DE2817670C2

DE2817670C2 - Induktionsschleifendetektor für Verkehrszähleinrichtungen

Info

Publication number: DE2817670C2
Application number: DE19782817670
Authority: DE
Inventors: Hans-Peter Ing.(Grad.) 2000 Hamburg Ebert
Original assignee: Elmeg Elektro-Mechanik 3150 Peine De GmbH; ELMEG Elektro Mechanik GmbH
Current assignee: Elmeg Kommunikationstechnik 3150 Peine De GmbH
Priority date: 1978-04-19
Filing date: 1978-04-19
Publication date: 1986-04-17
Also published as: DE2817670B1

Description

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Die Erfindung geht aus von einem Induktionsschleifendetektor für Verkehrszähleinrichtungen mit einer Schaltung zur Ermittlung und Auswertung der Änderung der Phasendifferenz zwischen einer an die Schleife angelegten Oszillatorspannung und einer durch die Schleifeninduktivität in ihrer Phasenlage beeinflußten Spannung, die über eine die Meßfrequenz selektierende Filterschaltung geleitet wird, wobei die Resonanzkreise von Oszillator- und Filterschaltung übereinstimmende Induktivitäts- bzw. Kapazitätswerte aufweisen, wie er aus der CH-PS 4 81 440, der CH-PS 4 81 439 sowie der DE-OS 12 90 268 bekannt ist.

Die bekannten Induktionsschleifendetektoren weisen '.den Nachteil auf; daß die die Oszillatorschaltung einerseits und die die Filterschaltung andererseits bildenden Schaltungsteile bezüglich ihrer aktiven Bauelemente unterschiedlich aufgebaut sind und somit bei den im Zusammenhang mit Verkehrszähler-Anwendungen auftretenden extremen Temperaturschwankungen Meßfehler entstehen, welche zu falschen Anzeigeergebnissen führen. Ähnliche Auswirkungen werden durch Schwankungen der Versorgungsspannung hervorgerufen, die entweder in Spannungssprüngen der Netzversorgung oder in der Abnahme der Spannung mit zunehmender Erschöpfung eines zugeordneten Energiespeichers ihre Ursache haben.

Die Auswirkungen infolge nur geringfügiger Abweichungen der Eigenschaften von FiJter- und Oszillatorschaltung untereinander sind deshaü besonders groß, da die nachfolgende Auswerteschaltung phasenempfindlich ist und der bei einer bereits kleinen Abweichung der Resonanzfrequenz des Filters von derjenigen des Oszillators entstehende Phasenfehler beträchtlich ist Dazu kommt, daß bei der bekannten Anordnung die Amplitudenunterschiede der in ihrer Phase zu vergleichenden Spannungen relativ groß und deshalb schlecht im Phasendetektor gemeinsam zu verarbeiten sind. Während auf der einen Seite mit der Oszillatorspannung, die auch zur Versorgung der Schleifenanordnung herangezogen wird, eine Wechselspannung großer Amplitude zur Verfügung steht, verbleibt an der Filterschaltung als Wechselspannung, deren Phasenlage von der Induktivität der Meßschleife abhängt, nur noch eine Spannung mit relativ kleiner Amplitude. Nun wäre es zwar möglich, die Meßspannung so weit zu vergrößern, daß an der Filterschaltung noch ein genügender Spannungsabfall verbleibt, wobei gleichzeitig die Spannung zur Versorgung des anderen Eingangs der phasenempfindlichen Schaltung mittels eines Spannungsteilers so weit herunterzusetzen wäre, daß die Spannungsverhältnisse einander in etwa entsprechen. Ein solches Vorgehen hätte aber den Nachteil, daß die zur Versorgung der Meßschleife aufzubringende Leistung des Oszillators sehr groß ist, so daß sich bei netzunabhängiger Versorgung der Nachteil einer schnellen Erschöpfung der vorhandenen Energiespeicher ergäbe.

Der Erfindung liegt demgegenüber die Aufgabe zugrunde, eine Schaltung zu ermöglichen, die von den angegebenen Nachteilen frei ist und außerdem eine kostengünstige Herstellung erlaubt.

Diese Aufgabe wird mittels der im Kennzeichen des Hauptanspruchs angegebenen Merkmale gelöst.

Besonders vorteilhaft ist dabei, daß sich die Schaltungen von Oszillator und Filter als gleichartige Baugruppen aufbauen lassen, so daß die notwendigen Entwurfs- und Lagerkosten gesenkt sind, da auch die Anzahl der vorrätig zu haltenden Bauelemente verkleinert ist. Durch den im Zuge der Filterschaltung vorgesehenen Verstärker wird einerseits dafür gesorgt, daß die der Phasendiskriminatorschaitung zugeführten Wechselspannungspegel aneinander angeglichen sind, zum anderen wird aber auch die Belastung des die Meßschleife enthaltenden Kreises herabgesetzt, so daß die mit der Änderung der Induktivität der Meßschleife in ihrer Phase veränderliche Spannung direkt an dem in diesem Kreis befindlichen Widerstand abgreifbar ist, wodurch die am Eingang des Phasendetektors zur Verfugung stehende Spannung bereits bei nachfolgender reiner Impedanzwandlung ohne Spannungsverstär-. kung vergrößert ist.

" Die Erfindung beruht auf derÜberlegung, daß die zur wirkungsvollen Herabsetzung von Störsignalen in der Nachbarschaft der Oszillatorfrequenz erforderlichen Filtermittel mit Resonanzverhalten die Verwendung von Kreisen hoher Güte notwendig machen, wobei sich hinsichtlich der Temperaturstabilität und Beständigkeit gegen Alterungserscheinungen Probleme ergeben kön-

nen. Da ein Schleifendetektor oft im Freien installiert werden muß, sind die Anforderungen an die Temperaturstabilität der frequenzbestimmenden Bauelemente bei dem zu berücksichtigenden Arbeitstemperaturbereich so groß, daß sich durch die Verwendung entsprechender Kompensationsmittel eine beträchtliche Kostensteigerung ergeben würde.

Durch die Maßnahmen gemäß der Erfindung ist es jedoch möglich, die Veränderungen der Eigenschaften der Filterschaltung auf diejenigen der Oszillatorschaltung abzustimmen. Werden frequenzbestimmende Bauelemente verwendet, die in übereinstimmender Technologie vorzugsweise eines Typs gefertigt sind, so stimmt das Durchlaßverhalten der Filterschaltung unter den Betriebsbedingungen mit großer Genauigkeit mit der Oszillatorfrequenz überein, da Bauelemente des selben Typs, insbesondere wenn sie auch aus der selben Serie stammen, bezüglich ihrer Eigenschaften, so auch beispielsweise hinsichtlich ihrer durch Alterung bedingten Änderung der Betriebseigenschaften, eine sehr gute Obereinstimmung zeigen.

Günstig ist dabei insbesondere, daß sich bei dem erfindungsgemäßen Induktionsschleifendetektor bei der Fertigung praktisch keine Mehrkosten ergebtti, da die übereinstimmende Dimensionierung von Oszillator- und Filterschaltung nur beim Entwurf berücksichtigt zu werden braucht

Weiterhin ist bei dem erfindungsgemäßen Induktionsschleifendetektor vorteilhaft, daß er in einem weiten Betriebsspannungsbereich stabil arbeitet, so daß in vielen Fällen auf zusätzliche Maßnahmen zur Stabilisierung der Versorgungsspannung verzichtet werden kann.

Andere bevorzugte Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben. Ein Ausführungsbeispiel ist in zwei Varianten in der Zeichnung dargestellt und wird nachfolgend näher beschrieben. Es zeigt

F i g. 1 ein Prinzipschaltbild des erfindungsgemäßen Induktionsschleifendetektors.

F i g. 2 ei" Schaltbild einer ersten Variante einer Oszillatorschaltung für das in F i g. t dargestellte Ausführungsbeispiel,

F i g. 3 ein Schaltbild einer ersten Variante einer Filterschaltung für das selbe Ausführungsbeispiel,

Fig.4 ein Schaltbild einer zweiten Variante einer Oszillatorsrhaltung entsprechend F ^; g. 2, und

F i g. 5 ein Schaltbild einer zweiten Variante einer Filterschaltung, entsprechend F i g. 3

Die in F i g. 1 wiedergegebene Prinzipschaltung des Ausführungsbeispiels drs erfindungsgemäßen Induktionsschleifendetektors besteht aus drei durch gestrichelte Linien voneinander getrennten Schaltungsteilen: dem Oszillatorteil 1, dem Filterteil 2 und dem Phasenvergleichs- und Verstärkerteil 3. An den Filterteil 2 ist die in die Fahrbahndecke eingebettete Meßschleife 4 angeschlossen. Der Oszillatorteil 1 besteht aus dem eigentlichen Oszillator 5 und den aus der Schaltung herausgeführten Anschlüssen, deren Darstellung derjenigen gemäß F i g. 2 entspricht. Der Filterteil 2 enthält neben dem eigentlichen Entstörfilter auch die zum Anschluß der Meßschleife 4 notwendigen Bauelemente, wie esim einzelnen aus F ig; 3 bzw; 3a hervorgeht. Der Phasenvergleichs- und Verstärkerteil 3 ist in Fig. 1 so ausführlich dargestellt, daß auf ein detailliertes zusätzliches Schaltbild verzichtet werden kann, zumal die weiteren Schaltverbindungen, die beispielsweise für die Stromversorgung der aktiven Bauelemente erforderlich sind, in bekannter Scha'rtungstechnik ausgeführt sind, und daher nicht besonders erläutert werden müssen. Von Bedeutung ist dabei, daß — wie oben erwähnt — auf StabilUierungsmaßnahmen weitgehend verzichtet werden kann.

Zunächst soll die grundsätzliche Arbeitsweise der Schaltung anhand von F i g. 1 erläutert werden. Der Oszillator 5 wird über die mit + Ub und dem Masse-Symbol bezeichneten Leitungen mit Strom versorgt Die Masseleitung ist gleichzeitig Bezugspoten-

tial für die sinusförmige Ausgangsspannung, die am Ausgang zur Verfügung steht Sie weist eine Frequenz /o in der Größenordnung von 50 bis 15OkHz auf. Das Ausgangssignal des Oszillators 5 gelangt an einen Übertrager 7, über den die Meßschleife 4 an den

Meßkreis angekoppelt ist Der Übertrager 7 ist mit dem anderen Wicklungsanschluß an einen Widerstand 8 angeschlossen, dessen anderer Anschluß mit dem Bezugspotentia! für die Auswertungüschsltung + W2 verbunden ist Auf diesem Potential befinden sich auch der nicht invertierende bzw. der invertierende (angedeutet durch O-Symbol) Eingang zwp .r Operationsverstärker 9 und iö, weiche ais Gpen-CoiicHor-Schaltung integriert sind. Der nicht invertierende Eingang des Operationsverstärkers 10 ist direkt mit dem Ausgang des Oszillators 5 verbunden, während der invertierende Einganf des Operationsverstärkers 9 an den Ausgang des Entstörfilters 6 angeschlossen ist, dessen Eingang an dem Verbindungspunkt zwischen Übertrager 7 und Widerstand 8 liegt

Die Ausgänge der OperationsverstärLer 9 und 10 sind miteinander verbunden und über eine Integrationsstufe an den Eingang eines nachfolgenden, eine Gleichspannungsverstärkerstufe bildenden Operationsverstärkers 11 angeschlossen. Die Auswertung der Anwesenheit von Kraftfahrzeugen im Meßbereich der Schleife 4 erfolgt durch die Messung des über den Übertrager 7 in die MeSschaitung eingekoppeker. Scheinw-derstands Z der Meßschleife 4. Während am Eingang des Operationsverstärkers 10 die gesamte zwischen dem Aisgang des Oszillators 5 und dem Pegel UbI2 anliegende Spannung anliegt, erscheint am Eingang des Operationsverstärkers 9 lediglich die am Widerstand 8 abfallende, dem Strom durch die Meßschleife 4 proportionale Spannung, welche zusätzlich das Entstörfilter 6 passiert hat Wegen der großen Verstärkung der nicht gegengekoppelten Operationsverstärker 9 und 10 werden die Eingangssignale in Rechteckspannungen umgewandelt. Die Ausgänge der Operationsverstärker 9 und 10 bilden über ihre Open-Collector-Ausgänge und den Widerstand R 31 eine ODER-Schaltung, welche das logische L- Potential einnimmt, wenn am invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 9 eine positive Spannung (entsprechend .. im //-Potential) oder am n^;cht invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 10 eine gegenüber dem Bezugspotential Ub/2 negative Spannung anliegt. An den zusaminengefaßtsn Ausgängen der Operationsverstärker 9 und 10 erscheint damit das //-Potential nur für den Zeitraum, um den die positive Flanke des Signals am Eingang des Operationsverstärkers 10 demjenigen am Eingang des Operationsverstärkers 9 voreilt. Die Voreilung der Spannung an Ädern durch die Schleifenanordnung gebildeten,[iomple-

fipxen Widerstand ändert sich in Bezug auf äie Phasenlage der am Widerstand abfallenden Spannung in Abhängig-

₆₅dkeit von der Induktivität der Meßschleife 4. Dabei nimmt die Induktivität — und damit die Voreilung des Signals am Operationsverstärker 10 — ab, wenn ein Kraftfahrzeug in den Bereich der Schleife gelangt. Die

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große Empfindlichkeit der so gebildeten Phasendetek- torkopplung benötigt. Der verwendete Schwingkreis torschaltung im Hinblick auf Induktivitätsänderungen findet in identischer Bemessung und realisiert durch der Meßschleife läßt sich wegen der durch die Bauelemente des selben Typs auch für -eine Filtererfindungsgemäße Anordnung ermöglichten Störungs- schaltung Verwendung, wie es aus Fig.3 ersichtlich herabsetzung besonders gut ausnutzen. 5 ist. Das Ausgangssignal des Oszillators steht an zwei

Das mittels der aus einem Widerstand R 32 und einem Ausgängen A 11 und A 12 zur Verfugung, wobei die am

Kondensator C31 bestehenden Integrationsstufe ge- Ausgang A 11 anliegende Signalspannung zur Speisung

glättete Ausgangssignal, dessen Gleichspannungspegel der Schleife einen heraufgesetzten Pegel aufweist,

proportional der Phasendifferenz zwischen den Ein- Der in F i g. 3 dargestellte Filterteil 2 enthält den mit

gangssignalen der Operationsverstärker 9 und 10 ist, io dem Eingang A 21 verbundenen Übertrager 7, dessen

gelangt an den nicht invertierenden Eingang des Primärwicklung zur Anpassung an unterschiedliche

Operationsverstärkers 11, wobei dessen Verstärkungs- Einsatzbedingungen mit einer Anzahl von Anzapfungen

faktor durch Widerstände R 33 und R 34 und die versehen ist, an welche die Meßschleife 4 anschließbar

Ruhespannung durch weitere Widerstände Λ 35 und ist. Der Sekundärwicklung des Übertragers 7 ist eine

R 36 festgelegt ist. Ein Kondensator C32 unterstützt die 15 Glimmlampe 12 als Überspannungsschutz parallelge-

integrierende Wirkung der Schaltung R32/C3i. Der schaltet. Der Widerstand 8 in Fig. 1 wird durch eine

Kondensator C31 und der Widerstand R36 sind mit abgleichbare Widerstandskombination, bestehend aus

dem Anschluß 0 verbunden, der an die negative den Widerständen R21 bis R23, gebildet. (Der

Versorgungsspannung für die Operationsverstärker Paraiieiwiderstand κ 23 ist gestrichelt dargestellt und

angeschlossen ist. 20 kann gegebenenfalls weggelassen werden.) Die eigentli-

Im Gegensatz zu phasenabhängigen Gleichrichter- ehe Filterschaltung besteht aus einer Trennstufe, schaltungen sind bei der dargestellten Phasenver- enthaltend einen Transistor Γ2 in Emitterschaltung, gleichsanordnung keine gleichrichtenden Bauelemente Das Eingangssignal gelangt über einen Koppelkondenwie Dioden erforderlich, welche auch in Durchlaßrich- sator C21 an die Basis des Transistors, dessen tung stets einen gewissen Spannungsabfall aufweisen 25 Arbeitspunkt über den Spannungsteiler, bestehend aus und damit die Empfindlichkeit der Anordnung herabset- den Widerständen R 24 und R 25 eingestellt ist. Dieser zen würden. Durch die Verwendung von Operationsver- Arbeitspunkt ist zusätzlich durch einen Emitterwiderstärkern mit hoher Leerlaufverstärkung wird der stand R JS stabilisiert. Im Kollektorkreis des Transistors Null-Durchgang der zu vergleichenden Phasenlagen befindet sich ein Schwingkreis bestehend aus der sehr exakt erfaßt und führt zu steilen Anstiegsflanken 30 Induktivität L 2, Kondensatoren C22 bis C24 und beim Ausgangssignal, so daß die Phasenlage genau einem parallelgeschalteten Widerstand R 27, wobei der definiert ist und bereits kleine Änderungen der Aufbau und die Beschattung des Schwingkreises als Schleifeninduktivität ein verwertbares Ausgangssignal Parallelresonanzkreis genau derjenigen des die Frehervorrufen. quenz des Oszillators bestimmenden Schwingkreises in

Durch die hohe Empfindlichkeit der Anordnung 35 F i g. 2 entspricht. Die einzelnen Bauelemente sind

wurden aber bereits geringfügige Verformungen der jeweils so bemessen, daß ihre Werte mit denjenigen der

Signaiwechseispannung zu meßbaren Fehlern bsi der entsprechenden Bauelemente der QsziHatorschaltung

Auswertung der relativen Phasenlage führen. Deshalb übereinstimmen. So wurde die durch die Kondensatoren

ist in die Eingangsleitung des von Störungen hauptsäch- C22, C23 und C24 gebildete Gesamtkapazität

Hch betroffenen Operationsverstärkers 9 das Entstörfil- 40 ebenfalls durch getrennte Kondensatoren realisiert,

ter 6 eingefügt (Der nichtinvertierende Eingang des obwohl eine kapazitive Teilerschaltung wegen der

Operationsverstärkers 10 ist direkt mit dem Ausgang fehlenden Rückführung nicht mehr erforderlich ist. Die

A 12 — Koppelkondensator C15 — des Oszillators 5 frequenzbestimmenden Bauelemente sind in überein-

verbunden und daher gegen Störungen weitgehend stimmender Technologie ausgeführt und entstammen

unempfindlich.) Vor iiner eingehenderen Darstellung 45 der selben Serie. Der Transistor 7*2 ist über einen

der Filterschaltung soll jedoch auf die in Fig.2 Koppelkondensator C24 mit einem Ausgang A 22

wiedergegebene Schaltung des Oszillators 5 eingegan- verbunden.

gen werden. Es wird ein Colpitts-Oszillator mit einem Bei der Filterschaltung wird ein gewisser Mehrauf-

Tranistor T1 in Basisschaltung verwendet, der aufgrund wand an Bauelementen in Kauf genommen, da die

seines einfachen Aufbaus und günstigen Temperatur- 50 hierbei entstehenden zusätzlichen Kosten weitaus

Verhaltens eine Reihe von Vorteilen für die hier in geringer sind als diejenigen, welche aufzubringen

Betracht kommende Verwendung aufweist. In den aus wären, um andere geeignete Maßnahmen zu ergreifen,

den Widerständen R12 und R14 gebildeten Basisspan- die die Eigenschaften der Filterschaltung an diejenigen

nungsteiler ist eine Diode Di zur zusätzlichen der Oszillatorschaltung anpassen.

Temperaturstabilisierung eingefügt. Weiterhin ist ein 55 Das Temperaturverhalten der Filterschaltung ist

Emitterwiderstand R13 vorgesehen. Die frequenzbe- damit, soweit es durch den frequenzbestimmenden

stimmende Schaltung besteht aus der angezapften Schwingkreis beeinflußt ist, in engen Grenzen an

Induktivität Li und der aus den Kondensatoren C12, dasjenige der Oszillatorschaltung angepaßt. Durch die

C13 und C14 gebildeten kapazitiven Spannungsteiler- Trennstufe mit dem Transistor 7"2 ist die Filterschaltung

schaltung, der ein Widerstand R15 parallelgeschaltet «> auch in Bezug auf die Impedanzverhältnisse der

ist Die Kondensatoren C12 und C13 sind in ihrem Osziliatorschaltung angeglichen, wobei praktisch ledig-

Temperaturverhalten so ausgewählt, daß sich im Hch die Rückkopplung entfallen muß, um von der

Hinblick auf die übrige Schaltung eine optimale Oszillator-zur Filterschaltung zu gelangen.

Temperaturstabilität ergibt Dadurch, daß der Schwing- Durch die Verwendung des Entstörfilters 6 ist es

kreis direkt mit Massepotentia! verbunden ist, sind die 55 möglich, die hohe Empfindlichkeit der verwendeten

entstehenden störenden Streukapazitäten minimal. Detektoranordnung auszunutzen, ohne daß etwa

Der ausgewählte Oszillatortyp weist außerdem den auftretende Störungen die sichere Funktion der

Vorteil auf, daß er zur Rückkopplung keine Transforma- Schaltung beeinflussen können. Wenn in der nachfol-

genden (nicht dargestellten) Auswertungsschaltung für das am Ausgang A3 (Fig. 1) erscheinende Ausgangssignal ein Differenzierglied mit großer Zeitkonstante Verwendung findet, so fallen Änderungen in der relativen Phasenlage der Eingangssignale der Operationsverstärker 9 und 10, welche durch einen möglicherweise vorhandenen temperaturabhängigen Phasengang des RStstörfilters 6 hervorgerufen werden, nicht ins Gewicht, da diese Änderungen stets erst nach einem ,längeren Zeitraum wirksam werden. Ein Differenzierglied, das diese Anforderungen erfüllt, kann aus einer bekannten WiderstandS'/Kondensator-Kombination bestehen, dessen Dimensionierung auf die gewünschte Zeitkonstante und die angeschlossenen Bauelemente ausgerichtet ist.

Der in Fig.4 dargestellte Oszillator ist hinsichtlich seines grundsätzlichen Aufbaus sowie der Anordnung und der Auswahl der frequenzbestimmenden Bauelemente auf die in Fig.5 dargestellte Filterschaltung abgestimmt. Die im dargestellten Ausführungsbeispiel verwendete Filterschaltung weist mehrere Rückführungen auf und ist für die vorgesehene Anwendung deshalb besonders brauchbar, weil sich auch bei von der ursprünglichen Dimensionierung abweichenden Daten der passiven Bauelemente infolge von Alterung oder Temperatureinflüssen keine selbständigen Schwingungen im Bereich der Resonanzfrequenz ausbilden. Die Bemessungsregeln für ein derartiges »selektives Filter mit Mehrfachgegenkopplung« finden sich beispielsweise in Tietze/Schenk »Halbleiterschaltungstechnik«, 2. Aufl., S. 275 bis 277.

Bei der in Fig.4 dargestellten Oszillatorschaltung bilden der Operationsverstärker 14, die Kondensatoren C41 und C42 sowie die Widerstände R 43 bis R 46 ein derartiges Filter. Der Feinabgleich der Resonanzfrequenz wird über den veränderlichen Widerstand R 45 vorgenommen. Der Eingang des Filters ist mit dem Ausgang eines weiteren Operationsverstärkers 13 verbunden, der einen Verstärker für das Ausgangssignal der Filterschaltung mit einem Verstärkungsfaktor bildet, der durch das Verhältnis der beiden Widerstände /?41 und R 42 bestimmt wird. Da dem Eingang des Filters sein Ausgangssignal mit einer Phasendrehung von 180° wieder zugeführt wird, ist die Gesamtanordnung selbstschwingend. Die äußeren Anschlüsse der in F i g. 4 dargestellten Oszillatorschaltung entsprechen denjenigen des Oszillatorteils 1 in F i g. 1.

Die in F i g. 5 dargestellte h'ilterschaltung weist neben einem Operationsverstärker 14 einen Koppeikondensator C51, Kondensatoren C52 und C53 sowie Widerstände R 51 bis R 55 auf. Über den veränderlichen Widerstand R 54 kann ein Feinabgleich der Durchlaßfrequenz im Hinblick auf die Oszillatorfrequenz vorgenommen werden. Der Übertrager 7 und die Glimmlampe 12 entsprechen in ihrer Funktion den gleichartigen in F i g- 3 dargestellten Bauelementen. Auf die Dimensionierung der frequenzbestimmenden Bauelemente der Filterschaltung wurde bereits weiter oben eingegangen. Die äußeren Anschlüsse der Schaltung entsprechen denjenigen des Filterteils 2 in F i g. 1.

Die Auswahl und Dimensionierung der einander entsprechenden frequenzbestimmenden Bauelemente der in den in F ig. 4 und 5 wiedergegebenen Schaltungen erfolgt in der Weise, wie es zuvor dargestellt wurde. Die Zusammenschaltung kann gemäß F i g. 1 vorgenommen v/erden.

Es läßt sich eine Vielzahl solcher einander entsprechend aufgebauter Filter- bzw. Oszillatorschaltungen angeben. Bei der Auswahl von derartigen Schaltungen zur Verwendung in einem Induktionsschleifendetektor kommt es neben dem übereinstimmenden Aufbau darauf an, daß diese Schaltungen eine besonders große Grundstabilität bezüglich ihres Frequenzverhaltens aufweisen, wie es für die zuvor beschriebenen im Zusammenhang mit der vorgesehenen Anv/endung herausgefunden wurde.

Hierzu 4 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Induktionsschleifendetektor für Verkehrszähleinrichtungen mit einer Schaltung zur Ermittlung und Auswertung der Änderung der Phasendifferenz zwischen einer an die Schleife angelegten Oszillatorspannung und einer durch die Schleifeninduktivität in ihrer Phasenlage beeinflußten Spannung, die über eine die Meßfrequenz selektierende Filterschaltung geleitet wird, wobei die Resonanzkreise von Oszillator- und Filterschaltung übereinstimmende Induktivitäts- bzw. Kapazitätswerte aufweisen, dadurch gekennzeichnet, daß die ein verstärkendes Element enthaltende Oszillatorschaltung (5) und die Filterschaltung (Entstörfilter 6) auch bezüglich der Hinzufügung eines verstärkenden Elements (Transistor T2) gleichartig aufgebaut sind.

2. Induktionsschleifendetektor nach Anspruch I₁ dadurch gekennzeichnet, daß einander entsprechende frequenzbesiimmende Bauelemente in übereinstimmender Technologie hergestellt sind.

3. Induktionsschleifendetektor nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß ein Oszillator (5) in Colpitts-Schaltung Verwendung findet

4. Induktionsschleifendetektor nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß in die Rückführung ein zusätzliches aktives Element (Operationsverstärker 12) zur Phasendrehung eingesd \ltet ist

5. Induktionsschleifendetektor nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Oszillatorspamiung und die durch die Schleifeninduktivität in ihrer Phasenlage beeinflußte Spannung jeweils den Eingängen von Verstärkerschaltungen (Operationsverstärker 9 und 10) zugeführt werden, deren Ausgangssignale nach einer Inklusiv-Oder-Funktion verknüpft sind.

6. Induktionsschleifendetektor nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die weitere Auswertung des Ausgangssignals über eine nachgeschaltete Differenzierschaltung mit großer Zeitkonstante erfolgt.

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