DE2829305A1

DE2829305A1 - Elektronische schaltung zum durchleiten von hochstromimpulsen

Info

Publication number: DE2829305A1
Application number: DE19782829305
Authority: DE
Inventors: Eric Francis Taylor
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 1977-07-04
Filing date: 1978-07-04
Publication date: 1979-01-25
Also published as: GB2002191B; FR2397102A1; GB2002191A; FR2397102B1

Description

Eric Francis TAYLOR, Stockport, Cheshire, Großbritannien.

Elektronische Schaltung zum Durchleiten von Hochstromimpulsen

Die Erfindung bezieht sich auf Hochstromimpulsschaltungen mit schnellem Anstieg, die sich beispielsweise zum Erregen von Festkörperlagerdioden oder Gruppen solcher Dioden eignen. Sie betrifft insbesondere die Verwendung von Festkörperschaltungen anstelle von Vakuumröhren.

Aufgabe der Erfindung ist es, eine solche Schaltung in vergleichsweise kompakter Ausführung und von hohem Wirkungsgrad zu schaffen. Einige Ausführungsformen der Erfindung lassen sich mit einer batteriebetriebenen Wandlerschaltung ausrüsten, um eine geeignete Stromversorgung beispielsweise für einen als Handgerät zu betreibenden Laser-Beleuchtungskörper zu schaffen.

Gemäß der Erfindung ist eine elektronische Schaltung zum Durchleiten von Hochstromimpulsen mit schnellem Anstieg durch eine Last dadurch gekennzeichnet, daß sie einen ersten

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Transistor, einen Lastkreis zum Einfügen der Last zwischen dem Kollektor des Transistors und einer ersten Gleichstromspeisequelle und einen Transformator mit einer Primärwicklung und zwei Sekundärwicklungen aufweist, von denen die erste Sekundärwicklung den Basisstrom des Transistors und die zweite Sekundärwicklung entweder den Emitterstrom oder den Kollektorstrom des Transistors führt, so daß in beiden Sekundärwicklungen induzierte Spannungen additiv zusammenwirken, um die Entwicklung von Kollektorstromimpulsen im Transistor zu steuern.

Bei einer bevorzugten Ausfuhrungsform der erfindungsgemäß ausgebildeten Schaltung führt die zweite Sekundärwicklung den Emitterstrom und ist das Verhältnis der Windungen in der ersten Sekundärwicklung dividiert durch die Windungen in der zweiten Sekundärwicklung nicht größer als der Stromverstärkungsparameter ß des ersten Transistors in Emitterschaltung.

Der Transformator kann auf einen torusförmigen Ferritkern aufgewickelt sein; dabei kann die zweite Sekundärwicklung in der Praxis nur eine einzige Windung aufweisen, und sie läßt sich durch Durchfädeln der Emitterleitung vom Transistor durch den Kern des Transformators realisieren. Zur Gewährleistung der Stabilität kann auf die Basisleitung des Transistors eine verlustbehaftete Ferritperle aufgefädelt sein.

Der Lastkreis kann einen oder mehrere weitere Transistoren enthalten, die in Kaskodenschaltung mit dem bereits erwähnten ersten Transistor verbunden sind, wobei jeder dieser weiteren Transistoren mit seinem Emitter

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an den Kollektor des ersten Transistors angeschlossen ist, während die Basis der zusätzlichen Transistoren an einer Gleichstromspeiseleitung von mittlerer Spannung liegt und die Kollektoren der weiteren Transistoren mit der Last verbunden sind.

Die Primärwicklung des Transformators kann in den Kollektorzweig eines Treibertransistors eingefügt sein, der mit einer Gleichstromspeisequelle über ein RC-Netzwerk verbunden ist, dessen Widerstands- und Kapazitätswerte so gewählt sind, daß die an die Schaltung angelegte Spannung während eines typischen Leitungsimpulses erheblich vermindert wird, um sicherzustellen, daß die beim Aufhören des Impulses in der Primärwicklung sich entwickelnde Einschwingspannung nicht zur Anlage einer übermäßigen überspannung am Kollektor des Treibertransistors führt.

Eine wahlweise, aber höchst vorteilhafte Ausgestaltung der Schaltung besteht darin, in Serie zu der Verbindung der ersten Gleichspannungsspeiseleitung mit der Last eine sättigbare Spule einzufügen. Die optimale Anzahl der Windungen für diese Spule läßt sich experimentell bestimmen, wobei Näherungswerte ,-entsprechend der nachstehenden Formel

ν=

^Bsat^A

verwendet werden, in der N die Anzahl der Windungen, V„ die Speisegleichspannung, T₁ die Anstiegszeit des Laststromes bei einem Experiment ohne sättigbare Spule, B^ die

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Sättigungsflußdichte des Kernmaterials der Spule und A die Querschnittsfläche des Spulenkerns bezeichnen. Die Sättigungsind uktanz der Spule sollte vorzugsweise in Resonanz stehen mit der Eigenkapazität oder Streukapazität im Lastkreis bei der höchstmöglichen Frequenz, die vorzugsweise nicht niedriger liegt als 1/.2T, wobei T die Dauer der verlangten Impulse ist. Eine passende Spule kann die Anstiegszeit der LastStromimpulse erheblich vermindern und den Wirkungsgrad der Schaltung wesentlich erhöhen, so daß sich gewünschte Scheitelwerte für den Laststrom und Anstiegszeiten mit Hilfe einer niedrigeren Speisespannung erhalten lassen. Wenn jedoch die Möglichkeit besteht, daß die Last durch einen Rückwärtsstrom oderjeine übermäßige Spannung in Rückwärtsrichtung zu Schaden kommen könnte, was im allgemeinen dann der Fall ist, wenn es sich bei der Last um eine Gruppe von Laserdioden handelt, dann sollte die Last durch die Einfügung eines nur in einer Richtung stromdurchlässigen Bauelements parallel zur Last geschützt werden, um die Einschwingspannung in Rückwärtsrichtung zu begrenzen, die im anderen Falle an der Last zur Anlage käme, wenn der Impuls aufhört, wenn in der Schaltung eine sättigbare Spule Verwendung findet, wie dies oben beschrieben ist. Als solches nur in einer Richtung stromdurchlässiges Bauelement kann beispielsweise eine Kette von Hochspannungstransistoren verwendet werden, von denen jeder an seiner Basis mit seinem Emitter verbunden ist. Die Speisespannung und die Größe der sättigbaren Spule lassen sich so einstellen, daß die Form der Laststromimpulse optimal wird.

Zur weiteren Erläuterung der Erfindung soll nunmehr unter

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Bezugnahme auf die Zeichnung eine bevorzugte Ausführungsform näher beschrieben werden, wobei die einzige Figur der Zeichnung ein Schaltbild für einen Laser-Beleuchtungskörper zeigt.

Der Zweck dieses Laser-Beleuchtungskörpers besteht darin, Lichtimpulse zu erzeugen, indem Hochstromimpulse mit schnellem Anstieg durch eine Gruppe von Laserdioden 1 hindurchgeleitet wird, die in der rechten oberen Ecke des in der Zeichnung dargestellten Schaltbildes zu sehen ist. Diese Diodengruppe 1 bildet die Last für eine Impulsgeneratorschaltung. Der gesamte Beleuchtungskörper ist als ein netzunabhängiges Gerät aufgebaut, und er erhält seine Stromversorgung aus einer Batterie 2 über eine als Wandler ausgebildete Gleichstromspeiseschaltung 3. Diese Speiseschaltung 3 kann in herkömmlicher Weise aufgebaut sein, und sie ist daher in der Zeichnung nur in Form eines Blockes veranschaulicht. Sie weist vier Ausgänge auf, von denen Speiseleitungen 4, 5, 6a und 6b ausgehen. Die zweite Speiseleitung 5 ist mit einem in dem in der Zeichnung dargestellten Schaltbild durch das Erdsymbol angedeuteten Chassis verbunden, und die Schaltung 3 entwickelt bei ihrem Betriebe Spannungen von +300 Volt bzw. +48 Volt relativ zu diesem Chassis, die an den Speiseleitungen 4 bzw. 6a abgenommen werden können.

Der Hauptteil der Impulsgeneratorschaltung enthält einen Transformator 7 und einen Transistor 8. Der Transformator besitzt eine Primärwicklung 7a, eine erste Sekundärwicklung 7b, die zwischen der Basis des Transistors 8 und der die Rückleitung bildenden Speiseleitung 5 liegt, und eine

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zweite Sekundärwicklung 7c, die zwischen den Emitter des Transistors 8 und die Speiseleitung 5 eingefügt ist. In der Basisleitung des Transistors 8 ist in der Zeichnung eine kleine Induktivität 9 dargestellt, womit die Auswirkung einer kleinen verlustbehafteten Ferritperle wiedergegeben ist, die auf die Basisleitung aufgefädelt ist, um Instabilitäten zu verhindern.

Bei manchen Ausführungsformen oder Anwendungsfällen der Erfindung könnte eine Last, wie beispielsweise eine Gruppe von Laserdioden, die nicht eine solch hohe Speisespannung verlangt, unmittelbar zwischen den Kollektor des Transistors 8 und eine Speiseleitung für eine niedrigere Spannung als die Spannung auf der Speiseleitung 4 eingeschaltet werden. In der in der Zeichnung dargestellten Schaltung ist jedoch, um. die Verwendung einer höheren Spannung für eine Last 1 in Form einer Gruppe von Hochleistungsdioden zu ermöglichen, der Transistor 8 mit der Last 1 über ein Paar von in Kaskodenschaltung verbundenen Hochleistungstransistoren 10 und 11 gekoppelt. Die Emitter der Transistoren 10 und 11 sind mit dem Kollektor des Transistors 8 über getrennte kleine Widerstände 12 bzw. 13 verbunden, um eine gleichförmige Stromverteilung sicherzustellen. Mit ihrer Basis sind die Transistoren 10 und jeweils mit der eine mittlere Spannung führenden Speiseleitung 6a verbunden, und ihre Kollektoren haben Verbindung mit der Diodengruppe 1.

Zwischen die Speiseleitungen 4 und 5 ist eine Speicherkapazität 14 eingefügt, die so ausgelegt sein muß,, daß sie die von der Last benötigten Stromimpulse mit schnellem Anstieg und hohem Scheitelwert zu liefern vermag. Weiter

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steht die Leitung 4 über eine sättigbare Spule 15 mit der Diodengruppe 1 in Verbindung. Um die Diodengruppe vor Einschwingspannungen in Rückwärtsrichtung zu schützen, ist parallel zur Diodengruppe 1 eine Kette aus Hochspannungstransistoren 16 angeordnet, wobei für jeden dieser Transistoren Emitter und Basis miteinander verbunden sind.

Die Primärwicklung 7a des Transformators 7 ist in den Kollektorzweig eines Treibertransistors 17 eingefügt. Weiterhin ist eine Oszillatorschaltung 18 üblicher Bauart vorgesehen, die Impulse erzeugt und der Basis des Treibertransistors 17 zuführt. Die Primärwicklung 7a steht mit der eine mittlere Spannung führenden Speiseleitung 6a über ein Netzwerk in Verbindung, das einen Widerstand und einen Kondensator 20 aufweist. Der Widerstandswert des Widerstandes 19 und der Kapazitätswert des Kondensators sind so gewählt, daß jeder durch den Kollektorzweig des Transistors 17 hindurchgehende Stromimpuls den Kondensator auf etwa 20Voltjentlädt, bevor der Impuls aufhört. Diese Maßnahme hält die Kollektorspannung innerhalb des für den Transistor 17 zulässigen Wertebereich. Die Oszillatorschaltung 18 erhält ihre Spannungs- und Stromversorgung über Anschlüsse an die Speiseleitungen 6b und 5. Weitere Einzelheiten der dargestellten Schaltung sind in herkömmlicher Weise ausgeführte Vorspannungsanordnungen.

Beim Betriebe der Schaltung liefert die Oszillatorschaltung 18 Impulse mit der gewünschten Polgefrequenz, die den Transistor 17 dazu bringen, daß er über die Primärwicklung 7a des Transformators 7 Stromimpulse zieht. Die

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Sekundärwicklungen 7b und 7c sind so geschaltet, daß sie beim Ziehen von Strom durch den Transistor 8 miteinander zusammenwirken. Die Anzahl JL, N₂ und N, der Windungen für die verschiedenen Wicklungen 7a, 7b bzw. 7c sind so gewählt, daß für die Windungsverhältnisse die Beziehungen gelten:

_1 _ Speisespannung (von Leitung 6a gegenüber Leitung 5)

Np ungefähre Basis/Emitter-Spannung für die Erzielung des gewünschten Scheitelstromes

N₂ N₂ i_e ß

wobei i_d den Scheitelwert des Treiberstromes in der Primärwicklung 7a, i den erforderlichen Scheitelwert des Emitterstromes und ß die Stromverstärkung des Transistors in Emitterschaltung bezeichnen. Bei dieser Anordnung führt die Kopplung zwischen den Wicklungen 7b und 7c zu einem positiven Rückkopplungseffekt zwischen den Emitter- und Basisströmen, was diese zu einem schnellen Anstieg zwingt, wobei die Beziehung i = 2 i. angenähert aufrechterhalten

N bleibt. Die Schaltung arbeitet gut, solange 2

^N3

nicht größer ist als ß. Die Perritperle (Verlustinduktivität 9) verhindert das Auftreten von Schwingungen.

Der Transformator 7 besitzt einen torusförmigen Ferritkern, und die Windungszahl N, ist gleich 1, die Wicklung 7c

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weist also nur eine einzige Windung auf, die sich praktisch dadurch realisieren läßt, daß die Emitterleitung vom Transistor 8 durch die Mitte des Toruskernes geführt wird. Bei diesem speziellen Ausführungsbeispiel sind die weiteren Windungszahlen N^ = 15 und N₂ = 6. Da die Schaltung für den Treibertransistor 17 eine hohe induktive Last darstellt, erweisen sich wahrscheinlich besondere Vorkehrungen als notwendig, um sicherzustellen,daß die beim Aufhören des Impulses induzierte Einschwing- oder Stoßspannung nicht zu einem Durchbruch am Transistor 17 führt. Eine in der Zeichnung dargestellte bevorzugte Ausführungsform für solche Vorkehrungen besteht darin, den Primärkreis mit der Speiseleitung 6a über ein Netzwerk aus dem Widerstand 19 und dem Kondensator 20 zu verbinden, deren Werte so bemessen sind, daß jeder Impuls den Kondensator 20 bis auf einen Bruchteil der Speisespannung entlädt, bevor der Impuls zu Ende geht, daß dieser Kondensator 20 aber zwischen den Impulsen wieder im wesentlichen voll aufgeladen wird.

Der Transistor 8 ist vorzugsweise ein Hochgeschwindigkeits-Planar/Epitaxial-Transistor beispielsweise des Typs KS6129. Eine Last, die eine Spannung von weniger als 80 Volt verlangt, kann direkt zwischen den Kollektor des Transistors einerseits und eine Speiseleitung mit einer Spannung von weniger als 8oVoltandererseits eingefügt werden. Um den Strom durch eine Last von höherer Spannung zu schalten, wird zweckmäßig die oben beschriebene Schaltung verwendet, bei der als Schalter die in Kaskodenschaltung verbundenen Hochspannungstransistoren 10 und 11 dienen. Die Hochspannungstransistoren 10 und 11 ihrerseits sind dreifach

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diffundierte Transistoren mit allmählichem Inversionsübergang des Typs BDY96. Wie in der Zeichnung dargestellt, kann ein KS6l29-Transistor als Treiber für ein Paar von parallellgeschalteten BDY96-Transistoren dienen. Für eine Hochstrombelastung kann der dargestellten Schaltung eine weitere Schaltung mit noch einem Paar von durch einen weiteren KS6l29-Transistor getriebenen BDY96-Transistoren parallelgeschaltet werden, die sich durch die gleiche Oszillatorschaltung 18 betreiben läßt. Jeder der KS6l29-Transistoren kann einen Scheitelstrom von 25 Ampere ziehen.

Obwohl die EmitterStromimpulse in den Hochspannungstransistoren 10 und 11 eine sehr kurze Anstiegszeit aufweisen sollten, bedarf es für die Entwicklung der Kollektorstromimpulse einer möglicherweise erheblichen Zeitdauer (etwa 60 NanoSekunden). Die LastStromimpulse können zu einem schärferen Anstieg gebracht werden, indem die sättigbare Spule 15 mit der Last in Serie geschaltet wird. Wenn dann die Transistoren 10 und 11 eingeschaltet werden, entlädt ihr Kollektorstrom zunächst ihre Eigenkapazität oder Streukapazität am Kollektor, während die Spule 15 den Laststrom begrenzt. Während dieser Kapazitätsentladung nimmt die Spannung an der Spule 15 zu, bis deren Kern zur Sättigung kommt, worauf ihre Induktivität sich plötzlich vermindert und einen scharfen Anstieg des Laststromes bewirkt. Die Spule 15 verzögert tatsächlich das Ansteigen des Last stromes sojLange, bis die !Transistoren 10 und 11 voll leiten, und sie schafft dann ideale Bedingungen für den Durchgang eines Hochstromimpulses. Die Sättigungsinduktivität der Spule 15 führt in Verbindung mit den Eigenkapazitäten und Streukapazitäten an den

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Kollektoren zu einer Serienresonanzschaltung, deren , Resonanzfrequenz bei einem Wert von vorzugsweise nicht weniger liegt, wobei T die Zeitdauer für die gewünschten

Laststromimpulse bezeichnet. Die Spule 15 ist auf einen torusförmigen Ferritkern gewickelt, wobei ihre Windungszahl angenähert der Beziehung H 1 genügt, in der

^Bsat^A
Vtt die Speisespannung (zwischen den Leitungen 4 und 5),

T^ die Anstiegszeit des Laststromes bei unmittelbarer Verbindung der Last 1 mit der Leitung 4 ohne Einfügung der Spule 15, B_gat die Sättigungsflußdichte und A die Querschnittsfläche des Kernes der Spule 15 bezeichnen.

Wenn mit der Spule 15 gearbeitet wird und die Last 1 durch Rückwärtsspannungen oder Rückwärtsströme beschädigt werden könnte, daß ihr eine Diode oder eine Diodenkette mit ausreichender Spannungsfestigkeit und sehr niedriger Leitungsinduktivität parallelgeschaltet wird. Bei dem speziellen Ausführungsbeispiel gemäß der Zeichnung hat sich eine Kette aus zwei als Dioden geschalteten Hochspannungstransistoren 16 als optimal geeignet erwiesen.

In der Praxis hat sich herausgestellt, daß der Einsatz der Spule 15 den Wirkungsgrad der Schaltung erheblich steigert, indem er die Erzielung des gewünschten Scheitelwertes und der gewünschten Anstiegszeit für den Laststrom mit Hilfe eines Spannungswertes Vtt = 300 Volt gestattet, während sonst dafür ein Wert von ^50 Volt erforderlich ist.

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Die Schaltung läßt sich mit einer Impulsfolgefrequenz
von bis zu 50 kHz betreiben, wenn die Leistungstransistoren in geeigneter Weise gekühlt werden, indem sie beispielsweise in ein Kühlsystem mit ölumlauf eintauchen. Unter Verwendung einer Nickel/Cadmium-Batterie von
12 Volt Ausgangsspannung, einer in üblicher Weise ausgeführten Konverterschaltung und einer sonstigen Bauweise der oben beschriebenen Art mit jedoch zwei KS6l29-Transistoren als Treiber für vier BDY96-Transistoren ließ sich ein
kompakter Laser-Beleuchtungskörper oder Illuminator erhalten, bei dem eine Gruppe von Laserdioden Impulse von 200 Volt und 40A mit einer Anstiegszeit! von etwa 25 Nanosekunden aufnahm. Dieser Illuminator ließ sich ind der Hand halten und ohne spezielle Fühlung mit einer Wiederholungsfrequenz von 3 kHz zünden.

Bei einer Alternativausführungsform für die Schaltung könnte die zweite Sekundärwicklung so angeordnet werden, daß sie den Kollektorstrom führt und einen ausreichenden positiven Rückkopplungseffekt liefert, um rasch ansteigende Impulse ohne Schwingungen zu erhalten. In der Theorie
sollte dies zu noch besseren Ergebnissen führen. In der Praxis läßt sich die Emitterschaltung in ansprechender und kompakter Form ausführen.

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Leerseife

Claims

Ansprüche

f 1/ Elektronische Schaltung zum Durchleiten von Hochstromimpulsen mit schnellem Anstieg durch eine Last, dadurch gekennzeichnet, daß sie einen ersten Transistor (8), einen Lastkreis (1) zum Einfügen der Last zwischen dem Kollektor des Transistors und einer ersten Gleichstromspeisequelle (3) und einen Transformator (7) mit einer Primärwicklung (7a) und zwei Sekundärwicklungen (7b und Jc) aufweist, von denen die erste Sekundärwicklung den Basisstrom des Transistors und die zweite Sekundärwicklung entweder den Emitterstrom oder den Kollektorstrom des Transistors führt, so daß in beiden Sekundärwicklungen induzierte Spannungen additiv zusammenwirken, um die Entwicklung von Kollektorstromimpulsen im Transistor zu steuern.
2. Schaltung nach Anspruch 1,dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Sekundärwicklung (7c) den Emitterstrom führt und das Verhältnis der Windungen in der ersten Sekundärwicklung (7b) dividiert durch die Windungen in der zweiten Sekundärwicklung nicht größer ist als der Stromverstärkungsparameter (ß) des ersten Transistors (8) in Emitterschaltung.
3. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Transformator (7) auf einen torusförmigen Ferritkern gewickelt ist.

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ORIGINAL INSPECTED
4. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Sekundärwicklung (7c) in Form einer einzigen Windung ausgeführt ist.
5. Schaltung nach Anspruch ¹J, dadurch gekennzeichnet, daß

der Transistor (8) eine durch den Ferritkern hindurchgefädelte Emitterleitung aufweist.
6. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Transistor (8) eine Basisleitung aufweist, die eine verlustbehaftete Ferrtitperle trägt.
7. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Lastkreis (1) einen oder mehrere mit dem ersten Transistor (8) in Kaskadenschaltung verbundene weitere Transistoren (10, 11) enthält, die an ihrem Emitter mit dem Kollektor des ersten Transistors , an ihrer Basis mit einer Mittelspannung und an ihrem Kollektor mit der Last (1) verbunden sind.
8. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 7,dadurch gekennzeichnet, daß die Primärwicklung (7a) in den Kollektorzweig eines Treibertransistors (17) eingefügt ist, der mit einer Gleichstromspeisequelle über ein RC-Netzwerk (19, 20) verbunden ist, dessen Widerstands- und Kapazitätswerte so bemessen sind, daß die an der Schaltung anliegende Spannung während eines typischen Leitungsimpulses eine erhebliche Verminderung erfährt, um sicherzustellen, daß die sich in der Primärwicklung beim Aufhören des Impulses entwickelnde Stoßspannung nicht zu einer übergroßen Überspannung am Kollektor des Treibertransistors führt.

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9. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen die erste Gleichstromspeisequelle (3) und die Last (1) in Serie eine sättigbare Spule (15) eingefügt ist.
10. Schaltung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die sättigbare Spule (15) eine Anzahl N von Windungen aufweist, die gegeben ist durch die Beziehung

ν τ
N= ^H

^Bsat ^A

in der V„ die Speisegleichspannung, Ί* die Anstiegszeit des Lastsromes'ohne eine sättigbare Spule, B . die Sättigungsflußdichte des Kernmaterials der Spule und A die Querschnittsfläche des Spulenkernes bezeichnen.
11. Schaltung nach Anspruch 9 oder 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Last (1) durch eine Mehrzahl von Hochspannungstransistoren (16) geschützt ist, von denen jeder an seiner Basis mit seinem Emitter verbunden und der Last parallel geschaltet ist.

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