält sobald eines der
Schwellwertsignale vorhanden ist
6. Drehzahlsteuerschaltung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet
daß der gesonderte Speisungskreis (22) einen spannungsgeregelten Ausgang hat, daß der Schwellwertkreis
(12) einen Operationsverstärker (A 1) mit einem invertierenden Eingang und einem nicht
invertierenden Eingang enthält daß einer dieser Eingänge mit dem Tachogenerator (11) über eine
Gleichrichterschaltung (D 1) und der andere Verstärkereingang mit dem geregelten Ausgang des
Speisungskreises (22) über eine Bezugsschaltung verbunden sind, in der ein Wechsel zwischen
normalerweise geschlossenem und normalerweise offenem Zustand des Festkörper-Schaltkreises (13)
durch Austausch der Eingangsverbindungen des Operationsverstärkers (A 1) bewirk*, wird.
7. Drehzahlsteuerschaltung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet
daß mit einer Gleichrichterschaltung (D 1) im Schwellwertkrsis (12) eine Zeitverzögerungsschaltung
(Ri, Cl) verbunden ist die einen Wechsel in dem Betriebszustand des Schaltkreises (13) aufgrund
einer Verlangsamung der Drehzahl des Tachogenerators (11) unter den kritischen Wert verzögert
8. Drehzahlsteuerschaltung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet
daß der Schwellwertkreis (12S^eine einstellbare
Impedanz (R 12) für eine Einstellung der kritischen Drehzahl über einen großvr Drehzahlbereich
enthält.
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US05/839,193 US4168516A (en) | 1976-11-26 | 1977-10-04 | Precision speed switch control |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE2843278A1 DE2843278A1 (de) | 1979-04-05 |
DE2843278C2 true DE2843278C2 (de) | 1983-01-13 |
Family
ID=25279098
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19782843278 Expired DE2843278C2 (de) | 1977-10-04 | 1978-10-04 | Schaltsteueranordnung |
Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
CA (1) | CA1096474A (de) |
DE (1) | DE2843278C2 (de) |
FR (1) | FR2405595A1 (de) |
GB (1) | GB2006999B (de) |
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
FR2542468B1 (fr) * | 1983-03-10 | 1985-11-22 | G G Electricite | Amplificateur pour capteur de position |
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CA2525820C (en) * | 2003-05-15 | 2010-10-12 | Touchsensor Technologies, Llc | Two wire touch sensor interface |
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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DE2135912A1 (de) * | 1971-07-17 | 1973-03-22 | Lestra Ag | Vorrichtung zur abtastung von geschwindigkeitswerten bei kraftfahrzeugen |
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- 1978-09-26 CA CA312,101A patent/CA1096474A/en not_active Expired
- 1978-10-04 DE DE19782843278 patent/DE2843278C2/de not_active Expired
- 1978-10-04 GB GB7839326A patent/GB2006999B/en not_active Expired
- 1978-10-04 FR FR7828408A patent/FR2405595A1/fr active Granted
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
DE2843278A1 (de) | 1979-04-05 |
GB2006999B (en) | 1982-11-24 |
CA1096474A (en) | 1981-02-24 |
FR2405595B1 (de) | 1984-02-03 |
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Legal Events
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