DE2756799A1 - Impulsgesteuertes stromversorgungsgeraet - Google Patents
Impulsgesteuertes stromversorgungsgeraetInfo
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Description
Die Erfindung betrifft ein impulsgesteuertes Stromversorgungsgerät,
bei dem eine Gleichspannung, die durch Gleichrichtung des Netz-Wechselstroms erzeugt wird, einem Gleichstrom-rfechselstrom-Konverter
zugeführt wird, der durch eine Reihenschaltung einer Schalteranordnung gebildet ist; diese
Schalteranordnung wird als Funktion der Impulsbreite des Impulses moduliert, und zwar in Abhängigkeit vom Ausgangssignal
des Konverters und eines Transformators; der konvertierte Ausgangswechselstrom wird gleichgerichtet und geglättet,
um eine konstante Gleichspannung zu erhalten.
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Verschiedene Arten von impulsgesteuerten Stromversorgungsgeräten sind vorgeschlagen und in Gebrauch genommen worden.
Diese bekannten Stromversorgungsgeräte können verschieden klassifiziert werden, und zwar in Abhängigkeit von der Art des
Gleichstrom-Wechselstrom-Konverters, der Treiberschaltung der Schalteranordnung, dem Vorhandensein oder dem Nichtvorhandensein
eines Transformators, der Schaltungsausbildung der Konstantspannungsregelung
od. dgl. Die meisten bekannten, impulsgesteuerten Stromversorgungsgeräte sind gemäß Fig. 1 als Zerhacker
oder gemäß Fig. 2 mit einem Konverter mit entgegengesetzter Polarität ausgebildet.
In Fig. 1 ist ein bekanntes, impulsgesteuertes Stromversorgungsgerät
mit Zerhacker schematisch dargestellt. Das dargestellte Gerät weist einen Gleichrichter 4 auf, an dem der
Wechselstrom von einer Netzversorgung 3 anliegt. Der Ausgang des Gleichrichters 4 ist durch einen Kondensator 5 überbrückt,
der zur Glättung dient. Der Ausgang des Gleichrichtungs- und
Glättungsschaltkreises ist über einen Schalttransistor 50 mit einem weiteren Glättungsschaltkreis mit einer Drossel 11 verbunden,
deren Eingang durch eine Diode 51 und deren Ausgang durch einen Kondensator 12 überbrückt sind. Die beiden Anschlüsse
des Kondensators 12 sind mit den Gleichstromausgängen 15 verbunden. Ein durch die Widerstände 13 und 14 gebildetes
Potentiometer ist parallel zum Kondensator 12 geschaltet. Der Mittelabgriff des Potentiometers ist mit einem Fehlerdetektor
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16 verbunden, der die Spannungsfluktuationen am Kondensator
bezüglich einer Referenzspannung feststellt und ein Fehlersignal erzeugt, das an einem Impulsbreitenmodulator 18 anliegt.
Der Impulsbreitenmodulator 18 spricht auf das Ausgangssignal
eines Irapulsoszillators 17 und auf den Ausgang des Fehlerdetektors 16 an und erzeugt einen Impulszug hoher Frequenz, wobei
die Impulsbreite als Funktion der Fluktuationen des Gleichstrornausgangs moduliert ist, der am Kondensator 12 anliegt.
Der hochfrequente Impulszug vom Modulator 18 liegt an einer Treiberschaltung 19 an und wird dort verstärkt. Der Ausgang der
Treiberschaltung 19 liegt an der Steuerelektrode des Schalttransistors 50 an, um dessen Leitfähigkeit zu steuern und damit
das Tastverhältnis der Schaltersteuerung.
Das in Fig. 1 dargestellte, bekannte, impulsgesteuerte Stromversorgungsgerät weist mehrere Nachteile auf. So kann
beispielsweise lediglich eine Ausgangsgleichspannung erhalten werden, die niedriger ist als die Eingangsgleichspannung. Da
ein Schalttransistor zwischen dem Eingang und dem Ausgang vorgesehen ist, besteht die Gefahr, daß durch einen Kurzschluß
des Schalttransistors die Eingangsgleichspannung am Ausgangsanschluß anliegt, so daß der Lastschaltkreis beschädigt werden
kann. Da ein Schalttransistor zwischen dem Eingang und dem Ausgang vorgesehen sein sollte, ist es unmöglich, den Eingang
und den Ausgang gegeneinander elektrisch zu isolieren, d.h. voneinander galvanisch zu trennen.
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Flg. 2 zeigt schematisch einen bekannten Wandler mit entgegengesetzter
Polarität. Dieser Wandler weist einen HF-Transformator auf, der in Reihe mit einem Schalttransistor geschaltet
ist. Insbesondere ist der Ausgang des Gleichrichtungs- und
Glättungsschaltkreises mit einer Primärwicklung 60a des Transformators 60 verbunden, der in Reihe zu einem Schalttransistor
61 geschaltet ist. Die Steuerelektrode des Schalttransistors 61 ist mit dem Ausgangsanschluß einer Treiberschaltung 19 verbunden.
Die Sekundärwicklung 60b des Transformators 60 ist mit einem anderen Gleichrichter 9 verbunden, dessen Ausgangssignal
durch den Glättungskondensator 12 geglättet wird. Da die übrigen Teile des in Fig. 2 dargestellten Wandlers im wesentlichen
denen des in Fig. 1 dargestellten Gerätes entsprechen, müssen sie im folgenden nicht näher erläutert werden.
Der in Fig. 2 dargestellte Wandler weist jedoch mehrere Nachteile auf. Insbesondere wird bei dem in Fig. 2 dargestellten
Wandler die Eingangsgleichspannung in Rechteckform umgeschaltet. Ein derartiger Umschaltvorgang führt jedoch zu erhöhten
Umschaltverlusten und unerwünschten Abstrahlungen.
Wenn die Last plötzlich kurzgeschlossen wird, kommt der Schalttransistor
aus seinem stabilisierten Arbeitsbereich seiner Spannungs-Strom-Charakteristik, so daß er beschädigt werden
kann. Wenn die elektrische Isolation zwischen der Primär- und Sekundärwicklung des Transformators durch Erhöhung des Abstandes
zwischen diesen verbessert wird, so wird auch der Verlust
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an Induktivität zwischen der Primär- und der Sekundärwicklung erhöht, was wiederum zu einer Verzerrung der Ausgangsspannung
des Transformators, zu einer unerwünschten Abstrahlung und zu einer Erhöhung der Schaltverluste des Schalttransistors führt.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, ein impulsgesteuertes Stromversorgungsgerät der eingangs beschriebenen
Art derart auszubilden, daß die oben erläuterten Nachteile vermieden werden.
Das erfindungsgemäße Stromversorgungsgerät weist eine Wechselstromquelle, einen ersten Gleichrichter zum Gleichrichten
des Wechselstroms, einen Impulsgenerator zur Erzeugung hochfrequenter Bezugsimpulse, deren Tastverhältnis als Funktion
eines Steuersignals variabel ist, eine erste Schalteranordnung zum Ein- und Ausschalten des Ausgangs des ersten Gleichrichters
in Abhängigkeit vom Tastverhältnis der hochfrequenten Bezugsimpulse, einen Hochfrequenztransformator, der in Reihe mit dem
ersten Gleichrichter und der ersten Schalteranordnung geschaltet ist, einen zweiten Gleichrichter zum Gleichrichten des
Ausgangssignals des Hochfrequenztransformators und einen Glättungsschaltkreis
auf, um das Ausgangssignal des zweiten Gleichrichters zu glätten; das gleichgerichtete und geglättete Ausgangssignal
des zweiten Gleichrichters wird dem Impulsgenerator für die hochfrequenten Referenzimpulse als Steuersignal zugeführt;
das erfindungsgemäße Gerät zeichnet sich weiter da-
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durch aus, daß ein Resonanzkondensator mit dem Hochfrequenztransformator
verbunden ist, um mit diesem einen Resonanzkreis zu bilden, wenn die erste Schalteranordnung abgeschaltet ist,
wobei eine zweite Schalteranordnung, die mit dem Ausgang des Hochfrequenztransformators verbunden ist, in Abhängigkeit von
einem Rücklaufimpuls von dem Glättungsschaltkreis eingeschaltet
wird, wenn die erste Schalteranordnung abgeschaltet ist. Daher wird die oben beschriebene Resonanz mit Hilfe des zweiten
Gleichrichters und der zweiten Schalteranordnung in der zweiten Halbperiode der Resonanz während des Abschaltzeitraums
der ersten Schalteranordnung unterdrückt. Erfindungsgemäß wird daher die Wellenform in der ersten Wicklung des Hochfrequenztransformators
gegenüber der rechteckigen Wellenform bei den bekannten Geräten gerundet, und zwar durch die oben erläuterte
Resonanz, die durch den Hochfrequenztransformator und den Resonanzkondensator verursacht wird.
Das erfindungsgemäße Stromversorgungsgerät ist als Wandler mit einem Wandlertransformator ausgebildet, so daß in vorteilhafter
Weise die durch die Schalteranordnung verursachten Umschaltverluste vermindert werden. Außerdem wird die unerwünschte
Hochfrequenzabstrahlung unterdrückt.
Durch die Verwendung eines Konvertertransformators wird eine galvanische Trennung zwischen dem Wechselstromeingang
und dem Ausgangsanschluß erreicht, und außerdem kann eine
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Wechselstromquelle mit beliebiger Spannung für eine vorgegebene Ausgangsgleichspannung verwendet werden, indem das
Wicklungsverhältnis der Primär- und Sekundärwicklungen des Hochfrequenztransformators genau ausgewählt wird.
Durch die erfindungsgemäße Verwendung eines Konvertertransformators
wird die Ausgangsspannung selbst dann nicht beeinflußt,
wenn die erste und/oder die zweite Schalteranordnung an der primären und/oder der sekundären Wicklung einen Kurzschluß
oder eine Auftrennung des Schaltkreises aufweisen, so daß keinerlei Gefahr besteht, daß der Lastschaltkreis durch
die Zerstörung dieser Schalteranordnungen beschädigt wird.
Da die Induktivität der Primärwicklung des Transformators relativ groß gewählt werden kann, wird die Impedanz der Primärwicklung
des Konvertertransformators entsprechend groß, so daß die Verluste in der ersten Schalteranordnung abnehmen.
Das erfindungsgemäße Stromversorgungsgerät kann in vorteilhafter Weise in elektronischen Geräten, beispielsweise Fernsehempfängern
od. dgl., eingesetzt werden, die eine stabilisierte Gleichspannung benötigen.
Die Erfindung wird im folgenden mit Bezug auf die anliegende
Zeichnung näher erläutert. Es zeigen:
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Fig. 1 ein schematisches Schaltbild eines vorbekannten, impulsgesteuerten Stromversorgungsgerätes mit einem Zerhacker,
Fig. 2 ein schematisches Schaltbild eines vorbekannten, impulsgesteuerten Stromversorgungsgerätes mit einem Konverter
mit entgegengesetzter Polarität,
Fig. 3A ein schematisches Schaltbild einer ersten AusfUhrungsform eines erfindungsgemäßen, impulsgesteuerten Stromversorgungsgerätes
,
Fig. 3B die Wellenformen von Signalen an verschiedenen Stellen der AusfUhrungsform der Fig. 3A,
Fig. AA ein schematisches Schaltbild einer zweiten AusfUhrungsform
des erfindungsgemäßen Stromversorgungsgerätes,
Fig. 4B Wellenformen der Signale an verschiedenen Stellen
der AusfUhrungsform der Fig. 4A,
Fig. 5A ein schematisches Schaltbild einer weiteren AusfUhrungsform
des erfindungsgemäßen Stromversorgungsgerätes,
Fig. 5B Wellenformen der Signale an verschiedenen Stellen der AusfUhrungsform der Fig. 5A und
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Fig. 6 ein schematisches Schaltbild einer weiteren Ausführungsform
des erfindungsgemäßen Stromversorgungsgerätes.
Fig. j5A zeigt ein schematisches Schaltbild einer Ausführungsform
des erfindungsgemäßen, impulsgesteuerten Stromversorgungsgeräts mit einem Wandler gleichsinniger Polarität. In
Fig. 3B sind die Wellenformen der elektrischen Signale an
verschiedenen Stellen der Ausführungsform der Fig. 3A dargestellt. Das Stromversorgungsgerät der Fig. 3A weist «inen
Gleichrichter 4 auf, dem der Wechselstrom der Netzv»r*orgung
zugeführt wird. Der Ausgang des Gleichrichters 4 ist durch einen Kondensator 5 überbrückt, der als Glättungsschaltkreis
dient. Der Ausgang des Gleichrichtungs- und Glättungeschaltkreises
ist mit der Primärwicklung 6a eines Hochfrequenztransformators 6 verbunden, der in Reihe mit einem Schalttransistör
7 geschaltet ist. Eine Sekundärwicklung 6b des Hochfrequenztransformators 6 ist mit einem anderen Gleichrichter 9
verbunden, dessen Ausgang mit einem Glättungsschaltkreis mit einer Drossel 11 und einem Kondensator 12 verbunden ist. Bei
der dargestellten Ausführungsform sind die Primär- und die Sekundärwicklung 6a bzw. 6b des Transformators 6 gleichsinnig
aufgewickelt, wie dies durch den Punkt in der Figur angedeutet ist. Die aus der Sekundärwicklung und dem Gleichrichter 9 gebildete
Reihenschaltung wird durch eine Diode 10 überbrückt, deren Kathode mit der Gleichrichtungsdiode 9 verbunden ist.
Die beiden Anschlüsse des Kondensators 12 sind mit den Aus-
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gangsanschlüssen 15 verbunden. Parallel zu dem Kondensator 12
ist ein durch Widerstände 13 und lh gebildetes Potentiometer
geschaltet. Der Mittelabgriff des Potentiometers ist mit einem Fehlerdetektor 16 verbunden, um Fluktuationen der Ausgangsspannung
am Kondensator 12 bezüglich einer vorgegebenen Bezugsspannung als Fehlersignal festzustellen, das an einem
Impulsbreitenmodulator 18 anliegt. Der Impulsbreitenmodulator 18 spricht auf das Ausgangssignal des Impulsgenerators 17 sowie
auf den Ausgang des Fehlerdetektors 16 an, um die Impulsbreite eines hochfrequenten Impulszuges in Abhängigkeit von
der an dem Kondensator 12 anliegenden Gleichspannung zu modulieren. Der Impulszug der hochfrequenten Impulse des Impulsmodulators
18, deren Impulsbreite moduliert ist, wird einer Treiberschaltung 19 zugeführt und dort verstärkt. Der Ausgang
der Treiberschaltung 19 wird einer Steuerelektrode des Schalttransistors 7 zugeführt, um dessen Leitfähigkeit und damit das
Tastverhältnis des Schaltvorganges zu steuern. Erfindungsgemäß ist ein Resonanzkondensator 8 in Reihe mit der Primärwicklung
6a des Hochfrequenztransformators 6 geschaltet, so daß mit dem Kondensator 8 und der Primärwicklung 6a des Hochfrequenztransformators
6 eine Resonanz auftritt. Vorzugsweise ist die Kapazität des Kondensators 8 derart ausgewählt, daß die Halbperiode
der Resonanz des Kondensators 8 und der Primärwicklung 6a des Transformators 6 geringfügig kürzer 1st als die Abschaltzeit
des Schalttransistors 7. Aus den weiter unten näher erläuterten Gründen ist es bevorzugt, daß die Primär- und die Sekundär-
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wicklung 6a bzw. 6b des Ilochfrequenztransformators 6 eng gekoppelt
sind und daß die Gesamtinduktivität des Transformators 6 von der Primärwicklung 6a zur Sekundärwicklung 6b einschließlich
der Drossel 11 relativ groß ist.
Die Arbeitsweise der Ausführungsform der Fig. 3A wird mit
der Fig. 3B besser verständlich, in der die Wellenformen von
elektrischen Signalen an verschiedenen Stellen der Ausführungsform der Fig. 3A dargestellt sind. Wenn sich der Basisstrom IB
des Schalttransistors 7 mit dem Ausgang der Treiberschaltung 19 ändert, wird der Transistor 7 wiederholt ein- und ausgeschaltet.
Während der Einschaltzeit Tn des Transistors 7 fließt der Kollektorstrom Ic des Transistors 7 durch die Primärwicklung 6a
des Transformators 6, so daß die Sekundärspannung V2 an der Sekundärwicklung 6b des Transformators 6 erzeugt wird. Die
Diode 9 wird während der Einschaltperiode Tn des Transistors 7 aufgrund der positiven Sekundärspannung V2 leitend, so daß der
Diodenstrom ID1 durch die Drossel 11 fließt, während die andere Diode 10 entgegengesetzt vorgespannt und abgeschaltet ist,
so daß die Spannung VD, wie dargestellt, an der Diode 10 entwickelt wird.
Wenn der Schalttransistor 7 abgeschaltet wird, wird durch die Induktivität der Primärwicklung 6a des Transformators 6
und die Kapazität des Kondensators 8 während der Abschaltperiode des Schalttransistors 7 eine Resonanz ausgelöst. Daher wird
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die Primärspannung V1 der Resonanzkurve gemäß Fig. 3B an der Primärwicklung 6a erzeugt, durch die die Sekundärspannung V2
mit entgegengesetzter Polarität induziert wird. Daher wird die Gleichrichterdiode 9 durch die oben beschriebene Sekundärspannung
mit entgegengesetzter Polarität abgeschaltet. Die Resonanz setzt sich dabei fort. Am Ende der ersten iialbperiode Tr
der Resonanzkurve wird Jedoch die Primärspannung V1 niedriger als die Eingangsspannung Vi, wie dies gestrichelt dargestellt
ist, und daher wird die Sekundärspannung V2 größer als Erdpotential, wie dies gestrichelt dargestellt ist, und zwar gerade
dann, wenn die Diode 9 eingeschaltet wird.
Andererseits wird die in der Drossel 11 gespeicherte Energie als Funktion des Drosselstroras ID1, der während der Einschaltperiode
Tn fließt, in Form eines nicht dargestellten Rücklaufimpulses mit negativer Polarität an der Diode 10 während der
Abschaltperiode Tf auftreten, so daß die Diode 10 während dieser Abschaltperiode Tf des Schalttransistors 7 durchgeschaltet
wird, so daß der Diodenstrom 1D2 durch die Diode 10 während der Abschaltperiode Tf fließt. Dies bedeutet, daß während der
Periode Td vom Ende der ersten Halbperiode der oben beschriebenen Resonanz zum Ende der Abschaltperiode die beiden Dioden
9 und 10 gleichzeitig leitend werden, um dadurch die beiden Anschlüsse der Sekundärwicklung 6b des Transformators 6 kurzzuschließen.
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Vorzugsweise sind die Primär- und die Sekundärwicklung 6a bzw. 6b mit relativ großem Kopplungskoeffizienten miteinander
verbunden. Da die Induktivität der Primärwicklung aufgrund des oben beschriebenen Kurzschlusses der Sekundärwicklung 6b wesentlich
erniedrigt ist, ist die Kesonanzenergie an der Seite der Primärwicklung 6a entsprechend verringert, so daß die
Primärspannung V1 sich sehr wenig ändert, als sei sie im wesentlichen konstant. Dies bedeutet, daß während der zweiten
Halbperiode der Resonanz die Wellenform der Resonanzspannung an der Primärwicklung 6a durch die Dioden 9 und 10 an der Seite
der Sekundärwicklung 6b des Transformators 6 gedämpft ist. wenn daher die Induktivität der Primärwicklung ba des Transformators
6 relativ groß ausgewählt ist, so dient dies zu einer Verringerung der Dämpfung durch die Diodenverbindung
zwischen der Basis und dem Kollektor des Schalttransistors 7.
Daher ändern sich die Primär- und die Sekundärspannung V1 bzw. V2 entsprechend Fig. 3B, und die rechteckige Diodenspannung
VD wird an der Diode 10 erzeugt und durch die Drossel 11 und den Kondensator 12 geglättet, um eine Ausgangsgleichspannung
VO zu erzeugen. Der Drosselstrom IL fließt gemäß Fig. 3B durch die Drossel 11.
Die so erhaltene Ausgangsspannung VO kann durch die folgende
Gleichung ausgedrückt werden:
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vo
Tn v _ Tn Vi
wobei N = Windungsverhältnis der Primär- und der Sekundärwicklung
6a bzw. 6b und Vp = Maximalwert der Diodenspannung VD.
Aus der obigen Gleichung ergibt sich, daß selbst dann, wenn sich die Eingangsspannung Vi ändert, die Ausgangsspannung VO
konstant geregelt werden kann, indem das Tastverhältnis, d.h. Tn/(Tn + Tf), des Schalttransistors 7 verändert wird. Diese
Regelung wird durch den Steuerschaltkreis 2 mit den Schaltungsblöcken 16, 17, 18 und 19 erreicht.
Aus der obigen Gleichung ergibt sich weiter, daß die Maximalspannung
Vp an der Diode 10 derart ist, daß die Fläche der Kurve der Einschaltperiode und die Fläche der Kurve der Abschaltperiode
Tf der Sekundärspannung V2 gleich werden. Dies bedeutet, daß selbst dann, wenn die erfindungsgemäßen Maßnahmen
auf ein impulsgesteuertes Stromversorgungsgerät mit entgegengesetzter Polung übertragen werden, wobei die Diode 9
eingeschaltet wird, wenn der Schalttransistor 7 abgeschaltet ist, eine entsprechend konstante Ausgangsspannung VO erreicht
werden kann, indem die Diodenspannung VD an der Diode 10 durch genaue Einstellung des Tastverhältnisses des Schalttransistors
7 geglättet wird.
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In Fig. Uk ist ein schematisches Schaltbild einer anderen
AusfUhrungsform des erfindungsgemäßen, impulsgesteuerten
Stromversorgungsgerätes dargestellt, wobei der Wandler gegenüber der obigen Beschreibung entgegengesetzte Polarität aufweist.
In Fig. 4D sind Wellenformen der elektrischen Signale
an verschiedenen Stellen der AusfUhrungsform der Fig. ^A dargestellt.
Im Vergleich zu Fig. 3 ist bei der Ausführungsform
der Fig. h die Polarität der Primär- und der Sekundärwicklung
6a bzw. 6b des Transformators entsprechend der Punktmarkierung in Fig. 4A gewählt, während die übrigen Schaltungstelle der
Ausführungsform der Fig. hk genau gleich denen bei der Ausführungsform
der Fig. 3A sind. Durch die umgekehrte Polarität der Primär- und der Sekundärwicklung 6a bzw. 6b des Transformators
6 ist die Diode 9 durchgeschaltet, wenn der Schalttransistor abgeschaltet ist, während die andere Diode 10 während
der gesamten Dämpfungsperiode Td und der Einschaltperiode Tn durchgeschaltet ist, soweit der oben beschriebene Rücklaufimpuls
zu dem Zeitpunkt erhalten wird, wenn der Diodenetrom ID1 der Diode 9 nach dem Ablauf der oben beschriebenen ersten
Halbperiode Tr der Resonanz abnimmt.
In Fig. 5A 1st ein schematisches Schaltbild eines erfindungsgemäßen
Stromversorgungsgerätes mit einer detaillierteren Darstellung des Steuerschaltkreises 2 gezeigt. Die AuefUhrungsform
des Steuerschaltkreises 2 gemäß Fig. 5 kann sowohl bei der Ausführungsfor« der Fig. 3 als auch bei der der Fig. 4
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verwendet werden. Daher sind bei allen Figuren gleiche Bauelemente mit den gleichen Bezugszeichen versehen. In Fig. 5B
sind Wellenformen von elektrischen Signalen an verschiedenen Stellen der AusfUhrungsform der Flg. 5A dargestellt.
Gemäß Fig. 5A wird ein Potentiometer durch einen veränderbaren Widerstand 20 sowie durch die Widerstände 13 und 14 gebildet. Das an dem Abgriff des variablen Widerstandes 20 erhaltene Signal wird an die Basis eines Verstärkertransistors
16 für ein Fehlersignal angelegt, wobei dieser Verstärkertran
aistor 16 derart geschaltet ist, daß die Impedanz zwischen
den Kollektor und dem Emitter als Funktion der Differenz zwischen der Bezugsspannung von einer Zenerdiode 21 und der Spannung von den Abgriff des variablen Widerstands 20 des Potenio-■etera gesteuert wird. Daher liegt das heruntergeteilte Signal
der Ausgangsspannung VO an der Basis des Transistors 16. Die
von «ine« nicht dargestellten Impulsgenerator erzeugten Hochirequcnaiapulse P sind über einen Differenzierschaltkreis mit
•Ines Kondensator 22 und einem Widerstand 23 an die Basis des
Iranalstors 18 für die Impulsbreitenmodulation gelegt, so daß
ein differenziertes Ausgangssignal der Hochfrequenzimpulse P
an der Basis des Transistors 18 anliegt. Der Transistor 18
ist derart geschaltet, daß seine Schwellenspannung bei der Spannung +Vcc liegt. Die Basisspannung VB2 des Transistors 18
Mndert sich entsprechend dem differenzierten Ausgangssignal.
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ändert sich die Impulsbreite der Ausgangssignale des Transistors
1d als ^univcion der Impedanz zwischen dem Kollektor und
dem emitter ue^ ,.rans ίο tors 16 und daher der Differenz zwischen
der Ausgangsspannung VO und der Bezugsspannung der
Zenerdiode 21. insbesondere liegt das differenzierte Ausgangssignal
mit der Flanke an dem Transistor 18 als ßasispannung VB2, deren Zeitkonstante als Funktion der Fluktuationen der
Ausgangsspannung Vü gesteuert wird. Daher wird ein hochfrequenter Impulszug von dem Transistor 18 erhalten, wobei die
Impulsbreite als Funktion der Fluktuationen der Ausgangsspannung VÜ moduliert ist. Daa Kollektorausgangssignal VC2 mit
modulierter Impulsbreite von dem Transistor 18 wird apannungsgeteilt und als Basiaspannung VB3 an die Basis dea Treibertranaistors
19 angelegt, dessen Kollektorapannung VC3 an der
Primärwicklung dea Jreibertranaforinatora 24 anliegt. Eine Sekundärwicklung
des Treibertranaformatora 2k iat alt der Baaia
des Schalttranaiator* 7 verbunden. Daher fließt der Basisstroi»
IB zu der baeia üea Tranaistora 7. Der Zeitrau· Ts wird
duich den £peich*r*flekt der Basia des SchalttranaJLators 7 bewiiKC,
so daß di# kUn-iUialtperiode Tn des Schalttransistors 7
verglichen mit dt« Idealiall der Fig. 5 und 4 verlängert ist.
Die in der Flg. 5B gestrichelt eingezeichneten Kurven zeigen
den Fall, bei dem di* Auagangaapannung VO erhöht iat.
In Fig. 6 iat ein scheaatiaches Schaltbild einer weiteren
Ausführungsform dea erflndungsgeeaflen Stroeversorgungagerätes
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dargestellt. Diese Ausführungsforra weist einen Resonanzkondensator
8 auf, der parallel zur Diode 9 geschaltet ist, so daß die Resonanz an der Sekundärseite des Transformators 6
auftritt. Abgesehen von der erläuterten Resonanz der Sekundärwicklung 6b des Transformators 6 und des Kondensators 8 an
der Sekundärseite des Transformators 6 ist die Arbeitsweise im wesentlichen die gleiche wie bei der AusfUhrungsform der
Fig. 5. Daher 1st es nicht erforderlich, auf weitere Einzelheiten der AusfUhrungsform der Fig. 6 einzugehen.
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Leerse ite
Claims (12)
1. ) Impulsgesteuertes Stromversorgungsgerät mit einer
Wechselstromquelle und einem mit dieser verbundenen ersten Gleichrichter zum Gleichrichten des Wechselstroms, gekennzeichnet durch
a) einen Impulsgenerator (2; 16, 17, 18, 19) zur Erzeugung hochfrequenter Impulse, deren Tastverhältnis in Abhängigkeit
von einem Steuersignal veränderbar ist,
b) eine mit dem ersten Gleichrichter (4) verbundene erste Schalteranordnung (7), die durch die hochfrequenten Impulse
ansteuerbar ist, um die gleichgerichteten Ausgangssignale des ersten Gleichrichters (4) ein- und auszuschalten,
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ORIGINAL INSPECTED
c) einen Hochfrequenztransformator (6), der mit dera Ausgang
der ersten Schaiteranordnung (7) verbunden ist,
d) einen zweiten Gleichrichter (9), der mit dem Hochfrequenztransformator
(6) verbunden ist, um dessen Ausgangssignale gleichzurichten,
e) einen Schaltkreis (1j5, 14) zum Zuführen der gleichgerichteten
Ausgangssignale des zweiten Gleichrichters (9) zu dem Impulsgenerator (2; 16, 17, 18, 19) als Steuersignal,
f) einen mit dem Hochfrequenztransformator (6) verbundenen Kondensator (8) zur Erzeugung einer Resonanz, wenn die
erste Schalteranordnung (7) gesperrt ist, und durch
g) eine zweite Schalteranordnung (10), die mit dem Ausgang des Hochfrequenztransformators (6) verbunden ist und beim
Abschalten der ersten Schalteranordnung (7) geöffnet wird, um die Resonanz während deren zweiten Halbperlode (Td) zusammen
mit dem im leitenden Zustand befindlichen zweiten Gleichrichter (9) zu dämpfen.
2. Gerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeich net, daß der Hochfrequenztransformator (6) eine Primärwicklung
(6a) und eine mit dieser elektromagnetisch gekoppelte Sekundärwicklung (6b) aufweist.
809825/101 Π
3. Gerät nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet , daß die Primärwicklung (6a) in Reihe mit
dem ersten Gleichrichter (4) und der ersten Schalteranordnung (7) geschaltet ist.
4. Gerät nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet , daß die Wicklungen des Hochfrequenztransformators
(6) so angeordnet sind, daß der zweite Gleichrichter (9) mit eingeschalteter erster Schalteranordnung (7) leitend
wird.
5. Gerät nach Anspruch 3» dadurch gekennzeichnet , daß die Wicklungen des Hochfrequenztransformators
(6) so angeordnet sind, daß der zweite Gleichrichter (9) mit abgeschalteter erster Schalteranordnung (7) leitend
wird.
6. Gerät nach einem der Ansprüche 3 bis 5, dadurch gekennzeichnet , daß der Kondensator (8) mit der
Primärwicklung (6a) des Hochfrequenztransformators (6) verbunden ist.
7. Gerät nach einem der Ansprüche 3 bis 5, dadurch gekennzeichnet , daß der Kondensator (8) mit der
Sekundärwicklung (6b) des Hochfrequenztransformators (6) verbunden ist.
809828/1010
8. Gerät nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet , daß der Kondensator (8) parallel zum zweiten
Gleichrichter (9) geschaltet ist.
9. Gerät nach einem der Ansprüche 3 bis 8, dadurch gekennzeichnet , daß der zweite Gleichrichter (9)
in Reihe mit der Sekundärwicklung (6b) des Hochfrequenztransformators (6) und daß die zweite Schalteranordnung (10)
parallel zur Reihenschaltung der Sekundärwicklung (6b) und dem zweiten Gleichrichter (9) geschaltet ist.
10. Gerät nach einem der Ansprüche 3 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Schalteranordnung
eine Diode (10) aufweist.
11. Gerät nach einem der Ansprüche 3 bis 10, dadurch gekennzeichnet , daß der Impulsgenerator (2;
16, 17, 18, 19) einen Referenzgenerator zur Erzeugung hochfrequenter Referenzimpulse, dessen Ausgang mit einer Differenzierschaltung
(22, 23) zum Differenzieren der hochfrequenten Referenzimpulse verbunden ist, und einen Schwellendetektor
(18) für die differenzierten Ausgangssignale der Differenzierschaltung (22, 23) aufweist.
12. Gerät nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet , daß der Impulsgenerator vom gleichgerichteten
Ausgangssignal des zweiten Gleichrichters (9) zum Verändern der Zeitkonstante der Differenzierschaltung (22, 23)
ansteuerbar ist.
809626/1010
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