DE2833921C2 - - Google Patents
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Description
Die Erfindung geht aus von einer ladungsgekoppelten Steuerschaltung
mit den im Oberbegriff des Anspruchs 1 angegebenen
Merkmalen.
Solche Steuerschaltungen werden zum Betreiben
ladungsgekoppelter Schaltungsanordnungen verwendet, die im
folgenden gemäß international gebräuchlicher Abkürzung mit
CCD (= Charge Coupled Devices) bezeichnet werden und in jüngster
Zeit vielseitig in der Signalverarbeitungstechnik eingesetzt
werden. In vielen dieser Fälle ist das Eingangssignal
für die CCD-Anordnung ein Analogsignal, das sich gegenüber
dem Bezugsspannungswert in der einen oder der anderen Richtung
ändern kann. Hierzu muß man der Eingangselektrode der
CCD-Anordnung eine Gleichvorspannung solchen Werts geben,
daß, wenn das Eingangssignal dem Bezugspegel (z. B. 0 Volt)
entspricht, eine gegebene Ladungsmenge als sogenannte "Vorspannungsladung"
in die erste Potentialmulde der Anordnung
geschoben wird. Bei einer solchen Vorspannung führt jede
Änderung des Eingangssignals in der einen Richtung gegenüber
dem Bezugssignal dazu, daß eine größere Ladungsmenge in die
erste Potentialmulde geschoben wird, und umgekehrt.
Für ein wechselstromgekoppeltes Signal mit symmetrischen Auslenkungen
(z. B. für eine Sinuswelle) ist der optimale Wert
für die "Vorspannungsladung" gleich der Hälfte der vollen
Kapazität jeder Potentialmulde im CCD-Signalregister. Bei
dieser Vorspannung ist der Dynamikbereich für die Eingangssignalladung
maximal, weil hier die Vorspannungsladung in
der Mitte zwischen dem oberen und dem unteren Grenzwert liegt,
d. h. zwischen dem Sättigungspunkt (volle Mulde) und dem Sperrpunkt
(leere Mulde) im CCD-Register.
Im Falle komplexerer asymmetrischer Analogsignale wie z. B.
den beim Fernsehen verwendeten Videosignalen ist es im allgemeinen
zweckmäßig, am Eingang der CCD-Anordnung anstelle einer
einfachen wechselstromgekoppelten Eingangsschaltung eine
Schaltung zum Halten des Gleichstrompegels (d. h. eine Klemmschaltung)
vorzusehen, um den Dynamikbereich, der in der CCD-
Anordnung zur Verarbeitung des maximalen Spitze-Spitze-Werts
der Eingangssignalspannung erforderlich ist, zu vermindern.
So ändert sich z. B. bei einem Fernsehsignalgemisch der mittlere
Pegel, den das Signal gegenüber der Spitze der Synchronimpulse
hat, abhängig vom Bildinhalt. Dies ist in den noch später
zu erläuternden Fig. 11a und 11b zu erkennen, welche
den möglichen großen Unterschied des mittleren Pegels bei
zwei verschiedenen Szenen veranschaulichen. Wenn man für ein
Signal dieser Form eine wechselstromgekoppelte Eingangsschaltung
verwenden würde, wäre zur Verarbeitung einer Videoeingangsspannung des
gegebenen Spitze-Spitze-Werts ein Dynamikbereich
erforderlich, der nahezu doppelt so groß sein müßte wie im
Falle der Verwendung einer gleichstromwerthaltenden Eingangsschaltung.
Im letztgenannten Fall kann nämlich die optimale
"Vorspannungsladung" im CCD-Register nahe an dem Wert für eine
volle oder eine leere Mulde liegen, je nach der Polarität
der verwendeten Klemmschaltung.
Die vorstehend beschriebenen Signalverarbeitungsschaltungen
werden normalerweise in integrierter Bauweise ausgeführt, und
im Interesse der Wirtschaftlichkeit und aus anderen Gründen
ist es wünschenswert, die CCD-Anordnung mit ihren Zusatzschaltungen
z. B. den Taktsteuereinrichtungen, Verstärkern, usw. auf
ein und demselben Schaltungsplättchen auszubilden. Soweit bekannt,
benötigte man jedoch bis heute zur Regulierung der oben
erwähnten Gleichvorspannung eine außerhalb des Schaltungsplättchens
liegende Einstellschaltung wie z. B. ein Potentiometer
oder dergleichen. Bei kommerzieller Massenfabrikation und -einsatz
ist die Notwendigkeit einer solchen Regulierung höchst unerwünscht,
einmal wegen der Kosten der externen Schaltung und
wegen der Kosten für die Durchführung der Anfangsjustierung,
und zum anderen wegen möglicher Folgeprobleme hinsichtlich
Drift und Alterung, die irgendwann eine spätere Nachjustierung
des Vorspannungswerts erforderlich machen können.
Aus einem Aufsatz von S. Chou "Design of a 16 384-Bit Serial
Charge-Coupled Memory Device", der im IEEE Journal of Solid
State Circuits, Vol. SC-11, No. 1, Februar 1976, Seiten 10-18
veröffentlicht wurde, ist eine ladungsgekoppelte Steuerschaltung der eingangs genannten Art bekannt, bei
welcher dem elektrisch schwebenden Gebiet in dem Halbleitersubstrat
Ladung wahlweise mit einer ersten oder einer zweiten
festen Geschwindigkeit zugeführt wird, je nach dem Zustand eines
besonderen Schalters. Die jeweilige Wahl richtet sich nach
dem relativen Wert der algebraischen Summe zweier Veränderlicher,
von denen die eine als abhängige Veränderliche der Spannungspegel
des elektrisch schwebenden Gebiets ist und die andere
als unabhängige Veränderliche durch eine vorgegebene Bezugsgröße
gebildet wird. Die Folge ist, daß jede Änderung der
unabhängigen Veränderlichen durch eine Änderung des mittleren
Werts des Spannungspegels des elektrisch schwebenden Gebiets
kompensiert wird. Außerdem werden diejenigen Änderungen des besagten
Spannungspegels, die durch kontinuierlich auftretende Ladungsentnahme
aus dem elektrisch schwebenden Gebiet verursacht sind,
durch einen "pendelnden" Betrieb des obengenannten Schalters
kompensiert, wodurch der Spannungspegel des elektrisch schwebenden
Gebiets ständig über und unter seinen Mittelwert schwingt.
Der Zweck dieser bekannten Steuerschaltung besteht darin, den
mittleren Spannungspegel auf einen gewollten Wert einzustellen,
und zwar entsprechend einem "äußeren" Bezugswert.
Die Aufgabe
der Erfindung besteht demgegenüber darin, eine ladungsgekoppelte Steuerschaltung
der eingangs genannten Art zu schaffen, mit welcher sich der Wert der Gleichvorspannung in
CCD-Anordnungen automatisch regeln läßt.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß
durch Merkmale gelöst, wie sie im Patentanspruch 1
gekennzeichnet sind.
Bei der erfindungsgemäßen Steuerschaltung ändert sich die Geschwindigkeit,
mit welcher dem elektrisch schwebenden Gebiet Ladung
zugeführt (oder entnommen) wird, kontinuierlich und als
Funktion allein des Spannungspegels dieses Gebiets, der seinerseits
von der Relation zwischen Entnahme- und Zufuhrgeschwindigkeit
abhängt. Die genannte Funktion ist so, daß Zufuhr- und Entnahmegeschwindigkeit
gleich gehalten werden und somit der mittlere
Spannungspegel des elektrisch schwebenden Gebiets konstant
bleibt. Dieser mittlere Spannungswert kann außerdem dazu verwendet
werden, auch den Wert der an einer Eingangselektrode eines
CCD-Signalregisters angelegten Gleichvorspannung zu steuern.
Die Worte "elektrisch schwebend" sollen bedeuten,
daß dem so benannten Halbleitergebiet kein festdefiniertes
Potential angelegt ist.
Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung,
zu denen auch ladungsgekoppelte Schaltungsanordnungen gehören,
welche die erfindungsgemäße Steuerschaltung enthalten, sind in
Unteransprüchen beschrieben.
Die Erfindung wird nachstehend an Ausführungsbeispielen anhand
der Zeichnung näher erläutert.
Fig. 1 zeigt einen Schnitt durch eine CCD-Anordnung mit einem Ausführungsbeispiel einer
erfindungsgemäßen Steuerschaltung;
Fig. 2 zeigt den Verlauf von Signalen, die beim Betrieb der
Anordnung nach Fig. 1 verwendet werden;
Fig. 3 zeigt in einer graphischen Darstellung die Beziehung
zwischen der an die erste CCD-Elektrode der Anordnung
gelegten Spannung und dem Wert der Eingangsladung in
dem bei der Anordnung nach Fig. 1 verwendeten CCD-
Signalregister;
Fig. 4 zeigt schematisch eine Schaltung zur Erzeugung einer
Bezugsspannung V R , wie sie in der Anordnung nach Fig. 1
verwendet wird;
Fig. 5 veranschaulicht anhand von Flächenpotentialprofilen die
Arbeitsweise eines Teils der Anordnung nach Fig. 1;
Fig. 6 ist eine Draufsicht auf einen Teil der Anordnung nach
Fig. 1;
Fig. 7 zeigt einen Schnitt durch ein anderes Ausführungsbeispiel
einer CCD-Anordnung;
Fig. 8 ist eine Draufsicht auf einen Teil der Anordnung nach
Fig. 7;
Fig. 9 zeigt den Verlauf von Signalen, die beim Betrieb der
Anordnung nach den Fig. 7 und 8 verwendet werden;
Fig. 10 veranschaulicht an Hand von Flächenpotentialprofilen
die Arbeitsweise der Anordnung nach den Fig. 7 und 8;
Fig. 11a und 11b zeigen Fernseh-Gesamtsignale für zwei verschiedene
Szenen;
Fig. 12 ist ein Schaltbild eines anderen Ausführungsbeispiels einer Rückkopplungsschaltung,
die in einer erfindungsgemäßen CCD-Anordnung verwendet
werden kann;
Fig. 13 ist ein Blockschaltbild eines weiteren Ausführungsbeispiels
der Erfindung;
Fig. 14 bis 16 zeigen teils in Blockform und teils im Detail
Ausführungsbeispiele der Erfindung, in denen Strahlung wie z. B.
Licht als eine Eingangsgröße verwendet wird;
Fig. 17 zeigt teils in Blockform und teils im Detail ein wiederum
anderes Ausführungsbeispiel der Erfindung.
In den verschiedenen Figuren werden jeweils die gleichen Bezugszeichen
für gleiche Teile verwendet.
Die in Fig. 1 dargestellte CCD-Anordnung enthält ein CCD-Signalregister
10, ein erstes CCD-Referenzregister 12 und ein zweites
CCD-Referenzregister 14. Jedes dieser Register ist in einer Ausführungsform
dargestellt, die mit Zweiphasensteuerung und verdecktem
Kanal arbeitet und Gateelektroden aus Polysilizium enthält,
welche auf zwei unterschiedlichen Niveaus liegen. Die dargestellte
Ausführungsform ist nur als Beispiel zu verstehen, denn
die CCD-Anordnungen können entweder mit Oberflächenkanal oder mit
verdecktem Kanal ausgebildet sein, sie können entweder P-leitende
oder N-leitende Substrate aufweisen, und sie können mit einer
beliebigen Anzahl von Phasen gesteuert werden. Außerdem sind auch
andere Elektrodenstrukturen wie z. B. einlagige oder dreilagige
Ausführungsformen möglich, und anstelle von Polysiliziumelektroden
können auch solche aus Metall oder Kombinationen aus Metall- und
Polysiliziumelektroden verwendet werden.
Das Signalregister 10 und das erste Referenzregister 12 enthalten
Eingangsschaltungen, die nach dem Prinzip des "fill and spill"
("Einfüllen und Abgießen") arbeiten, wie es in der US-Patentschrift
39 86 198 beschrieben ist. Im Signalregister 10 enthält
diese Schaltung eine Quellenelektrode (Sourceelektrode) S 1, die
aus einem N⁺-Diffusionsgebiet in einem P-leitenden Siliziumsubstrat
besteht, ferner eine erste Gateelektrode G 1 und eine zweite
Gateelektrode G 2. Im vorliegenden Fall und auch im Falle der
anderen Figuren werden zwei sich überlappende Lagen von Elektroden
verwendet, und diese Elektroden haben gegenüber dem Substrat denselben
Abstand (z. B. etwa 100 nm), der durch eine Isolierschicht
z. B. aus Siliziumdioxid gebildet wird.
Nach den Elektroden G 1 und G 2 folgen die Mehrphasenelektroden 16,
18; 20, 22; usw. Die Elektroden 16 und 18 bilden eine Elektrodengruppe
für die Phase 1 (Φ 1-Elektroden) wobei die Elektrode 18
den gleichen Abstand vom Substrat hat wie die Elektrode 16 und
immer auf einem positiveren Potential liegt als die Elektrode 16.
Die Einrichtung zur Spannungsvernetzung der Elektrode 18 gegenüber
der Elektrode 16 ist schematisch als Batterie 24 dargestellt. Wie
an sich bekannt erzeugt das in dieser Weise betriebene Elektrodenpaar
16, 18 eine asymmetrische Potentialmulde im Substrat, um
dafür zu sorgen, daß die Ladung in nur einer Richtung weitergegeben
wird. Das Elektrodenpaar 20, 22 ist ähnlich dem Paar 16, 18,
es wird jedoch nicht mit der Spannung der Phase 1 sondern mit der
zur Phase 2 gehörenden Spannung (Φ 2-Spannung) angesteuert. Natürlich
können die asymmetrischen Potentialgruben auch durch andere
Mittel gebildet werden (z. B. durch automatisch ausgerichtete
ionenimplantierte Barrieren, wie es in Fig. 7 gezeigt ist).
Das erste Referenzregister 12 ist im wesentlichen genauso aufgebaut
wie der erste Teil des Signalregisters 10, und seine verschiedenen
Elektroden tragen auch die gleichen Bezugszeichen, nur
daß ihnen zu Unterscheidungszwecken der Buchstabe "a" nachgestellt
ist. Diese beiden Register bilden ebenso wie
das zweite Referenzregister 14 jeweils eine CCD-Anordnung mit verdecktem
Kanal, einem P-leitenden Siliziumsubstrat 24 und einer
sehr dünnen N-leitenden Siliziumschicht 26 an der Oberfläche des
P-Substrats. Zwischen dem Substrat 24 und der N-leitenden Schicht
26 existiert ein PN-Übergang 28. Die Gesamtheit der in Fig. 1
dargestellten Struktur kann auf einem gemeinsamen Substrat 24
integriert sein.
Die Ausgangsschaltung des ersten Referenzregisters 12, die auch
Teil der Eingangsschaltung des zweiten Referenzregisters 14 ist,
enthält ein schwebendes N⁺-Diffusionsgebiet FD. Diesem Gebiet
folgt ein Elektrodenpaar 32, 34, das durch eine der Phase 1 zugeordnete
Bezugsspannung Φ 1R angesteuert wird. Diesem Elektrodenpaar
folgt eine mit der Phase 2 angesteuerte Elektrode 36, und
auf diese folgt eine N⁺-Draindiffusion D. Die Draindiffusion ist
mit einer Quelle positiver Spannung +V DD verbunden.
Die Anordnung enthält außerdem eine Gegenkopplungsschaltung mit
einem Differenzverstärker 38, der integriert sein kann und dessen
invertierender Eingang 40 mit dem schwebenden Diffusionsgebiet
und dessen nichtinvertierender Eingang 42 mit einer Quelle für
eine Referenzspannung V R verbunden ist. Zwischen dem invertierenden
Eingang und einem auf Bezugsspannung liegenden Punkt (z. B.
Masse) ist ein integrierender Kondensator 44 angeordnet. In vielen
Anwendungsfällen kann dieser Kondensator ein MOS-Kondensator sein
(z. B. gebildet durch die Kapazität zwischen dem unten liegenden
Halbleiter und einer Gateelektrode, die mit ihrem einen Rand den
Rand eines N⁺-Diffusionsgebiets überlappt und die außerdem über
einer Inversionsschicht liegt, welche unter der Gateelektrode in
einem P-leitenden Substrat erzeugt wird); es kann aber auch eine
andersartige integrierte Kondensatorstruktur verwendet werden,
die sich auf dem selben Schaltungsplättchen wie die übrigen Elemente
der Anordnung integrieren läßt. Der Ausgang des Differenzverstärkers
führt zur ersten Elektrode G 1a des ersten Referenzregisters
12 und ist außerdem über einen Widerstand 46 mit der
ersten Elektrode G 1 des Signalregisters 10 verbunden. Das Eingangssignal
V IN , das ein Analogsignal sein kann, wird über einen Kodensator
48 ebenfalls der ersten Gateelektrode G 1 zugeführt. Der
Widerstand 46 dient zur Entkopplung der Signalquelle 49 vom
Differenzverstärker 38 und vom ersten Referenzregister 12.
Die Fig. 3 zeigt in allgemeiner Form die Eingangskennlinie des
Signalregisters 10. V 1 ist die an die erste Gateelektrode G 1 gelegte
Gleichvorspannung. Man erkennt, daß mit positiver werdender
Spannung V 1 weniger Ladung in die Einfüll- und Abgieß-Potentialmulde
(d. h. in die Potentialmulde unter der Elektrode G 2) eingespeichert
wird. Dies wird weiter unten noch ausführlicher erläutert
werden. Es ist erwünscht, daß die Spannung V 1 auf irgendeinen vorbestimmten
Wert V x eingestellt ist und während des Ruhezustandes
auf praktisch diesem Wert gehalten wird. Falls das Eingangssignal
V IN ein Analogsignal mit asymmetrischen Auslenkungen ist, dann
sollte V x zweckmäßigerweise auf einem solchen Wert liegen, daß die
CCD-Anordnung in der Mitte ihres linearen Bereichs arbeitet. Dies
ist der Punkt 50 in Fig. 3, und dieser Punkt wird einer Ladung
entsprechen, welche die Potentialmulde unter der Elektrode 18 auf
die Hälfte ihres Fassungsvermögens füllt.
Die hier beschriebene Schaltung macht diese Betriebsart möglich.
Sie gestattet es nämlich, den Arbeitspunkt 50 an jede gewünschte
Stelle längs der Kennlinie nach Fig. 3 zu legen. Für den Fall
eines symmetrischen Eingangssignals kann der Arbeitspunkt 50
einer Vorspannungsladung entsprechen, welche die Mulde unter der
Elektrode 18 halb füllt (oder einer Vorspannungsladung irgendeines
anderen Werts, je nachdem, welcher Teil der Kennlinie linear
ist und wo der lineare Bereich liegt, d. h. wo V x liegen soll).
Für irgendwelche anderen Signalformen wie z. B. ein asymmetrisches
Signal kann der gewünschte Arbeitspunkt näher an den Sättigungspunkt
oder den Sperrpunkt gelegt werden, je nach Richtung der
Asymmetrie des Eingangssignals gegenüber der Bezugsbasislinie des
Signals und außerdem abhängig von der jeweiligen Form der Kennlinie.
Für das asymmetrische Fernsehsignalgemisch nach den
Fig. 11a und 11b kommt man zur Verarbeitung des Spitzenwerts
des Videosignals mit einem wesentlich kleineren Dynamikbereich
aus, wenn man den Arbeitspunkt nahe an das eine Ende des linearen
Bereichs in Fig. 3 legt. Würde man das Signal nach den Fig. 11a
und 11b über eine einfache Wechselstromkopplung an die CCD-Anordnung
legen, dann bräuchte man zur Verarbeitung beider Signale
einen Dynamikbereich in der Größe |Δ V 1|+ Δ V 2|≈2Δ V Sp . Falls
jedoch das Signal auf den negativsten Wert (d. h. auf den Pegel
des Synchronimpulses) geklemmt wird, dann ist der benötigte
Dynamikbereich nur Δ V Sp .
Die Arbeitsweise der Schaltung läßt sich besser verstehen, wenn
man die Fig. 1, 2 und 5 betrachtet. Die Fig. 2 zeigt die
Betriebsspannungen. Die Zweiphasenspannungen Φ 1 und Φ 2 sind
symmetrisch. V S ist die den Sourceelektroden S 1 und S 2 angelegte
Spannung, und Φ 1R ist die Referenztaktspannung, die phasengleich
mit Φ 1 ist, jedoch eine größere Amplitude als Φ 1 hat, und die dem
Elektrodenpaar 32, 34 angelegt wird. Die dargestellten Spannungswellen
sind nur ein Beispiel, d. h. es sind auch andere Formen
möglich. So kann die Steuerschaltung genausogut bei CCD-
Anordnungen angewendet werden, die mit Wellenformen für sogenannten
"Schubtakt" (push-clock) oder "Falltakt" (drop-clock)
arbeiten.
Zum Zeitpunkt t 0 ist Φ 1 niedrig und Φ 2 hoch, so daß gemäß Fig. 5
eine Potentialbarriere 60 unter der Elektrode 16 a des ersten
Referenzregisters und eine Potentialmulde 62 unter der Φ 2-Elektrode
20 a liegt. V S ist zu diesem Zeitpunkt relativ negativ, so daß
die Diffusion S 2 als Quelle für Ladungsträger (Elektronen) dient
und diese Ladungsträger über die Potentialbarriere 64 unter der
ersten Elektrode G 1a und in die Potentialmulde 66 unter der Elektrode
G 2a fließen. Dies ist der "Einfüll"-Teil des Einfüll- und
Abgießzyklus. Zum Zeitpunkt t 1 hat sich die an die Diffusion S 2
gelegte Spannung V S von ihrem relativ negativen Wert auf einen
relativ positiven Wert geändert. Die Diffusion S 2 arbeitet nun
als Drain (Senke oder Abfluß für Ladungsträger). Die überschüssige
Ladung in der Potentialmulde 66 fließt über die Barriere 64 in
die Diffusion S 2.
Die in der Potentialmulde 66 verbleibende Ladung ist mit Q G2
bezeichnet. Aus der Fig. 5 ist zu entnehmen, daß die Höhe der
Barriere 64 die Menge der Vorspannungsladung Q G2 bestimmt.
Wenn die Barriere höher wird (V 1 weniger positiv), dann wird Q G2
größer, und umgekehrt.
Zum Zeitpunkt t 2 ist Φ 1 hoch geworden, Φ 2 ist niedrig geworden,
und Φ 1R ist ebenfalls hoch geworden. Es sei angemerkt, daß Φ 1R
positiver ist als Φ 1. Wenn Φ 1 hoch ist, dann hat sich die vorher
in der Mulde 66 befundene Ladung Φ G2 in die Potentialmulde 68
unter der Φ 1-Elektrode 18 a verschoben. Zum Zwecke der Erläuterung
sei angenommen, daß zu einer früheren Zeit entsprechend dem Zeitpunkt
t 4 (der noch erläutert werden wird) Ladung in das schwebende
Diffusionsgebiet FD geschoben worden war. Dabei war die Menge
dieser Ladung abhängig vom Vorspannungswert V 1 an der ersten
Elektrode G 1a . Zum Zeitpunkt t 2, wenn Φ 1R hoch ist, sind die in
dem schwebenden Diffusionsgebiet gewesenen Ladungsträger (Elektronen)
in die Potentialmulde 70 unter der Elektrode 34 gelangt. Dieses
Einfüllen ist Teil eines Einfüll- und Abgießprozesses, wie man
bald erkennen wird.
Zum Zeitpunkt t 3 ist Φ 1R auf seinen niedrigen Wert zurückgekehrt,
so daß sich die Tiefe der Potentialmulde 70 vermindert hat. Die
Überschußladung in dieser Mulde ist zurück in das schwebende
Diffusionsgebiet FD abgegossen worden, wie es im Potentialprofil d
der Fig. 5 veranschaulicht ist. Der gerade beschriebene Vorgang
läuft also im Endergebnis darauf hinaus, daß eine feste Ladungsmenge
Q REF aus dem schwebenden Diffusionsgebiet FD entnommen
wird. Bei der dargestellten Ausführungsform ist das Potential
unter der Elektrode 32 zum Zeitpunkt t 3 gleich dem Potential unter
der Elektrode 36 zum Zeitpunkt t 3. Man könnte fragen, ob in diesem
Fall nicht etwas Ladung aus der Mulde 70 vorzeitig in das Draingebiet D
überfließen würde. Versuche haben jedoch gezeigt, daß
zum Zeitpunkt, wo das Flächenpotential unter der Elektrode 32
den gleichen Wert wie das Potential unter der Elektrode 36 erreicht,
praktisch alle "abzugießende" Ladung die Mulde 70 verlassen
hat und in das schwebende Diffusionsgebiet FD geflossen
ist, so daß praktisch nichts mehr übrig bleibt, was über die
gleich hohe Barriere unter die Elektrode 36 fließen könnte. Einen
sauberen Betrieb kann man ferner noch dadurch sicherstellen, daß
man die Neigung der nacheilenden Flanke (d. h. des Übergangs von
hoch nach niedrig) der Φ 1R -Welle passend wählt. Es ist auch
möglich, die Versetzungsspannung zwischen den Elektroden 32 und
34 so zu wählen, daß die Höhe der Barriere unter der Elektrode 32
zum Zeitpunkt t 3 niedriger ist als unter der Elektrode 36.
Zum Zeitpunkt t 4 ist die in der Potentialmulde 68 gesammelte
Ladung in das schwebende Diffusionsgebiet FD geflossen, weil
Φ 2 nun relativ positiv und Φ 1 relativ negativ ist. Außerdem ist
zu diesem Zeitpunkt die zuvor entnommene Referenzladung Q REF
zum Draingebiet D geschoben worden.
Der in Fig. 1 dargestellte Kondensator 44, der mit dem
schwebenden Diffusionsgebiet verbunden ist, integriert die in
diesem Gebiet vorhandene Gesamtladung. Wenn die aus dem Gebiet
FD genommene Ladung Q REF genauso groß ist wie die an diesem Gebiet
empfangene Ladung Q G2 , dann bleibt die Spannung V c am Kondensator
44 konstant. Wenn Q REF größer ist als Q G2, dann wird
die Spannung V c positiver (in Wirklichkeit weniger negativ).
Wenn Q REF kleiner ist als Q G2, dann wird die Spannung V c negativer.
Der Spannungsbereich von V c , über den die Schaltung richtig
arbeitet, ist ziemlich groß und kann bei einer speziellen Konstruktion
etwa 6 Volt betragen. Dieser Bereich ist eine Funktion
der relativen Amplituden von Φ 1R und Φ 2, wie noch gezeigt werden
wird. V c muß innerhalb eines solchen Bereichs liegen, daß das
schwebende Diffusionsgebiet FD als Drain für das Referenzregister
12 wirkt und gleichzeitig als Source (Quelle) für den
Einfüll- und Abgießeingang des Referenzregisters 14. Gemäß Fig. 5
liegt der Bereich von V c zwischen einerseits der Potentialbarriere
unter der Gateelektrode 18 a, wenn Φ 1 seinen negativsten Wert hat,
und andererseits der Potentialbarriere unter der Gateelektrode 32,
wenn Φ 1R seinen positivsten Wert hat.
Die mit dem Differenzverstärker 38 gebildete Gegenkopplung
hat den Zweck, den bei V c liegenden Gleichstromwert auf einen bei
V 1 liegenden, mit der verwendeten Eingangsstufe kompatiblen Gleichstromwert
zu verschieben und eine Signalinvertierung von V c auf V 1
für die Gegenkopplung zu bewirken. Die Anforderungen an
die Leistungsfähigkeit dieses Differenzverstärkers sind nicht
kritisch. So ist z. B. bei einer typischen Ausführungsform eine
Spannungsverstärkung von 5 bis 10 ausreichend, und die Offsetspannung
am Eingang kann bis 0,5 Volt betragen, ohne den Betrieb
der Schaltung zu beeinträchtigen. Die Schaltung zur Erzeugung von
V R liefert einen Spannungswert, der anfänglich nahe der Mitte des
Bereichs von V c liegt, so daß eine gewisse Drift in der Spannung
V R toleriert werden kann. Wenn die Gegenkopplungsschaltung ihren
stationären Zustand erreicht hat, dann ist die Spannung V c am
Kondensator nahezu gleich V R (minus irgendeiner Eingangs-Offsetspannung
am Differenzverstärker), und V 1 erreicht einen konstanten
Wert. Dieser konstante Wert ist so, daß das nächste zu bemessende
und anschließend in das schwebende Diffusionsgebiet zu schiebende
Ladungspaket genau gleich ist der festen Ladungsmenge Q REF , die aus
dem schwebenden Diffusionsgebiet entnommen worden ist. Es sei
z. B. angenommen, daß die feste Ladungsmenge genau halb so groß
ist wie die Ladungskapazität der Mulde 68 unter der Elektrode 18 a.
Wenn dann die Gegenkopplungsspannung V 1 einen stabilen Wert erreicht,
wird die periodisch zur Mulde 68 geschobene Ladung Q G2 diese Mulde
exakt auf die Hälfte ihrer Kapazität füllen. Diese Spannung V 1
wird auf die Gateelektrode G 1 im Signalregister 10 rückgekoppelt.
Somit ist beim Fehlen eines Eingangssignals V IN die periodisch
zwischen der Φ 1-Elektrode 18 geschobene Ladung ebenfalls gleich
der Hälfte der Kapazität der Mulde 18. Hierbei ist natürlich vorausgesetzt,
daß das CCD-Signalregister 10 im wesentlichen identisch
mit dem ersten CCD-Referenzregister 12 ist, und zwar in
jeder Hinsicht einschließlich der Elektrodenabmessungen, der
Dicke des Oxids über dem Kanal, der Kanalbreite, usw. Alle diese
Voraussetzungen sind ohne weiteres zu erfüllen, wenn alle Einrichtungen
auf demselben Substrat integriert werden.
Es sei nun angenommen, daß die aus dem schwebenden Diffusionsgebiet
FD entnommene Ladungsmenge größer ist als die Ladungsmenge,
die in diesem Gebiet eingeschoben wird, d. h. daß am schwebenden
Diffusionsgebiet mehr Elektronen entnommen als hinzugefügt werden.
Dies hat zur Folge, daß die mittlere Spannung am Kondensator
positiver wird. Dies wiederum führt dazu, daß die Ausgangsspannung
V 1 des Differenzverstärkers negativer wird. Die Folge ist eine
Erhöhung der Potentialbarriere 64, so daß nach dem nächsten
Abgießzyklus (Zeitpunkt t 1 in Fig. 5) mehr Ladung Q G2 in der
Mulde 66 vorhanden sein wird. Diese erhöhte Ladungsmenge wird
anschließend zum schwebenden Diffusionsgebiet FD übertragen.
Dieser Prozeß geht so lange weiter, bis ein Punkt erreicht ist,
bei dem die in das schwebende Diffusionsgebiet eintretende Ladung
gleich ist der aus diesem Gebiet entnommenen Ladung, denn zu
diesem Zeitpunkt wird die mittlere Spannung V c am Kondensator
gleich V R sein, und die Spannung V 1 stabilisiert sich dann auf
einen festen Wert (den Wert V x in Fig. 3).
Nun sei angenommen, daß das zweite Referenzregister 14 aus dem
schwebenden Diffusionsgebiet weniger Ladung entnimmt als diesem
Gebiet vom ersten Referenzregister 12 zugeführt wird. Dies läßt
das schwebende Diffusionsgebiet negativer werden (es werden mehr
Elektronen empfangen als fortgenommen), so daß die mittlere
Spannung V c am Kondensator 44 negativer wird. Hierdurch wird die
Ausgangsspannung V 1 des Differenzverstärkers positiver, womit
die Potentialbarriere 64 niedriger gemacht wird. Dies wiederum
vermindert die Ladungsmenge, die in der Mulde 66 während der
nächsten Einfüll- und Abgießperiode gespeichert wird und die anschließend
vom ersten Referenzregister 12 zum schwebenden
Diffusionsgebiet geschoben wird. Auch hier stabilisiert also die
Gegenkopplungsschaltung die Spannung V 1 auf den Wert V x nach
Fig. 3, so daß die gewünschte Ladungsmenge zum schwebenden
Diffusionsgebiet gelangt. Dies regelt automatisch die Spannung,
die an die erste Gateelektrode G 1 des Signalregisters 10 gelegt
wird.
Weiter oben wurde erwähnt, daß V R innerhalb eines gewissen Bereichs
schwanken kann. Änderungen von V R innerhalb dieses Bereichs
verschieben die Position V x (Fig. 3) nicht. Solange V R
innerhalb dieses Bereichs bleibt, wird im Gleichgewicht die
Spannung V c nahe an V R bleiben, und V 1 wird auf demjenigen konstanten
Wert bleiben, für den die Schaltung ausgelegt worden ist
und bei dem Q G2 = Q REF .
In der hier beschriebenen Anordnung stellt die Gegenkopplungsspannung
V 1 die Vorspannungskomponente der Ladung Q G2 immer so
nach, daß sie genau gleich Q REF ist. Um einen gewünschten Vorspannungswert
V 1 zu erhalten, wird daher die Anordnung so ausgelegt,
daß die Größe der Mulde 70 (zum Zeitpunkt t 3) gleich
irgendeinem gewünschten Bruchteil der Maximalkapazität der Mulden wird, die unter den
Mehrphasenelektroden im Signalregister liegen (wie z. B. unter der
Elektrode 18). Es sei hier angenommen, daß die Mulde unter der
Elektrode G 2a gleiche Größe wie die Mulde unter der Elektrode G 2
des CCD-Signalregisters 10 hat. In der Fig. 6 ist ein Beispiel
veranschaulicht, wie die Mulde 70 ein Bruchteil so groß wie die
Mulde unter der Elektrode 18 gemacht werden kann, nämlich dadurch,
daß man die Breite des CCD-Kanals reduziert, während die Länge L
der Elektrode 34 die gleiche bleibt wie die Länge der entsprechenden
vorhergehenden Elektroden (vergleiche auch Fig. 5). Im
Interesse einer schnellen Ladungsweitergabe wird im allgemeinen
die Länge L aller Elektroden so klein gemacht, wie es die bei der
Herstellung der CCD-Anordnung angewandten photolithographischen
Verfahren erlauben. Daher ist es im allgemeinen nicht möglich,
die Größe einer Potentialmulde durch Verminderung von L zu verkleinern.
Die Kanalbreite kann jedoch leicht verkleinert werden.
Bei dem hier beschriebenen Beispiel, wo die Potentialmulde 70 zum
Zeitpunkt t 3 halb so groß wie die mögliche Maximalgröße einer
Potentialmulde unter der Elektrode 18 sein soll, wird die Kanalbreite
im zweiten CCD-Referenzregister 14 halb so groß wie im
ersten CCD-Referenzregister 12 gemacht, wie es in Fig. 6 gezeigt
ist.
Es sind auch andere Strukturen möglich, um die Größe der Potentialmulden
im zweiten CCD-Referenzregister 14 zu kontrollieren. Eine
Möglichkeit besteht darin, die Ladung aus dem Diffusionsgebiet FD
in zwei auseinanderlaufende CCD-Kanäle zu schieben. Diese beiden
Kanäle können derartige geometrische Abmessungen (Breiten) haben,
daß die Ladung in irgendeinem gewünschten Verhältnis zwischen
ihnen aufgeteilt wird, z. B. 50 Prozent in jedem Kanal (im Falle
gleicher Kanalbreiten und gleicher Elektrodenlängen) oder jedes
andere gewünschte Verhältnis. Die Ladung in dem einen dieser
Kanäle kann dann zum schwebenden Diffusionsgebiet FD rückübertragen
(zurückverschoben) werden, und die Ladung im anderen Kanal
kann durch Einschieben in ein Draingebiet fortgenommen werden. In
diesem Fall ist die zum Draingebiet fortgeleitete Ladung die Größe
Q REF .
Es wäre auch möglich, die Größe der Potentialmulde oder der Elektrode
34 durch Steuerung der Spannungsversetzung zwischen den
Elektroden 32 und 34 zum Zeitpunkt t 3 zu ändern. Anders ausgedrückt:
Die "Offsetspannung" zwischen den Elektroden 32 und 34 können
anders als die Offsetspannung zwischen den Elektroden der Φ 1-Elektrodenpaare
bemessen werden. Dies ist jedoch im allgemeinen nicht
so bequem wie die Einstellung der Muldenkapazität durch Änderung
der Elektrodenfläche.
Zur Erzeugung der Referenzspannung V R können verschiedene Schaltungen
verwendet werden. Eine praktische Schaltung hierzu, die
sich auf dem Schaltungsplättchen mit integrieren läßt, ist in
Fig. 4 dargestellt. Sie besteht aus einem mit verdecktem Kanal
arbeitenden Verarmungs-Transistor, der eine Sourceelektrode 80,
eine Drainelektrode 82 und eine Gateelektrode 84 enthält. Die
Sourceelektrode und die Drainelektrode sind N⁺-Diffusionen im
Substrat, und der Kanal des Transistors wird durch den verdeckten
Kanal 26′ gebildet, der vergleichbar mit dem verdeckten Kanal der
CCD-Anordnung ist. Dieser verdeckte Kanal ist eine Schicht N-leitenden
Siliziums über dem P-leitenden Siliziumsubstrat 24. An die
Drainelektrode ist eine Quelle für eine Betriebsspannung V DD angeschlossen.
Zwischen der Drainelektrode 82 und einem Bezugspotential
(z. B. der negativste Teil von Φ 1), das hier als Masse
dargestellt ist, liegt ein Spannungsteiler R 2, R 3, dessen Abgriff
86 mit der Gateelektrode 84 verbunden ist. Zwischen der Sourceelektrode
80 und Masse liegt eine Stromquelle 88, z. B. ein Widerstand
oder ein Feldeffekttransistor, der in einer Schaltung als
Last arbeitet.
Der aus den Widerständen R 2 und R 3 bestehende Spannungsteiler ist
so ausgelegt, daß im Betrieb der mit der Gateelektrode 84 verbundene
Knotenpunkt 86 auf etwa +3V vorgespannt ist. Der Transistor
wird im Sättigungsbereich betrieben und wird durch die einen
relativ kleinen Strom liefernde Stromquelle 88 in Leitrichtung
um etwa 0,5V über seine Schwellenspannung V T hinaus vorgespannt.
Dies bringt die Sourcediffusion 80 auf eine Spannung V R , die um
+3V - 0,5V = 2,5V positiver ist als das Potentialminimum des verdeckten
Kanals unter der Speicher-Gateelektrode 18 a, wenn Φ 1 auf
Massepotential (dem niedrigsten Wert von Φ 1) liegt, wie es für
den Zeitpunkt t 0 in den Fig. 2 und 5 gezeigt ist. Dies legt
die Spannung V R nahe an die Mitte ihres zulässigen Betriebsbereichs.
Die Gegenkopplungsschaltung
kann auch auf andere Weise realisiert werden als mit dem in Fig. 1
dargestellten Differenzverstärker. So kann die Gegenkopplungsschaltung
z. B. eine Spannungspegelverschiebungsschaltung aufweisen,
um die mittlere Spannung des schwebenden Diffusionsgebiets FD auf
einen zweiten Spannungspegel zu verschieben, der kompatibel mit
dem an der Elektrode G 1 geforderten Pegel ist und sich wesentlich
von der Spannung bei FD unterscheidet, ohne daß hierzu die
Spannungsverstärkung eines Differenzverstärkers notwendig ist.
Eine Schaltung dieser Art ist in Fig. 12 dargestellt und wird
später noch beschrieben.
In der
DE-OS 28 00 843 ist die
Übertragungsfunktion der Eingangsschaltung einer mit verdecktem
Kanal ausgelegten CCD-Anordnung erläutert. Die dort beschriebene
Eingangsschaltung hat eine Kennlinie, die bei niedrigen Eingangssignalpegeln
relativ nichtlinear und bei höheren Eingangssignalpegeln
linear ist. In gewissen Fällen, beispielsweise in CCD-
Verzögerungsleitungen zum Verzögern analoger Signale wie z. B.
Fernsehbildsignale, ist eine derartige Eingangskennlinie sehr unvorteilhaft,
da dann relativ schwache Signale verzerrt werden.
Für solche Fälle ist es daher günstiger, wenn die Eingangs-Übertragungsfunktion
so linear wie möglich verläuft.
Das im oberen Teil der Fig. 7 dargestellte CCD-Signalregister
10 a, dessen Draufsicht in Fig. 8 gezeigt ist, arbeitet nach demselben
Prinzip wie das in der oben genannten DE-OS
beschriebene CCD-Register. Bei dem Register nach Fig. 7
ist jedoch die CCD-Struktur etwa anders als bei dem Register nach
der DE-OS. Die Anordnung nach Fig. 7 enthält unter
den Gateelektroden der zweiten Lage selbstausgerichtete Barrieren-
Implantate wie z. B. 85 und 87, um den Potentialmulden die notwendige
Asymmetrie zu geben, damit die Ladungsweitergabe in nur einer
Richtung mit zweiphasiger Taktsteuerung möglich ist. Typische
Herstellungsparameter für eine mit verdecktem N-Kanal ausgelegte
CCD-Anordnung dieser Struktur sind
- 1. Substrat: P-leitend mit einem spezifischen Widerstand von 30 bis 50 Ω · cm;
- 2. N-leitende verdeckte Schichten: Phosphorimplantation mit einer Dosis von 1,3 · 1012/cm2 und einer Energie von 150 keV, Tiefe der Übergangszone X j = 0,75 Micron;
- 3. P-leitende Barrieren-Implantate: Bor, Dosis = 4 · 1011/cm2, Energie = 100 keV.
Wie das Register nach der DE-OS enthält auch die
CCD-Anordnung 10 a Elektroden G 1, G 2 und G 3 vor der ersten Mehrphasenelektrode.
Diese Elektroden werden in solcher Weise beaufschlagt,
daß in der Potentialmulde unter der Elektrode G 2 stets
ein festes Ladungsniveau Q F (Fig. 10) gespeichert bleibt. Dieses
feste Ladungsniveau wirkt als Vorspannung auf die Eingangs-Übertragungskennlinie
der CCD-Anordnung, um die Schaltung so einzustellen,
daß sie nur im linearen Bereich ihrer Kennlinie arbeitet. Diesem
festen Ladungsniveau Q F ist eine zusätzliche Ladung Q (B + S) überlagert,
die aus einer Vorspannungskomponente plus einer Signalladung
besteht. Diese zusätzliche Ladung wird anschließend aus der
Potentialmulde unter der Elektrode G 2 gleichsam "abgerahmt" und
dem CCD-Register entlang weiterübertragen. Der CCD-Kanal verjüngt
sich anschließend in seiner Breite um ein solches Maß, daß die
erste Potentialmulde im schmaleren Kanalbereich von der maximal
zu erwartenden Vorspannungs- plus Signalladung Q( B + S) vollgefüllt
wird.
Die vorstehend beschriebene Arbeitsweise ist an den Substratpotentialprofilen
in Fig. 10 abzulesen, und zwar in Verbindung
mit den Wellenformen der Betriebssignale gemäß Fig. 9. Zum Zeitpunkt
t B bewirkt die an die Diffusion S 1 gelegte Spannung V S , daß
diese Diffusion als Quelle für Ladungsträger (Elektronen) arbeitet,
und diese Ladungsträger fließen in die Potentialmulde 90 unter der
Elektrode G 2. Zum Zeitpunkt t C hat die Spannung V S einen positiveren
Wert, der ausreicht, die Diffusion S 1 als Drain (Senke oder Abfluß
für Ladungsträger) wirken zu lassen, wodurch überschüssige
Ladung aus der Potentialmulde 90 zurück in die Diffusion abgegossen
wird. In der Potentialmulde 90 bleibt ein festes Ladungsniveau Q F
und eine Vorspannungs- plus Signalladung Q (B + S). Diese letztgenannte
Ladungsmenge enthält eine Gleichspannungskomponente Q B ,
deren Wert von der an die Gateelektrode G 1 gelegten Spannung V 1
abhängt. D. h., diese Vorspannungskomponente ist abhängig von der
Höhe der Potentialbarriere 92 beim Fehlen eines Eingangssignals.
Im Falle eines symmetrischen Eingangssignals V IN stellt die
Spannung V 1 eine solche Potentialbarriere 92 her, daß die Vorspannungskomponente
der Ladung Q (B + S) die Mitte des Linearbereichs
der Eingangskennlinie trifft. Dies mag z. B. der Hälfte der
Kapazität der Potentialmulde unter der Elektrode 94 im Hauptteil
des CCD-Kanals entsprechen, d. h. des verschmälerten Teils des
CCD-Kanals, wie er in Fig. 8 dargestellt ist. Für ein asymmetrisches
Eingangssignal kann die Spannung V 1 so eingestellt werden,
daß sich ein Arbeitspunkt ergibt, der je nach Richtung der
Asymmetrie im Eingangssignal nahe dem einen oder nahe dem anderen
Ende des Linearbereichs der Eingangskennlinie der CCD-Anordnung
liegt.
Zum Zeitpunkt t D , wenn die der Gateelektrode G 3 angelegte Spannung
V 3 ihren positivsten Wert hat und wenn Φ 1 ebenfalls den positivsten
Wert hat, ist die Ladung Q (B + S) aus der Mulde 90 in die
Potentialmulde 96 übergeflossen, die nun unter der Φ 1-Elektrode 98
entstanden ist. Anders ausgedrückt: Die Ladung Q (B + S) ist aus
der Potentialmulde 90 "abgerahmt" worden, und das feste Ladungsniveau
Q F ist dort zurückgeblieben. Die Ladung Q (B + S) wird anschließend
in der üblichen Weise entlang der CCD-Anordnung weitergereicht.
Die vorstehend beschriebene Technik kann dazu angewendet werden,
den Wert von V 1 so zu steuern, daß die Vorspannungskomponente Q B
der Ladung Q (B + S) einen beliebigen gewünschten Wert annimmt.
Das vollständige System hierzu ist in Fig. 7 gezeigt. Es enthält
ein erstes CCD-Referenzregister 12 a, das mit dem Register 12 in
Fig. 1 vergleichbar ist, jedoch nun im wesentlichen identisch mit
dem Eingangsteil des CCD-Signalregisters 10 a ist. D. h., seine
Elektroden, die mit den gleichen Bezugszeichen wie die Elektroden
des Register 10 a (jedoch mit einem nachgestellten "a") bezeichnet
sind, haben im wesentlichen dieselbe Konstruktion und Abmessungen
wie die Elektroden des Registers 10 a. Ansonsten
funktionieren die Register 12 a und 14 a in der gleichen Weise wie
die entsprechenden Register 12 und 14 nach Fig. 1. Der Kondensator
44 a integriert den Ladungswert des schwebenden Diffusionsgebiets
FD, und der Differenzverstärker 38 a arbeitet in der gleichen
Weise wie die Differenzverstärker 38 nach Fig. 1. Die Schaltung
regelt die Spannung V 1 automatisch auf einen festen Wert, indem
sie die Menge der Ladung Q B , die zum schwebenden Diffusionsgebiet
FD geschoben wird, genau gleich mit der festen Ladungsmenge
Q REF macht, die vom zweiten CCD-Referenzregister 14 a aus dem
Diffusionsgebiet fortgenommen wird. Unter diesen Bedingungen wird
V C im wesentlichen gleich V R , und die Schaltung stabilisiert sich.
Wie im Falle der Fig. 1 so können auch hier andere Gegenkopplungsschaltungen
als die gezeigte Ausführungsform verwendet werden, um
die Regelung durchzuführen, d. h. um V 1 auf einen solchen Wert zu
regeln, daß die zum Diffusionsgebiet FD geschobene Ladung gleich
der aus diesem Gebiet fortgenommenen Ladung ist. Unter diesen
Bedingungen ist natürlich die über den Widerstand 46 an die
erste Gateelektrode G 1 gelegte Spannung V 1 auf dem gewünschten,
automatisch geregelten Wert.
Bei den hier beschriebenen beiden Ausführungsbeispielen der Erfindung
werden Eingangsschaltungen verwendet, die nach dem Prinzip des
"Einfüllens und Abgießens" arbeiten.
Die beschriebene Steuerschaltung ist ebenso auf andere
herkömmliche CCD-Eingangsschaltungen anwendbar, z. B. auf CCD-Anordnungen,
die mit sogenannter Stromeingabe arbeiten und worin
eine Eingangs-Sourcediffusion vorgesehen ist, die auf einem festen
Potential gehalten wird, ferner eine erste Gateelektrode, die
während jedes Arbeitszyklus einen Steuerimpuls empfängt, und eine
zweite Gateelektrode, die sowohl eine Gleichvorspannung als auch
ein Wechselstromsignal empfängt, das kapazitiv auf diese Elektrode
gekoppelt wird. Die der zweiten Elektrode angelegte Gleichvorspannung
kann nach einer ähnlichen Methode geregelt werden, wie
sie vorstehend beschrieben wurde; jedoch sollte in diesem Fall
die Gegenkopplungsschaltung keine Signalinvertierung wie oben
durchführen. Für diesen Fall läßt sich die erforderliche richtige
Gegenkopplung z. B. dadurch erreichen, daß man den invertierenden
und den nichtinvertierenden Eingang des Differenzverstärkers
miteinander vertauscht.
Die beschriebene Steuerschaltung läßt sich auch auf CCD-Eingangsschaltungen anwenden,
die mit der sogenannten Spannungseingabe arbeiten, bei welcher
die Sourceelektrode das Eingangssignal empfängt, die erste Gateelektrode
während jedes Taktzyklus einen Steuerimpuls empfängt
und die zweite Gateelektrode eine Gleichspannung empfängt und
als Eingangsspeichermulde wirkt. In diesem Fall wird die Gegenkopplungsspannung
über einen signalentkoppelnden Widerstand auf
die Sourcediffusion gegeben, und das Wechselsignal wird kapazitiv
auf die Sourcediffusion gekoppelt. Die Gegenkopplungsschaltung
kann hier genauso ausgebildet sein, wie es für die ersten beiden
Ausführungsformen dargestellt ist, nur daß V 1 in diesem Fall
die Gleichvorspannung an der Sourcediffusion regelt.
Bei den bisher beschriebenen verschiedenen Ausführungsbeispielen
wird während beabstandeter erster Zeitintervalle Ladung zum
schwebenden Diffusionsgebiet FD geschoben, und während beabstandeter
zweiter Zeitintervalle, die mit den ersten Zeitintervallen
verschachtelt sind, wird Ladung aus dem schwebenden Diffusionsgebiet
entnommen. Da jedoch der integrierende Kondensator die
Spannung des schwebenden Diffusionsgebiets während eines beliebigen
Betriebszyklus nahezu konstant hält, ist es möglich, die
Schaltung in einer anderen Weise zu betreiben. So ist es möglich,
während des Entfernens der Ladung Q REF aus dem schwebenden
Diffusionsgebiet gleichzeitig die Ladung Q G2 diesem Gebiet zuzuführen.
Für eine solche Betriebsweise wäre an das Elektrodenpaar
32, 34 (Fig. 1) oder 32 a, 34 a (Fig. 7) eine Spannung Φ 2R
zu legen, welche in der gleichen Beziehung zu Φ 2 steht wie die
Spannung Φ 1R zu Φ 1. In diesem Fall wäre natürlich Φ 2 durch Φ 1
als Steuerspannung für die Elektrode 36 oder 36 a zu ersetzen.
Es ist bereits erwähnt worden, daß man für die Gegenkopplungsschaltung
für die beschriebenen CCD-Anordnungen eine Pegelverschiebungsschaltung
anstelle eines Differenzverstärkers verwenden
kann. Eine geeignete Pegelverschiebungsschaltung ist in
Fig. 12 dargestellt, und zwar für den Fall ihres Anschlusses
an eine Anordnung gemäß Fig. 7, wobei die Spannungen so gewählt
sind, daß sie sich für ein Videosignalgemisch eignen, wie es in
den Fig. 11a und 11b gezeigt ist. Diese pegelverschiebende
Gegenkopplungsschaltung enthält außerdem eine Schaltung zum
Klemmen des Videosignals auf den Pegel der am weitesten negativ
ausschlagenden Synchronimpulse.
Die Schaltung nach Fig. 12 enthält einen Stromspiegelverstärker,
der aus MOS-Transistoren 102 und 104 vom Anreicherungstyp gebildet
ist und Anreicherungs-MOS-Transistoren 101 und 103 als Lastelemente
hat. Dem Stromspiegelverstärker sind Transistoren 105 und 106
nachgeschaltet, die eine invertierende Verstärkerstufe bilden.
Dem invertierenden Verstärker folgen Transistoren 107 und 109,
die Klemmschaltungen bilden. Weitere Transistoren 108, 110 und 112
bilden gemeinsam einen zweiten Stromspiegelverstärker mit einem
als Diode geschalteten Eingangstransistor 112, der den Eingangsstrom
für den Stromspiegel empfängt, ferner mit einem Schaltungspunkt
114, der den gemeinsamen Anschluß des Stromspiegels bildet,
und mit Schaltungspunkten 116 und 118, welche die Ausgangsanschlüsse
des Stromspiegels darstellen. Die Stromspiegeltransistoren
108 und 110 dienen als Stromquellen für die Klemmtransistoren
107 und 109. Ein Transistor 111 bildet eine Stromquelle für den
Eingangstransistor 112 des Stromspiegels. Für den Transistor 111
wird ein Bauelement vom Verarmungstyp verwendet, weil ein solches
Element eine konstantere Stromquelle als ein Element vom Anreicherungstyp
bildet.
Im Betrieb ist die Gateelektrode des Transistors 103 mit dem
schwebenden Diffusionsgebiet FD und mit dem integrierenden Kondensator
44 a verbunden. Sie empfängt eine Spannung, die von der
im integrierenden Kondensator 44 a gespeicherten mittleren Ladung
abhängt. Die Übertragungsfunktion vom Knoten 120, wo die Spannung
V c erscheint, zum Knotenpunkt 124 ist invertierend und hat im
typischen Fall einen Verstärkungsfaktor von etwa 3. Wenn die
Spannung V c am Knotenpunkt 120 gleich der Spannung V DD ist, die
beim vorliegenden Beispiel zu +16 Volt gewählt ist, dann liegen
die beiden Knotenpunkte 119 und 122 auf demselben Spannungswert,
der ungefähr +3,7 Volt beträgt. Dieser Spannungswert ist eine
Funktion von wobei K 101 das Verhältnis der Kanallänge
zur Kanalbreite des Transistors 101 ist und K 102 das entsprechende
Verhältnis für den Transistor 102 ist.
Im Betrieb ist der in die Drainzone des Transistors 104 fließende
Strom i 4 ein Spiegelbild des in die Drainzone des Transistors 102
fließenden Stroms i 2. Der Transistor 103 arbeitet als Sourcefolger,
und der Transistor 104 dient als Stromquelle. Die Spannung
am Knotenpunkt 122 folgt den Änderungen von V c mit einem typischen
Verstärkungsfaktor von 0,8. Das Signal am Knotenpunkt 122 wird
durch den MOS-Transistor 106 weiterverstärkt, der einen verhältnismäßig
bemessenen Lasttransistor 105 aufweist.
Dieser invertierende Verstärker hat typischerweise einen Verstärkungsfaktor
von 3,8. Somit ist die gesamte Spannungsverstärkung
vom Knotenpunkt 120 zum Knotenpunkt 124 etwa gleich 3. Bei dem
in Fig. 12 dargestellten Beispiel, wo V c = 15,6V ist und innerhalb
des Arbeitsbereichs für V c liegt, hat die Spannung am
Knotenpunkt 116 den Wert +3,0 Volt. Der Arbeitsbereich für V c
liegt typischerweise etwa zwischen 11 und 20 Volt und paßt für
eine Signaleingabe nach dem sogenannten Prinzip
"hochtreiben und abstreifen", "fan and skim", bei der die
Elektrode G 3 in Fig. 7 von Massepotential auf +3 Volt gepulst
wird.
Die Geometrien der stromspiegelbildenden Transistoren 108, 110,
112 sind so bemessen, daß die Transistoren 108 und 110 als Stromquellen
für schwache Ströme wirken, um die Transistoren 107 und
109 zu klemmen. Beim dargestellten Beispiel liefert der Transistor
111 einen Strom von 0,1 mA an den Eingangstransistor 112 des Stromspiegels,
und die von den Stromquellen 106 und 108 gezogenen
Ströme i 8 und i 10 betragen 0,01 mA. (Typische Maße für die Geometrien
der Transistoren in der Schaltung nach Fig. 12 werden
weiter unten angegeben). Der wirkliche Wert der Ströme i 8 und i 10
ist nicht kritisch. Der Wert des Stroms beeinflußt den vom Eingangssignal
V IN vorgefundenen Eingangswiderstand. Dieser Eingangswiderstand
sollte nicht größer sein als 100 Kiloohm, so daß der
Wert der Eingangskoppelkapazität C IN zwischen der Signalquelle
und der Gateelektrode G 1 des Signalregisters 10 a nicht allzu
groß zu sein braucht sondern nur so hoch, daß die niedrigste
interessierende Frequenz der Videoinformation doch durchgelassen
wird.
Die am Knotenpunkt 116 am Ausgang des Klemmtransistors 107 entwickelte
Klemmspannung wird der Gateelektrode G 1a des Referenzregisters 12 a angelegt. Sie bringt diese Elektrode auf eine
Vorspannung von +3 Volt, die gleich ist mit der vom Klemmtransistor
109 an die Gateelektrode G 1 des Signalregisters 10 a gelegte 3-Volt-
Vorspannung, wenn kein Eingangssignal vorhanden ist, d. h. wenn
V IN = 0. Der Klemmpegel ist bezogen auf die Spannung am Knotenpunkt
124. Beim dargestellten Beispiel ist dieser Wert gleich
+4,7 Volt, wobei angenommen wird, daß die Schwellenspannung V T
des Anreicherungs-Transistors 105 gleich 1,7 Volt ist. Wenn die
Gateelektrode des Tansistors 107 auf 4,7 Volt geklemmt wird, dann
wird seine Sourceelektrode (Knotenpunkt 114) auf 4,7 V - V T = 3 Volt
geklemmt.
Der Klemmtransistor 109 klemmt die Gateelektrode G 1 auf den
gleichen Wert von +3 Volt, wie es der Transistor 107 für die Gateelektrode
G 1a tut. Dieser Wert entspricht dem Spannungspegel am
negativsten Teil der Synchronimpulse nach Fig. 11. Wenn die
Gateelektrode G 1 in dieser Weise vorgespannt wird, dann sollte
die Größe der Elektrode 34 a in Fig. 7 so bemessen sein, daß die
aus dem schwebenden Diffusionsgebiet fortgenommene Ladung Q REF
einer vollen Ladungsmulde nahekommt. Anders ausgedrückt: Die Vorspannungskomponente
Q B der Ladung in der Potentialmulde 90 nach
Fig. 10 sollte nahezu den Rest der vollen Mulde über dem festen
Ladungsniveau Q F belegen, d. h., der Arbeitspunkt 50 in Fig. 3
liegt nahe am Sättigungsbereich der Kennlinie. Diese Forderung
ist darin begründet, daß das Nutzsignal aus positiven Ausschlägen
gegenüber dem Klemmpegel besteht und daß wie oben erwähnt ein
positiver Signalausschlag die Menge der Ladung in der Grube 90
vermindert. Kurz gesagt: Wenn die Gateelektrode G 1 positiver wird,
dann wird die Barriere 92 (Fig. 10) niedriger, und die Ladungsmenge,
die nach Beendigung des Abgießprozesses in der Mulde 90
verbleibt, ist dann kleiner.
Zwischen dem gemeinsamen Gateanschluß 113 des Stromspiegels 108,
110, 112 und dem Massepunkt der Schaltung ist ein Kondensator C A
eingefügt. Dieser Kondensator soll als Nebenschluß für hohe
Frequenzen wirken, um zu verhindern, daß hochfrequente Videokomponenten
zur Gateelektrode G 1a des Referenzregisters 12 a durchgekoppelt
werden. Wenn dieser Kondensator nicht vorhanden wäre,
dann könnten von der Eingangssignalquelle V IN kommende Signalkomponenten
über die Ausgangsklemme 118 des Stromspiegelverstärkers
zum gemeinsamen Gateelektrodenanschluß 113 und von dort zur
Ausgangsklemme 116 des Stromspiegelverstärkers und dann weiter
zur Gateelektrode G 1a gekoppelt werden.
Die nachstehende Tabelle gibt einige typische Werte für Transistordimensionen
und Stromstärken in der Schaltung nach Fig. 12 an.
Natürlich sind diese Werte nur als Beispiel zu verstehen, denn es
sind auch andere Dimensionierungen möglich.
Bei den verschiedenen Ausführungsbeispielen der Erfindung, die bis
hierher beschrieben wurden, arbeitet das Referenzregister 14
synchron mit dem Referenzregister 12. Alle Steuerspannungen V S ,
Φ 1, Φ 2 und Φ 1R haben also die gleiche Frequenz. Ferner wird die
vom Register 12 erzeugte steuerbare Ladungsmenge während erster
beabstandeter Zeitintervalle zum schwebenden Diffusionsgebiet FD
geschoben, und die Fortnahme der festen Ladungsmengen aus dem
Diffusionsgebiet mittels des Referenzregisters 14 geschieht
während beabstandeter zweiter Zeitintervalle, die zwischen den
ersten beabstandeten Zeitintervallen liegen. Die Fig. 13 zeigt
ein Ausführungsbeispiel, das als Frequenzdiskriminator verwendet
werden kann und worin das Referenzregister 12 (oder 12 a) nichtsynchron
mit dem Referenzregister 14 (oder 14 a) arbeitet.
Beim Betrieb der in Fig. 13 dargestellten Schaltung arbeitet
das Referenzregister 12 mit einer festen Frequenz, d. h. die
verschiedenen Steuerspannungen V S , Φ 1 und Φ 2 sind dieselben und
bleiben fest. Ein ankommendes Signal einer Frequenz f IN wird auf
wellenformende Schaltungen 100 gegeben und veranlaßt diese Schaltungen,
die Steuerspannungen Φ 1R′ und Φ 2′ für das Referenzregister
14 (oder 14 a) zu erzeugen. Die Spannung Φ 1R′ wird den gleichen
Elektroden (z. B. 32 und 34) angelegt, die im Falle der Fig. 1
die Spannung Φ 1R empfangen. Die Spannung Φ 2′ wird derjenigen Elektrode
angelegt (z. B. 36), die im Falle der Fig. 1 die Spannung
Φ 2 empfängt. Φ 1R′ und Φ 2′ haben zueinander dieselbe Beziehung wie
die Spannungen Φ 1R und Φ 2 in Fig. 2 oder die Spannungen Φ 1R und
Φ 2 in Fig. 9, je nachdem, ob Register wie 12 und 14 oder Register
wie 12 a und 14 a verwendet werden. Die Frequenz dieser Wellen ist
jedoch abhängig von der Frequenz f IN des Eingangssignals. Dieses
Signal kann z. B. eine Folge von Impulsen mit einer Folgefrequenz
f IN sein.
Das Arbeitsprinzip der Schaltungsanordnung nach Fig. 13 ist
ähnlich wie das bereits beschriebene Prinzip. Das Referenzregister
12 (oder 12 a) liefert während beabstandeter erster Zeitintervalle
steuerbare Ladungsmengen zum schwebenden Diffusionsgebiet. Das
Referenzregister 14 (oder 14 a) nimmt während beabstandeter zweiter
Zeitintervalle feste Ladungsmengen aus dem schwebenden Diffusionsgebiet.
Diese zweiten Zeitintervalle sind im allgemeinen nicht mit
den ersten Zeitintervallen verschachtelt. Die Menge der während
eines gegebenen Zeitintervalls der Dauer Δ T aus dem schwebenden
Diffusionsgebiet genommenen Ladung hängt von der Frequenz f IN des
Eingangssignals ab, d. h. je höher die Frequenz ist, desto mehr
Ladung wird entnommen.
Die Gegenkopplungsschaltung 101 kann irgendeine der oben beschriebenen
Ausführungsformen sein und enthält einen integrierenden Kondensator
44 (oder 44 a), der innerhalb des Blocks 101 dargestellt
ist. Die Gegenkopplungsschaltung regelt die auf die Elektrode G 1a
des Referenzregisters 12 (oder 12 a) rückgekoppelte Spannung auf
einen solchen Wert, daß die steuerbare Ladungsmenge, die während
eines gegebenen Intervalls Δ T dem schwebenden Diffusionsgebiet
zugeführt wird, gleich der festen Ladungsmenge wird, die während
dieses selben Zeitintervalls Δ T aus dem schwebenden Diffusionsgebiet
genommen wird (unter der Voraussetzung, daß T eine vernünftige
Anzahl von Perioden von f IN umfaßt). Zur gleichen Zeit
legt die Gegenkopplungsschaltung eine Vorspannung über die Leitung
102 an das Signalregister 10. Somit erzeugt das Signalregister
während jeder Taktperiode Vorspannungsladung einer Menge, die proportional
der Frequenz f IN des Eingangssignals der wellenformenden
Schaltungen 100 ist. Bei der hier beschriebenen Schaltungsanordnung
empfängt das Signalregister 10 kein (mit dem Signal V IN in Fig. 1
vergleichbares) Eingangssignal sondern nur das über die Leitung
102 zugeführte Vorspannungssignal. Die Ausgangsspannung V OUT ist
daher ein Maß für die Eingangssignalfrequenz f IN und kann gefühlt
und/oder zu Frequenzregelungszwecken verwendet werden.
Die Fig. 14 zeigt ein widerum anderes Ausführungsbeispiel der Erfindung.
Hier ist vom ersten Referenzregister 12 nur noch der das
schwebende Diffusionsgebiet FD enthaltende Teil übriggeblieben.
Das zweite Referenzregister 14 ist das gleiche wie bei den vorher
beschriebenen Ausführungsbeispielen.
Das Ausführungsbeispiel nach Fig. 14 als
Anordnung mit Oberflächenkanal dargestellt.
Die den Kondensator 44 und den Differenzverstärker 38 enthaltende
Gegenkopplungsschaltung liefert ihr Ausgangssignal an eine Leuchtdiode
106. Diese wirft ihr Licht entweder direkt oder mittels
eines schematisch bei 108 dargestellten optischen Systems auf das
schwebende Diffusionsgebiet FD. Diese Gegenkopplung erfolgt in
einem solchen Sinne, daß die beim Auftreffen der Photonen am
schwebenden Diffusionsgebiet erzeugten Ladungsträger in ihrer
Anzahl gleich werden der Anzahl der vom zweiten Referenzregister
14 aus dem Diffusionsgebiet genommenen Ladungsträger, so daß in
gleicher Weise wie bei den vorher beschriebenen Ausführungsbeispielen
ein Gleichgewichtszustand hergestellt wird. Bei Anordnung der
Schaltung ähnlich dem Bild in Fig. 13, d. h. bei Verwendung eines
Eingangssignals f IN , das im vorliegenden Fall zum Zwecke der Erläuterung
als frequenzmoduliertes Signal angenommen wird, wird
das von der Leuchtdiode 106 erzeugte Licht amplitudenmoduliert.
Es kann eine zweite Leuchtdiode 110 vorgesehen werden, um einen
Lichtausgang zu liefern, der entsprechend der Frequenzmodulation
des elektrischen Eingangssignals der wellenformenden Schaltungen
100 amplitudenmoduliert ist.
Die Fig. 15 zeigt eine Abwandlung der Schaltung nach Fig. 14.
Hier beleuchtet die Leuchtdiode den Substratbereich unter der
Φ 1-Elektrode 18 a des ersten Referenzregisters 12, von dem nur ein
Teil dargestellt ist. Die dadurch im Substrat erzeugten Ladungsträger
addieren sich zu den Trägern, die von der Sourceelektrode
S 1 (nicht dargestellt) eingebracht werden und durch die Φ 1-Spannung
zur Potentialmulde unter der Elektrode 18 a geschoben werden. Der
in Fig. 15 nicht mehr dargestellte Rest der Schaltung ist ähnlich
wie die Schaltung nach Fig. 14 und enthält das zweite Referenzregister
14, die wellenformenden Schaltungen 100, usw. Die
Arbeitsweise ist derjenigen der Schaltungen nach Fig. 14 insofern
gleich, daß das erste Referenzregister an das schwebende
Diffusionsgebiet eine Anzahl von Ladungsträgern liefert, die gleich
ist mit der durch das zweite Referenzregister entnommenen Ladungsträgerzahl,
wie es bereits erläutert wurde.
In der Fig. 16 ist ein wiederum anderes Ausführungsbeispiel gezeigt,
das ein frequenzmoduliertes Ausgangssignal als Antwort auf einen
amplitudenmodulierten Lichteingang erzeugen kann. Das amplitudenmodulierte
Eingangslicht wird über ein optisches System 108 auf
das schwebende Diffusionsgebiet gegeben. Das erste Referenzregister
12 fehlt. Das zweite Referenzregister 14 ist vorhanden und
schematisch dargestellt. Der Differenzverstärker 38 liefert sein
Signal an einen spannungsgesteuerten Oszillator 160, der ein
Signal mit einer Ausgangsfrequenz liefert, die durch die vom
Differenzverstärker erzeugte Spannung bestimmt ist. Dieses Signal
steuert die wellenformenden Schaltungen 100, welche die Steuerspannungen
Φ 1R′ und Φ 2′ für das zweite Referenzregister 14 erzeugen.
Diese Spannungen haben solche Frequenzen, daß das zweite
Referenzregister 14 aus dem schwebenden Diffusionsgebiet FD
eine Ladungsmenge nimmt, die gleich derjenigen Ladungsmenge ist,
welche als Antwort auf den amplitudenmodulierten Lichteingang zum
schwebenden Diffusionsgebiet geliefert wird. Man erkennt, daß die
Ausgangsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators, welche die
Ausgangsgröße des Systems darstellt, entsprechend der Amplitudenmodulation
des Lichteingangs des Systems frequenzmoduliert ist.
Das System nach Fig. 16 stellt also einen Umsetzer zur Umwandlung
eines amplitudenmodulierten Eingangssignals in ein frequenzmoduliertes
Ausgangssignal dar, wobei das Eingangssignal in Form von
Licht oder anderer Strahlung vorliegt, für die das schwebende
Diffusionsgebiet empfindlich ist.
Bei der Erläuterung derjenigen Ausführungsbeispiele, die ein erstes
Referenzregister 12 enthalten, wurde dieses Register hinsichtlich
seiner physikalischen und elektrischen Eigenschaften als gleich
mit dem Eingangsende des Signalregisters 10 beschrieben. Für die
Kanalbreiten bedeutet dies, daß die Breite W 12 des Kanals des
Registers 12 gleich der Breite W 10 des Kanals im Signalregister 10
ist. Die Breite beim Referenzregister 14 ist so bemessen, daß die
richtige Referenzladung Q REF erzeugt wird. Die Größe dieser
Referenzladung bestimmt den Wert der Gleichspannung des Signalregisters.
Bei einem der beschriebenen Beispiele wird die Breite
des Kanals im Register 14 halb so groß gewählt wie die Kanalbreite
des Registers 12. In diesem Fall wird das Signalregister auf einen
Arbeitspunkt vorgespannt, der nahe der Mitte des linearen Arbeitsbereichs
liegt. Für die Kanalbreiten gilt also in mathematischer
Ausdrucksweise:
W 14 = 1/2W 12 = 1/2W 10 (1)
Es
können jedoch auch andere Kanalbreitenverhältnisse verwendet werden, um
den gleichen Effekt zu erzielen. Der gleiche Effekt wie vorstehend
beschrieben kann auch erzielt werden, wenn die Kanalbreite des
Signalregisters 10 gleich derjenigen des Referenzregisters 14 ist,
vorausgesetzt daß die Kanalbreite im Register 12 doppelt so groß
wie die Kanalbreite in den Registern 10 und 14 ist. Mathematisch
ausgedrückt:
Das heißt, auch bei dieser Beziehung zwischen den Kanalbreiten
wird das Signalregister 10 auf etwa die Mitte seines linearen
Arbeitsbereichs vorgespannt, also etwa auf den Arbeitspunkt 50
in Fig. 3.
Die dem Signalregister 10 zugeführte Vorspannungsladung Q B läßt
sich allgemein folgendermaßen ausdrücken:
Wenn man die Ladung einer vollen Mulde, d. h. die bei Sättigung
(Fig. 3) des Signalregisters 10 vorhandene Ladung, mit Q F bezeichnet,
dann gilt:
Durch Einsetzen der Gleichung (4) in die Gleichung (3) erhält
man den allgemeinen Ausdruck für das Breitenverhältnis der Kanäle
der Register 14 und 12 in Beziehung zur Ladungsmenge einer vollen
Mulde:
An Hand der Gleichung (5) kann der Konstrukteur das Kanalbreitenverhältnis
für jeden gewünschten Wert der Vorspannungsladung errechnen.
Wenn man z. B. eine Vorspannungsladung Q B erhalten will,
die gleich einem Drittel der Volladung einer Mulde ist, dann
sollte das Verhältnis gleich 1/3 sein, unabhängig von W 10.
(Es ist jedoch aus anderen Gründen oft zweckmäßig, W 10 genauso
groß zu machen wie W 12.)
Bei mehreren der bisher beschriebenen Ausführungsbeispiele empfängt
das schwebende Diffusionsgebiet FD Ladung während diskreter beabstandeter
Zeitintervalle. Bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 17
empfängt das schwebende Diffusionsgebiet Ladung kontinuierlich.
Ansonsten ist die Arbeitsweise der Anordnung nach Fig. 17 ähnlich
derjenigen des Frequenzdiskriminators nach Fig. 13. Der Unterschied
zwischen der Schaltung nach Fig. 13 und der Schaltung
nach Fig. 17 besteht darin, daß in letzterer anstelle des ersten
Referenzregisters eine spannungsgesteuerte Stromquelle 110 vorhanden
ist. Diese Stromquelle besteht aus einem Transistor mit
einer Sourceelektrode S 1, die dem Sourcegebiet der CCD-Anordnung
entspricht, ferner einer Gateelektrode G 1 und einer Drainelektrode,
die das schwebende Diffusionsgebiet FD darstellt. Die Gegenkopplungsschaltung
101 steuert die an die Gateelektrode G 1 gelegte
Spannung und somit den Strom, der kontinuierlich zum schwebenden
Diffusionsgebiet geliefert wird. Das zweite Referenzregister, das
hier als CCD-Anordnung 14 mit Oberflächenkanal dargestellt ist,
entnimmt Ladung während beabstandeter Intervalle, die mit einer
Periode wiederkehren, welche der Frequenz f IN des an die wellenformenden
Schaltungen 100 gelegten Signals entspricht. Ebenso wie
im Falle der Fig. 13 ist auch hier eigens ein Kondensator 44 in
der Gegenkopplungsschaltung gezeigt, da das Vorhandensein eines
solchen Kondensators erwünscht ist, um die Ladung am schwebenden
Diffusionsgebiet zu integrieren.
Die Schaltung 104 bildet den Ausgangstransistor S 2, D 2, G C eines
Stromspiegelverstärkers. Der Eingangstransistor ist die Stromquelle
110, und die Gate-Drain-Verbindung dieses Eingangstransistors wird
durch die Gegenkopplungsschaltung 101 gebildet. Der Ausgangsstrom
dieses Stromspiegels, der an der Leitung 107 zur Verfügung steht,
ist ein Spiegelbild des dem schwebenden Diffusionsgebiet FD zugeführten
Stroms. Dieser Ausgangsstrom wird am Widerstand R 1 in
eine Spannung V OUT umgesetzt, die direkt proportional zu f IN ist.
Die Schaltung nach Fig. 17 ist zwar als CCD-Anordnung mit Oberflächenkanal
dargestellt, sie kann jedoch auch eine CCD-Schaltung
mit verdecktem Kanal sein, ähnlich wie die in den anderen Figuren
gezeigten Ausführungsbeispiele.
Claims (18)
1. Ladungsgekoppelte Steuerschaltung mit einem Halbleitersubstrat,
in dem ein elektrisch schwebendes Gebiet eines
gegenüber dem Substrat entgegengesetzten Leitungstyps angeordnet
ist, mit einer ersten Übertragungseinrichtung zur
Übertragung von Ladung in dieses Gebiet, einer zweiten Übertragungseinrichtung
zur Übertragung von Ladung aus diesem
Gebiet und einer Einstelleinrichtung mit einer Gegenkopplungsschaltung,
deren Eingang mit dem elektrisch schwebenden Gebiet
verbunden ist und deren Ausgang die von einer der beiden
Übertragungseinrichtungen übertragene Ladung zur Regelung
des Spannungspegels des elektrisch schwebenden Gebiets
steuert, dadurch gekennzeichnet,
daß eine der beiden Übertragungseinrichtungen (z. B. 14, 14 a)
während jeder Gruppe sich wiederholender Gruppen von Zeitintervallen
(T 0-T 4) eine feste Ladungsmenge (Q REF ) überträgt
und daß die Gegenkopplungsschaltung (38, 38 a, 101) während
jeder der besagten Gruppen von Zeitintervallen in der anderen
Übertragungseinrichtung (z. B. 12, 12 a) die Ladungsmenge
(Q G2), die von dieser Einrichtung übertragen wird, als Funktion
des Spannungspegels des elektrisch schwebenden Gebiets
(FD) im Sinne einer Konstanthaltung dieses Spannungspegels
nachstellt.
2. Steuerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß die erste Übertragungseinrichtung eine im Substrat gebildete
Quelle für Ladungsträger (S 2) und eine Gateelektrode (G 1a )
aufweist, die nahe der Ladungsträgerquelle liegt und mit dem
Ausgang der Gegenkopplungsschaltung verbunden ist, um die
Menge der von der Ladungsträgerquelle gelieferten Ladung einzustellen.
3. Steuerschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet,
daß die erste Übertragungseinrichtung eine für ein
kontinuierliches Fließen der Ladung in das elektrisch schwebende
Gebiet (FD) sorgende Anordnung (106, 108 in Fig. 14, 15;
108 in Fig. 16; 110 in Fig. 17) enthält.
4. Steuerschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet,
daß die erste Übertragungseinrichtung (12, 12 a in
Fig. 1, 7) dem elektrisch schwebenden Gebiet (FD) Ladung während
jedes einer Vielzahl beabstandeter diskreter erster Zeitintervalle
(t 0 für Fig. 1; t a für Fig. 7) zuführt.
5. Steuerschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet,
daß die erste Übertragungseinrichtung ferner auf Signale
ansprechende Elektroden (18 a, 20 a in Fig. 1; 98 a, 100 a in Fig. 7)
aufweist, um dem elektrisch schwebenden Gebiet während jedes
einer Vielzahl beabstandeter diskreter erster Zeitintervalle
Ladung zuzuführen.
6. Ladungsgekoppelte Schaltungsanordnung mit einer Steuerschaltung
nach einem der Ansprüche 2, 4 und 5, dadurch gekennzeichnet,
daß ein als ladungsgekoppelte Schaltungsanordnung (CCD) ausgebildetes
Signalregister (10, 10 a) vorgesehen ist, das eine Sourceelektrode
(S 1) und eine Gateelektrode (G 1) zum Ankoppeln
eines Eingangssignals enthält, und daß der Ausgang der Gegenkopplungsschaltung
mit dieser Gateelektrode des Signalregisters
verbunden ist.
7. Ladungsgekoppelte Schaltungsanordnung nach Anspruch 6,
dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang der Gegenkopplungsschaltung
an die Gateelektrode des Signalregisters eine
Gleichvorspannung solchen Pegels legt, daß von der Sourceelektrode
des Signalregisters eine Vorspannungsladung eingebracht
wird, die gleich derjenigen Ladungsmenge ist, die von
der Übertragungseinrichtung in das elektrisch schwebende Gebiet
der Steuerschaltung eingebracht wird.
8. Steuerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß die Gegenkopplungsschaltung einen Differenzverstärker
(38, 38 a in den Fig. 1, 7, 14, 15, 16) mit zwei Eingängen
aufweist, deren einer mit dem elektrisch schwebenden Gebiet
gekoppelt ist, und daß ferner eine Einrichtung (Fig. 4) vorgesehen
ist, um eine auf einem Referenzwert liegende Spannung
an den anderen Eingang des Differenzverstärkers zu legen.
9. Steuerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß die Gegenkopplungsschaltung eine Pegelverschiebungsschaltung
(Fig. 12) aufweist.
10. Steuerschaltung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet,
daß die Pegelverschiebungsschaltung einen Stromspiegelverstärker
(101-112) mit einer Eingangsklemme (120), einer
Ausgangsklemme (116) und einer Bezugsklemme (114) aufweist
und daß das elektrisch schwebende Gebiet mit der Eingangsklemme
des Stromspiegelverstärkers verbunden ist, um ein Eingangssignal an die
Pegelverschiebungsschaltung anzulegen, und
daß die Ausgangsklemme des Stromspiegelverstärkers der Ausgang
der Gegenkopplungsschaltung ist.
11. Steuerschaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet,
daß die zweite Übertragungseinrichtung eine Anordnung
(14 in den Fig. 1, 7, 13) aufweist, um die Ladung aus dem
elektrisch schwebenden Gebiet während zweiter Zeitintervalle
(t 2, t 3 in Fig. 1; t B , t C in Fig. 7) herauszunehmen, die mit
den beabstandeten ersten Zeitintervallen verschachtelt sind.
12. Steuerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß die erste Übertragungseinrichtung für die Zuführung
einer steuerbaren Ladungsmenge an das elektrisch schwebende
Gebiet eine Lichtquelle (106 in den Fig. 14, 15)
enthält.
13. Steuerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß die erste Übertragungseinrichtung aus einem ersten CCD- Register (12, 12 a) besteht, das auf dem Substrat integriert ist, um während jedes einer Vielzahl beabstandeter erster Zeitintervalle Ladung in das elektrisch schwebende Gebiet einzuschieben;
daß die zweite Übertragungseinrichtung aus einem zweiten CCD-Register (14, 14 a) besteht, das auf dem Substrat integriert ist, um während jedes einer Vielzahl beabstandeter zweiter Zeitintervalle eine feste Ladungsmenge aus dem elektrisch schwebenden Gebiet herauszunehmen, wobei jedes der zweiten Zeitintervalle während einer Periode erscheint, in der Ladung im elektrisch schwebenden Gebiet vorhanden ist und bevor eine weitere steuerbare Ladungsmenge während des nachfolgenden ersten Zeitintervalls in das elektrisch schwebende Gebiet geschoben wird;
daß die Gegenkopplungsschaltung auf die mittlere Spannung am elektrisch schwebenden Gebiet anspricht, um die vom ersten CCD-Register während jedes ersten Zeitintervalls in dieses Gebiet geschobene Ladungsmenge so zu steuern, daß sie gleich ist der festen Ladungsmenge, die aus dem besagten Gebiet während jedes zweiten Zeitintervalls durch das zweite CCD- Register herausgenommen wird.
daß die erste Übertragungseinrichtung aus einem ersten CCD- Register (12, 12 a) besteht, das auf dem Substrat integriert ist, um während jedes einer Vielzahl beabstandeter erster Zeitintervalle Ladung in das elektrisch schwebende Gebiet einzuschieben;
daß die zweite Übertragungseinrichtung aus einem zweiten CCD-Register (14, 14 a) besteht, das auf dem Substrat integriert ist, um während jedes einer Vielzahl beabstandeter zweiter Zeitintervalle eine feste Ladungsmenge aus dem elektrisch schwebenden Gebiet herauszunehmen, wobei jedes der zweiten Zeitintervalle während einer Periode erscheint, in der Ladung im elektrisch schwebenden Gebiet vorhanden ist und bevor eine weitere steuerbare Ladungsmenge während des nachfolgenden ersten Zeitintervalls in das elektrisch schwebende Gebiet geschoben wird;
daß die Gegenkopplungsschaltung auf die mittlere Spannung am elektrisch schwebenden Gebiet anspricht, um die vom ersten CCD-Register während jedes ersten Zeitintervalls in dieses Gebiet geschobene Ladungsmenge so zu steuern, daß sie gleich ist der festen Ladungsmenge, die aus dem besagten Gebiet während jedes zweiten Zeitintervalls durch das zweite CCD- Register herausgenommen wird.
14. Ladungsgekoppelte Schaltungsanordnung mit einer Steuerschaltung
nach Anspruch 13, gekennzeichnet durch ein drittes
CCD-Register (10) mit einer Signaleingangsschaltung, die eine
auf ein Eingangssignal ansprechende Elektrodenanordnung (G 1)
enthält, um eine Signalladung in das dritte CCD-Register einzubringen,
und eine die Gegenkopplungsschaltung mit der
Elektrodenanordnung des dritten CCD-Registers verbindende
Einrichtung (46) zum Einbringen einer Vorspannungsladung in
das dritte CCD-Register gleichzeitig mit dem Einbringen der
Signalladung in dieses Register.
15. Ladungsgekoppelte Schaltungsanordnung nach Anspruch 14, dadurch
gekennzeichnet, daß das in der ersten Signalübertragungseinrichtung
vorhandene erste CCD-Register eine Eingangsschaltung
enthält, die im wesentlichen gleich der Eingangsschaltung
des dritten CCD-Registers ist.
16. Ladungsgekoppelte Schaltungsanordnung nach Anspruch 15,
dadurch gekennzeichnet, daß das erste und das dritte
CCD-Register Signaleingangsschaltungen eines Typs enthalten,
die nach dem sogenannten Einfüll- und Abgießprinzip
arbeiten.
17. Ladungsgekoppelte Schaltungsanordnung nach Anspruch 16,
dadurch gekennzeichnet, daß jede der Signaleingangsschaltungen
ein im Substrat gebildetes Diffusionsgebiet
(S 1, S 2) aufweist, dessen Leitungstyp demjenigen des
Substrats entgegengesetzt ist, sowie gegenüber dem Substrat
isolierte erste und zweite Elektroden (G 1a , G 1
und G 2a , G 2), wobei die erste Elektrode nahe
diesem Diffusionsgebiet und zwischen diesem Diffusionsgebiet und der
zweiten Elektrode liegt und das Eingangssignal der ersten
Elektrode des dritten CCD-Registers zugeführt wird,
und daß diejenige Einrichtung (46), welche den Ausgang
der Gegenkopplungsschaltung mit der Elektrodenanordnung
des dritten CCD-Registers verbindet, eine Gleichvorspannung
an die erste Elektrode des dritten CCD-Registers
legt und daß der Ausgang der Gegenkopplungsschaltung
diese Gleichvorspannung an die erste Elektrode des
ersten CCD-Registers legt.
18. Ladungsgekoppelte Schaltungsanordnung nach Anspruch 17,
dadurch gekennzeichnet, daß jede der Eingangsschaltungen
des ersten und des dritten CCD-Registers ferner folgendes
aufweist: eine neben der zweiten Elektrode liegende
dritte Elektrode (G 3a , G 3); eine Einrichtung (V S , V 2, V 3)
zum Schieben von Ladung aus dem Substratbereich unter
der zweiten Elektrode durch den Substratbereich unter
der dritten Elektrode; eine Einrichtung (V S auf hohe
Spannung gegenüber V 1, V 2), die das Potential der dritten
Elektrode während der Verschiebung der Ladung aus dem
Substratbereich gesteuert, daß unter der zweiten Elektrode eine feste
Ladungsmenge zurückbleibt.
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