DE2816786C2 - Elektronische Abstimmschaltung für die Antenne eines Empfängers - Google Patents

Description

derart unterteilt, daß eine Durchlaßresonanzkreisfrequenz iuo und eine Sperrcsonanzkreisfrequenz a>, der Schaltung der Beziehung

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genügen, wobei //die Zwischenfrequenz des Empfängers ist

2. Abstimmschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet daß zwischen dem der Antenne (ANT) abgewandten Anschluß (tt) der Spule (TR) und Masse ein Kondensator (Ce) angeschlossen ist, und daß &- Ausgang der Schaltung an den beiden Anschlüssen dieses Kondensators (Ce) abgenommen ist

3. Abstimmschaltung <iach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Spule (TR) mit einer Sekundärwicklung versehen ist und daß der Ausgang der Schaltung an dieser Sekundärwicklung abgenommen ist

4. Abstimmschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem antennenseitigen Ende der zweiten Kapazitätsvariationsdiode und Masse eine dritte Kapazitätsvariationsdiode (C) angeschlossen ist, und daß das Windungszahlenverhältnis m der Spule (TR) kleiner als eins ist.

Antennenseite liegenden Kapazität kein ausreichendes Kapazitätsvariationsverhältnis erreicht werden; deshalb wird die in der Figur dargestellte Schaltungsauslegung eingesetzt, bei der die gleiche Kapazitätsdiode wie die Diode G in Reihe zu der Antenne liegt

In diesen Figuren ist außerdem ein Hochfrequenz-Überteager 77? mit einem Wicklungsverhältnis von /: 1 dargestellt, dessen Sekundärspule mit einem Hochfrequenzverstärker RFA verbunden ist In F i g, 2 ist die an d»r Antenne induzierte elektromotorische Kuft mit E₁ angedeutet Der variable Kondensator Ci der gleich dem variablen Kondensator G in der Abstimmschaltung ist, liegt in Reihe zu der Antenne für die äquivalente Verringerung der Antennenkapazität, wo-

bei auch das Verhältnis Signal/Rauschen, der sogenannte Störabstand, berücksichtigt wird. Wie sich aus F i g. 2 ergibt, wird die elektromotorische Kraft E\ der Antenne zwischen der Antennenkapazität Cb und der Kabelkapazität Cd geteilt wobei die sich ergebende Spannung

weiter auf die Kondensatoren C₂ und G aufgeteilt und dem Hochfrequenzübertrager 77? zugeführt wird. Wenn der Kondensator Q einen festen Wert hat ändert sich die geteilte Spannung mit einer Variation der Kapazität des Kondensators G, wobei die dem Hochfrequenzübertrager TR zugeführte Spannung mit einer Erhöhung der Kapazität des Kondensators G abnimmt, so daß sich der Störabstand verschlechtert Änderungen in der Kapazität des Kondensators C₂ machen zusammen mit Änderungen des Kondensators G das Spannungsteilerverhältnis und damit das Verhältnis Signal/Rauschen konstant

Die Ausgangsspannung E₂ von oben beschriebener Antennenschaltung wird durch die folgsnde Gleichung dargestellt, deren Kurvenform in F i g. 3 gezeigt ist:

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Die Erfindung betrifft eine elektronische Abstimmschaltung gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Bei Antennenabstimmschaltungen für Autoradios mit Empfang mit Amplitudenmodulation und mit einem elektronischen Abstimmsystem wird eine Schaltungsanordnung verwendet, wie sie in F i g. 1 dargestellt wird. Bei der hierzu äquivalenten, in F i g. 2 dargestellten Schaltungsanordnung hat ein Antennenabschnitt ANT eine Antennenkapazität Cb von ungefähr 15 pF und eine Kabelkapazität CO von ungefähr 65 pF, die zusammen mit einer Kapazität von ungefähr 20 bis 40 pF, die in der Empfängerstufe hinzukommt, eine große Kapazität von ungefähr 100 bis 120 pF bilden. In einer Abstimmschaltung, die aus einem variablen Kondensator G und einer Induktivität L besteht, wobei eine variable Kapazitätsdiode (die auch als Kapazitäts-Varitionsdiode oder Varicap bezeichnet wird) als variabler Kondensator in der Abstimmschaltung verwendet wird, kann wegen der großen, parallel zu der Induktivität L auf der P¹LCCb

C + C₀ + C_B + P²L (C³ + 2 CC₈ + 2 CC₀)

(D

dabei ist p=j<a und Cdie Kapazität der Kondensatoren G und Ci. Aus F i g. 3 kann man folgenden Zusammenhang ablesen: Obwohl die Ausgangsspannung E₂ ihren Spitzenwert bei der Resonanz-Winkelfrequenz ω₀ erreicht und anschließend rasch abfällt ist die Spannungsabnahme auf einen bestimmten Wert E₂, begrenzt, unter dem sich keine weitere Verringerung ergibt, und zwar auch dann nicht, wenn die Winkelfrequenz weiter zunimmt. Die Resonanzwinkelfrequenz ωο und der oben erwähnte, bestimmte Wert E₂, werden durch die folgenden Gleichungen dargestellt:

ω_α =

C¹ + 2CC_D+2CC_B

E>, = 4-

CC

(2)

(3)

Wenn die Ausgangsspannung nicht unter einen bestimmten Wert sogar je¹ seits der Resonanzwinkelfrequenz absinkt, verschlechtert sich das Spiegelfrequenzstörungs-Verhältnis wesentlich, falls nicht äußerst komplizierte und aufwendige Modifikationen in der Hochfrequenz-Verstärkerstufe oder einem anderen Bauteil der Abstimmschaltung vorgenommen werden.

Die Gesamtkapazitai C_ei in F i g, ι von der Seite de? Hochfrequenzübertragers TR zu der Antennenschaltung wird durch die folgende Gleichung dargestellt:

(4)

Die Empfangsfrequenz f_r in einer solchen Abstimmschaltung für eine Antenne läßt sich ausdrücken durch:

fr

(Hz).

(5)

Um Radiowellen in einem Rundfunksystem mit Amplitudenmodulation, dessen Frequenzband im Bereich von 525 kHz bis 1605 kHz liegt, empfangen zu können, müssen die maximale Kapazität C_elmax und die minimale Kapazität C_e\_mi„ der Gesamtkapazität C,, die folgenden Gleichungen erfüllen:

= 525 xlO³,

= 1605 XlO³.

(7)

Die Kapazität C,_Iwlltt und C_eXmia können jeweils erhalten werden, indem der Wert C in der Gleichung (4) für den maximalen Wert C_maz und den minimalen Wert C_mi„ der jeweiligen Kapazitätsdioden eingesetzt und durch die folgende Gleichung dargestellt werden:

C² _max+2C_max(C_B + C_D) C, +C₀+C^

(8)

(9)

Die obigen Gleichungen (6) bis (9) können kombiniert und in die folgende Gleichung umgewandelt werden:

C_e + C_D+C_ma

,+2 (Q H-C₀)C,,,,,
_D+C_ml„

■9,4.

(10)

Da der minimale Kapazitätwert C_mm der stabil durch eine Kapazitätsdiode erhalten werden kann, üblicherweise ungefähr 30 pF beträgt, wird der entsprechende maximale Kapazitätswert C_mtx aus Gleichung (10) zu Cm«=42OpF berechnet. Dementsprechend wird das Verhältnis zwischen C_max und C_mim d. h., das Variationsverhältnis für die Kapazität gegeben durch:

CmaJ Cmin =14

Die Kapazitätsdiode muß also ein Kapazitäts-Variationsverhältnis von 14 haben, wobei in einer herkömmlichen Schaltung die maximale Kapazität bis hinauf zu 420 pF liegen kann. Es ist jedoch äußerst schwierig, in der Praxis Kapazitätsdioden mit einer solchen Leistung bzw. mit einem selchen Betriebsverhalten herzustellen.

Ein weiterer wesentlicher Gesichtspunkt ist das Verhältnis Signal/Rau:/hen, das immer ein wichtiger Faktor einer AbsUmmschaltung für Antennen ist; deshalb sollten Verbesserungen des Spiegelfrequenzstörungs-Verhältnisses und des Kapazitätsyerhiiltnisses immer so vorgenommen werden, daß sich hierbei das Verhältnis Signal/Rauschen, also der Störabstand, nicht verschlechtert,

Aus H. Pitsch, Lehrbuch der Funkempfangstechnik, 1948, Seite 338, § 220 und auch aus der Zeitschrift »Funktechnische Monatshefte« (FTM), 1939, Heft 8, ίο Seite 236, rechte Spalte, Z und 3. Absatz ist es bereits bekannt, bei eingangsseitig mit einer Antenne gekoppelten, abgestimmten Röhren-Hochfrequenzverstärkern zwischen den Eingang des Verstärkers und die Antenne Sperr- oder Saugkreise einzufügen, die zusammen mit der Verstärkerabstimmung betätigt werden und derart bemessen sind, daß ihre Reihen- bzw. Parallelresonanzen mit den Spiegelfreqaenzen der empfangenen Hochfrequenz übereinstimmen, so daß diese unterdrückt werden. Allerdings betreffen diese bekannten Schaltungen keinesfalls die Abstimmung der Antenne selbst, wie bei einer elektronischer Abstimmschaltung für die Antenne eines Empfängers gsjnäß der eingangs genannten Gattung des Anmeldungsgegenstands.

Die der Erfindung zugrunde liegende Aufgabe besteht darin, eine elektronische Abstimmschaltung der im Oberbegriff des Anspruchs 1 genannten Gattung zu schaffen, bei welcher ohne Verschlechterung des Störabstands Spiegelfrequenzstörungen vermindert sind.

Gemäß der Erfindung wird diese Aufgabe durch die im Anspruch 1 genannten Merkmale gelöst

Besonders bevorzugte Weiterbildungen und Ausgestaltungen der erfindungsgemäßen Abstimmschaltung sind in den Unteransprüchen angegeben.
, 35 Die Erfindung wird im folgenden beispielsweise unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher erläutert; es zeigt

F i g. 1 ein Schaltbild eines Teils einer herkömmlichen Antennenschaltung, die für herkömmliche Funkempfänger mit elektronischer Abstimmung eingesetzt wird;
F i g. 2 ein Ersatzschaltbild des in der F i g. 1 gezeigten Schaltbilds;

^ig.3 eine Kurvendarstellung der Kennlinie der Ausgangsspannung der Schaltung nach Fig. 1;

Fig.4 ein Schaltbild einer ersten Ausführungsform der Erfindung;

F i g. 5 ein Ersatzschaltbild für die in F i g. 4 gezeigte Schaltung;

Fig.6 eine graphische Darstellung der Spannungskennlinie der Schaltung nach F ι g. 4;
so F i g. 7 ein Schaltbild einer spezifischen Ausführungsform der Schaltung nach F i g. 4;

Fig.8 ein Schaltbild eines Beispiels für eine Abstimmschaltung einer Antenne, bei der eine Verringerung des Verhältnisses Signal/Rauschen angestrebt wird;

Fig.9 ein Ersatzschaltbild für die Schaltung nach Fig.8;

Fig. 10 ein Schaltbild einer zweiten Ausführungsform der Erfindung; und

F i g. 11 ein Sc'.altbild, das für die Berechnung des Signal/Rai'sch-Verhältnisses für die Schaltungsanordnungen nach F i g. 4 verwendet wird.

Die Fig.4 zeigt den Grundaufbau eirser Antennenschaltung, welche die oben erwähnten, variablen Kapazitätsdioden Q und C₂ sowie eine Spule 77? enthält, die einen .Spartransformator mit einer Windungszahl /Ji+ /J₂ zwischen den Anschlüssen t, und <&, d. h., für die Primärwicklungen, und mit der Windungs-

zahl n\ zwischen den Anschlüssen Ib und te d. h.. für die Sekundärwicklungen, bildet. Die Primärwicklungen der Spule TR liegen in Reihe mit der Kapazitätsdiode Q zwischen einem mit der Antenne ANT verbundenen Eingang td und einem Ausgang te, der an einen Hochfrequenzverstärker RFA angeschlossen ist. Die erste Kapazitätsdiode Q liegt zwischen den Anschlüssen te und tb der Spule, d. h., zwischen den beiden Anschlüssen der Sekundärwicklungen. Cf stellt einen Kondensator mit relativ hoher Kapazität dar, der zwischen dem Ausgang t_e und Erde bzw. Masse liegt. Die Ersatzschaltung für die oben beschriebene Antennenschaltung ist in F i g. 5 gezeigt; dabei stellt L die Induktivität der Primärwicklungen der Spule TR und m das Windungsverhältnis dar. das gegeben ist durch

Λ, + «2

Schaltung nach F i g. I in Bezug auf die Elemente Cj, Q und L wobei Ci, L und mC\ in spezieller Weise ausgestaltet werden, während Ce vernachlässigt (kurzgeschlossen) wird: außerdem können mit dieser Schaltung ebenfalls ausgewählt werden.

Da das Ausgangssignal von der Induktivität L bei der in Fig. 1 gezeigten Schaltung abgenommen wird, muß zur Erreichung der vollständigen Äquivalenz das Ausgangssignal ebenfalls von der Induktivität L bei der ίο in Fig. 5 gezeigten Schaltung abgenommen werden. Dieses Ausgangssignal kann jedoch auch mit gleicher Wirkung von dem Kondensator CV abgenommen werden, wobc sieh darüber hinaus bessere Resultate ergeben. Darüber hinaus wird bei dieser Schaltung ein Sperrkreis bzw. eine Wellenfalle (trapping circuit) gebildet, der aus einer l.-mC: Parallelschaltung besteht und zur Verbesserung des Spicgelfrequen/störungsverhältnisses beiträgt. Die Ausgangsspannung £"> dieser Schaltung kann durch die folgende Gleichung (11)

*> rlpi-ir^t l^llt ivprripn tlnrrn W urvfnvprla iif in ^ i er fi

Die Schaltung vor F i g. 4 ist äquivalent zu der gezeigt ist:

E₁ =£,

CCg +^ LmC² Cg

Cf (C₈ + C_n) +C (C_B+ Q + C₀) + P²L [mC² (C_B + C_n+ Q) + CC_F(\+m) (Cg + C_n)]

(11)

Wie sich aus Fig. 6 ergibt, ist die Ausgangsspannung E₂ dieser Schaltung E₁, bei einer Winkelfrequenz ω = 0, erreicht ihren maximalen Wert bei einer Resonanzfrequenz ω_η, wird minimal bei einer Frequenz ω, und nähert sich anschließend allmählich zunehmend E₂ „, wobei die WmK ^'frequenz und die Ausgangsspannung dargestellt werden durch:

"o = T~=

mC² (Cg +C₀+ C₁) + CQ (1 + m) (C_B+C_D) C_f (Cb+C_n) + C(Q,+ Q,+Q) (12)

(13)

C_E(Cg + C_n) + C (Cg + C₀+ Q) '

E₁. = E₁

mC² (Cg + C_D+ Q) + CC_E (1 + m) (C₈ + C₀) (14)
(15)

Wesentliche Verbesserungen können dadurch erhalten werden, daß eine Beziehung zwischen der Zwischenfrequenz /, des Radioempiangers und der durch die folgende Gleichung (16) dargestellten Frequenz ω, eingestellt wird, d. h., indem die Frequenz <y, auf die Spk-gel-Wmkelfrequenz eingestellt wird:

2π dasheift

ω, = »0+4 nf,.

(16)

Wie sich aus der obigen Gleichung (13) ergibt, kann die Winkelfrequenz leicht eingestellt werden, indem das Windungsverhältnis m in entsprechender Weise ausgewählt wird, d. n., durch Änderung der Stellung für den Abgriff te Da die Änderung der abgestimmten Winkelfrequenz ωο für die Auswahl der Rundfunkstationen bzw, eines bestimmten Rundfunksenders zu einer Differenz zwischen (ω₍—ωο^Ι2π und 2ί führt, sollte das Windungsverhältnis m so eingestellt werden, daß die Gleichung (16) bei einer Frequenz erfüllt werden kann, bei der die Spiegelstörung ihren höchsten bzw. stärksten Wert hat.

so Fig. 7 zeigt eine spezielle Ausführungsform einer solchen Antennenschaltung, wobei insbesondere zusätzlich Widerstände R\ bis /?3, Kondensatoren C₄ - C_c und ein variabler Kondensator VC für die Einstellung der Abstimmung bzw. des Gleichlaufs vorgesehen sind. Bei den anderen Bauteilen handelt es sich um die gleichen Elemente, wie sie bereits in F i g. 4 zu erkennen sind Diese Widerstände dienen dazu, den Kapazitätsdioden eine Vorspannung zuzuführen. Beim Anlegen einer Spannung V für die Abstimmung an einen Anschluß f^ wird eine Spannung Vden Kapazitätsdioden Q und Ci auf folgendem Strompfad über

R₃-TR-Q-R₂

oder

65 R₃-TR-C₂-Rt

zugeführt, um ihre Kapazitäten zu ändern.
Bei diesem Beispiel können die jeweiligen Bauele-

mente die folgenden Werte haben:

Äl =	R2 = R, = 200 kS2
VC =	lOpF(max)
C, =	0.02 μΡ
C6 =	Cr = 0.022 μΡ
C1, C2	... MK4M125
	(ein Produkt der Motorola ine.
■7? =	200 μ Η
Ce =	1000-200OpF

Gemäß der vorliegenden Erfindung kann ein qualitativ hochwertiger, einwandfreier Rundfunkempfang erhalten werden, während die Spiegelfrequenzstörungen auf einfache Weise dadurch unterdrückt werden, daß eine Abstimmschaltung mit einem Abgriff vorgesehen wird, an dem eine der Kapazitätsdioden angeschlossen ist. Die zu unterdrückende Spiegelfrequenzstörung kann leicht durch Änderung der Abgriffstellung variiert werden. Die EiiisielltiMg für &<■: Abgriffstcllürig seilte selbstverständlich so durchgeführt werden, daß sie die oben erläuterte Gleichung (16) erfüllt. Dann kann in Abhängigkeit von dem jeweils vorliegenden Anwendungsfail das Windungsverhältnis als m=l ausgewählt werden, wobei kein Abgriff verwendet wird, oder t_c wird von dem Ende der zusätzlichen Windungen abgenommen, die der Spule des Übertragers TR noch zusätzlich hinzugefügt worden sind, wie durch die gestrichelte Linie angedeutet ist. Das Wicklungsverhältnis wird jedoch üblicherweise mit M< 1 eingestellt.

Nimmt an, daß das in einer Schaltung erzeugte Rauschen durch thermisches bzw. Wärmerauschen aufgrund des Widerstandsverlustes in der Spule verursacht ist, so läßt sich die elek;,umotorische Kraft des durch den Spulenwiderstand r erzeugten Wärmerauschen ausdrücken als:

(17)

Dabei sind k die BolUmann-IKonstante, T die absolute Temperatur und B die Bandbreite. Da die oben angegebene elektromotorische Kraft V_M im Resonanzzustand an dem Punkt P mit dem Faktor Q multipliziert wird, läßt sich die Rauschspannung N an dem Punkt Pausdrücken durch:

Setzt man beispielsweise die folgenden typischen, spezifischen Wi;rte in die obige Gleichung ein:

k =	1.38 ■ 10-»(J/°K.)
T =	298 (0K)
B =	λ ■ IV(Hz)
C. =	15(pF)
C, +	Cb = 120(pF)
C =	100(pF)
Wo =	In ■ K)S(Hz)
Q =	100

so ergibt sich ein S//V-Verhältnis von 35,5 dB, das für die Praxis jedoch nicht ausreicht F i g. 8 zeigt eine Abstimmschaltung für eine Antenne, die in diesem Punkt eine verbesserte Ausführungsform darstellt. Die Spule TR ist mit einem Abgriff φ ausgebildet, so daß sich ein Windungsverhältnis ni = /?2 ergibt; mit diesem Abgriff ist die Kapazitätsdiode C\ verbunden. Die Äquivs.'enzschsitiiP.g für die Bestimmung des S/N-Verhältnisses der !n F i g. 8 gezeigten Schaltung ist in F i g. 9 dargestellt. Das Signalverhältnis £b'an dem Punkt P'im Resonanzzustiind läßt sich ausdrücken durch:

Eo'-

CC₈OE,

C¹ Il + 2m) + C(I + m) (C₈ + C₀)

(20)

Dabei ist

<l.

Außerdem läßt sich die Rauschspannung N aufgrund der thermischen elektromotorischen Kraft V_n, die sich aus dem durch den Widerstandsverlust r der Spule TR verursachten Wärmerauschen ergibt, durch die folgende Gleichung ausdrücken, wie es bereits oben erwähnt wurde:

Q-

(21)

AkTB

Q-

(18)

Dementsprechend kann das Signal/Rauschen-Verhältnis SIN in der Antennenabstimmschaltung dargestellt werden durch:

vpc¹+^ c (C,+C₀)I μ kTB (C,+c_D+ 2 cy\

(19)

S/N=

Eo'

In der obigen Gleichung ist C_ti die Gesamtkapazität von der Seite der Spule TR zu der Antenne bei der in Fig. 8 gezeigten Schaltung und wird durch die folgende Gleichung dargestellt:

_ C² (1 +2m) +C(H-w) {C_B+C_D) C_e+C_D+2C

Dementsprechend läßt sich für diese Schaltung das Verhältnis Signal/Rauschen ausdrücken durch:

+C(l + m) (C_M+C_B)\HkTB{Ci+C₀+2C)\

(23)

In dem Bereich von m< 1 wird das obige Verhältnis S/N minimal bei m—\. Da die Schaltung einer herkömmlichen Sclialtungsano. tinung entspricht, wobei m= 1 ist, kann eine Verbesserung des S/N-Verhältnisses durch Teilung der Windung der Abstimmspule TR unter Verwendung eines Abgriffs erreicht werden, so daß sich ein Verhältnis m> 1 ergibt.

Im folgenden soll gezeigt werden, daß der maximale Kapazitätsviert C_m,_x und das Kapazitäts-Variationsverhältnis CmvJCmin, die für die Kapazitätsdiode in der in Fig.8 gezeigten Antennenabstimmschaltung benötigt werden, näherungsweise gleich den entsprechenden Werten herkömmlicher Schaltungen sind. Dabei wird davon ausgegangen, daß sich die Gesamtkapazität C_e* von der Seite der Spule TR zu der Antenne bei der in F i g. 9 gezeigten Schaltung ausdrucken läßt durch:

_r _C²(\+2m)+C(\+m)(C_B + C_D)
^L'⁴ r. + r. + or '

^y '

Entsprechend den bereits oben erläuterten Gleichungen (6) bis (9) läßt sich die folgende Gleichung auf dem gleichen Wege ableiten:

^- ma

+ C_mwc(\+m)(C_B + C_D)

(1 + 2 m) + C_min (1 + m) (C₈ + C₀)
C_B+Cp+C_min

= 9,4.

(25)

Nimmt man entsprechend den obigen Fällen an, daß Cmin=30 pFund Ce+Cd= 120 pF sind, so sind beispielsweise für die Werte 1 bzw. 0,5 für m die Kapazitäts-Variationsverhältnisse C_m,JC_mj„ 11 bzw. 11,6. Wie bereits oben erwähnt wurde, entspricht die Schaltung mit m= 1 einer herkömmlichen Schaltung während die Schaltung mit m< 1 der Schaltung nach F i g. 8 entspricht. Es kann deshalb davon ausgegangen werden, daß die Kapazi-

S_

+m)(C_B + C₀)] [4 kTB (C_B

Die gleiche Berechnung für die herkömmliche Schaltung nach Fig. 2 gibt für die Spannung Eo auf der Seite des Kondensators C₂ des Übertragers TR:

C₈CO

C²+2C(C₈ + C_D)

(30)

ίο

täts-Variationsverhältnisse dieser Schaltungen einander im wesentlichen gleich sind.

Eine Verbesserung des Spiegelstörungsverhältnisses bei der in F i g. 8 gezeigten Schaltung kann durch den in der Fig. 10 dargestellten Schaltungsaufbau erreicht werden, wodurch sie eine Antennenabstimmschaltung mit einem niedrigen Spiegelstörungsverhältnis ergibt, und zwar auch bei Verwendung von Kapazitätsdioden mit vergleichsweise niedrigem Kapazitäts-Variationsverhältnis.

Die Fig. 11 zeigt eine Schaltung, bei welcher der in Fig.4 dargestellte Kondensator Ce nicht vorgesehen ist. Das Ausgangssignal wird von dem Übertrager TR in Fig.4 erhalten. Das Verhältnis Signal/Rauschen bei dieser Schaltung läßt sich auf folgende Weise ableiten. Die Spannung Eo an dem Punkt P wird im Resonanzzustand ausgedrückt durch:

Eo

CC₈QE₁

(26)

Die Rauschspannung N aufgrund der thermischen, elektromotorischen Kraft Vn, die sich aus dem Wärmerauschen durch den Widerstandsverlusi in der Spule des Übertragers TR ergibt, wird dargestellt als:

/V =

AkTB

Q-

(27)

Dabei ist C_f) die Gesamtkapazität, betrachtet von der Seite des Übertragers TR zu der Antenne in Fi g 11; dabei läßt sich C, 3 durch die folgende Gleichung ausdrücken:

+ C_D+C

(28)

Dementsprechend wird bei dieser Schaltung das 4ö Verhältnis Signal/Rauschen dargestellt durch:

(29)

Dementsprechend läßt sich bei der Schaltung nach Fig. 11 das Verhältnis Signal/Rauschen darstellen als:

Die elektromotorische Kraft Vn aufgrund des Wärmerauschens läßt sich berechnen zu:

(31) V[C¹ + 2C(C₈ + C₀)] -4kTB(C_B + C_D+Q

(33)

Das Verhältnis zwischen dem SW-Verhältnis in der Gleichung (29) : (S/N) α und das SWVerhatnis in der Gleichung (33) : (S/N)b läßt sich ausdrücken durch:

Da die obenerwähnte, thermische elektromotorische Kraft Vn im Resonanzzustand am Punkt P mit einem Faktor Q multipliziert wird, läßt sich die Rauschspannung N an dem Punkt P ausdrücken zu:

(32) (SIN)al(SIN)b =

C²+2C(C_B+C_D)

(34)

Wenn m<\ ist, dann ist (S/N)a>(SfN)b, so daß die in Fig. 11 gezeigte Schaltung in diesem Punkt im Vergleich mit der Schaltung nach Fig. 2 verbessert ist.

Hierzu 5 Blatt Zeichnungen

Claims (1)

1. Patentansprüche;

   1, Elektronische Abstimmschaltung für die Antenne eines Empfängers für elektromagnetische Wellen mit einer ersten, parallel zu einem Übertrager liegenden Kapazitätsvariationsdiode und mit einer zweiten, den Übertrager mit der Antenne verbindenden Kapazitätsvariationsdiode, dadurch gekennzeichnet, daß der Übertrager durch eine Spule (TR) gebildet ist, deren Wicklung (n\ + nfi durch einen Abgriff (U) in einen ersten Teil mit m Windungen und einen zweiten Teil mit O₂ Windungen unterteilt ist, daß zwischen dem Abgriff (Q und dem von der Antenne (ANT) abgewandten Anschluß (fa) der Spule (TR) die erste Kapazitätsvariationsdiode (Cl) liegt, und daß der Abgriff (te) die Spule (TR) mit einem Windungsverhältnis