DE2746742C2 - Schaltungsanordnung zum Stabilisieren einer Grenzspannung - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zum Stabilisieren einer Grenzspannung, die eine Grenze des Anderungsbereiches einer Signalspannung mit periodisch wiederkehrenden Signalanteilen an einem Schaltungspunkt bedingt, gegenüber einer an einem Bezugsspannungspunkt auftretenden Bezugsspannung, z. B. zum Klemmen eines Spitzenwertes eines über einen Kondensator zugeführten Signals, wie eines Fernseh-Videosignals, bei der der Schaltungspunkt über wenigstens ein unsymmetrisch leitendes Element an den Bezugsspannungspunkt angeschaltet ist

Wenn an einem Schaltungspunkt eine Grenzspannung wirksam ist, heißt das, daß der Schaltungspunkt einerseits beliebige Spannungswerte, z. B. größer als der Grenzspannungswert, annehmen kann; sobald jedoch andererseits das Potential des Schaltungspunktes die Grenzspannung in der anderen Richtung, also z. B. zu Werten kleiner als der Grenzspannungswert, überschreiten will, zeigt sich eine niedrige Impedanz, und ein starker Strom fließt derart, daß eine weitere Spannungsänderung verhindert der Grenzspannungswert also nicht unterschritten wird. bo

Bei einer bekannten Schaltung dieser Art wird das Videosignal mit den Synchronimpulsen über einen Koppelkondensator der Kathode einer Diode zugeführt, deren Anode an einen Bezugsspannungspunkt, z. B. die durch einen Glättungskondensator festgehalte- μ ne Teilspannung eines an der Speisequelle liegenden Spannungsteilers, angeschlossen ist. Mittels der Diode und des Kondensators erfolgt dabei eine Spitzengleichrichtung des zugeführten Signals. An dem Kondensator ergibt sich eine Spannung, die dem Unterschied zwischen dem einen Referenzpegel darstellenden Spitzenwert der Impulse und dem jeweiligen Mittelwert des zugeführten Signals entspricht. Durch diese Spitzengleichrichtung werden die Impulsscheitel auf einen gleichen Pegel gelegt, so daß die im ursprünglichen Signal enthaltene Gleichstromkomponente wieder hergestellt wird. Wenn die Synchronimpulse des Fernsehsignals negativ gerichtet sind, stellt sich die Spannung am Kopppelkondensator so ein, daß die Diode leitend wird, wenn in dem Videosignal die Impulse ihren negativen Scheitelwert annehmen. Die Spannung am Koppelkondensator bleibt über dem Signalbereich einer Zeile weitgehend konstant, wobei die Entladung des Kondensators durch einen Entladewiderstand, z. B. den am Eingang eines nachfolgenden Transistorverstärkers auftretenden Widerstand, bedingt wird. An der Kathode der Diode tritt daher eine Grenzspannung auf, die bei jedem negativen Extremwert des zugeführten Signals erreicht, aber praktisch nicht überschritten wird. Die Synchronimpulsscheitel werden daher auf einen Grenzspannungswert geklemmt, der der Bezugsspannung zuzüglich dem Spannungsabfall an der Diode entspricht. Dieser Spannungsabfall an der Diode ist jedoch vom Strom abhängig und außerdem von der Temperatur. Insbesondere die Stromabhängigkeit fällt stark ins Gewicht, da für den Ausgleich der Ladung, die zwischen den Impulsintervallen vom Kondensator über die ange-

schlossene Impedanz abfließt, und für eine Änderung der Kondensatorspannung bei entsprechenden Änderungen der Lage des Bezugspegels im Signal kurze starke Stromstöße während des Auftretens des Extremwertes der Impulsscheitel durch die Diode fließen. Der geklemmte Spitzenwert kann daher nicht genau festgehalten werden.

Aus Schönfelder: »Fernsehtechnik Teil 1«, Seiten 6/3 bis 6/5, Justus von Liebig Verlag, Darmstadt, 19Γ2 ist eine Schaltungsanordnung zur Schwarzsteuerung eines Videosignais bekannt. Bei dieser Schaltungsanordnung wird das Videosignal vom Emitter einer ersten Transistorstufe über einen Koppelkondensator der Basis einer zweiten Transistorstufe zugeführt. Zum Einstellen eines bestimmten Gleichspannungspegels an der Basis der zweiten Transistorstufe ist diese mit dem Kollektor eines Schalttransistors verbunden, dessen Emitter eine Bezugsspannung zugeführt wird. In einem Zeitintervall, in dem das Videosignal einen Spannungswert annimmt, der auf einen der Bezugsspannung entsprechenden Wert festgelegt werden soll, wird der Schalttransistor in seinen leitenden Zustand überführt und der Koppelkondensator auf die Bezugsspannung aufgeladen. Diese Schaltungsanordnung hat den Nachteil, daß der Schalttransistor ein Schaltsignal benötigt, welches außerhalb der beschriebenen Schaltungsanordnung mit großem Aufwand erzeugt werden muu. Außerdem wird der Koppelkondensator nicht exakt bis auf die Bezugsspannung aufgeladen, da zwischen dem Emitter und dem Kollektor des Schalttransistors auch im leitenden Zustand eine Restspannung anliegt. Darüber hinaus ist der Koppelkondensator in den Zeitperioden, in denen der Schalttransistor sperrt, von der Bezugsspannung getrennt, so daß Umladevorgänge die der zweiten Transistorstufe zugeführte Bezugsspannung verändern, was sich beispielsweise bei einem Videosignal sehr störend bemerkbar macht.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, die tatsächliche Grenzspannung, die in einem Fernsehsignal einen Klemmpegel bestimmen kann, und die Bezugsspannung wesentlich fester aneinander zu koppeln, so daß trotz beträchtlicher Strom-' und ggf. Temperaturänderungen die notwendige Konstanz der Grenzspannung bzw. des Klemmpegels sichergestellt wird.

Die Lösung nach der Erfindung wird dadurch erhalten, daß der Grenzspannungs-Schaltungspunkt am Emitter eines (ersten) Transistors liegt, dessen Kollektor mit einer ersten Eingangselektrode eines Verstärkers verbunden ist, die eine wenigstens nahezu konstante Spannungsdifferenz gegenüber einer zweiten Eingangs- v> elektrode des Verstärkers aufweist, die ihrerseits mit dem Bezugsspannungspunkt verbunden ist und daß dieser Verstärker die Basis des (ersten) Transistors in gegenkoppelndem Sinne steuert derart, daß unabhängig von dem dem Emitter des (ersten) Transistors entnommenen Strom der Kollektorstrom des (ersten) Transistors auf einem niedrigen Wert, der vorzugsweise klein gegenüber dem betriebsgemäß maximalen Emitterstrom ist, gehalten wird.

Vorzugsweise kann der Kollektorstrom des (ersten) Transistors auf einen der normalen Stromrichtung entgegengesetzten niedrigen Strom eingestellt werden. Zum Beispiel wird ein npn-Transistor normalerweise so betrieben, daß gegenüber dem Emitter positive Kollektor- und Basis-Spannungen angelegt werden und daß dementsprechend ein positiver Kollektorstrom und ein positiver Basisstrom fließen. Der Kollektorstrom ist um den Stromverstärkungstaktor, z. B. 100. größer als der Basisstrom. Der Emitterstiom entspricht der Summe von Kollektor- und Basisstrom; er ist etwa gleich dem Kollektorstrom, da ja der Basisstrom entsprechend dem Stromverstärkungsfaktor wesentlich kleiner Ist als der Kollektorstrotn. Insbesondere wenn der Kollektorstrom klein gegenüber dem Emitterstrom ist, heißt das, daß bei einer Schaltungsanordnung nach der Erfindung der Basisstrom wesentlich größer ist als der Kollektorstrom; dann liegen somit Verhältnisse vor, die von denen beim Normalbetrieb eines Transistors deutlich abweichen.

Die gegenkoppelnde Steuerung wird nach einer weiteren Ausführungsform mit Hilfe eines aus mehreren Transistoren bestehenden, in Kaskade geschalteten Transistorverstärkers vorgenommen, dessen Eingangselektrode von dem zu stabilisierenden niedrigen Koileklorstrom gesteuert wird und dessen Ausgang ein Steuersignal an die Basis des ersten Transistors liefert.

Der Vollständigkeit halber sei bemerkt, daß aus der DE-AS 20 60 504 eine Schaltungsanordnung zum Stabilisieren einer Spannung an einem Widerstand auf einen durch eine Bezugsspannung gegebenen Wert bekannt ist, bei der der Spannungspunkt am Widerstand am Eingang eines Differenzverstärkers liegt, dessen anderer Eingang mit der Bezugsspannung verbunden ist, wobei der Verstärker die Basis eines Transistors steuert, der einen Strom durch den Widerstand liefert, so daß ein Gegenkopplungskreis gebildet wird, durch den die Spannung am Widerstand wenigstens nahezu konstant gehalten wird unabhängig von etwaigen Änderungen des Widerstandswertes. Die Stabilisierung erfolgt hier also sowohl gegen Abweichungen zu größeren als auch gegen Abweichungen zu kleineren Werten. Demgegenüber befaßt sich die Erfindung mit der Stabilisierung auf einen Grenzwert, das heißt, daß nur in einer Richtung eine Spannungsänderung verhindert werden soll. Hierfür ist ein gleichrichtendes Element erforderlich, daß in bekannten Schaltungen die erwünschte Grenzwertstabilität nur unvollkommen zu erreichen gestattet, während mit einer Schaltungsanordnung nach der Erfindung der Grenzwert wesentlich genauer eingehalten werden kann.

Die Erfindung wird nachstehend an Hand der Zeichnung beispielsweise näher erläutert.

Ein Femseh-Videosignal 1 mit negativ gerichteten Synchronimpulsen 2 und einer durch eine gestrichelte Linie 3 angedeuteten Mittellinie, die einer beliebigen, vorzugsweise nicht konstanten, Gleichstromkomponente entspricht, wird von einem einen niedrigen Innenwiderstand aufweisenden Generator 4 über eine Klemme 5 einem Kondensator 6 zugeführt, dessen anderer Belag mit der Basis eines Verstärkertransistors Tverbunden ist. Der Kollektor des Transistors Tliegt an einer andererseits geerdeten Speisequelle + Ub; sein Emitter ist über einen Widerstand 10 mit Erde und mit einer Ausgangsklemme 11 verbunden. Der Transistor T wirkt somit als Emitterfolger und überträgt das an seiner Basis liegende Videosignal.

Der mit dem Kondensator 6 und der Basis des Transistors Γ verbundene Schaltungspunkt 7 soll einen Spannungs-Grenzwert aufweisen bzw. auf ein festes Potential geklemmt werden mittels einer Bezugsspannung ii„, die an einem Kondesator 13 auftritt, dessen nient mit Erde verbundener Pol am Abgriff eines Spannungsteilers aus den Widerständen 14 und 15 liegt, der der Speisespannung Ub parallel geschaltet ist. Wenn die Spannung Ub 12 Volt beträgt, kann die Spannung am Kondensator 13 z. B. 3 Volt betragen. Die Elemente 13,

15 und ggf. 14 können auch durch eine. ggf. temperaturstabilisierte, Zenerdiode ersetzt sein.

Um die gewünschte Klemmung zu erreichen, muß der Punkt 7 eine Grenzspannung aufweisen; das heißt, daß der Punkt 7 beliebige Spannungswerte oberhalb dieser Grenzspannung annehmen und den Transistor T entsprechend steuern kann; sobald jedoch das Potential des Punktes 7 die Grenzspannung in der anderen Richtung überschreiten will, zeigt sich eine niedrige Impedanz, und ein starker Strom fließt derart, daß eine ι ο weitere Potentialänderung verhindert ist.

Nach der Erfindung liegt der Grenzspannungspunkt 7 am Emitter eines ersten npn-Transistors 17, dessen Kollektor mit der Basis eine;; zweiten npn-Transistors 18 verbunden ist, dessen Emitter an den Kondensator 13 angeschlossen ist. Die links von den Widerständen 14 und 15 liegenden Schaltelemente seien zunächst außer Betracht gelassen, und im Kollektorzweig des Transistors 18 liegt lediglich ein gestrichelt angedeuteter Arbeitswiderstand 19. Der Kollektor des zweiten Transistors 18 ist weiter mil der Basis eines dritten Transistors 21 verbunden, dessen Kollektor direkt an der Speisequelle + Ub liegt und dessen Emitter die Basis des ersten Transistors 17 steuert und ggf. über einen Widerstand 22 mit Erde verbunden ist.

Dem Kollektor des npn-Transistors 18 wird über den Arbeitswiderstand 19 von einer positiven Spannung + Ub ein positiver Strom zugeführt; dementsprechend stellen sich eine dadurch bestimmte Basis-Emitter-Spannung und ein zugehöriger, zur Basis des Transistors 18 J₀ hin fließenden Basisstrom ein. Dieser Basisstrom ist auch gleich dem Kollektorstrom des Transistors 17; er fließt aus diesem Kollektor heraus, er hat also eine Richtung, die derjenigen beim normalen Betrieb eines npn-Transistors entgegengesetzt ist. _J5

Die Transistoren 18 und 21 bilden einen Gegenkopplungskreis für den Transistor 17 derart, daß dessen Kollektorstrom auf einem niedrigen Wert gehalten wird unabhängig davon, ob infolge des Videosignals 1, 2 im Impulsbereich ein Emitterstrorn vom Transistor 17 zum Kondensator 6 fließt oder nicht. Wenn außerhalb der Impulse die Basis des Transistors 7"in positiver Richtung gesteuert wird, fließt vom Emitter des Transistors 17 nur ein minimaler Strom von z. B. einigen μΑ zur Basis des Transistors T. Gegebenenfalls kann für diesen Bereich außerhalb des Klemmvorganges ein weiter er Stromweg von der Basis des Transistors Γ nach Masse oder aber auch zur Speisequelle +U_B hergestellt sein, um die erforderliche Ausgangseinstellung zu erreichen. Zu einem entsprechenden Zweck der Einstellung des Transistors 21 dient der Widerstand 22. Wenn jedoch das Signal am Punkt 7 den durch U_n bestimmten Grenzwert unterschreiten will, nimmt der Emitter des Transistors 17 einen starken Strom auf, der den Kondensator 6 umlädt, so daß die Spannung am Punkt 7 nicht weiter abnimmt Da der minimale Kollektorstrom durch Regelung über den mit den Transistoren 18 und 21 gebildeten Gegenkoppiungskreis erhalten bleibt fließt der Emitterstrom des Transistors 17 praktisch in voller Größe zur Basis-Elektrode; im Unterschied zu bekannten Dioden-Klemmschaltung wird dabei die die Bezugsspannung U₀ liefernde Quelle nicht mit dem Umladestrom des Klemmkondensators 6 belastet so daß die ßezugsspannung ggf. von einer weniger niederohmigen Quelle, z. B. einem Spannungsteiler ohne Kondensator 13, geliefert werden kann.

Die Spannung am Punkt 7 ist um die Emitter-Basis-Spannung des Transistors 18 größer als U₀. Andererseits ist die entsprechende Spannung am Ausgangswiderstand 10 um die Basis-Emitter-Spannung des Transistors T kleiner als die Spannung am Punkt 7 und damit wieder zumindest nahezu gleich U„.

Der Gegenkoppiungskreis mit den Transistoren 18 und 21 hält den Kollektorstrom auf einen sehr niedrigen Wert von z. B. 2,5 bis ca. 10 μΑ konstant. Dementsprechend bleibt auch die Basis-Emitter-Spannung des Transistors 18 sehr konstant, so daß die Kollektorspannung des Transistors 17, die sich aus der konstanten Spannung des Kondensators 13 und der Basis-Emitter-Spannung des Transistors 18 zusammensetzt, ebenfalls konstant ist. Nach der Erfindung ist der Kollektorstrom des Transistors 17 auf einen niedrigen Wert eingestellt, der vorzugsweise klein gegenüber dem maximalen Emitterstrom von z. B. 3 mA ist. Bei dieser Einstellung beträgt die Kollektor-Emitter-Spannung des Transistors 17 weniger als 1 mV bei minimalem Emitterstrom und etwa 8 mV bei einem Emitterstrom von 5 mA. Um die Änderung dieses Spannungsabfalles ändert sich also auch die Grenzspannung am Punkt 7. Eine solche Spannungsänderung ist sehr viel geringer als bei bekannten Schaltungen und bedeutet für die Praxis einen sehr guten Wert, so daß am Punkt 7 und an der Ausgangsklemme 11 gut geklemmte Videosignale 8 bzw. 12 auftreten. Eine Verbesserung wäre noch möglich, wenn die Verstärkung der gegenkoppelnden Regelschleife erhöht würde, die mit den beiden Transistoren 18 und 21 schon etwa 10 000 betragen kann.

In der dargestellten Schaltung befindet sich der Transistor 17 nicht nur in der Sättigung dadurch, daß die Kollektor-Basis-Diode durch -die anliegende Spannung in Durchlaßrichtung eingestellt ist, sondern es fließt in der Kollektor-Elektroden-Zuleitung ein wenn auch mit den angegebenen Werten sehr niedriger Kollektorstrom in einem der normalen Stromrichtung entgegengesetzten Sinne.

Die Schaltung kann verbessert werden, indem die in der Figur gestrichelt dargestellten Widerstände 14 und 19 und der Kondensator 13 entfernt werden und ein Differenzverstärker gebildet wird. Dazu wird der Emitter des zweiten Transistors 18 mit dem Emitter eines vierten Transistors 25 verbunden, welchen Emittern von Erde über den Widerstand 15 oder eine Stromquelle ein weitgehend konstanter Strom von etwa 500 μΑ zugeführt wird. Mit einem zwischen + U und Erde eingeschalteten Spannungsteiler 26, 27 wird wieder die Bezugsspannung gebildet, wobei mittels einer, mit dem Widerstand 27 in Durchlaßrichtung in Reihe liegenden Diode 28 eine Kompensation für die Basis-Emitter-Spannung des Transistors T bewirkt werden kann derart daß der temperaturabhängige Anteil der Basis-Emitter-Spannung des Transistors T ausgeglichen und an der Ausgangsklemme 11 eine entsprechend auch temperaturstabilisierte geklemmte Spannung auftritt An der Basis des Transistors 25 liegt die dazu erforderliche Bezugsspannung. Für eine gute Temperaturkompensation soll der Strom durch die kompensierende Strecke, z. B. die Diode 28 oder in der anfangs beschriebenen einfachen Schaltung durch den Emitter des Transistors 18, gleich sein dem Emitterstrom des Transistors Tvon z. B. 1 mA.

Vom Kollektorzweig des Transistors 25 zum Kollektorzweig des Transistors 18 ist in an sich bekannter Weise als aktive Lastimpedanz eine Stromspiegelschaltung aus den Transistoren 30, 31 und 32 eingeschaltet derart daß der Kollektorstrom des Transistors 18 auf

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dem gleichen Wert gehalten wird wie der des Kollektorstrom des Transistors 17 in der Größe von

Transistors 25. Dadurch wird erreicht, daß die Spannung 2,5 μΑ ergibt sich dann die niedrige Kollektor-Emitter-

an der Basis des Transistors 18 exakt auf dem an der Spannung am Transistor 17 unabhängig davon, welchen

Basis des Transistors 25 liegenden Wert konstant Wert der Emitterstrom des Transistors 17 zum Punkt 7

gehalten wird, wobei am Kollektor des Transistors 18 ^r> annimmt, der z. B. zwischen Null und 5 mA schwanken

das erforderliche Regelsignal für die Transistoren 21 kann,
und 17 abgegeben wird. Bei einem umgekehrten

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

Claims (7)

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung zum Stabilisieren einer Grenzspannung, die eine Grenze des Änderungsbereiches einer Signalspannung mit periodisch wiederkehrenden Signalanteilen an einem Schaltungspunkt bedingt, gegenüber einer an einem Bezugsspannungspunkt auftretenden Bezugsspannung, z. B. zum Klemmen eines Spitzenwertes eines über einen ι ο Kondensator zugeführten Signals, wie eines Fernseh-Videosignals, bei der der Schaltungspunkt über wenigstens ein unsymmetrisch leitendes Element an den Bezugsspannungspunkt angeschaltet ist, dadurch gekennzeichnet, daß der Grenzspan- nungs-Schaltungspunkt (7) am Emitter eines (ersten) Transistors (17) liegt dessen Kollektor mit einer ersten Eingangselektrode eines Verstärkers (18) verbunden ist, die eine wenigstens nahezu konstante Spannungsdifferenz gegenüber einer zweiten Eingangselektrode des Verstärkers (18) aufweist, die ihrerseits mit dem Bezugsspannungspunkt (U₀) verbunden ist und daß dieser Verstärker (18) die Basis des (ersten) Transistors (17) in gegenkoppelndem Sinne steuert derart, daß unabhängig von dem dem Emitter des (ersten) Transistors (17) entnommenen Strom der Kollektorstrom des (ersten) Transistors (17) auf einem niedrigen Wert, der vorzugsweise klein gegenüber dem betriebsgemäß maximalen Emitterstrom ist, gehalten wird.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Kollektorstrom des ersten Transistors (17) auf einen der normalen Stromrichtung entgegengesetzten niedrigen Strom eingestellt ist

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet daß der Kollektor des ersten Transistors (17) an die Basis eines zweiten Transistors (18) angeschlossen ist der, vorzugsweise an seinem Emitter, mit dem Bezugsspannungspunkt (13) verbunden ist und der die gegenkoppelnde Steuerung des ersten Transistors (17) bewirkt

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet daß von einer im Kollektorzweig des zweiten Transistors (18) liegenden Impedanz (19) ein dritter Transistor (21), vorzugsweise an der Basis, gesteuert wird, der, vorzugsweise mit seinem Emitter, die Basis des ersten Transistors (17) gegenkoppelnd steuert

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet daß ein Teil des vom dritten Transistor (21) gelieferten Stromes über einen Widerstand (22) nach Erde abgeführt wird.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadih-ch gekennzeichnet daß der Kollektor des ersten Transistors (17) mit dem ersten Eingang eines Differenzverstärkers (18, 25) verbunden ist, dessen anderer Eingang an einem wei*eren Bezugsspannungspunkt (28, 27) liegt und dessen Ausgang den dritten Transistor (21) steuert.

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet daß die Ausgangsimpedanz des Differenzverstärkers durch eine Stromspiegelschaltung (30,31,32) gebildet wird.