DE2828301C2 - Anordnung zur Demodulation - Google Patents

Description

• Die Erfindung geht aus von einer Anordnung zur Demodulation nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.
• Derartige Anordnungen sind beispielsweise zur Demodulation von Einseitenbandsignalen aus "Radio-Fernsehen-Elektronik", 24 (1975), Heft 1, S. 5 bis 9 oder aus "Funkschau" 1972, Heft 14, S. 485-488, bekannt.
• Bei den dort beschriebenen Anordnungen wird das zur Demodulation ins Basisband umzusetzende HF-Eingangssignal auf zwei parallele Signalwege aufgeteilt. In jedem Signalweg ist ein Mischer angeordnet. Die Mischersignale für die beiden Mischer werden von einem Oszillator geliefert, dessen Ausgang mit dem einen Mischer direkt, mit dem anderen Mischer über einen 90°-Phasenschieber verbunden ist. Die Ausgangssignale der Mischer enthalten sowohl Anteile bei der Summenfrequenz als auch der Differenzfrequenz zwischen den Frequenzen der Mischersignale und des Eingangssignals. In nachfolgenden Tiefpaßfiltern werden nur die Differenzfrequenzanteile durchgelassen. In einem der beiden Signalwege ist noch ein 90°-Phasenschieber angeordnet. Bei Zusammenfassen des Ausgangssignals des einen Tiefpaßfilters mit dem 90°-phasenbeeinflußten Ausgangssignal des anderen Tiefpaßfilters heben sich unerwünschte Signalanteile auf, während sich die Signalanteile des gewünschten Seitenbandes addieren.
• Zur Veränderung der Empfangsfrequenz muß der die Mischersignale erzeugende Oszillator durchstimmbar ein. Hieraus entstehen Probleme bei der Erzeugung der um 90° gegeneinander phasenverschobenen Mischersignale, da Phasenschieber, die über einen breiten Frequenzbereich eine konstante 90°-Phasenverschiebung bewirken, erheblichen Aufwand erfordern.
• Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine Anordnung der eingangs genannten Art für Eingangssignale aus einem breiten Frequenzbereich anzugeben.
• Die Erfindung ist im Patentanspruch 1 beschrieben. Die Unteransprüche enthalten vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung.
• Die Erfindung ist im folgenden anhand von Ausführungsbeispielen unter Bezugnahme auf die Abbildungen noch veranschaulicht. Dabei zeigt
• Fig. 1 das Prinzip einer bekannten Anordnung
• Fig. 2 eine Ausführungsform der Erfindung
• Fig. 3 eine weitere Ausführungsform der Erfindung
• Untereinander gleiche Teile sind in den Figuren mit gleichen Bezugszeichen versehen. Als Mischer werden bevorzugt Ringmodulationen eingesetzt.
• Anhand der Fig. 1 ist im folgenden das Prinzip einer Anordnung zur Frequenzumsetzung mit Kompensation unerwünschter Signalanteile, kurz auch als Kompensationsumsetzer bekannt, erläutert.
• Wie Fig. 1 zeigt, gelangt die Eingangsschwingung mit der Kreisfrequenz ω zunächst zu einer Abzweigung A, von der zwei Signalwege S 1 und S 2 ausgehen, in denen jeweils ein erster Mischer M 1 bzw. zweiter Mischer M 2 liegen. Die Signalwege S 1 und S 2 vereinigen sich wieder in einer Zusammenführung ZSF, die je nach dem sonstigen Aufbau der Schaltungsanordnung als Addier- bzw. Subtrahierglied ausgebildet sein kann. Hier folgt im Bedarfsfall ein erster Tiefpaß T 1.
• Zur Steuerung der Mischer ist ein erster Oszillator O 1 mit der Kreisfrequenz Ω vorgesehen. Die von ihm gelieferte erste Oszillatorschwingung gelangt zu einem Verzweigungspunkt V, von dem zwei Zweige Z 1 und Z 2 ausgehen, wobei letzterer direkt zu dem ersten Mischer M 1 führt, während der Zweig Z 1 über einen ersten 90°-Phasenschieber P 1 an den Mischer M 2 angeschlossen ist.
• Die grundsätzliche Überlegung besteht nun darin, daß in der Zusammenführung ZSF die gewünschte Kompensation unerwünschter Schwingungsanteile erfolgen kann, wenn an die Stelle von einem der mit unterbrochenen Linien gezeichneten Blöcke 1 bis 4 ein 90°-Phasenschieber gesetzt wird und die restlichen dieser Blöcke kurzgeschlossen werden.
• Wird der 90°-Phasenschieber beispielsweise in den Block 1 gesetzt, so ergeben sich unter Berücksichtigung der Kreisfrequenz Ω der ersten Oszillatorschwingung folgende Verhältnisse:
• Am Ausgang des ersten Mischers M 1 entsteht das Schwingungsgemisch &udf53;np30&udf54;&udf53;vu10&udf54;cos¤&udf57;°Kw&udf56;°Kt°k¤´¤cos¤&udf57;°KW&udf56;°kt°k¤=¤@W:1:2&udf54;¤Ä¤cos¤(&udf57;°Kw&udf56;¤^¤&udf57;°KW&udf56;)¤°Kt°k¤+¤cos¤°K(&udf57;°Kw&udf56;¤+¤-&udf57;°KW&udf56;°K)°k¤°KtÀ°k@,(Gl.¤1)&udf53;zl10&udf54;
• Es treten hier also Schwingungen der Kreisfrequenzen ω - Ω und ω + Ω auf.
• Am Ausgang des zweiten Mischers M 2 entsteht das Schwingungsgemisch: &udf53;np30&udf54;&udf53;vu10&udf54;cos °K(°k&udf57;°Kw&udf56;¤°Kt°k¤+¤&udf57;°KP&udf56;¤/2)¤´¤cos¤°K(°k&udf57;°KW&udf56;°Kt°k¤+¤&udf57;°KP&udf56;¤/2)¤=¤@W:1:2&udf54;¤Äcos¤°K(°k-&udf57;°Kw&udf56;¤^¤&udf57;°KW&udf56;°K)°k¤°Kt°k¤+¤cos¤(¤°K(°k&udf57;°Kw&udf56;¤+¤&udf57;°KW&udf56;°K)°k¤°Kt°k¤+¤&udf57;°KP&udf56;°K)°k¤À@,(Gl.¤2)&udf53;zl10&udf54;
• Wenn die Zusammenführung ZSF als Additionsglied ausgeführt ist, erscheint an dessen Ausgang demnach eine Schwingung mit der Kreisfrequenz ω - Ω. Bei Verwendung eines Subtrahiergliedes erscheint eine Schwingung mit der Summenkreisfrequenz ω + Ω.
• In entsprechender Weise können Berechnungen angestellt werden beispielsweise für den Fall, daß alleine in dem Block 2 ein 90°-Phasenschieber vorhanden ist. Am Ausgang der Zusammenführung entsteht dann, wenn es sich um ein Subtrahierglied handelt, die Differenzfrequenz ω - Ω, wobei vorausgesetzt werden muß, daß ω größer als Ω ist. Bei Verwendung eines Summiergliedes entsteht eine Schwingung am Ausgang der Zusammenführung mit der Summenfrequenz ω + Ω.
• Ähnliche Verhältnisse ergeben sich, wenn allein im Block 3 oder 4 ein 90°-Phasenschieber liegt.
• Schließlich ist es noch möglich, unter der Voraussetzung, daß ω kleiner ist als Ω, sowohl in den Block 1 als auch in den Block 3 (oder aber in die Blöcke 2 und 4) je einen 90°-Phasenschieber zu setzen und dafür den Phasenschieber P 1 für die erste Oszillatorfrequenz Ω kurzzuschließen.
• Für die Demodulation eines hochfrequenten Einseitenbandsignals, also für die Frequenzumsetzung dieses als Nutzband zu bezeichnenden Einseitenbandsignals in das Basisband ist die Alternative der Fig. 1 bekannt, die neben dem Phasenschieber P 1 einen 90°-Phasenschieber P 2 im Block 3 enthält. Damit ist es ohne Vorselektion möglich, die Eingangsschwingungen mit der Kreisfrequenz ω, welche die Signale aus dem Basisband enthalten und die im Nutzband liegen, auf einfache Weise zu demodulieren, d. h. in das Basisband umzusetzen.
• Allerdings muß dabei noch beachtet werden, daß die bisher angestellten Betrachtungen mit Ausnahme des letzten Abschnitts lediglich für den Fall gelten, daß eine einzige Eingangsschwingung mit der Kreisfrequenz ω zu verarbeiten war. In der Praxis sind aber immer ganze Frequenzbänder in ihrer Frequenzbänder in ihrer Frequenzlage zu verändern. Unter diesen Umständen sind unter den benötigten 90°-Phasenschiebern immer auch solche, die nicht nur bei einer Frequenz eine Phasenverschiebung von genau 90° erzielen müssen, sondern mit denen über das ganze Frequenzband eine solche Phasenverschiebung erreicht werden muß. Dies erschwert die Realisierung.
• Bevor jedoch auf dieses Problem näher eingegangen wird, sei noch darauf hingewiesen, wie die erste Oszillatorfrequenz Ω gewählt werden muß. Sie wird an das untere Ende des Nutzbandes gelegt und nimmt damit gegenüber dem Nutzband die gleiche Lage ein wie die Kreisfrequenz Null gegenüber dem Basisband. Bei dieser Bemessung wird das Nutzband in das Basisband transformiert, das an die Kreisfrequenz Ω = 2 Π F nach unten anschließende Spiegelband aber kompensiert. Dabei kann das Nutzband zunächst nach oben hin beliebig breit sein. Es erscheint demnach im Basisband ebenso breit. Folgt der Zusammenführung ZSF (in diesem Fall ein Summierglied) der erste Tiefpaß T 1, dann ist damit ein Band direkt oberhalb von der ersten Oszillatorkreisfrequenz Ω selektiert mit einer Bandbreite entsprechend der des Tiefpasses T 1 und ins Basisband umgesetzt. Durch Verschieben der ersten Oszillatorkreisfrequenz Ω kann mit dieser Anordnung praktisch ein beliebig breiter Frequenzbereich mit einer Filterbreite, bestimmt durch den ersten Tiefpaß T 1, überstrichen werden. Allerdings verlangt dieses Vorgehen im Oszillatorzweig Z 1 einen sehr breitbandig wirkenden Phasenschieber P 1, ein sogenanntes Hilbertglied. Der Phasenschieber P 2 im Block 3 hingegen braucht nur die Bandbreite des Basisbandes zu haben, denn höhere Frequenzen werden in dem Tiefpaß T 1 ohnehin unterdrückt.
• Die Fig. 2 zeigt anschaulich, wie gemäß der Erfindung die breitbandige Erzeugung zweier um 90° phasenverschobener Signale zur Steuerung der Mischer ohne einen breitbandigen Phasenschieber P 1 erzielt werden kann. Dies erfolgt, wie Fig. 2 zeigt, dadurch, daß die Zweige Z 1 und Z 2, der erste Oszillator O 1 und der Phasenschieber P 1 von Fig. 1 ersetzt werden durch die Ersatzschaltung E 1, die in Fig. 2 zwischen dem ersten und zweiten Signalweg und insbesondere zwischen dem ersten und zweiten Mischer M 1 und M 2 angeordnet ist. Diese Ersatzschaltung entspricht einem durchstimmbaren Oszillator mit Quadraturkomponenten, d. h. einem Oszillator, der eine Sinus- und eine Kosinusschwingung untereinander gleicher Frequenz liefert.
• Die Ersatzschaltung enthält einen weiteren Oszillator O 2, der eine weitere Oszillatorschwingung Ω 2 an einen dritten bzw. vierten Mischer M 3 bzw. M 4 liefert. Diese Mischer liegen im ersten Zweig Z 1 bzw. zweiten Zweig Z 2, die von einer Verzweigung V über den dritten bzw. vierten Mischer und nachgeschaltete zweite bzw. dritte Tiefpässe T 2 bzw. T 3 zum ersten bzw. zweiten Mischer M 1 bzw. M 2 führen. An der Verzweigung V liegt ein dritter Oszillator O 3 mit der dritten Oszillatorschwingung Ω 3. Zwischen der Verzweigung V und dem vierten Mischer M 4 ist zusätzlich noch ein dritter 90°-Phasenschieber P 3 geschaltet.
• Hinter dem dritten bzw. vierten Mischer treten die Differenz- bzw. Summenkreisfrequenzen Ω 2 - Ω 3 bzw. Ω 2 + Ω 3 auf. Hinter dem zweiten Tiefpaß T 2 ist jedoch nur noch die Schwingung cos ( Ω 2 - Ω 3 ) · t vorhanden und entsprechend hinter dem dritten Tiefpaß T 3 die Schwingung sin ( Ω 2 - Ω 3) t.
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• Die Ersatzschaltung liefert demnach in gewünschter Weise dem ersten Mischer M 1 eine Kosinus- und dem zweiten Mischer M 2 eine Sinusschwingung. Dabei wird in der Ersatzschaltung kein breitbandiger Phasenschieber, sondern lediglich der nur für eine Frequenz auszulegende Phasenschieber P 3 benötigt, weil die dritte Oszillatorschwingung Ω 3 fest ist, während die zweite Oszillatorschwingung Ω 2 durchstimmbar sein kann. Dabei ist es zweckmäßig, dafür zu sorgen, daß die weitere Oszillatorkreisfrequenz Ω 2 stets größer als Ω 3 bleibt. Die Flankensteilheit der Tiefpässe T 2 und T 3 richtet sich nach dem gewünschten Maß der Unterdrückung der Summenfrequenz Ω 2 + Ω 3 an der unteren Grenze des Verstimmungsbereiches von Ω 2. Außerdem muß von diesen Tiefpässen die Kreisfrequenz Ω 3 unterdrückt werden, was aber zum Teil schon durch die als Ringmodulatoren ausgebildeten Mischer M 3 und M 4 geschieht.
• Wenn die Eingangsschwingung an der Abzweigung A in Fig. 1 nicht nur eine feste Kreisfrequenz ω aufweist, sondern ein Frequenzband einnimmt, könnte die entsprechend diesem Frequenzband zu verlangende Breitbandigkeit des zweiten Phasenschiebers P 2 im Block 3 der Fig. 1 Schwierigkeiten bereiten.
• Im unteren Teil der Fig. 2 ist der Block 3 der Fig. 1 ersetzt durch eine weitere Ersatzschaltung und damit ist gezeigt, wie diese Schwierigkeit umgangen werden kann. Diese Ersatzschaltung E 2 zeigt zugleich, wie ein beliebig breitbandiges Hilbertglied realisiert werden kann: Die Ersatzschaltung enthält einen fünften Mischer M 5, einen nachgeschalteten vierten Tiefpaß T 4 und einen Rückmischer R, dem ein fünfter Tiefpaß T 5 folgen kann, der jedoch in Fig. 2, wie angedeutet, entfallen kann, weil seine Funktion bereits durch den ersten Tiefpaß T 1 hinter der Zusammenführung ZSF übernommen wird. Der Rückmischer R wird direkt von einer vierten Oszillatorschwingung mit der Kreisfrequenz Ω 4 aus einem vierten Oszillator O 4 gespeist, während die Speisung des fünften Mischers M 5 mittelbar über einen vierten 90°- Phasenschieber P 4 erfolgt. Wird dem fünften Mischer M 5 eine Kosinusschwingung vom sechsten Tiefpaß T 6 zugeführt, so erscheint am Ausgang des Mischers M 5 sowohl die Differenz- als auch die Summenfrequenz, wovon am Ausgang des Tiefpasses T 4 nur noch die Differenzfrequenz übrig bleibt. Am Ausgang des Rückmischers treten die Eingangsfrequenz des fünften Mischers und die Differenzfrequenz zwischen der doppelten Oszillatorfrequenz Ω 4 und der einfachen Eingangsfrequenz des fünften Mischers auf. Die Differenzfrequenz wird vom fünften Tiefpaß T 5 weggefiltert, an dessen Ausgang somit lediglich eine Sinusschwingung der gleichen Frequenz auftritt, welche die Kosinusschwingung am Eingang des fünften Mischers M 5 hat. Es ist also durch zweimalige Mischung in dem Mischer M 5 und dem Rückmischer R mit derselben Festfrequenz Ω 4 aus einer Kosinusschwingung am Eingang des fünften Mischers eine Sinusschwingung am Ausgang des Tiefpasses T 5 erzeugt worden. Damit die Tiefpässe T 4 und T 5 (bzw. T 1, wenn T 5 entfällt) die richtigen Frequenzgemische wegfiltern können, wird die vierte Oszillatorkreisfrequenz Ω 4 höher gelegt als die höchste Eingangskreisfrequenz des fünften Mischers M 5.
• Unter Zuhilfenahme dieser soeben beschriebenen Ersatzschaltungen ist somit aus dem Blockschaltbild nach Fig. 1 mit dem zweiten Phasenschieber P 2 im Block 3 das Blockschaltbild nach Fig. 2 entstanden, in welchem nunmehr nur noch schmalbandige Phasenschieber P 3 und P 4 enthalten sind, während die beiden beschriebenen Ersatzschaltungen die eigentlich erforderlichen Hilbertglieder im Zweig Z 1 und im Signalweg S 2 der Fig. 1 ersetzt haben.
• Die vierte Oszillatorkreisfrequenz Ω 4 liegt normalerweise knapp über dem Basisband, während die Oszillatorkreisfrequenzen Ω 2 und Ω 3 über dem hochfrequenten Seitenband liegen, das die Eingangsschwingungen an der Abzweigung A einnehmen. Obwohl zwischen Ω 2, Ω 3 und Ω 4 große Differenzen liegen können, ist es möglich, sie durch Teilung oder Vervielfachung aus einem Stammoszillator abzuleiten. Für die durchstimmbare weitere Oszillatorschwingung Ω 2 kann dabei sowohl das Analyse- als auch das Syntheseprinzip angewendet werden.
• Im oberen Signalweg S 1 der Fig. 2 ist noch ein Tiefpaß T 7 dargestellt, der jedoch ebenso wie der Tiefpaß T 5 entfallen kann, wenn seine Funktion durch den Tiefpaß T 1 übernommen wird.
• Ein weiteres Ausführungsbeispiel ist in Fig. 3 dargestellt, das nur insofern von Fig. 2 abweicht, als die zweite Phasenverschiebung, welche durch die zweite Ersatzschaltung im zweiten Signalweg S 2 in Fig. 2 hervorgerufen wird, in Fig. 3 ersetzt ist durch gleichgroße, aber entgegengesetzte Phasenverschiebungen von jeweils 45° in den beiden Signalwegen S 1 und S 2. Dieses Ausführungsbeispiel zeichnet sich durch Symmetrie der beiden Signalwege S 1 und S 2 aus, mit deren Hilfe die gegenseitige Kompensation in der Zusammenführung ZSF erreicht wird. Die 90°-Phasenverschiebung im unteren Signalweg der Fig. 2 ist in Fig. 3 aufgeteilt worden in eine + 45°-Phasenverschiebung im Signalweg S 2 und eine -45°-Phasenverschiebung im Signalweg S 1 der Fig. 3. Die hohe Symmetrie der Signalwege verringert die möglichen Dämpfungsunterschiede bei der Realisierung.
• Eine zusätzliche Möglichkeit der Symmetrierung besteht darin, die 90°-Phasenverschiebung durch den dritten Phasenschieber P 3 ebenfalls aufzuteilen in zwei Phasenverschiebungen von ± 45° in den Zweigen Z 1 und Z 2.
• Im Einzelnen enthält die Ersatzschaltung E 3 der Fig. 3 in jedem der Signalwege S 1 bzw. S 2 jeweils die Reihenschaltung eines Mischers M 6 (bzw. M 7), eines Tiefpasses T 8 (bzw. T 9) und eines Rückmischers R 2 (bzw. R 3). Die Steuerung der Mischer M 6, M 7 erfolgt durch die vierte Oszillatorschwingung der Frequenz F 4 (Kreisfrequenz Ω 4) eines vierten Oszillators O 4. Zur Steuerung der Rückmischer wird die vierte Oszillatorschwingung in Phasenschiebern P 5 bzw. P 6 um - 45° bzw. + 45° verschoben.

Claims (5)

1. Anordnung zur Demodulation eines HF-Eingangssignals, insbesondere zur Demodulation eines Einseitenbandsignals, mit

a) einer Abzweigung (A) zur Aufteilung des HF-Eingangssignals auf zwei parallele Signalwege (S 1, S 2) und einer Zusammenführung (ZSF) zur Zusammenfassung der beiden Signalwege auf eine gemeinsame Ausgangsleitung,

b) einen ersten und einen zweiten Mischer (M 1, M 2) in dem einen bzw. dem anderen Signalweg,

c) einer Einrichtung zur Erzeugung einer 90°-Phasendifferenz zwischen den beiden Signalwegen,

d) Einrichtungen zur Erzeugung zweier gleichfrequenter und 90° gegeneinander phasenverschobener Mischersignale veränderbarer Frequenz ( Ω ) zur Steuerung des ersten und des zweiten Mischers, deren Frequenz bezüglich der Lage des Frequenzbandes des HF-Eingangssignals ebenso liegt, wie die Frequenz Null bezüglich der Lage des Basisbundes, und

e) Tiefpaßfiltern in den Signalwegen und/oder der Ausgangsleitung zur Abtrennung unerwünschter Frequenzanteile,

dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtungen zur Erzeugung der Mischersignale eine Oszillator-Schaltung mit folgenden Merkmalen enthalten:

f) ein durchstimmbarer Oszillator (O 2) mit einer unteren Grenzfrequenz (F _u ) erzeugt eine frequenzveränderbare Schwingung ( Ω 2), die gleichphasig einem dritten und einem vierten Mischer zugeführt ist,

g) ein Festfrequenzoszillator (O 3) erzeugt eine weitere Oszillatorschwingung, deren Frequenz ( Ω 3) kleiner ist als die untere Grenzfrequenz (F _u ) des durchstimmbaren Oszillators und die dem dritten Mischer (M 3) direkt und dem vierten Mischer (M 4) über einen 90°-Phasenschieber (P 3) zugeführt ist, und

h) Tiefpaßfilter (T 2, T 3) filtern aus den Ausgangssignalen des dritten und des vierten Mischers die Differenzfrequenzanteile aus, die die Mischersignale zur Steuerung des ersten und des zweiten Mischers bilden.

2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenzen des durchstimmbaren Oszillators und des Festfrequenzoszillators über dem Frequenzbereich der HF-Eingangssignale liegen.

3. Anordnung nach Anspruch 1 oder Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zum Erzeugen der 90°-Phasendifferenz einen in einem der beiden parallelen Signalwege (S 1, S 2) angeordneten 90°-Phasenschieber aufweist, der einen fünften Mischer (M 5) und einen Rückmischer (R), die von einem weiteren Festfrequenzoszillator mit zwei gleichfrequenten, um 90° gegeneinander phasenverschobenen Schwingungen gesteuert werden, sowie zwischen dem Mischer und dem Tiefpaßfilter ein Tiefpaßfilter (T 4) enthält.

4. Anordnung nach Anspruch 1 oder Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß als Einrichtung zum Erzeugen der 90°-Phasendifferenz eine auf beide Signalwege verteilte Schaltung vorgesehen ist, die in jedem Signalweg die Hintereinanderschaltung eines Mischers (M 5 bzw. M 6), eines Tiefpaßfilters (T 8 bzw. T 9) und eines Rückmischers (R 2 bzw. R 3) enthält und bei der ein Festfrequenzoszillator O 4) die beiden Mischer (M 5, M 6) gleichphasig, den einen Rückmischer (R 2) demgegenüber um 45° phasenvoreilend und den anderen Rückmischer um 45° phasennacheilend steuert.