DE4328097A1

DE4328097A1 - Vorrichtung zum Messen der Impedanz von Sensoren mit doppelt rückgekoppelter Phasenregelschleife

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Publication number: DE4328097A1
Application number: DE19934328097
Authority: DE
Inventors: Wolf-Juergen Prof Dipl Becker; Thomas Dipl Ing Wendt
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 1993-08-20
Filing date: 1993-08-20
Publication date: 1995-02-23

Description

Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung zum Messen der Impedanz eines passiven elektrischen Bauelementes, dessen Impedanz von einer nichtelektrischen Meßgröße abhängig ist, mit Hilfe eines Oszillators bestehend aus einer doppeltrückgekoppelten Phasenregelschleife und einen nach dieser Vorrichtung aufgebauten Sensor.

Ein von einer nichtelektrischen Meßgröße abhängiges, elektrisches, passives Bauelement - im folgenden als Meßfühler oder Sensor bezeichnet - wird in der Betriebsmeßtechnik, Prozeßanalytik und Sensorik in vielfältiger Weise eingesetzt, beispielsweise als Deh nungsmeßstreifen, als induktiver Näherungssensor oder als kapazitiver Abstandssensor. Die nichtelektrische Meßgröße verändert hauptsächlich nur eine Komponente der komplexen Impedanz, entweder den Wirkwiderstand oder die Induktivität oder die Kapazität. Stets ist jedoch der Meßfühler verlustbehaftet, beispielsweise ein ohmscher Sensor hat induktive oder kapazitive Verluste oder ein kapazitiver oder induktiver Sensor hat ohmsche Verluste. Erschwerend kommt hinzu, daß auch die elektrischen Verluste (ohmsch, induktiv oder kapazitiv) von der nichtelektrischen Meßgröße ab hängig sein können.

Die elektrischen Meßschaltungen sollen möglichst nur den Anteil der Impedanz oder eine aus der Impedanz abgeleitete Größe erfassen, der von der nichtelektrischen Meßgröße abhängig ist. Eine Meßschaltung zur Auswertung der Änderung der kom plexen Impedanz oder einer abgeleiteten Größe ist in ihrem Verhalten von den Eigen schaften des Meßfühlers abhängig. Die Güte Q bzw. der Verlustfaktor d und das Temperaturverhalten des Meßfühlers bestimmen bei ausreichend großer Meßempfind lichkeit die Eigenschaften der Messung. Mit anderen Worten, die Meßeigenschaften werden ganz wesentlich durch die Verluste des Meßfühlers bestimmt. Durch geeignete Wahl der Meßschaltung wird versucht, nur den meßgrößenabhängigen Teil der kom plexen Impedanz oder einer daraus abgeleiteten Größe zu messen, beispielsweise den Wirkwiderstand oder die Induktivität oder die Kapazität oder die Güte bzw. den Verlustfaktor. Es sind zahlreiche Meßschaltungen zur Lösung dieses Problems bekannt, aber nur wenige Schaltungen haben sich in der Praxis als brauchbar bewährt. Meistens sind die Auswerteschaltungen zur Verbesserung der Meßeigenschaften direkt an den Meßfühler angepaßt.

Die wichtigsten Meßfühler bzw. Sensoren zum Erfassen nichtelektrischer Meßgrößen in der Prozeßsteuerung und Anlagenüberwanderung sind bei den berührungsbehafteten Sensoren die ohmschen Sensoren Dehnungsmeßstreifen und Thermowiderstände, und bei den berührungslosen Sensoren die induktiven und kapazitiven Abstands- bzw. Näherungssensoren oder Näherungsschalter und Näherungsinitiatoren.

Die elektrische Impedanz eines passiven elektrischen Bauelements wird durch Messen des Spannungsabfalls U an diesem Bauelement bestimmt, wenn durch das Bauelement ein elektrischer Strom I fließt, wobei dieser Strom I zusätzlich gemessen werden muß. Diese aufwendige Messung von zwei Meßgrößen, beispielsweise Strom I und Spannung U, kann in der Praxis bei Verwendung einer bekannten Referenzimpedanz, beispiels weise ein Referenzwiderstand R_Ref mit einer Stromteilerschaltung auf eine Messung des Stroms durch die zu messende Impedanz oder mit einer Spannungsteilerschaltung auf die Messung des Spannungsabfalls an dieser zu messenden Impedanz zurückgeführt werden. Häufig werden in der Betriebsmeßtechnik zur Fernmessung 4-Leiter-Schaltun gen mit einem eingeprägten Strom verwendet, weil hierbei die Zuleitungswiderstände nicht in die Messung eingehen. Wegen ihrer hohen Meßempfindlichkeit kommen Abgleich- und Ausschlag- Impedanzmeßbrücken in zahlreichen Variationen sehr häufig zum Einsatz. Alle die oben aufgeführten Impedanz-Meßverfahren erfassen den Meßwert analog. Die weitere Meßwertverarbeitung muß entweder direkt analog erfolgen oder der Meßwert muß bei einer weiteren digitalen Verarbeitung erst mit einem Analog/Digital- Umsetzer umgeformt werden. Der schaltungstechnische Aufwand ist groß, wobei eine erforderliche hohe Meßgenauigkeit den Aufwand noch wesentlich vergrößert. Wesentlich einfacher ist die Messung einer Frequenz, d. h., mit einfachen elektrischen Mitteln - beispielsweise einem digitalen Zähler - ist die Messung einer Frequenz mit hoher Auflösung und Genauigkeit möglich. Hierzu werden sehr häufig frequenzanaloge Sensoren mit einem Oszillator verwendet. Hierbei enthält der Oszillator den Meßfühler als frequenzbestimmendes Bauelement. Ein Oszillator mit einem L-C-Schwingkreis ist mit einfachen Mitteln aufzubauen, jedoch ist die Frequenz nur umgekehrt proportional der Quadratwurzel aus der Induktivität L oder der Kapazität C,

so daß kleine Änderungen des zu messenden Bauelements bzw. des Meßfühlers sehr kleine Frequenzänderungen bedeuten, die nur mit größerem elektrischen Aufwand mit der erforderlichen Genauigkeit meßbar sind.

Anders sieht es bei solchen Oszillatoren aus, die einen R-C- oder R-L-Phasenschieber als frequenzbestimmendes Glied enthalten. Da bei diesen R-C- oder R-L-Oszillatoren die Frequenz umgekehrt proportional dem Widerstand R und der Kapazität C bzw. Induktivität L ist,

und damit,

sind diese Oszillatoren besonders gut für frequenzanaloge Sensoren geeignet. Oszillato ren mit R-C- bzw. R-L-Phasenschieber als Rückkopplung eines elektrischen Verstärkers benötigen mindestens zwei dieser Phasenschieber in Reihe, um eine ausreichende Phasendrehung zwischen Eingang und Ausgang des Verstärkers zu erreichen. Da im allgemeinen zwei identisch sich ändernde Phasenschieber notwendig sind, ist eine solche Anordnung in der Praxis für Meßfühler ungeeignet.

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine Oszillatorschaltung für eine frequenzanaloge Meßfühler-Schaltung anzugeben, bei der die Ausgangsfrequenz mög lichst direkt proportional der Impedanz des zu messenden Sensors ist und bei der möglichst nur ein einziges Sensor-Bauelement die zu messende Oszillator-Frequenz ändert, so daß nur die nichtelektrische Meßgröße die Oszillator-Frequenz ändert und die Querempfindlichkeit infolge störender Änderungen der Sensoreigenschaften gering ist.

Die Erfindung löst die Aufgabe in erster Linie gemäß Anspruch 1, wonach ein elek trischer Phasenschieber aus dem Sensor-Bauelement mit der Impedanz X aufgebaut wird, wonach dieser Phasenschieber in einer der beiden Rückkopplungsleitungen einer doppeltrückgekoppelten Phasenregelschleife (PLL - phase locked loop) liegt, wobei die Phasenregelschleife aus einem Phasendetektor PD, einem Regler RV und einem spannungsgesteuerten Oszillator VCO besteht, und wonach die Ausgangsfrequenz f und die Eingangsspannung des spannungsgesteuerten Oszillators VCO von der Impedanz X des Sensor-Bauelementes abhängig ist. Erfindungsgemäß regelt die Phasenregelschleife die Ausgangsfrequenz f des spannungsgesteuerten Oszillators VCO so, daß die Phasen der beiden rückgekoppelten Signale auf die beiden Eingänge des Phasendetektors eine konstante Phasendifferenz ϕ_D besitzen, die von dem Phasendetektor fest vorgegeben ist und vom Typ des Phasendetektors abhängt, nicht aber von der Amplitude der beiden rückgekoppelten Signale. Im allgemeinen ist es erforderlich, den Phasenschieber mit dem Sensor-Bauelement der Impedanz X mit einem weiteren passiven elektrischen Bauelement der Impedanz Z aufzubauen.

Mit der erfindungsgemäßen Vorrichtung werden die oben dargelegten Nachteile bei einer Auswertung von passiven Sensorbauelementen vermieden. Die Empfindlichkeit der Messung kann gegenüber den bekannten Schaltungen mindestens verdoppelt werden (siehe Gl. 2 u. Gl. 4); im allgemeinen wird die Empfindlichkeit um den Faktor 10 bis 100 größer sein. Ebenso wird die Auflösung verbessert. Eine Auflösung von 10^-5 ist mit einfachen elektronischen Mitteln erreichbar. Dies wird erklärbar, wenn man die erfindungsgemäße Vorrichtung als eine Analog-Frequenz-Umsetzung betrachtet, d. h., das analoge Signal wird in eine Frequenz umgesetzt, die mit einfachen digitalen Mitteln, beispielsweise einem Zähler, in eine digitale Größe überführt werden kann.

Eine solche erfindungsgemäße Vorrichtung ist besonders gut für "intelligente" bzw. Smart-Sensoren geeignet. Ein weiterer Vorteil der erfindungsmäßigen Vorrichtung ist die leistungslose Messung der Impedanz X des Sensor-Bauelements, da der Phasende tektor PD den Phasenschieber aus den Impedanzen X und Z nicht belastet.

Die Impedanz X des Sensor-Bauelementes kann entweder die verlustbehaftete Spule eines induktiven Sensors mit der Impedanz jωL oder der verlustbehaftete Kondensator eines kapazitiven Sensors mit der Impedanz 1/jωC oder der verlustbehaftete Widerstand eines ohmschen Sensors mit der Impedanz R sein. Als ohmscher Sensor ist jedes bekannte berührungsbehaftete oder berührungslose Sensor-Bauelement, wie beispiels weise ein bekannter Dehnungsmeßstreifen oder ein bekannter Thermowiderstand aus Metall (Pt 100, Ni 100) oder ein NTC- oder PTC-Widerstand geeignet.

Ausführungsbeispiele der Erfindung werden im folgenden anhand von Zeichnungen beschrieben.

Fig. 1 zeigt eine doppeltrückgekoppelte Phasenregelschleife mit dem Referenzphasenschieber in der Referenzrückführung.

Fig. 2 zeigt eine doppeltrückgekoppelte Phasenregelschleife mit dem Referenzphasenschieber in der Signalrückführung.

Fig. 3 zeigt zwei Ausführungsbeispiele für einen Meßphasenschieber.

Fig. 4 zeigt vier einfache Ausführungsbeispiele für einen Referenz- bzw. Meßphasenschieber: einen RC-Tiefpaß (a), einen RC-Hochpaß (b), einen RL-Tiefpaß (c) und einen RL-Hochpaß (d).

Fig. 5 zeigt ein Ausführungsbeispiel nach Fig. 1 mit einem Vorwahlzähler als digitalem Referenzphasenschieber.

Fig. 6 zeigt ein Ausführungsbeispiel nach Fig. 5 mit einem Monoflop in der Referenzrückführung.

Fig. 7 zeigt ein Ausführungsbeispiel nach Fig. 5 mit einem Tiefpaß in der Rückführungsleitung zum Meßphasenschieber.

Fig. 8 zeigt ein Ausführungsbeispiel nach Fig. 5 mit einer zweiten Phasenregel schleife in der Signalrückführung.

Fig. 9 zeigt ein Ausführungsbeispiel nach Fig. 1 mit einem digitalen Vorzähler mit digitalem Parallelbus-Ausgang und A/D-Umsetzer als Cosinus-Funk tionsgenerator.

Fig. 10 zeigt die prinzipielle Form des Ausgangssignals des A/D-Umsetzers als Cosinus-Funktionsgenerator nach Fig. 9.

Gemäß Fig. 1 besteht die Oszillator-Schaltung für eine Auswertung zum elektrischen Messen einer nichtelektrischen Meßgröße, wobei sich die Ausgangsfrequenz frequenz analog der Impedanz X eines Sensors bzw. Meßfühler-Bauelementes ändert, aus einer doppeltrückgekoppelten Phasenregelschleife - bestehend aus einem Phasendetektor (PD) 1, einem Regelverstärker (RV) 2 und einem spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 3 -, aus einem festeingestellten Referenzphasenschieber 4, der ein Referenzsi gnal in der Referenzsignalleitung 5 vom Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators 3 auf den einen Eingang des Phasendetektors 1 zurückführt, und aus einem Meßpha senschieber 6, der das Meßsignal in der Meßsignalleitung 7 vom Ausgang des span nungsgesteuerten Oszillators 3 auf den zweiten Eingang des Phasendetektors 1 zurück führt. Der Meßphasenschieber 6 enthält das Sensor- bzw. Meßfühlerbauelement mit der Impedanz X, wobei die Phasenverschiebung ϕ_M eine Funktion der Impedanz X ist. Die Frequenz f des spannungsgesteuerten Oszillators (VCO) 3 wird derart geregelt, daß sich unter allen Bedingungen im eingeschwungenen Zustand eine konstante Phasenlage ϕ_D zwischen den beiden Eingangssignalen des Phasendetektors 1 an den beiden Eingangs leitungen 5 und 7 einstellt. Die konstante Phasenlage ϕ_D wird durch den verwendeten Phasendetektor 1 festgelegt. Je nach verwendetem Typ des Phasendetektors 1 ist die erforderliche Phasenverschiebung ϕ_D der beiden Eingangssignale 5 und 7 zu wählen.
ϕ_D = ϕ_M-ϕ_R (5)

Bei Vertauschen der Eingänge gilt

ϕ_D → -ϕ_D (6)

da aber ϕ_D fest, folgt ϕ_R direkt.

Abhängig vom Meßphasenschieber 6 mit der Phasenverschiebung ϕ_M und vom Phasen detektor 1 mit der Detektion auf die Phase muß der Referenzphasenschieber 4 so eingestellt werden, daß die Bedingung für die Phasenbeziehung immer erfüllt wird.

ϕ_R = ϕ_M-ϕ_D (7)

Gemäß Fig. 2 liegt der Referenzphasenschieber 4 in Reihe mit dem Meßphasenschieber 6 in der Meßsignalleitung 7, die das Meßsignal vom Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators 3 auf den einen Eingang des Phasendetektors 1 zurückführt. Das Referenzsi gnal wird bei dieser Anordnung vom Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillator 3 direkt auf den zweiten Eingang des Phasendetektors 1 zurückgeführt. Diese Oszillator- Schaltung ist ebenfalls eine doppeltrückgekoppelte Phasenregelschleife. In diesem Fall nach Fig. 2 werden die Phasen von Referenzphasenschieber 4 und Meßphasenschieber 6 addiert. Die Frequenz f des spannungsgesteuerten Oszillators (VCO) 3 wird auch hier derart geregelt, daß sich unter allen Bedingungen im eingeschwungenen Zustand eine konstante Phasenlage ϕ_D zwischen den beiden Eingangssignalen des Phasendetektors 1 an den Eingangsleitungen 5 und 7 einstellt. In diesem Fall ist das Signal der Eingangs leitung 5 gleich dem Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators (VCO) 3, da der Ausgang von 3 direkt auf die Eingangsleitung 5 von 1 geführt ist. Die konstante Phasenlage ϕ_D wird durch den verwendeten Phasendetektor 1 festgelegt. Je nach verwendetem Typ des Phasendetektors 1, beträgt die erforderliche Phasenverschiebung der beiden Eingangssignale 5 und 7

ϕ_D = ϕ_M + ϕ_R (8)

so daß der Referenzphasenschieber 4 auf eine Phasenverschiebung

ϕ_R = ϕ_D-ϕ_M (9)

eingestellt werden muß, damit die Bedingungen für die Phasenbeziehung immer erfüllt wird. Weiterhin können Referenzphasenschieber 4 und Meßphasenschieber 6 in der Reihenfolge ohne Wirkungsänderung vertauscht werden. In einer weiteren Ausgestal tung können der Meßphasenschieber 6 und der Referenzphasenschieber 4 in einem Meßphasenschieber zusammengefaßt werden.

Im einfachsten Fall wird der Meßphasenschieber 6 mit dem Sensor-Bauelement der Impedanz X mit einem weiteren passiven elektrischen Bauelement der Impedanz Z aufgebaut. Gemäß Fig. 3 sind hierzu zwei einfache Anordnungen möglich.

Nach Fig. 3a wird ein Spannungsteiler aus den beiden Bauelementen aufgebaut, wobei die Eingangsspannung U₁ an der Reihenschaltung von X und Z und die Ausgangs spannung U₂ an der Impedanz Z abfällt. Die Abschwächung beträgt

Daraus ergibt sich die Phasenverschiebung zwischen U₁ und U₂ zu

Nach Fig. 3b wird ein Spannungsteiler aus den beiden Bauelementen so aufgebaut, daß die Eingangsspannung U₁ an der Reihenschaltung von Z und X und die Ausgangsspannung U₂ an der Impedanz X abfällt. Die Abschwächung beträgt

Daraus ergibt sich die Phasenverschiebung zwischen U₁ und U₂ zu

Fig. 4 zeigt das Ausführungsbeispiel für zwei einfache Referenzphasenschieber 4 bzw. Meßphasenschieber 6. Nach Fig. 4a ist der Phasenschieber ein an sich bekannter RC- Tiefpaß. Die Abschwächung beträgt

Daraus ergibt sich die Phasenverschiebung zwischen U₁ und U₂ zu

tan ϕ = -ωCR (15)

d. h. ϕ = -ωCR für kleine ϕ.

Nach Fig. 4b ist der Phasenschieber ein an sich bekannter RC-Hochpaß. Die Abschwä chung beträgt

Daraus ergibt sich die Phasenverschiebung zwischen U₁ und U₂ zu

d. h. ϕ = -ωCR für kleine ϕ.

Nach Fig. 4c ist der Phasenschieber ein an sich bekannter LR-Tiefpaß. Die Phasen verschiebung zwischen U₁ und U₂ beträgt

Nach Fig. 4d ist der Phasenschieber ein an sich bekannter LR-Hochpaß. Die Phasen verschiebung zwischen U₁ und U₂ beträgt

Bei Verwendung eines Reglers 2 mit integralem Verhalten kann mit den Gleichungen 15, 17, 18 und 19 die Ausgangsfrequenz f des spannungsgesteuerten Oszillators 3 bestimmt werden. Aus den Gleichungen 5, 6 und 8 folgt

ϕ_M = ϕ_D + ϕ_R (20)

wenn zur Vereinfachung der Rechnung zunächst die Vorzeichen unberücksichtigt bleiben. Die Vorzeichen können beispielsweise auch durch die Substitution nach Gleichung 6 wieder eingeführt werden. Es folgt dann

tan ϕ_M= tan (ϕ_D + ϕ_R) (21)

und mit dem bekannten Additionstheorem

Bei festen Werten der Phase des Phasendetektors 1 kann weiter vereinfacht werden:

a) ϕ_D = 0°, 180° usw. ergibt tan ϕ_D = 0, d. h. tan ϕ_M = tan ϕ_R (23)
b) ϕ_D = -90°, + 90° usw. ergibt

Je nach Aufbau des Referenzphasenschiebers 4 und des Meßphasenschiebers 6 kann aus den Gleichungen 23 und 24 die Frequenz f des spannungsgesteuerten Oszillators 3 bei eingerasteter Phasenregelschleife bestimmt werden, wie es in den folgenden Aus führungsbeispielen näher erläutert wird.

Es ist nun notwendig, je nach Art des verwendeten Sensors mit der Impedanz X und je nach verwendetem Meßphasenschieber 6 nach Fig. 4a bis 4d, den passenden Refer enzphasenschieber 4 nach Fig. 4a bis 4d auszuwählen, so daß die Phasenbedingungen der Gleichungen 5, 7, 8 und 9 für die verwendeten Anordnungen nach Fig. 1 oder 2 eingehalten werden.

Bei Einsatz eines induktiven Sensors mit der verlustbehafteten Impedanz X = R_V + jωL_M als Sensor-Bauelement X in der Anordnung eines Meßphasenschiebers 6 nach Fig. 3b ergibt sich als Meßphasenschieber 6 ein LR-Hochpaß nach Fig. 4d mit den Bauelementen L_M, R_V und R_M. Beispielsweise bei Verwendung einer Meßschaltung nach Fig. 2 mit einem Phasendetektor 1 von ϕ_D = 90° kann als Referenzphasenschie ber 4 ein LR-Hochpaß nach Fig. 4d oder vorzugsweise ein RC-Hochpaß nach Fig. 4b mit den Bauelementen C_R und R_R eingesetzt werden. Für die Ausgangsfrequenz f des spannungsgesteuerten Oszillator 3 ergibt sich aus den Gleichungen 17, 19 und 24

wenn die Phasen ϕ_D und ϕ_R vorzeichenrichtig eingesetzt werden. Daraus folgt die Ausgangsfrequenz f zu

Bei Verwendung einer Meßschaltung nach Fig. 2 mit einem Phasendetektor 1 von ϕ_D = 0° eignet sich als Referenzphasenschieber 4 ein LR-Tiefpaß nach Fig. 4c oder vorzugsweise ein RC-Tiefpaß nach Fig. 4a mit den Bauelementen C_R und R_R. Die Ausgangsfrequenz f des spannungsgesteuerten Oszillators 3 ergibt sich analog aus Gleichung 25.

Bei Verwendung eines induktiven Sensors mit einer verlustbehafteten Impedanz X = R_V + jωL_M als Sensor-Bauelement X in der Anordnung eines Meßphasenschiebers 6 nach Fig. 3a ergibt sich als Meßphasenschieber 6 ein LR-Tiefpaß nach Fig. 4c mit den Bauelementen L_M, R_V und R_M. Beispielsweise bei Verwendung einer Meßschaltung nach Fig. 2 mit einem Phasendetektor 1 von ϕ_D = 90° kann als Referenzphasenschie ber 4 ein LR-Tiefpaß nach Fig. 4c oder vorzugsweise ein RC-Tiefpaß nach Fig. 4a mit den Bauelementen C_R und R_R eingesetzt werden. Die Ausgangsfrequenz f des span nungsgesteuerten Oszillators 3 ergibt sich wieder aus Gleichung 25. Die weiteren, möglichen Kombinationen der Meßschaltungen nach Fig. 1 und 2 mit den möglichen Phasendetektoren-Typen und den Referenzphasenschiebern nach Fig. 4 sind entspre chend den obigen Beispielen unter Beachtung der entsprechenden Phasenbeziehungen auszuwählen.

Bei Einsatz eines kapazitiven Sensors mit der verlustbehafteten Impedanz X = 1/(1/R_V + jωC_M) als Sensor-Bauelement in der Anordnung eines Meßphasenschiebers 6 nach Fig. 3b ergibt sich als Meßphasenschieber 6 ein RC-Tiefpaß nach Fig. 4a mit den Bauelementen C_M, R_V und R_M. Beispielsweise bei Verwendung einer Meßschaltung nach Fig. 2 mit einem Phasendetektor 1 von ϕ_D = 90° kann als Referenzphasenschie ber 4 ein RC-Tiefpaß nach Fig. 4a mit den Bauelementen C_R und R_R oder eventuell ein LR-Tiefpaß nach Fig. 4c eingesetzt werden. Bei Verwendung einer Meßschaltung nach Fig. 2 mit einem Phasendetektor 1 von ϕ_D = 0° eignet sich als Referenzphasen schieber 4 ein RC-Hochpaß nach Fig. 4b mit den Bauelementen C_R und R_R oder eventuell ein RL-Hochpaß nach Fig. 4d. Bei beiden Beispielen ergibt sich die Aus gangsfrequenz f des spannungsgesteuerten Oszillators 3 durch gleiche Rechnung wie bei Gleichung 25 zu:

Beim Einsatz eines kapazitiven Sensors in der Anordnung eines Meßphasenschiebers 6 nach Fig. 3a ergibt sich als Meßphasenschieber 6 ein RC-Hochpaß nach Fig. 4b. Beispielsweise bei Verwendung einer Meßschaltung nach Fig. 2 mit einem Phasendetek tor 1 von ϕ_D = 90° kann als Referenzphasenschieber 4 ein RC-Hochpaß nach Fig. 4b oder eventuell ein LR-Hochpaß nach Fig. 4d eingesetzt werden. Die weiteren, mögli chen Kombinationen der Meßschaltungen nach Fig. 1 und 2 mit den möglichen Phasen detektor-Typen und den Referenzphasenschiebern nach Fig. 4 sind entsprechend den obigen Beispielen unter Beachtung der entsprechenden Phasenbeziehungen auszu wählen.

Beim Einsatz eines ohmschen Sensors mit der verlustbehafteten Impedanz X = R_M + j(ωL_V-1/ωC_V) als Sensor-Bauelement in der Anordnung eines Meßphasenschiebers 6 nach Fig. 3a bzw. 3b ergibt sich als Meßphasenschieber 6 vorzugsweise ein RC- Tiefpaß nach Fig. 4a bzw. ein RC-Hochpaß nach Fig. 4b. Beispielsweise bei Ver wendung einer Meßschaltung nach Fig. 2 mit einem Phasendetektor 1 von ϕ_D = 90° kann als Referenzphasenschieber 4 ein RC-Tiefpaß nach Fig. 4a bzw. ein RC-Hochpaß nach Fig. 4b eingesetzt werden. Die weiteren möglichen Kombinationen ergeben sich entsprechend den obigen Beispielen.

Der Typ des eingesetzten Meßphasenschiebers kann auch durch die Abhängigkeit der Impedanz X von der zu messenden elektrischen oder nichtelektrischen Größe bestimmt sein, so daß eine Multiplikation oder eine Division der Meßgröße möglich ist. Es ist beispielsweise bekannt, daß sich bei einem induktiven Näherungssensor bei Annäherung eines magnetisch leitenden Ferrit-Materials die Induktivität L der Sensorspule umge kehrt proportional zum Abstand s des Ferrit-Materials ändert.

Verwendet man als Meßphasenschieber einen LR-Hochpaß nach Fig. 4d, so ergibt sich eine Phasenverschiebung nach Gleichung 19 von

tan ϕ ∼ s (28)

d. h. ϕ ∼ s für kleine ϕ, d. h., der Abstand s des Ferrit-Materials ist damit für kleine ϕ direkt proportional der Phasenschiebung ϕ.

Ein weiterer Vorteil der erfindungsgemäßen Vorrichtung ist die Kompensation von Störgrößen, beispielsweise des Temperatureinflusses, die auf das Sensor-Bauelement mit der Impedanz X einwirken, wenn dasselbe Sensor-Bauelement sowohl im Meßphasen schieber 6 als auch im Referenzphasenschieber 4 verwendet wird und beide Sensor- Bauelemente derselben Störgröße ausgesetzt sind. Bei einer Meßanordnung nach Fig. 1 oder 2 erhält man ein an sich bekanntes Differentialmeßverfahren für die Störgröße, wenn für den Meßphasenschieber 6 und für den Referenzphasenschieber 4 dieselben Schaltungen entsprechend den möglichen Anordnungen nach Fig. 4 verwendet werden. Beispielsweise kann eine Temperaturkompensation einer Meßschaltung mit einem induktiven Sensor-Bauelement im Meßphasenschieber 6 mit einem LR-Hochpaß nach Fig. 4d dadurch erreicht werden, wenn man ein zweites identisches Sensor-Bauelement in den Referenzphasenschieber 4 mit einem LR-Hochpaß nach Fig. 4d einbaut, wobei das zweite Sensor-Bauelement derselben Temperatur wie das erste Sensor-Bauelement, aber nicht der Meßgröße ausgesetzt wird. Eine Temperaturkompensation ist jedoch im allgemeinen auch dann möglich, wenn verschiedene Sensor-Bauelemente im Meßpha senschieber und Referenzphasenschieber verwendet werden, d. h., das Sensor-Bauele ment im Referenzphasenschieber muß dann nur für die Störgröße empfindlich sein. Im allgemeinen sind alle oben näher erläuterten Meßschaltungen nach Fig. 1 und 2 mit den verschiedenen Kombinationen von möglichem Meßphasenschieber und Referenz phasenschieber nach Fig. 4 auch für die Kompensation von Störgrößen geeignet. Die Auswahl der Meßschaltung richtet sich dabei nach dem verwendeten Sensor-Bauele ment des Referenzphasenschiebers für die zu kompensierende Störgröße.

In den Ausführungsbeispielen nach Fig. 1 und 2 kann als Ausgangsgröße entweder die Ausgangsfrequenz f oder die Eingangsspannung des spannungsgesteuerten Oszillators 3 oder eine von f bzw. u abgeleitete Größe dienen.

Die "analogen" Phasenschieber nach Fig. 4 besitzen den Nachteil, daß die Phasenver schiebung frequenzabhängig ist. Generell ist es möglich, statt eines "analogen" Phasen schiebers nach Fig. 3 oder Fig. 4 auch einen "digitalen" Phasenschieber zu verwenden, d. h. einen Phasenschieber, der nur aus an sich bekannten, digitalen Bauelementen aufgebaut ist und dessen Phasenschiebung ϕ_R konstant, d. h. unabhängig von der Fre quenz f ist.

Fig. 5 zeigt eine doppeltrückgekoppelte Phasenregelschleife mit digitalem Referenzpha senschieber, bei der der Referenzphasenschieber 4 nach Fig. 1 durch einen Vorwahlzäh ler 8 als digitalem Referenzphasenschieber und einem digitalen Teiler 9 zum Erzeugen eines Rücksetz-Impulses für den Vorwahlzähler 8 dient. In diesem Ausführungsbeispiel arbeitet der spannungsgesteuerte Oszillator 3 auf der N₀-fachen Oszillatorfrequenz N₀·f gegenüber der Grundausführung nach Fig. 1. Vorzugsweise ist das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators 3 ein Rechtecksignal. Der Teiler 9 teilt diese Fre quenz N₀·f mit dem Teilfaktor N₀ auf die Frequenz f herunter, die über den Meß phasenschieber 6 auf den einen Eingang 7 des Phasendetektors 1 zurückgeführt wird und dort mit dem Referenzeingangssignal am Eingang 5 verglichen wird.

Der Vorwahlzähler 8 zählt das Frequenzsignal N₀·f. Das Rücksetzen des Vorwahlzäh lers 8 erfolgt mit dem Rücksetzsignal über den Eingang R mit der Frequenz f, so daß der Zähler maximal bis N₀ zählen kann. Dann zählt der Zähler 8 wieder vom Aus gangszustand. Ist die Vorwahlzahl des Vorwahlzählers 8 kleiner als N₀ gewählt worden (N_x < N₀), dann hält der Zähler 8 schon bei Erreichen der Vorwahlzahl N_x an und gibt ein Signal auf den Referenzeingang 5 des Phasendetektors 1. Der Vorwahlzäh ler 8 nach Fig. 5 kann auch als digitales Schieberegister ausgeführt sein.

In einem Ausführungsbeispiel nach Fig. 5 mit dem Vorwahlzähler 8 wird bei einem Signal auf den Referenzeingang 5 mit einem Tastverhältnis ungleich 1 : 1 ein Phasende tektor 1 verwendet, der nur eine Signalflanke detektiert. Solche Phasendetektoren besitzen üblicherweise eine konstante Phasenlage von ϕ_D = 0°. Bei einem Signal auf den Referenzeingang 5 mit einem Tastverhältnis von 1 : 1 besteht keine Einschränkung für den Phasendetektor 1.

Fig. 6 zeigt ein Ausführungsbeispiel nach Fig. 5, bei dem ein zusätzliches digitales Monoflop 10 in der Signalleitung 5 vom Ausgang des Vorwahlzählers 8 bzw. Schiebere gisters 8 zum Phasendetektor 1 angeordnet ist. Mit diesem Monoflop 10 kann das Referenzsignal um eine feste Zeit verzögert werden, die vom Monoflop fest vorgegeben ist.

Das Rücksetzen des Vorwahl-Zählers 8 nach Fig. 5 oder 6 erfolgt wie oben beschrieben nach N₀ Eingangsimpulsen und danach zählt der Zähler 8 wieder vom ursprünglichen Ausgangszustand. Der Vorwahl-Zähler 8 erzeugt also ein Referenzsignal, das ebenfalls die Frequenz f besitzt, jedoch ist dieses Referenzsignal um das Verhältnis N_x/N₀ zeitlich verschoben bzw. die Phasenverschiebung beträgt

Die Anzahl der maximalen Zählstellen richtet sich nach der verlangten Auflösung bzw. nach der maximal vorgewählten Zahl N₀. Bei N₀ = 360 wird beispielsweise ein Dual- Zähler mit 9 Bit benötigt. Der Vorwahlzähler 8 kann durch ein Schieberegister ersetzt werden, so daß die Vorwahlzahl N_x durch die Anzahl der Stufen des Schieberegisters bestimmt ist.

Selbstverständlich ist es auch möglich, entsprechend Fig. 2 den Vorwahlzähler 8 als Referenzphasenschieber 4 in Reihe mit dem Meßphasenschieber 6 anzuordnen. Der Vorteil eines digitalen Phasenschiebers besteht in der reinen, frequenzunabhängigen Phasenverschiebung des Signals. Der ohmsche Anteil der Impedanz X im Meßphasen schieber 6 kann praktisch vollständig vernachlässigt werden, da auf diese Weise im Phasenschieber R » X_C und R » X_L gewählt werden kann. Ein solcher Meßphasen schieber 6 ist besonders für den Einsatz bei Sensoren bzw. Meßfühlern geeignet, bei denen die Induktivität L bzw. die Kapazität C die elektrische Meßgröße darstellt.

Als Ausgangsgröße, die bei den erfindungsgemäßen Ausführungsbeispielen abhängig von der elektrischen und damit von der physikalischen Meßgröße ist, kann entweder die Frequenz f oder die N₀-fache Frequenz F = N₀·f oder die Eingangsspannung des spannungsgesteuerten Oszillators 3 oder eine von f, F bzw. u abgeleitete Größe dienen. Die Messung erfolgt mit hier nicht dargestellten, jedoch bekannten elektronischen Mitteln. Es ist mit einfachen elektronischen Mitteln eine Auflösung von besser als 10^-5 erreichbar.

Es gibt wie bei den vorher besprochenen analogen Referenzphasenschiebern je nach Art des Meßfühlers bzw. Sensors und Art des Phasendetektors eine Vielzahl von Kom binationsmöglichkeiten.

Beispielsweise bei Einsatz eines induktiven Sensors mit der verlustbehafteten Impedanz X = R_V + jωL_M als Sensor-Bauelement in der Anordnung eines Meßphasenschiebers 6 nach Fig. 3b ergibt sich als Meßphasenschieber 6 ein LR-Hochpaß nach Fig. 4d. Bei Verwendung einer Meßschaltung nach Fig. 5 mit einem Phasendetektor 1 von ϕ_D = 0° und einem Referenzphasenschieber mit einer konstanten Phasenverschiebung ϕ_R ergibt sich nach den Gleichungen 19 und 23

und damit die Ausgangsfrequenz f des digitalen Teilers 9 zu

Für die Referenzphasenverschiebung ϕ_R gilt also in diesem Beispiel 0° < ϕ_R < 90°, um eine positive Frequenz f zu erhalten.

Wählt man beispielsweise eine Referenzphasenverschiebung von ϕ_R= 45°, dann folgt für die Ausgangsfrequenz f des digitalen Teilers 9

Die weiteren möglichen Kombinationen von Sensoren bzw. Meßfühlern, den möglichen Meßschaltungen und den möglichen Phasendetektortypen sind entsprechend den obigen Beispielen unter Beachtung der entsprechenden Phasenbeziehungen auszuwählen.

In einer weiteren Ausgestaltung des erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiels ist das Rückführungssignal auf dem Meßphasenschieber 6 ein sinusförmiges Signal, so daß das Signal keine Oberwellen enthält und der Meßwertaufnehmer im Meßphasenschieber 6 nur mit einem monofrequenten Signal ohne Oberwellen angeregt wird. Bei den Aus führungsbeispielen nach Fig. 1 und Fig. 2 ist hierzu beispielsweise das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators 3 ein sinusförmiges Ausgangssignal.

Ist das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators 3 nach Fig. 1 und Fig. 2 ein rechteckförmiges Signal, so formt man zweckmäßigerweise dieses rechteckförmige Signal in ein sinusförmiges Signal um. Zu dieser Rechteck/Sinus-Signalumformung kann beispielsweise ein Tiefpaß-Filter verwendet werden, das die Oberwellen eines recht eckförmigen Signals in geeigneter Weise unterdrückt. In Fig. 1 wird beispielsweise das Tiefpaß-Filter - wie zeichnerisch nicht dargestellt - in die Signalleitung am Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators 3 eingefügt, so daß das Signal zum Meßphasenschie ber 6 und zum Referenzphasenschieber 4 ein sinusförmiges Signal ist.

In Fig. 2 kann das Tiefpaß-Filter beispielsweise ebenfalls unmittelbar in die Signallei tung am Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators 3 eingefügt werden, so daß auch hier das Signal zum Referenzphasenschieber 4 bzw. damit zum Meßphasenschieber 6 und das direkte Signal zum Phasendetektor 1 ein sinusförmiges Signal ist.

In einem weiteren Ausführungsbeispiel kann das Tiefpaß-Filter in Fig. 2 auch in die Signalleitung vom Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators 3 zum Referenzpha senschieber 4 bzw. Meßphasenschieber 6 unmittelbar vor die Phasenschieber 4 und 6 eingefügt werden, so daß das Signal für die Phasenschieber 4 und 6 ein sinusförmiges und das direkte Signal zum Phasendetektor 1 ein rechteckförmiges Signal ist.

In Fig. 7 ist die Erweiterung des Ausführungsbeispieles von Fig. 5 wiedergegeben, in dem das Tiefpaß-Filter 11 in der Signalleitung von Teiler 9 vor dem Meßphasenschie ber 6 angeordnet ist. Auch die Anordnung nach Fig. 6 kann entsprechend Fig. 5 um ein Tiefpaß-Filter erweitert werden. Auch hier dient das Tiefpaß-Filter 11 dazu, um ein rechteckförmiges Signal des spannungsgesteuerten Oszillators 3 in ein sinusförmiges Signal für die Ansteuerung des Meßphasenschiebers 6 umzuformen.

Das Tiefpaß-Filter kann in allen oben beschriebenen Ausführungsbeispielen mit einem üblichen analogen Tiefpaß realisiert werden, wie es in Fig. 4a und 4c wiedergegeben ist.

Eine weitere Ausführungsform eines erfindungsgemaßen Tiefpaß-Filters kann mit einer weiteren Phasenregelschleife, bestehend aus einem Phasendetektor 12, einem Regelver stärker 13 und einem spannungsgesteuerten Oszillator 14 mit sinusförmigem Ausgangs signal, realisiert werden. Fig. 8 gibt ein Ausführungsbeispiel entsprechend dem erfin dungsgemaßen Ausführungsbeispiel nach Fig. 7 wieder. Auch in allen anderen oben beschriebenen Ausführungsbeispielen kann das Tiefpaß-Filter eine zweite Phasenregel schleife sein.

Fig. 9 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel einer doppeltrückgekoppelten Phasenregel schleife, wobei das Frequenz-Ausgangssignal N₀·f des spannungsgesteuerten Oszillators 3 mit einem Vorwahl-Digitalzähler 17 mit dem maximalen Zählerstand N₀ gezählt wird. Das Ausgangssignal f des Digitalzählers 17 liegt hier nicht als serielles Frequenzsignal wie in den Ausführungsbeispielen nach den Fig. 1, 2, 5 bis 8 vor, sondern als Digitalsignal auf einem Parallelbus, wobei die Busbreite entsprechend dem maximalen Zählerstand N₀ hier ld(N₀) beträgt. Dieses digitale Bussignal f erzeugt nun über zwei Digital-Analog-Umsetzer 15 und 16 in bekannter Weise über die Phasenschieber 4 und 6 das jeweilige Eingangssignal für die Eingänge 5 und 7 des Phasendetektors 1. Die beiden Digital-Analog-Umsetzer 15 und 16 sind i.a. identisch, wobei das Signal nicht linear ansteigt, sondern im einfachsten Fall, wenn die Digital-Analog-Umsetzer aus digitalen Dekodern bestehen, rechteckförmig ist bzw. vorzugsweise die Form einer Cosinus- oder Sinus-Funktion hat. Fig. 10 zeigt den prinzipiellen funktionalen Zu sammenhang zwischen Zählerschritt und Ausgangsspannung des so aufgebauten Funk tionsgenerators. Der maximale Zählerstand N₀ beeinflußt unmittelbar die maximale Auflösung 1/N₀ dieses Ausführungsbeispiels, d. h., N₀ muß so groß gewählt werden, daß die gewünschte Auflösung erreicht wird. Der Referenzphasenschieber mit einer Phasen verschiebung ϕ_R läßt sich in sehr einfacher Weise realisieren, indem in eine der beiden Parallelbus-Leitungen ein an sich bekannter Addierer bzw. Subtrahierer 18 eingefügt wird. Zu dem digitalen Zählerstand des Ausgangssignals f des Zählers 17 wird eine konstante, vorher einstellbare Zahl N_x addiert bzw. subtrahiert, so daß das analoge cosinusförmige Ausgangssignal des zugehörigen Digital/Analog-Funktionsumsetzers 15 um den Phasenwinkel

voreilt (bei Addition von N_x) bzw. nacheilt (bei Subtraktion von N_x). Die Vorwahlzahl N_x wird beispielsweise in einem Parallelregister 19 eingestellt und vorgewählt.

Alternativ läßt sich die Referenzphasenverschiebung ϕ_R auch mit einem zeichnerisch nicht dargestellten zweiten Vorwahlzähler N_x (entsprechend dem Vorwahlzähler 8 nach Fig. 5) erzeugen, indem dieser zweite Vorwahlzähler aus dem Ausgangssignal N_o·f des spannungsgesteuerten Oszillators 3 über den D/A-Funktionsumsetzers 15 das Referenz- Eingangssignal 5 des Phasendetektors 1 und der erste Vorwahlzähler 17 wie oben dargestellt aus dem Ausgangssignal N₀·f des spannungsgesteuerten Oszillators 3 über den Digital/Analog-Funktionsumsetzer 16 das Meßeingangssignal 7 des Phasendetektors 1 erzeugt.

In einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung kann der Regler 2 zur Nachbildung beliebiger vorgegebener Abhängigkeiten des Ausgangssignals f und u von der Phasen verschiebung ϕ_M des Meßphasenschiebers 6 und damit von der zu bestimmenden nicht elektrischen Meßgröße verwendet werden, beispielsweise zu einer Linearisierung.

Verwendet man beispielsweise als Phasendetektor 1 mit einer Phasenverschiebung ϕ_D einen analogen Multiplizierer und als Regler 2 einen Tiefpaß-Filter erster Ordnung, so ergibt sich für die Ausgangsgrößen f und u

u ∼ f ∼ cos ϕ_D (34)

d. h., die Abhängigkeit ist eine Cosinus-Funktion.

Besteht in diesem Ausführungsbeispiel beispielsweise der Regler 2 aus einer Hinterein anderschaltung (in beliebiger Reihenfolge) eines Tiefpaß-Filters und eines Funktions umwandlers mit einer beliebigen Übertragungsfunktion G, so ergeben sich die Aus gangsgrößen f und u aus der Multiplikation der Übertragungsfunktion G mit cos ϕ_D.

u ∼ f ∼ G cosϕ_D (35)

Wird beispielsweise als Phasendetektor 1 ein digitaler Phasendetektor mit einer Phasen verschiebung von ϕ_D = 0° und als Regler 2 ein Tiefpaß-Filter zweiter Ordnung ver wendet, so ergibt sich für die Ausgangsgrößen

u ∼ f ∼ ϕ_D (36)

d. h., die Ausgangsgrößen u und f sind linear von der Phase ϕ_D abhängig.

Besteht in diesem Ausführungsbeispiel beispielsweise der Regler 2 aus einer Hinterein anderschaltung (in beliebiger Reihenfolge) eines Tiefpaß-Filters und eines Funktions umwandlers mit einer beliebigen Übertragungsfunktion G, so ergeben sich die Aus gangsgrößen f und u aus der Multiplikation der Übertragungsfunktion G mit der Phase ϕ_D.

u ∼ f ∼ G ϕ_D (37)

Zur genauen Berechnung der Frequenz f in den obigen Ausführungsbeispielen müssen die Gleichungen 5 und 8 berücksichtigt werden.

Nachteilig ist hierbei die Abhängigkeit der Ausgangsgrößen f und u von der Stabilität des spannungsgesteuerten Oszillators 3 und eventuell die Abhängigkeit der Ausgangs größen f und u von den Amplituden der beiden Eingangssignale des Phasendetektors 1.

Claims

1. Oszillatorschaltung für eine frequenzanaloge Sensor-Auswerteschaltung zum elektrischen Messen nichtelektrischer Meßgrößen, die die Ausgangsfrequenz fre quenzanalog der Impedanz X eines Sensor- bzw. Meßfühler-Bauelementes ändert, dadurch gekennzeichnet,

- daß mit dem Sensor-Bauelement mit der Impedanz X ein elektrischer Phasenschieber 6 aufgebaut wird,
- daß dieser Phasenschieber 6 in einer der beiden Rückkopplungsleitungen einer doppeltrückgekoppelten Phasenregelschleife liegt, wobei die Phasenregelschleife aus einem Phasendetektor 1, einem Regler 2 und einem spannungsgesteuerten Oszillator 3 besteht, und
- daß die Eingangsspannung u und damit die Ausgangsfrequenz f des spannungsgesteuerten Oszillators 3 von der Impedanz X des Sensor-Bauelements abhängig ist.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,

- daß der Phasenschieber 6 mit der Sensor-Bauelement mit der Impedanz X, der eine zu messende Phase ϕ_M erzeugt, in der einen Rückkopplungsleitung 7 vom spannungsgesteuerten Oszillator 3 zum Phasendetektor 1 liegt und ein zweiter Phasenschieber 4 als Referenzphasenschieber ϕ_R in der zweiten Rückkopplungs leitung 5 liegt und
- daß die Phasenregelschleife mit dem Phasendetektor 1, der auf eine Phase ϕ_D zwischen den beiden Rückkopplungsleitungen 5 und 7 detektiert, auf der Phase ϕ_D = ϕ_M-ϕ_Reinrastet.

3. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,

- daß der Phasenschieber 6 mit dem Sensor-Bauelement mit der Impedanz X als Meßphasenschieber mit der Phasenschiebung ϕ_M und ein zweiter Phasenschieber 4 als Referenzphasenschieber mit der Phasenschiebung ϕ_R in derselben Rück kopplungsleitung in Reihe liegen und
- daß die Phasenregelschleife mit dem Phasendetektor 1 mit der Phasendetektion ϕ_D auf der Phase ϕ_D = ϕ_M + ϕ_Reinrastet.

4. Vorrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Meßphasenschieber 4 und der Referenzphasenschieber 6 im Meßphasenschieber zusammengefaßt sind.

5. Vorrichtung nach Anspruch 2 oder 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Phasenschieber 6 des Meßphasenschiebers mit dem Sensorbauelement der Impedanz X mit einem weiteren passiven elektrischen Bauelement der Impedanz Z als Hochpaß-Filter aufgebaut ist.

6. Vorrichtung nach Anspruch 2 oder 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Phasenschieber 6 als Meßphasenschieber mit dem Sensorbauelement der Impedanz X mit einem weiteren passiven elektrischen Bauelement der Impedanz Z als Tiefpaß-Filter aufgebaut ist.

7. Vorrichtung nach Anspruch 2 oder 3 oder 4 oder 5 oder 6, dadurch gekenn zeichnet, daß der Referenzphasenschieber 4 als Hochpaß-Filter aufgebaut ist.

8. Vorrichtung nach Anspruch 2 oder 3 oder 4 oder 5 oder 6, dadurch gekenn zeichnet, daß der Referenzphasenschieber 4 als Tiefpaß-Filter aufgebaut ist.

9. Vorrichtung nach Anspruch 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß das Sensor-Bauelement mit der Impedanz X im Meßphasenschieber 6 die verlustbehaftete Spule eines induktiven Sensors ist.

10. Vorrichtung nach Anspruch 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß das Sensor-Bauelement mit der Impedanz X im Meßphasenschieber 6 der verlustbehaftete Kondensator eines kapazitiven Sensors ist.

11. Vorrichtung nach Anspruch 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß das Sensor-Bauelement mit der Impedanz X im Meßphasenschieber 6 der verlustbehaftete Widerstand eines ohmschen Sensors ist.

12. Vorrichtung nach Anspruch 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß der Referenzphasenschieber 4 ein Sensor-Bauelement mit der Impedanz X enthält.

13. Vorrichtung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß das Sensor-Bauelement mit der Impedanz X so angeordnet ist, daß es nicht der physikalischen Meßgröße, sondern nur einer physikalischen Störgröße ausgesetzt ist.

14. Vorrichtung nach Anspruch 4 bis 13, dadurch gekennzeichnet, daß sowohl im Meßphasenschieber 6 als auch im Referenzphasenschieber 4 jeweils ein baugleiches Sensor-Bauelement mit der Impedanz X enthalten ist.

15. Vorrichtung nach Anspruch 13 oder 14, dadurch gekennzeichnet, daß das Sensor-Bauelement mit der Impedanz X ein temperaturabhängiger ohmscher Widerstand ist.

16. Vorrichtung nach Anspruch 2 bis 15, dadurch gekennzeichnet,

- daß der Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators 3 (mit dem seriellen Frequenz-Ausgangssignal N₀·f) mit einen Frequenzuntersetzer 9 (mit dem Untersetzungsverhältnis 1/N₀) verbunden ist, so daß das Ausgangssignal des Frequenzuntersetzers 9 die Frequenz f besitzt,
- daß der Ausgang des Frequenzuntersetzers 9 direkt mit dem Eingang des Meßphasenschiebers 6 verbunden ist,
- daß der Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators 3 weiterhin mit einem Vorwahl-Zähler 8 verbunden ist, der als Referenzphasenschieber wirkt, wobei der Vorwahl-Zähler 8 nach N_x Zählersignalen ein Ausgangssignal abgibt und wobei der Vorwahl-Zähler 8 ein Rücksetz- und Start-Signal vom Ausgang des Frequenzuntersetzers 9 erhält, so daß das Ausgangssignal des Vorwahl-Zählers 8 auch die Frequenz f besitzt, jedoch um den Phasenwinkel gegenüber dem Ausgangssignal des Frequenzuntersetzers 9 verschoben ist,
- daß der Ausgang des Vorwahl-Zählers 8 direkt mit dem Eingang 5 des Phasen detektors 1 verbunden ist, und
- daß als Ausgangssignal zur Messung entweder das Steuersignal u am Eingang des spannungsgesteuerten Oszillators 3 oder das Ausgangssignal N₀·f des span nungsgesteuerten Oszillators 3 oder das Ausgangssignal f des Frequenzunter setzers 9 verwendet wird.

17. Vorrichtung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet,

- daß der Frequenzuntersetzer 9 ebenfalls als Vorwahl-Zähler ausgeführt ist, der nach N₀ Eingangszählersignalen am Ausgang ein Zählersignal abgibt.

18. Vorrichtung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß der Vorwahlzähler 8 als Schieberegister mit der Länge N_x ausgeführt ist.

19. Vorrichtung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß der Vorwahlzähler 9 als Schieberegister mit der Länge N₀ ausgeführt ist.

20. Vorrichtung nach Anspruch 16 oder 17 oder 18 oder 19, dadurch gekenn zeichnet, daß zwischen dem Vorwahlzähler 8 und dem Eingang 5 des Phasendetektors 1 ein Monoflop eingefügt ist.

21. Vorrichtung nach Anspruch 2 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß vor dem Eingang des Meßphasenschiebers 6 ein Tiefpaßfilter 11 liegt, so daß das nicht-sinusförmige Eingangssignal in ein sinusförmiges Eingangssignal umgeformt wird.

22. Vorrichtung nach Anspruch 2 bis 15, dadurch gekennzeichnet, daß vor dem Eingang des Referenzphasenschiebers 4 ein Tiefpaßfilter 11 liegt.

23. Vorrichtung nach Anspruch 2 bis 20, dadurch gekennzeichnet, daß vor dem Eingang 5 des Phasendetektors 1 ein Tiefpaßfilter 11 liegt.

24. Vorrichtung nach Anspruch 21 oder 22 oder 23, dadurch gekennzeichnet, daß der Tiefpaßfilter 11 als analoger Tiefpaß ausgeführt ist.

25. Vorrichtung nach Anspruch 21 oder 22 oder 23, dadurch gekennzeichnet, daß der Tiefpaßfilter 11 als Phasenregelschleife, bestehend aus einem Phasende tektor 12, einem Regelverstärker 13 und einem spannungsgesteuerten Oszillator 14 mit sinusförmigen Ausgangssignal, ausgeführt ist.

26. Vorrichtung nach Anspruch 2 bis 25, dadurch gekennzeichnet,

- daß das serielle Frequenz-Ausgangssignal N₀·f des spannungsgesteuerten Oszillators 3 mit einem Vorwahl-Digitalzähler 17 mit dem maximalen Zähler stand N₀ und mit ld(N₀) parallelen Ausgangs-Datenleitungen gezählt wird, so daß der Zählerstand N₀ als Digitalzahl f an dem Ausgangsparallelbus anliegt,
- daß der Ausgangsparallelbus des Vorwahl-Digitalzählers 17 über einen Digital- Analog-Umsetzer 16, der die Digitalzahl f in ein analoges Signal umsetzt, mit dem Meßphasenschieber 6 verbunden ist, so daß der Meßphasenschieber 6 ein der Digitalzahl f entsprechendes analoges Signal erhält,
- daß der Ausgangsparallelbus des Vorwahl-Digitalzählers 17 über einen als Phasenschieber wirkenden, digitalen Addierer 18, der die Digitalzahl f mit der voreingestellten Digitalzahl N_x des Registers 19 addiert oder subtrahiert, und über einen zweiten Digital-Analog-Umsetzer 15 mit dem anderen Eingang 5 des Phasendetektors 1 verbunden ist, so daß der Eingang 5 des Phasendetektors 1 auch ein der Digitalzahl f entsprechendes analoges Signal erhält, das jedoch um den Phasenwinkel gegenüber dem analogen Eingangsignal des Meßphasenschiebers 6 verschoben ist, und
- daß als Ausgangssignal zur Messung entweder das Steuersignal u dem Eingang des spannungsgesteuerten Oszillators 3 oder das Frequenzausgangssignal N₀·f des spannungsgesteuerten Oszillators 3 oder das als Digitalzahl am Parallelbus- Ausgang des Vorwahl-Digitalzählers 17 anliegende Ausgangssignal f verwendet wird.

27. Vorrichtung nach Anspruch 26, dadurch gekennzeichnet, daß die Digital-Analog-Umsetzer 15 und 16 als digitale Dekoder ausgeführt sind, so daß das Ausgangssignal die Form einer Rechteckfunktion hat.

28. Vorrichtung nach Anspruch 26, dadurch gekennzeichnet, daß die Digital-Analog-Umsetzer 15 und 16 als Funktionsumsetzer ausgeführt sind, so daß das Ausgangssignal die Form einer Sinus- oder Cosinus-Funktion hat.

29. Vorrichtung nach Anspruch 26, dadurch gekennzeichnet, daß der Referenzphasenschieber aus einem weiteren Vorwahl-Digitalzähler N_x besteht, dessen Eingangssignal auch das serielle Frequenzausgangssignal N₀·f des spannungsgesteuerten Oszillators 3 ist und dessen Rücksetz- und Start-Signal vom Vorwahl-Digitalzähler 17 erhält, wenn dieser Digitalzähler 17 seinen Maxi malwert N₀ erreicht hat.