DE2804561C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft einen kollektorlosen Gleichstrommotor nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

Ein solcher Motor ist bekannt aus der DE-OS 25 55 055. Diese zeigt eine Schaltung, bei der zur Blockiersicherung zwischen den beiden Ausgängen eines Hall-IC (der also einen eingebauten Vorverstärker enthält) und den Eingängen zweier nachgeschalteter Transistor-Leistungsverstärker jeweils ein Koppelkondensator vorgesehen ist. Jeder Koppelkondensator hat einen Entladekreis, der einen Entladewiderstand enthält. Nachteilig ist, daß dieser Entladewiderstand ständig wirksam ist und dadurch das Signal, welches über den Koppelkondensator dem betreffenden Transistor-Leistungsverstärker zugeführt wird, dämpft. Auch können sich hier die Koppelkondensatoren bei blockiertem Motor auf relativ hohe Spannungen aufladen. Da solche Kondensatoren - wegen ihres relativ hohen Kapazitätswerts von gewöhnlich einigen µF - als Elektrolytkondensatoren ausgeführt werden müssen, können bei höheren Ladespannungen Leckströme entstehen, und dies schließt dann für die nachfolgenden Transistor-Leistungsverstärker die Verwendung von Transistoren mit hoher Stromverstärkung aus, also z. B. von Darlingtontransistoren.

Deshalb ist es eine Aufgabe der Erfindung, einen kollektorlosen Gleichstrommotor zu schaffen, bei dem das Ausgangssignal des Vorverstärkers im wesentlichen ungedämpft dem nachgeschalteten Transistor-Leistungsverstärker zugeführt wird und bei dem als Transistor-Leistungsverstärker auch solche mit hoher Stromverstärkung möglich sind.

Nach der Erfindung wird diese Aufgabe gelöst durch die im Anspruch 1 angegebenen Maßnahmen. Man erhält so einen Motor, bei dem das Ausgangssignal des Vorverstärkers ohne weitere Verluste über den Koppelkondensator dem Transistor-Leistungsverstärker zugeführt wird, und durch die Begrenzung der Ladespannung am Koppelkondensator dann, wenn der Motor blockiert ist, werden die Leckströme des Koppelkondensators so klein gehalten, daß als Transistor-Leistungsverstärker auch ein Darlingtontransistor verwendet werden kann.

Die Verwendung einer Widerstands-Dioden-Serienschaltung im Entladekreis ist für sich allein aus der DE-OS 24 19 432 bekannt.

Weitere Einzelheiten der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen. Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in der Zeichnung dargestellt und wird nachfolgend beschrieben. Es zeigt

Fig. 1 die Schaltung eines Ausführungsbeispiels eines zweipulsigen, zweisträngigen kollektorlosen Gleichstrommotors nach der Erfindung, und

Fig. 2 Schaubilder zur Erläuterung der Wirkungsweise von Fig. 1.

Zur Definition der hier verwendeten Begriffe wie zweipulsig und zweisträngig wird verwiesen auf den Aufsatz des Erfinders "Zweipulsige kollektorlose Gleichstrommotoren" in asr-digest für angewandte Antriebstechnik, Heft 1-2, 1977. Bei der Erfindung kann es sich z. B. um ein- oder zweisträngige Motoren handeln, vgl. dort Bild 2 und 3.

Der bei Fig. 1 der vorliegenden Anmeldung verwendete Motor kann ebenso aufgebaut sein wie der Motor nach den Fig. 1-5 der DE-OS 24 19 432 des zugehörigen Hauptpatents. Deshalb wird auf den gesamten Inhalt der DE-OS 24 19 432 zur Vermeidung von Längen ausdrücklich Bezug genommen. Wie man ohne weiteres erkennt, entspricht Fig. 2A der vorliegenden Anmeldung Fig. 3 der DE-OS 24 19 432, d. h. die Magnetisierung B _mot des Motorteils des Rotors R ist trapezförmig mit steilen Flanken, d. h. schmalen Lücken zwischen den einzelnen Polen, und die Magnetisierung B _Hall des den Hallgenerator 1 steuernden Teiles des Rotors R ist etwa trapezförmig mit weniger steilen Flanken, die sich z. B. jeweils über etwa 30° el. erstrecken. Man erreicht dadurch, daß der Motorstrom bereits dann abgeschaltet wird, wenn in den beiden Motorwicklungen 2 und 3 durch den Rotor R noch die volle Gegen-EMK induziert wird. Dies verringert Spannungsspitzen und Geräusche, wie das in der DE-OS 24 19 432 ausführlich beschrieben ist.

Die Ausgangsspannung des als rotorstellungsabhängiges Halbleiter-Steuermittel dienenden Hallgenerators 1, die in der Form praktisch der Magnetisierung B _Hall (Fig. 2A) entspricht, wird von einem als Differentialverstärker DA ausgebildeten quasilinearen Vorverstärker etwa linear verstärkt. Die beiden Ausgänge dieses Verstärkers DA sind mit Y und Y′ bezeichnet.

Der Vorverstärker DA ist durch gestrichelte Linien hervorgehoben, um das Verständnis der Schaltung zu erleichtern.

Unter den vorteilhaften Eigenschaften der Schaltung nach Fig. 1 sind zu vermerken:

Wenn für die Endstufentransistoren spannungsfeste Transistoren verwendet werden, eignet sich diese Schaltung für eine Betriebsspannung bis zu 60 V.

Der Motor läuft auch bei hohen Betriebstemperaturen sicher an, auch bei Verwendung von weniger guten Hallgeneratoren, d. h. von Hallgeneratoren mit niedriger Ausgangsspannung.

Der Anlaufstrom wird begrenzt und trotzdem läuft der Motor schnell hoch.

Es werden ausreichend große Stromlücken erzeugt. Der Motor ist blockiersicher.

Unsymmetrien des Hallgenerators 1 beeinflussen den Motorlauf nicht. (Diese Unsymmetrien bewirken, daß ein Hallgenerator auch dann eine gewisse Ausgangsspannung liefert, wenn kein Magnetfeld auf ihn wirkt).

Beim Blockieren des Motors werden die Koppelkondensatoren 158, 159 nur auf relativ niedrige Spannungen aufgeladen, so daß hierfür Elektrolyt-Kondensatoren verwendet werden können und trotzdem die Leckströme dieser Kondensatoren die Darlington-Endstufentransistoren in keinem Fall leitend machen können, d. h. trotz der Verwendung von Elektrolyt- Kondensatoren ist auch bei hohen Temperaturen der Schutz des Motors vor Überhitzung beim Blockieren gewährleistet. Dies ist natürlich besonders wichtig dann, wenn die Betriebsspannung des Motors relativ hoch ist.

Der Vorverstärker DA hat zwei pnp-Transistoren 140, 141, deren Basen mit je einem Ausgang des Hallgenerators 1 verbunden sind. Die Emitter der Transistoren 140, 141 sind über je einen Widerstand 142, 143 miteinander und über einen gemeinsamen Widerstand 144 mit der Plusleitung P verbunden. Die relativ kleinen Widerstände 142, 143 dienen zur Gegenkopplung, um eine weitgehend lineare Verstärkung durch den Vorverstärker DA zu erreichen. Der Kollektor von 140 ist mit dem Ausgang Y und - über einen Widerstand 145 - mit einem Knotenpunkt 146 verbunden, der über eine Silicium-Schutzdiode 147 mit der Minusleitung N verbunden ist. Die Schutzdiode 147 dient dazu, den Motor beim Anschluß mit verkehrter Polarität zu schützen (sogenannter Polaritätsschutz). Im Betrieb tritt an ihr eine Spannung von etwa 0,8 Volt auf, die dazu verwendet wird, die Endstufentransistoren sicher zu sperren, wie das in der DE-OS 24 19 432 beschrieben ist.

Der Kollektor des Transistors 141 ist mit dem Ausgang Y′ und - über einen Widerstand 147 - ebenfalls mit dem Knotenpunkt 146 verbunden.

Die beiden Transistor-Leistungsverstärker der Schaltung nach Fig. 1 sind jeweils sogenannte Darlington-Schaltungen, und zwar links zwei npn- Transistoren 150, 151 in Darlingtonschaltung, und rechts zwei npn-Transistoren 152, 153, ebenfalls in Darlingtonschaltung. Die Transistoren 151 und 153 liegen in den Stromkreisen der Motorwicklungen 2 bzw. 3, die jeweils zwischen dem Kollektor des zugeordneten Transistors und der Leitung P geschaltet sind. Die Emitter der Transistoren 151 und 153 sind mit einem Knotenpunkt 154 verbunden, und dieser ist über einen niederohmigen Widerstand 155 mit dem Knotenpunkt 146 verbunden. Durch den Widerstand 155 wird zum einen erreicht, daß immer nur einer der beiden Transistoren 151 oder 153 leitend sein kann, was besonders für den Anlauf bei hohen Betriebstemperaturen wichtig ist, und zum anderen wirkt dieser Widerstand 155 als Gegenkopplung und begrenzt dadurch den Anlaufstrom, wie das im folgenden noch ausführlich erläutert wird.

Wie dargestellt, sind miteinander verbunden die Kollektoren von 150 und 151 sowie von 152 und 153, ferner der Emitter von 150 mit der Basis von 151 und der Emitter von 152 mit der Basis von 153.

Die Basis des Transistors 151 ist über einen Widerstand 156 und die Basis des Transistors 153 über einen Widerstand 157 mit der Leitung N verbunden. Zwischen der Basis des Transistors 150 und dem Ausgang Y liegt ein Koppelkondensator 158, und zwischen der Basis des Transistors 152 und dem Ausgang Y′ ein Koppelkondensator 159.

Mit der Basis des Transistors 150 ist die Kathode einer Diode 162, mit der Basis des Transistors 152 die Kathode einer Diode 163 verbunden; die Anoden dieser Dioden sind miteinander und - über einen Widerstand 164 - mit dem Knotenpunkt 154 verbunden. Vom Knotenpunkt 154 führt auch ein Widerstand 165 zum Hallgenerator 1, zu dem ein niederohmiger Widerstand 166 parallelgeschaltet ist, und von der Leitung P führt ein Widerstand 167 zum Hallgenerator 1. Die Widerstände 167, 166, 165 bilden einen Spannungsteiler, der dem Hallgenerator 1 eine Betriebsspannung zuführt, die von der Temperatur ziemlich unabhängig ist.

Dies ist deshalb vorteilhaft, weil Innenwiderstand und Ausgangsspannung eines Hallgenerators mit steigender Temperatur stark abnehmen. Durch den Widerstand 166 wird zwar das Ausgangssignal des Hallgenerators 1 reduziert, da ja der Strom aus dem Widerstand 167 nur teilweise in den Hallgenerator 1 fließt, aber dieses Ausgangssignal ist wesentlich weniger temperaturabhängig, was gerade bei Motoren für Lüfter sehr wichtig ist, da diese bei stark wechselnder Umgebungstemperatur sicher arbeiten müssen. Außerdem kann durch geeignete Wahl des Widerstands 166 in der Fertigung erreicht werden, daß unabhängig von der Qualität der Hallgeneratoren das Ausgangssignal den für das sichere Funktionieren der Schaltung erforderlichen Wert hat.

Der Widerstand 166 wird also zweckmäßig in Abhängigkeit von der Qualität des Hallgenerators 1 gewählt.

Für die Schaltung nach Fig. 1 ergeben sich - bei einer Betriebsspannung von ca. 20 bis 30 V - folgende bevorzugte Werte, wobei jeweils k=kOhm bedeutet:

Hallgenerator 1
Siemens SBV 566
Widerstände 165, 167	0,47 k
Widerstand 144	6,2 k
Widerstände 142, 143	0,1 k
Widerstand 166	18 . . . 27 Ohm
Widerstand 164	22 k
Widerstand 155	5 Ohm
Widerstände 145, 147	5 k
Widerstände 156, 157	0,75 k
Kondensatoren 158, 159	4,7 µF Tantal
Transistoren 140, 141	BC 307
Transistoren 150, 152	BC 547
Transistoren 151, 153	BD 235

Die beschriebene Schaltung arbeitet wie folgt:

Beim Anlauf sind zunächst beide Koppelkondensatoren 158 und 159 ungeladen. Da der Rotor R eine magnetische Vorzugsstellung hat, befindet sich dem Hallgenerator 1 beim Start entweder ein Nord- oder Südpol des Rotors R gegenüber. Es sei angenommen, daß deshalb der rechte Ausgang des Hallgenerators 1 negativer ist als der linke Ausgang, so daß der Transistor 141 leitet und der Transistor 140 sperrt. Infolgedessen erhält der Koppelkondensator 159 einen Ladestrom über die Widerstände 144, 143, den Transistor 141, die Emitter-Basis-Strecken der Transistoren 152 und 153, den Widerstand 155 und die Diode 147, und dieser Kondensator 159 wird mit der dargestellten Polarität aufgeladen. Dadurch werden die Transistoren 152 und 153 leitend, die Wicklung 3 erhält Strom, und der Rotor R beginnt, sich in der gewünschten Richtung zu drehen. Dabei kommt der Hallgenerator 1 in den Einflußbereich eines entgegengesetzten Rotorpols, d. h. es wird jetzt sein linker Ausgang negativer als sein rechter Ausgang, so daß der Transistor 141 sperrt und der Transistor 140 leitend wird. Dadurch sperren die Transistoren 152 und 153, während nun der Kondensator 158 in analoger Weise geladen wird, die Transistoren 150 und 151 leitend werden und die Wicklung 2 Strom erhält. Gleichzeitig entlädt sich der Koppelkondensator 159 über einen relativ hochohmigen Entladekreis, nämlich die Widerstände 147, 155, 164 und die (zuvor gesperrte) Diode 163, d. h. Ladung und Entladung erfolgen über nichtlineare Widerstände, nämlich verschiedene Dioden-Strecken in Reihe mit ohmschen Widerständen. Der Entladekreis hat beim Ausführungsbeispiel einen Widerstand von ca. 27 kOhm, der mit abnehmender Spannung am Koppelkondensator 159 noch zunimmt, da sich dabei die Leitfähigkeit der Diode 163 in bekannter Weise vermindert. Man benötigt also für die Ladung eine relativ kurze, für die Entladung dagegen eine relativ lange Zeit.

Die Koppelkondensatoren 158 und 159 werden, wenn der Rotor R sich dreht (z. B. mit 3000 U/min), dauernd abwechselnd geladen und anschließend entladen. Sie behalten hierbei eine mittlere Ladung , vergl. Fig. 2C. Die Ladung der Koppelkondensatoren 158, 159 steigt jeweils relativ rasch an, wenn der zugehörige Transistor 140 oder 141 leitend ist, und sie nimmt danach langsam wieder ab, wenn der zugehörige Transistor gesperrt ist. Da die Spannung an den Koppelkondensatoren 158, 159 der Ladung Q jeweils direkt proportional ist (es gilt Q=C · U), steigt und fällt so die Spannung an diesen Kondensatoren, da ständig Energie in sie hineingepumpt und danach wieder entladen wird. Der rasche Spannungsanstieg beim Hineinpumpen von Energie und der darauffolgende langsame Spannungsabfall beim Entladen haben zur Folge, daß, wie in Fig. 2D dargestellt, die Transistoren 140 bzw. 141 nur dann leitend sind, wenn der zugehörige Ausgang des Hallgenerators 1 eine vorgegebene Potentialdifferenz zum anderen Ausgang aufweist, d. h., wie in Fig. 2D dargestellt, fließen in den Wicklungen 2, 3 die Stromimpulse i₂, i₃ nur während etwa 120 . . . 160° el., und zwischen zwei aufeinanderfolgenden Stromimpulsen liegt jeweils eine Strompause 160. Wäre die Lade- und die Entladezeit gleich groß, so müßte sich der betreffende Kondensator ersichtlich immer stärker aufladen; da aber die mittlere Ladung einem Gleichgewichtszustand zustrebt, müssen Lade- und Entladezeit verschieden groß sein.

Wichtig für die beschriebene Arbeitsweise ist, daß der Vorverstärker DA die Spannung des Hallgenerators 1 etwa linear verstärkt, d. h. daß, wie in Fig. 2B dargestellt, die Ausgangsspannung u _diff des Vorverstärkers DA im wesentlichen ein Bild von B _Hall (Fig. 2A) darstellt und Flanken F von relativ niedriger Steigung aufweist, deren Anstieg sich über einen Winkelbereich von etwa 10 . . . 35° el. erstreckt, ebenso der Abfall, vgl. Fig. 2B.

Da wie erläutert im steady-state-Zustand, also wenn der Motor z. B. mit 3000 U/min umläuft, Ladung und Entladung jeweils gleich groß sein müssen, bedeutet dies, daß je nach Größe des Entlade-Widerstandes 164 die Ladezeit, also die Zeit, während der die Transistoren 152, 153 leiten, kürzer gemacht werden kann als die Entladezeit. Da der Entlade-Widerstand 164 beiden Entladekreisen gemeinsam ist, kann mit seiner Hilfe die Stromlücke etwa symmetrisch gemacht werden. Wird dieser Widerstand vergrößert, so werden auch alle Stromlücken vergrößert. - Da Lade- und Entladezeit zusammen 360° el. entsprechen, kann man so die Dauer eines Stromimpulses kleiner machen als 180° el., z. B. 120 . . . 160° el. Dies ist aus den angegebenen Gründen wichtig für den Wirkungsgrad des Motors, für die Belastung der Transistor-Leistungsverstärker, für einen geräuscharmen Lauf des Motors, und auch für das Vermeiden von Funkstörungen.

Wichtig für eine gute Funktion ist, daß die etwa trapezförmige Spannung an den Ausgängen Y und Y′ Flanken mit relativ niedriger Steilheit hat, was durch die annähernd lineare Verstärkung des Differentialverstärkers DA erreicht wird. In dieser Hinsicht sind die Gegenkopplungswiderstände 142, 143 von Vorteil.

Beim Anlauf tritt ein relativ hoher Motorstrom auf, da vom Rotor R noch keine Gegen-EMK in den Wicklungen 2, 3 induziert wird. Bei einem Lüfter, der im Dauerbetrieb z. B. etwa 0,1 A benötigt, kann dieser Stromstoß etwa 0,6 A groß sein. Zu seiner Begrenzung dient der niederohmige Widerstand 155, an dem bei 0,6 A z. B. eine Spannung von etwa 3 V abfällt. Dadurch verringert sich der Strom zum Hallgenerator 1 entsprechend, d. h. dessen Ausgangssignal nimmt ab, und der Motorstrom wird begrenzt. Durch die Gegenkopplung erreicht man, daß die Stromversorgungen für niedrigere Leistungen ausgelegt werden können, bzw. daß bei einem Fahrzeug die Batterie weniger stark belastet wird. Ersichtlich beeinflußt diese Gegenkopplung den Vorverstärker DA nicht direkt, da dieser Transistoren anderer Polarität verwendet und daher mit seinem gemeinsamen Emitter-Widerstand 144 an die Leitung P angeschlossen ist, während der gemeinsame Emitter-Widerstand 155 der Transistor-Leistungsverstärker zur Leitung N führt. Durch den gemeinsamen Widerstand 155 wird ferner erreicht, daß auch bei hohen Temperaturen der Motor sicher startet, da immer nur eine Wicklung, also entweder die Wicklung 3 oder die Wicklung 2, Strom erhalten kann.

Dadurch, daß die Ableitwiderstände 156 und 157 direkt an die Leitung N angeschlossen sind, können diese größer gewählt werden, was für die Verstärkung günstig ist. Man könnte sie jedoch gegebenenfalls auch an den Knotenpunkt 146 anschließen.

Beim Blockieren des Motors, z. B. dadurch, daß der Rotor R von außen angehalten wird, wird derjenige Koppelkondensator 158 oder 159 geladen, dessen Transistor 140 oder 141 leitend ist. Ist z. B. im Augenblick des Blockierens der rechte Ausgang des Hallgenerators 2 negativer als der linke Ausgang und deshalb der Transistor 141 leitend, so fließt über die Widerstände 144, 143, den Transistor 141, die Emitter-Basis-Strecken der Transistoren 152 und 153, den Widerstand 155 und die Diode 147 ein Ladestrom zum Koppelkondensator 159. Hat dieser Kondensator eine Ladespannung von ca. 8 V erreicht, so hört der Ladestrom auf zu fließen, und die zugehörigen Leistungstransistoren 152, 153 werden stromlos. Genau dasselbe gilt für den analogen Fall, daß der Transistor 140 leitend und der Transistor 141 gesperrt ist. In diesem Fall wird dann der Koppelkondensator 158 aufgeladen. In beiden Fällen wird nach der Aufladung des betreffenden Kondensators, d. h. nach etwa 1 Sekunde, die Motorwicklung 2, 3 stromlos und es fließt nur noch ein kleiner Strom durch den Hallgenerator 1 und den Vorverstärker DA.

Die Koppelkondensatoren 158, 159 müssen so groß sein, daß sie die Ausgangssignale des Vorverstärkers DA nicht differenzieren und haben deshalb typisch eine Größe von einigen µF. Gewöhnlich verwendet man hierfür Elektrolyt-Kondensatoren. Solche Kondensatoren haben bei größeren Ladespannungen Leckströme, die störend sein können, denn die hohe Stromverstärkung der Darlington-Endstufen könnte selbst bei relativ niedrigen Leckströmen dazu führen, daß diese Endstufen stromleitend werden und daß sich dieser Prozeß dann durch die Erwärmung der Transistoren (Stromwärme) kumulativ verstärkt. Die Widerstände 145 und 147 sind aus diesem Grunde so groß gewählt, daß an dem betreffenden Widerstand 145 oder 147 im stromleitenden Zweig des Vorverstärkers DA ein Spannungsabfall von etwa 10 V entsteht. Auf diese Weise gelingt es, auch bei relativ hohen Betriebsspannungen, z. B. 60 V, die Ladespannung der Koppelkondensatoren 158, 159 bei blockiertem Motor auf ungefährliche Werte zu beschränken, die typisch unter 10 V liegen und bei denen die Leckströme noch nicht stören.

Wichtig bei der Erfindung ist also, daß das von den Koppelkondensatoren 158, 159 übertragene Signal genügend groß ist, so daß es durch die nichtlinearen Glieder auf der Ausgangsseite des Koppelkondensators auch nichtlinear verarbeitet werden kann und man dort wieder die im Betrieb erforderlich Gleichspannungskomponente erhält.

Ist das vom Koppelkondensator 158 oder 159 übertragene Signal sehr klein, so wirken die nichtlinearen Glieder für diesen kleinen Signalhub praktisch wie lineare Glieder, und ein Blockierschutz ist dann nicht mehr in allen Fällen gegeben. Besonders bei Verwendung von Hallgeneratoren mit niedriger Ausgangsspannung und bei Betrieb mit hohen Temperaturen ist deshalb ein quasilinearer Vorverstärker von großem Vorteil, um ausreichend große Signale zu erhalten, welche die eingebauten Nichtlinearitäten zur Wirkung kommen lassen. Mit der angegebenen Schaltung nach Fig. 1 beträgt z. B. die Ausgangsspannung des Vorverstärkers DA etwa 5 V Spitze-Spitze, ist also voll ausreichend, um die Nichtlinearitäten zur Wirkung kommen zu lassen. Wichtig ist ferner, daß auch das Ausgangssignal an den Ausgängen Y und Y′ einen etwa trapezförmigen Verlauf hat, so, wie das in Fig. 2B dargestellt ist, und daß die Steilheit der Flanken F des Trapezes nicht allzu groß ist und durch den Vorverstärker DA nicht wesentlich vergrößert wird. Dies wurde bereits unter Bezugnahme auf die Fig. 3 und 4 der DE-OS 24 19 432 erläutert.

Durch die Erfindung erhält man also

• a) die gewünschten Lücken zwischen den Stromimpulsen i₃ und i₂, (vgl. Fig. 2D),
• b) die gewünschte Sicherheit beim Blockieren des Motors, da hierbei die Motorwicklung stromlos wird und nicht durchbrennen kann; außerdem
• c) werden durch die kapazitive Ankopplung über die Koppelkondensatoren 158 und 159 die unvermeidbaren Asymmetrien der Ausgangsspannung des Hallgenerators 1 unterdrückt, da nur der Wechselspannungsanteil dieser Ausgangsspannung übertragen wird.

Ein wesentlicher Vorteil des Vorverstärkers DA ist darin zu sehen, daß auch bei Verwendung qualitativ schlechter Hallgeneratoren eine Blockiersicherung stets gewährleistet ist, und daß auch bei hohen Motortemperaturen, d. h. bei kleinen Hallspannungen, der Motor sicher anläuft.

Die Stromlücken 160 werden zweckmäßig so gelegt, daß sie annähernd symmetrisch zu den theoretischen Kommutierungszeitpunkten liegen, also den Punkten, an denen B _Hall in Fig. 2A jeweils den Wert Null durchläuft und deshalb die Ausgangsspannung des Hallgenerators 1 gleich Null ist. (Hierbei ist vorausgesetzt, daß der Hallgenerator 1 in der neutralen Zone angeordnet ist.) Die Dauer der Stromlücken 160 soll bei dem in Fig. 2A dargestellten trapezförmigen Verlauf von B _mot etwa der Summe von Anstiegs- und Abfallzeit der in einem Strang 2 oder 3 der Motorwicklung vom Rotor R rotatorisch induzierten Spannung entsprechen. Dadurch wird also erreicht, daß die Einschaltdauer jedes der beiden Endstufentransistoren 151, 153 unter 50% liegt.

Bei einem trapezförmigen Verlauf von B _mot (wie in Fig. 2A dargestellt) wird dabei der Strom in beiden Strängen 2 und 3 während mindestens etwa 20° el reduziert, vorzugsweise auf Null reduziert. Dieser Winkel läßt sich mit Hilfe des Widerstands 64 einstellen.

Bei kleinen Motoren ist manchmal aus praktischen Gründen die an sich bevorzugte trapezförmige Magnetisierung nicht möglich, und man muß sich dann mit einer etwa sinusförmigen Magnetisierung begnügen. In diesem Fall werden die Statorströme i₂, i₃ mit Vorteil während eines größeren Winkels von wenigstens ca. 60° el reduziert, vorzugsweise auf Null reduziert, was durch entsprechende Vergrößerung des Widerstands 164 möglich ist. Man erreicht dadurch, daß ein Motorstrom nur dann fließt, wenn die in der Statorwicklung 2, 3 durch den Rotor R induzierte Gegen-EMK mindestens etwa 50% ihres Spitzenwerts aufweist (sin 30°=0,5).

Claims (6)

1. Kollektorloser Gleichstrommotor

• a) mit einem Stator,
• b) mit einem permanentmagnetischen Rotor (R),
• c) und mit rotorstellungsabhängigen Halbleiter-Steuermitteln (1), die bei Stillstand des Rotors (R) mindestens ein welchselspannungsfreies Stellungssignal abgeben,
• d) ferner mit mindestens einem Transistor-Leistungsverstärker (150-153) zur Steuerung des Stromes in der Statorwicklung oder den Statorwicklungen (2, 3) in Abhängigkeit von dem mindestens einen Stellungssignal der rotorstellungsabhängigen Halbleiter-Steuermittel (1),
• e) wobei im Signalflußpfad des mindestens einen Stellungssignals von den Halbleiter-Steuermitteln (1) zu dem oder den Transistor-Leistungsverstärkern (150-153) jeweils ein als Elektrolytkondensator ausgebildeter Koppelkondensator (158, 159) vorgesehen ist,
  • e1) welcher so bemessen ist, daß er bei laufendem Motor das von ihm übertragene Stellungssignal nicht differenziert,
• f) und dem Koppelkondensator (158, 159) ein Ladekreis und ein Entladekreis zugeordnet sind,
  • f1) welche jeweils durch das Stellungssignal der rotorstellungsabhängigen Halbleiter-Steuermittel (1) alternierend aktivierbar und deaktivierbar sind, um abhängig von dem Augenblickswert des Stellungssignals dem Koppelkondensator (158, 159) eine Ladung zuzuführen bzw. ihm eine Ladung zu entnehmen,
• g) wobei der Entladekreis (145, 147, 155, 162-164) mindestens teilweise außerhalb des genannten Signalflußpfades angeordnet ist, so daß der Koppelkondensator (158, 159) bei blockiertem Motor eine Sperrung des Signalflußpfades und damit einen im wesentlichen stromlosen Zustand der mindestens einen Statorwicklung (2, 3) bewirkt, nach Patent 24 19 432,
• h) und wobei ferner den rotorstellungsabhängigen Halbleiter-Steuermitteln (1) ein Vorverstärker (DA) zugeordnet ist und der mindestens eine Koppelkondensator (158, 159) zwischen einem Ausgang (Y, Y′) dieses Vorverstärkers (DA) und einem Eingang des Transistor-Leistungsverstärkers (150-153) angeordnet ist,

dadurch gekennzeichnet,

• i) daß der Entladekreis (145, 147, 155, 162-164) eine Widerstands- Dioden-Serienschaltung aufweist, deren Diode (162, 163) so angeordnet ist, daß sie sperrt, wenn der Koppelkondensator (158, 159) geladen wird, und
• k) daß der Ladekreis (144, 143, 141, 152, 153, 155, 147) des mindestens einen Koppelkondensators (158, 159) so bemessen ist, daß an diesem Koppelkondensators (158, 159) bei blockiertem Motor eine Ladespannung auftritt, welche nur eine Teilspannung der an den Motor angelegten Betriebsspannung ist.

2. Motor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Teilspannung nicht größer als 10 V ist.

3. Motor nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß bei einem zweipulsigen, zweisträngigen Motor die den beiden Koppelkondensatoren (158, 159) zugeordneten Entladekreise einen gemeinsamen Entladewiderstand (164) aufweisen.

4. Motor nach einem der Ansprüche 1-3, dadurch gekennzeichnet, daß bei einem zweisträngigen Motor als Transistor-Leistungsverstärker zwei Darlington-Endstufen (150-153) vorgesehen sind, und daß diese ein gemeinsames Bezugspotential bezüglich der Ausgangssignale des Vorverstärkers (DA) haben.

5. Motor nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Vorverstärker (DA) als quasilinearer Verstärker ausgebildet ist.