DE2716272A1

DE2716272A1 - Strommesschaltung fuer induktive last

Info

Publication number: DE2716272A1
Application number: DE19772716272
Authority: DE
Inventors: Norman Edwin Born; Edwin Emil Kolatorowicz
Original assignee: General Electric Co
Current assignee: General Electric Co
Priority date: 1976-04-15
Filing date: 1977-04-13
Publication date: 1977-11-10
Also published as: CA1068343A; US4074175A; GB1571562A; JPS6059838B2; JPS52138615A; BR7702549A; DE2716272C2

Description

Strommeßüchaltung für induktive Last

Die Erfindung bezieht sich allgemein auf die Strommeßung bei einer elektrischen Last und insbesondere auf die Erzeugung eines

Strom
Signales, das dem mittlerenYeiner induktiven, intermittierend gespeisten Last proportional ist, wenn die Last mit einem Freilauf-Strompfad versehen ist.

Es ist häufig wünschenswert, den mittleren Strom einer Last zu messen oder zu überwachen, um ein Rückkopplungssignal zu liefern, das für eine gewisse Steuerfunktion verwendet werden kann. Beispielsweise sind häufig Gleichstrommotoren mit einstellbarer Drehzahl erforderlich, um eine konstante Antriebsleistung zu erzeugen. Bei einem derartigen Betrieb wird das Motorfeld nor-

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malerweise auf einer gewissen maximalen Nominalstärke gehalten, bis die Ankernennspannung des Motors erreicht ist. Eine Erhöhung der Drehzahl führt zu einer steigenden Ankerspannung. Wenn ein sogenannter "Kreuzungspunkt" erreicht ist, wird die Motorfeldstärke vermindert, um die Drehzahl weiter zu erhöhen. Der Kreuzungspunkt kann eine bestimmte Höhe der Ankerklemmenspannung oder der Gegen-EMK sein. Wenn die Gegen-EMK verwendet wird, wird ein der Ankerspannung proportionales Signal mit einem dem Ankerstrom proportionalen Signal r,unliniert (mit richtigen Polaritäten), um ein der Gegen-EMK proportionales Signal zu entwickeln.

Bei Systemen der oben allgemein beschriebenen Art bestand eine übliche Praxis darin, eine Gleichrichterschaltung mit einem oder mehreren Thyristoren zu verwenden, um den Feldstrom zu steuern bzw. zu regeln. Unterhalb des Kreuzungspunktes würde der Strom im wesentlichen auf seinem vollen Wert gehalten und die Feldspannung würde gleich einer Konstanten multipliziert mit der Wechselstrom-Eingangsspannung sein. Auf diese Weise würde der Feldstrom umgekehrt proportional zum Feldwiderstand und direkt proportional zur Eingangswechäelspannung variieren. Wenn in dieser Situation die Eingangswechselspannung hoch und das Motor-

(2eldwicklung)
feldYEalt wäre, dann könnte der Feldstrom übermäßig groß und das Feld übermäßig stark sein. Um die Drehzahl auf einen gewissen Wert oberhalb des Kreuzungspunktes zu vergrößern, ist eine größere Feldstromänderung erforderlich, als wenn der Feldstrom von einem mehr in der Mitte liegenden Wert ausgeht. Dies liegt an der Sättigung. Da der Feldstromkreis stark induktiv ist und Zeit erforderlich ist, um den Feldstrom zu senken, wird das dynamische Verhalten des Systems dieser Situation verschlechtert.

Ein zusätzliches, häufig bei vielen bekannten Systemen auftretendes Merkmal ist eine minimale Feldeinstellung, die dazu verwendet wird, die Feldstrom-Überschwingungen und deshalb die Drehzahl-Überschwingungen zu begrenzen. Diese Einstellung beinhaltet normalerweise ein Minimum, auf das die Thyristoren bei der Phasenverzögerung eingestellt werden können. Wiederum ist die tat-

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sächliche Feldstärke direkt proportional zur Eingangswechselspannung und umgekehrt proportional zum Feldwiderstand. Wenn hier das Antriebssystem eingestellt wird, während das FelcTrheiß ist, wobei eine minimale Feldeinstellung sehr nahe an dem bei der oberen Drehzahl erforderlichen tatsächlichen Strom liegt, könnte es unmöglich werden, die obere Drehzahl zu erreichen, wenn das Feld kalt ist.

Aus der vorstehenden Erörterung wird der Wunsch deutlich, ein genaues Rückkopplungssignal liefern zu können, das dem Strom durch eine Last wie einem Motorfeld proportional ist. In vielen Fällen stellt die Lieferung eines derartigen Rückkopplungssignales kein Problem dar. Beispielsweise ist es" bei einem Gleichstrommotor, der von einer Diodengleichrichterbrücke gespeist wird, unter Verwendung eines Transformator relativ einfach, den Strom auf der Wechselstromseite der Brücke zu messen und mit ausreichender Genauigkeit anzunehmen, daß der Gleichstrom auf der Lastseite der Brücke dem Wechselstrom proportional ist. Es gibt jedoch viele Fälle, bei denen die Leistung der Last nicht kontinuierlich zugeführt wird, sondern intermittierend. Dies gilt insbesondere bei der Steuerung bzw." Regelung von Motoren. Bei Motorregelungen ist es recht häufig, ein System mit Schaltern, wie beispielsweise Thyristoren, zu verwenden, um den Motor mit einer Leistungsquelle zu verbinden, wie beispielsweise einem Netz oder einer Batterie. Der Prozentsatz der Einschaltzeit zur Ausschaltzeit regelt die Größe der dem Motor zugeführten Leistung. Bei vielen dieser Anwendungsfälle ist der Motor mit einem Freilaufpfad versehen, der einen Stromkreis bildet, über den der Laststrom während solcher Perioden fließen kann, zu denen die Last nicht mit der Quelle verbunden ist. Da der Laststrom während dieser Perioden, wenn die Last nicht mit der Quelle verbunden ist, fließt, wird deutlich, daß eine Messung auf der Wechselstromseite der Schaltvorrichtungen keine genaue Darstellung des mittleren Laststromes liefert.

Eine direkte Messung des Gleichstromes ist bisher praktisch nicht durchführbar, oder sehr teuer gewesen. Vorrichtungen wie

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beispielsweise Halleffekt-Vorrichtungen in Reihe mit der Last sind zwar bekannt, aber teuer und eine ausreichende Genauigkeit ist schwierig zu erhalten. Eine Abtastkomponente, wie beispielsweise ein Widerstand in Verbindung mit einem differenziellen Eingangsverstärker, ist normalerweise nicht zufriedenstellend, da es nicht ratsam ist, einen ausreichenden Spannungsabfall im Widerstand im Vergleich zu der Spannung beim üblichen Betrieb zu haben. Das bedeutet, daß die normale Spannung über der Last sehr große ist im Vergleich zu den Abweichungen darin, und die Ver wendung eines einen Spannungsabfall liefernden Widerstandes mit einem genügend großen Widerstandswert, um eine signifikante Spannung zu entwickeln führt zu einer Verlustleistung und damit verbundenen Wärmeproblemen. Die Verwendung eines üblichen Stromtransformators in einem System mit einem Freilaufzweig auf der Wechselstromseite ist erörtert worden, und die Verwendung eines ähnlichen Transformators in Reihe mit der Last ist nicht zufriedenstellend, da der Strom durch die Last vorwiegend ein Gleichstrom mit einem sehr geringen Welligkeitsgehalt ist und der Transformator nicht in der Lage ist, die Gleichstromkomponente des Laststromes zu transformieren.

Es ist deshalb eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine verbesserte Schaltungsanordnung zum Messen des mittleren Stromes einer induktiven Last zu schaffen.

Gemäß der vorliegenden Erfindung werden in einem System für eine induktive Last, die intermittierend mit Leistung gespeist wird und die einen Frei laufzweig aufweist, Mittel geschaffen, um ein erstes Signal zu erzeugen, das eine Funktion des Stromes in dem Freilaufzweig ist. Eine zusätzliche Anordnung liefert ein zwei tes Signal, das eine Funktion des von der Einspeisung an die Last gelieferten Stromes ist. Diese zwei Signale werden in geeigneter Weise zusammengefaßt, um ein Ausgangssignal zu bilden, das dem mittleren Strom durch die Last proportional ist.

Die Erfindung wird nun mit weiteren Merkmalen und Vorteilen an hand der folgenden Beschreibung und der Zeichnung von Ausführungs-

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belspielen näher erläutert.

Figur 1 ist ein Blockdiagramm und zeigt den allgemeinen Aufbau der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung in bezug auf eine Leistungseinspeisung und eine Last.

Figur 2 ist ein teilweise in Blockform dargestelltes Schaltbild und zeigt ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Erfindung bei Anwendung einer Halbwellen-Feldeinspeisung für einen Gleichstrom-Nebenschlußmotor.

Figur 3 ist ein Schaltbild und stellt einen Teil der in Figur Blockform gezeigten Schaltungsanordnung im Detail dar.

Figur 4 stellt bestimmte Spannungswellen dar, die in der Schaltungsanordnung gemäß Figur 3 auftreten und zum Verständnis der Erfindung zweckdienlich sind.

Figuren 5, 6 und 7 sind teilweise in Blockform dargestellte Schaltbilder und zeigen die Anwendung der vorliegenden Erfindung in entsprechender Weise auf Zweidrittelwellen Vollwellen- und Gleichstrom-Zerhackerantriebe.

In Figur 1 ist die vorliegende Erfindung in allgemeiner Form als Blockdiagramm dargestellt. Wie aus dieser Figur hervorgeht, stellt der Block 10 eine Einspeisung von intermittierender Leistung dar, die zu Darstellungszwecken die tatsächliche Leistungsquelle (beispielweise ein Wechselstromnetz oder eine Batterie) und geeignete Umschaltvorrichtungen enthalten könnte, um die Last selektiv mit der Quelle zu verbinden. Die Einspeisung 10 ist mit einer induktiven Last 12 über zwei Leiter lh und 16 verbunden. Der Frei laufzweig ist parallel zur Last gebildet und weist eine Diode 18 auf, die so gepolt ist, daß sie Laststrom leitet, wenn die Einspeisung 10 keine Leistung an die Last liefert. Eine deratige Schaltungsanordnung ist bekannt. Weiterhin ist in dem Freilaufzweig eine erste Abtastvorrichtung bzw. ein

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Sensor 20 enthalten. Ein zweiter Sensor 22 ist dem Leiter 16 zugeordnet, um den eingespeisten Laststrom abzutasten oder zu messen. Leitungen 24 und 26 verbinden auf entsprechende Weise die Ausgangssignale von den zwei Sensoren 20 und 22 mit einer Vereinigungsanordnung 28. Die auf den Leitungen 24 und 26 auftretenden Signale sind eine Funktion der in den zwei Zweigen abgetasteten Strömen, und die Vereinigungsschaltung 28 faßt diese zwei Signale zusammen, um ihr Ausgangssignal über eine Leitung 30 zu einer Steuerung bzw. Regelung 32 zu schicken. Die Regelung 32 gibt ein geeignetes Signal über die Leitung 34 an die Einspeisung 10 ab, um die Einspeisung 10 zu steuern. Die Art des Signales auf der Leitung 34 wird dem Aufbau der Einspeisung 10 entsprechen, aber es kann beispielsweise ein Spannungssignal sein, das zur Steuerung der Zufuhr von Steuersignalen an die Steuerelektroden der Thyristoren verwendet wird, um diese Thyristoren zu geeigneten Zeiten leitend zu machen.

Figur 2 stellt die vorliegende Erfindung in einem bevorzugten Ausführungsbeispiel anhand einer Halbwellen-Feldeinspeisung dar. In Figur 2 ist eine Wechselstromquelle 40 gezeigt, die Leistung an einen Gleichstrom-Nebenschlußmotor liefert, der allgemein mit 42 bezeichnet ist. Der Motor 42 weist eine Feldwicklung 44 und einen Anker 46 auf. Wie gezeigt und an sich

der
üblich ist, wird die HöheTder Feldwickluryg 44 des Motors 42 zugeführten Leistung durch eine Schältvorrichtung gesteuert, die in Figur 2 als ein Thyristor 48 gezeigt ist, der an seiner Steuerelektrode ein Signal über eine Leitung 51 von einer bekannten Phasensteuerung 50 empfängt. Die Höhe der von der Quelle 40 an die Feldwicklung 44 gelieferten Leistung ist eine Funktion desjenigen Abschnittes der positiven Halbwelle der Quelle 40, in dem der Thyristor 48 durchgeschaltet ist. Mit der Feldwicklung 44 und dem Thyristor 48 ist eine Primärwicklung 53 eines Stromtransformators 52 in Reihe geschaltet. Somit ist ersichtlich, daß der Strom von der Wechselstromquelle 40 über die Leitung 14 zur Feldwicklung 44 und von dieser über die Primärwicklung 53 den Thyristor 48 und über den Leiter 16 zurück zur Quelle 40 geleitet wird.

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*0

Wie aus der Figur 1 hervorgeht, ist der Preilaufzweig mit einer Diode l8 versehen, die den Laststrom, in diesem Fall den Feldstrom, leitet, wenn der Thyristor 48 gesperrt ist. In diesem Freilaufzweig befindet sich eine zweite Primärwicklung 54 des Transformators 52, so daß bei einem Freilaufbetrieb ein Strom in dem durch die Feldwicklung 44, die Diode 18 und die Primärwicklung 54 gebildeten Stromkreis fließt. Es sei darauf hingewiesen, was durch die Punkte verdeutlicht ist, daß die zwei Primärwicklungen in bezug auf die Sekundärwicklung 55 des Transformators 52 entgegengesetzt geschaltet sind. Die Gründe hierfür werden aus der folgenden Beschreibung deutlich. Das durch die zwei Ströme in den Primärwicklungen 53 und 54 in der Sekundärwicklung 55 induzierte Signal wird einer SignalVerarbeitungseinrichtung 29 zugeführt, die die Ausgangsgröße der Sekundärwicklung 55 verwendet, um auf einer Leitung 56 ein Signal für die Phasensteuerung 50 zu erzeugen. Die Phasensteuerung 50 steuert, worauf vorstehend bereits hingewiesen wurde, die Durchschaltzeit des Thyristors 48. Gemäß dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung ist das Signal auf der Leitung 56 ein Spannungssignal, dessen Magnitude proportional zum mittleren Laststrom ist, das heißt, dem mittleren Strom der Feldwicklung 44 des Motors 42. Die Phasensteuerung 50 kann irgendeinen bekannten Aufbau haben, der auf das Signal auf der Leitung 56 anspricht, um die Ansteuerung des Thyristors 48 und somit den Strom innerhalb der Feldwicklung 44 zu steuern, indem die Zeit festgelegt wird, während der die Wicklung mit der Quelle 40 verbunden ist.

Figur 3 stellt das bevorzugte Ausführungsbeispiel der Signalverarbeitungseinrichtung 29 dar, die in Figur 2 in Blockform gezeigt ist. Ferner stellt sie die Verbindung dieser Einrich tung mit dem Transformator 52 dieser Figur dar, und diese zwei Komponenten bilden den Block, der in Figur 1 allgemein mit Ab tast- und Vereinigungseinrichtung bezeichnet ist. In Figur 3 sind nun die zwei Primärwicklungen 53 und 54 und die Sekundär wicklung 55 des Transformators gezeigt. Die Primärwicklungen 53 und 54 sind entgegengesetzt verbunden, um hauptsächlich eine Sättigung des Transformators zu verhindern. Es sei ferner darauf

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ΑΛ

hingewiesen, daß die Primärwicklungen 53 und 54 nicht notwendigerweise gleiche Windungszahl haben. Die Windungen dieser Wicklungen können variieren, um die Linearität zwischen der mittleren Ausgangsspannung und dem mittleren Peldstrom zu verbessern. Bei einem Ausführungsbeispiel wurde es als wünschenswert gefunden, etwa die doppelte Windungszahl auf der Freilauf-Primärwicklung, d. h. auf der Primärwicklung 54, im Vergleich zur Primärwicklung 53 anzuordnen.

In Figur 3 ist das eine Ende der Senkundärwicklung 55 mit Erde verbunden, und ein Kondensator 60 ist der Sekundärwicklung zur Dämpfung von transienten Spitzen parallel geschaltet. Weiterhin sind der Sekundärwicklung 55 drei Widerstände 62, 64 und 66 parallel geschaltet. Diese drei Widerstände sind Skalierungswiderstände und sind mit Anschlüssen 6l, 63, 65 und 6? versehen, so daß durch Herstellen verschiedener Kombinationen dieser Widerstände eine geeignete Skalierung erreicht werden kann. Der Ausgang oder die nicht-geerdete Seite der Sekundärwicklung 55 ist über einen Skalierungswiderstand 68 und einen Eingangswiderstand 72 mit dem invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers verbunden. Eine weitere Dämpfung von Spitzen wird durch die Einfügung eines Kondensators 70 erreicht, der zwischen den Knotenpunkt der zwei Widerstände 68 und 72 und Erde geschaltet ist. Der Operationsverstärker 74 arbeitet als Verstärker und hat als solcher einen nicht-invertierenden Eingang, der über einen geeigneten Widerstand 76 mit Erde verbunden ist, und der weiterhin mit einem Rückkopplungspfad zwischen seinem Ausgang und seinem invertierenden Eingang versehen ist. Dieser Rückkopplungspfad enthält einen Widerstand 78 und zwei anti-paralleu/geschaltete Dioden 80 und 82. Die Dioden 80 und 82 haben die Aufgabe, den Spannungsabfall in Dioden zu kompensieren, die anschließend in der Schaltungsanorndung vorhanden sind, wie es bekannt ist. ' '

Die Ausgangsgröße des Verstärkers 74 ist ein Signal mit relativ positiv und negativ werdenden Abschnitten, denen zufolge die zwei Primärwicklungen 53 und 54 zu der bestimmten Zeit Strom führen. Die Ausgangsgröße des Verstärkers 74 wird in zwei Strom-

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ΛΧ

zweige eingegeben. Der erste Zweig enthält eine Diode 8¹I, die so gepolt ist, daß sie negativ werdende Signale über einen Ladewiderstand 84 leitet, um einen Kondensator 88 in bezug auf Erde an seiner oberen Platte negativ aufzuladen wie es Figur 3 gezeigt ist. Die obere Platte des Kondensators 88 ist weiterhin über einen Widerstand 90 mit dem invertierenden Eingang eines zusätzlichen Operationsverstärkers 92 verbunden. Der Verstärker 92 ist als ein invertierender Verstärker geschaltet und sein nicht-invertierender Eingang ist mit Erde verbunden. Weiterhin ist der Verstärker 92 mit einem geeigneten Rückkopplungswiderstand 93 versehen, der zwischen seinen Ausgang und seinen invertierenden Eingang geschaltet ist.

Die Widerstände 86 und 90 bilden zusammen mit dem Kondensator eine modifizierte Einstell- und Halteschaltung, in der die Kondensatorladezeit viel kürzer ist als die Entladezeit. Zu diesem Zweck ist der Widerstand 90 viel größer als der Widerstand 86. In einem bestimmten Ausführungsbeispiel betrugen die Werte für die zwei Widerstände 86 und 90 100 0hm bzw. 221 Kiloohm. Somit ist ersichtlich, daß beim Auf.treten eines negativ werdenden Signales am Ausgang des Verstärkers 7^ der Kondensator 88 sich schnell auf etwa den Wert des negativ werdenden Signals auflädt und sich dann, wenn das negativ werdende Signal am Ausgang des Verstärkers 7^ verschwindet, relativ langsam über den Widerstand 90 als eine Eingangsgröße zum Operationsverstärker 92 entlädt.

Der zweite Zweig vom Ausgang des Verstärkers Tk verläuft über einen Widerstand 9²I, der als ein Eingangswiderstand zum invertierenden Eingang eines invertierenden Operationsverstärker 96 dient. Bei diesem Verstärker ist der nicht-invertierende Eingang mit Erde verbunden und der Verstärker weist einen Rückkopplungswiderstand 98 auf, der zwischen seinen Ausgang und seinem importierenden Eingang geschaltet ist. Die Ausgangsgröße des Verstärkers 96 ist ein Signal, das die Inversion des posi'tiv werdenden Ausgangssignales des Verstärkers TH darstellt und über eine Diode 100, die zur Leitung negativ werdender Signale (sample-and-hold-circuit)

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gepolt ist, und über einen, Entladewiderstand 102 einem zweiten Kondensator 104 zugeführtYde'r zwischen den Widerstand 102 und Erde geschaltet ist. Der Knotenpunkt zwischen dem Widerstand und dem Kondensator 104 ist mit dem einen Ende eines zusätzlichen Entladewiderstandes 106 verbunden, dessen anderes Ende auch als eine Eingangsgröße zum invertierenden Eingang des Verstärkers dient.

Die Ausgangsgröße des Operationsverstärkers 92 ist ein Signal, das dem mittleren Feldstrom proportional ist. Es kann direkt als die Ausgangsgröße der Signalverarbeitungseinrichtung 29 gemäß Figur 2 verwendet werden. Vorzugsweise wird Jedoch die Ausgangsgröße des Verstärkers 92 weiter verstärkt durch eine zusätzliche Verstärkerschaltung. Diese zusätzliche Verstärkerschaltung umfaßt einen Eingangswiderstand 107, der mit dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 108 verbunden ist, dessen nicht-invertierender Eingang über einen Widerstand 110 mit Erde verbunden ist. Ein Rückkopplungszweig zwischen dem Ausgang des Verstärkers 108 und seinem invertierenden Eingang enthält eine Reihenschaltung aus einem Kondensator 112 und einem Widerstand 114. Der invertierende Eingang des Verstärkers 102 erhält ein zusätzliches Signal in der Form einer Referenzspannung, die in dem dargestellten Ausführungsbeispiel von einem Potentiometer 116 geliefert wird, das zwischen eine negative Spannungsquelle (-V) und Erde geschaltet ist. Der Schleiferarm des Potentiometers 116 ist über einen Widerstand 118 mit dem invertierenden Eingang des Verstärkers 108 verbunden. Der Operationsverstärker 108 und seine zugehörige Schaltungsanordnung arbeitet als ein Gleichstromverstärker mit einem extrem hohen Gewinn und vergleicht das über den Widerstand 118 angelegte Signal mit dem von dem Eingangswiderstand 107 zugeführten Signal, um einb Ausgangs-· größe zu liefern (auf der Leitung 56), die das Steuersignal ist. In Figur 2 wird beispielsweis-e das Signal auf der Leitung 56 zur Regelung des Betriebes der Phasensteuerung 50 verwendet.

Die Arbeitsweise der Schaltungsanordnung gemäß Figur 3 kann am besten in Verbindung mit den Figuren 4a und 4b verstanden werden,

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die zwei Hauptspannungsformen darstellen, die innerhalb der Schaltungsanordnung auftreten. Es sei daran erinnert, daß die Primärwicklungen 53 und 54 gemäß vorstehender Beschreibung entgegengesetzt zueinander geschaltet sind,und für dieses Beispiel sei angenommen, daß die Steuerung des Thyristors 4 8 gemäß Figur 2 so erfolgt, daß die Freilaufzeit langer als die Durchschaltzeit des Thyristors 48 ist. Aufgrund der induktiven Natur der Last ist der Laststrom kontinuierlich, aber aufgrund der entgegengesetzten Natur des Stromes in den Primärwicklungen 53 und 54 ist die Ausgangsgröße der Sekundärwicklung 55 des Transformators relativ positiv und negativ, wie es in Figur 4a gezeigt ist, in der die Spannung über der Zeit aufgetragen ist. Zur Zeit t- (s. Figur 4a) wird der Thyristor 48 gemäß Figur 2 leitend gemacht, und der Strom in der Primärwicklung 53 erzeugt ein positiv werdendes Signal am Ausgang des Transformators. Dieses Signal steigt bis zu einem Spitzenwert an und nimmt langsam in Richtung auf einen gewissen Wert ab, bis zu einer Zeit t~ der Thyristor 48 gesperrt wird. Die Zeit t₂ ist der Beginn der Freilaufperiodejund der Strom fließt'dann in der Last über einen Freilaufzweig zwischen den Zeitpunkten t_ und t,. Zur Zeit t, wird der Thyristor 48 wieder leitend gemacht. Während der Freilaufperiode induziert der Strom durch die Primärwicklung 54 eine Ausgangsgröße in der Sekundärwicklung 55, das negativ verläuft und im wesentlich ein ähnliches Aussehen (obwohl invertiert) hat wie das durch den Strom in der Primärwicklung 53 erzeugte Signal, aber es erstreckt sich über eine längere Zeitperiode.

Die Ausgangsgröße des Transformators, wie sie in Figur 4a dargestellt ist, wird dem Verstärker 74 zugeführt, und die Ausgangsgröße dieses Verstärkers ist im wesentlichen ein skaliertes, invertiertes Abbild der in Figur 4a gezeigten Welle. Die Ausgangsgrößen des Verstärkers 74 sind so, daß in dem dargestellten Ausführungsbeispiel das aus dem normalen Leistungspfad, d. h. der Primärwicklung 53, resultierende Signal ein relativ negatives Signal ist, und dieses Signal wird über die Diode 84 und den Widerstand 86 dem Kondensator 88 zugeführt, um diesen Kondensator an seiner oberen Platte negativ aufzuladen. Der Frei-

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laufstrom durch die Primärwicklung 54 ist ein positiv verlaufendes Signal am Ausgang des Verstärkers 7*·, das nach der Invertierung durch den Operationsverstärker 96 über die Diode 100 und den Widerstand 102 geleitet wird, um den Kondensator 104 in bezug auf Erde negativ aufzuladen.

Wie vorstehend bereits ausgeführt wurde, haben die zwei Kondensatoren 88 und 104 eine sehr kurze Aufladezeit und eine relativ lange Entladezeit und dienen als Eingänge für den invertierenden Verstärker 92. Dieser Verstärker empfängt jedes dieser Signale, und die Ausgangsgröße des Verstärkers 92 ist ähnlich wie die in Figur ¹Ib gezeigte, in der die Spannung über der Zeit aufgetragen ist. Die Ausgangsgröße des Verstärkers 92 ist im wesentlichen ein Gleichstromsignal mit relativ kleinen Spitzen oder geringer Welligkeit und ist proportional zum Mittelwert des Feldstromes. Wie bereits ausgeführt wurde, wird dieses Signal näher definiert durch den Vergleichsverstärker 108, um als ein Ausgangssignal zur Steuereinrichtung zu dienen, die, worauf bereits hingewiesen wurde, der Art der verwendeten Leistungseinspeisung und Steuerung entspricht.

Die Figuren 5, 6 und 7 stellen in Blockform die Anwendung der vorliegenden Erfindung auf andere Formen von Leistungseinspeisungen dar. Soweit die Komponenten übereinstimmen, sind sie mit den gleichen Bezugszeichen versehen, die in den Figuren 1 und 2 gezeigten Komponenten.

In Figur 5 ist das Anwendungsbeispiel der vorliegenden Erfindung gezeigt, das als ein Zweidrittelwellen-Antrieb bezeichnet werden kann. Dieser Antrieb ist sehr ähnlich mit dem in Figur 2 gezeig ten, außer -daß anstelle der einphasigen Wechselstromeinspeisung die hier verwendete Leistungsquelle dreiphasig ist, wie es durch die Anschlüsse L., Lp und L, dargestellt ist. Die Anschlüsse L₁ und Lp sind mit der Last 12 über zwei Dioden 120 bzw. 122 ver bunden. Der Rest der Darstellung gemäß Figur 5 ist im wesentlichen der gleiche wie der in Figur 2, wobei der die Leistungszufuhr zur Lastv steuernde Thyristor mit 48' bezeichnet und die

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Phasensteuerung mit 50' bezeichnet ist. Die hier mit einem Strich versehenen Bezugszeichen sollen andeuten, daß zwar die prinzipielle Arbeitsweise identisch ist mit der Schaltungsanordnung gemäß Figur 2, daß aber die tatsächlichen verwendeten Komponenten unterschiedlich sein können. Bei diesem Antrieb wird die Leistung der Last 12 von dem Anschluß L. oder L_? über die entsprechende Diode zugeführt, was davon abhängt, welche dieser Leitungen zu einem bestimmten Augenblick positiver ist. Die Rückleitung von der Last erfolgt in jedem Falle zum Anschluß L-,. Wie zuvor wird der Freilaufzweig durch eine Diode 18 und einen Sensor 20 gebildet. Der zweite Sensor ist zwischen der Last und dem Anschluß L, außerhalb des Freilaufzweiges angeordnet, wie es zuvor beschrieben wurde.

Figur 6 stellt die Anwendung der vorliegenden Erfindung auf eine Vollwellen-Gleichrichterbrücke dar, die die Last aus einer einphasigen Wechselstromquelle 124 speist. Die Quelle 12¹J ist mit der Vollwellen-Gleichrichterbrücke verbunden, die zwei Dioden 126 und 128 und zwei Thyristoren 130 und 132 umfaßt. Dieser Brückenaufbau ist bekannt und braucht deshalb nicht weiter erläutert zu werden. Der Rest der Schaltungsanordnung gemäß Figur ist identisch mit demjenigen gemäß Figur 1, mit der Ausnahme, daß die Steuerung 32 nun geeignete Ansteuerimpulse an jeden der Thyristoren 130 und 132 liefert, um den Beginn der Leitfähigkeit dieser Thyristoren über die Phase zu steuern. Selbstverständlich könnte eine derartige Gleichrichterbrücke auch vier Thyristoren enthalten.

Figur 7 stellt die Anwendung der vorliegenden Erfindung auf eine Gleichstrom-Zerhackerschaltung dar. Diese Zerhackerschaltung wird als ein "Jones Chopper" bezeichnet, die in dem SCR Manual, 5. Auflage 1972, Seite 371, der General Electric Company U.S.A, näher erläutert ist. Der Zerhacker wird bekanntlich von einer Gleichstromquelle gespeist, die hier als eine Batterie 136 ge zeigt ist, deren positiver Anschluß mit der Last 12 über einen steuerbaren Gleichrichter oder Thyristor 138 verbunden ist.

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Die Kathode des Thyristors 138 steht mit der Kathode eines zweiten steuerbaren Gleichrichters oder Thyristors 140 in Verbindung, und ein Kummutierungskondensator 142 ist zwischen die Anoden der Thyristoren 138 und l40 geschaltet. Die Kathod.en der Thy-

_eine ristoren 138 und 140 sind mit der Last über einenTMittelabgriff aufweisende Spule 144 verbunden, von der das eine Ende mit der Anode einer Diode 146 verbunden ist. Die Kathode der Diode 146 ist mit dem Knotenpunkt zwischen dem Kondensator 142 und dem Thyristor 140 verbunden. Das freie Ende der Spule bzw. Drossel 144 ist mit der Last 12 verbunden, deren andere Seite über einen Sensor 22 mit der negativen Batterieklemme verbunden ist. Der Freilaufzweig ist in einer ähnlichen Weise um die Last herum gebildet, wie es vorstehend bereits beschrieben wurde. Dieser Freilaufzweig enthält die Diode 18 und den zweiten Sensor 20. Die Sensoren 20 und 22 liefern jeweils Signale, die funktionell in bezug stehen mit dem Strom in ihren entsprechenden Pfaden zu einer Vereinigungsschaltung 28, die ihrerseits ein Signal an die Steuerung 32 liefert zur Steuerung des Betriebes der Thyristoren 138 und 140. Die tatsächliche Arbeitsweise der Zerhacke rs chaltung ist an sich bekannt und braucht deshalb nicht näher erläutert zu werden. Es ist ausreichend darauf hinzuweisen, daß die Zerhackerschaltungen, wie die oben beschriebenen Wechselstromschaltungen, Zeiten bilden, in denen von der Quelle keine Leistung zur Last geleitet wird, wodurch eine Freilaufzeit definiert wird. Die Entwicklung des Signales zur Steuerung des Betriebes der Zerhacker-Thyristoren ist identisch.

Somit ist ersichtlich, daß vorstehend genaue und billige Schaltungsanordnungen zum überwachen bzw. Messen eines mittleren Laststromes einer induktiven Last beschrieben wurden, die mit einem Freilaufzweig versehen ist. Die Ergebnisse des überwachten Stromes können auf Wunsch als ein Rückkopplungssignal zur Steuerung der Leistungszufuhr zu der Last verwendet werden.

Selbstverständlich sind noch weitere Ausführungsbeispiele der Erfindung möglich. Beispielsweise sind nur gewisse Typen von

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Leistungseinspeisungen beschrieben worden, obwohl auch andere Leistungseinspeisungen verwendet werden könnten, die einen intermittierenden Betrieb aufweisen. Weiterhin ist zu bemerken, daß die zwei modifizierten Einstell- und Halteschaltungen gemäß Figur 3 beide auf negativ verlaufende Signale ansprechen. Es sind aber in gleicher Weise auch andere Einstell- und Halteschaltungen oder solche verwendbar, die auf positiv und negativ verlaufende Signale mit den entsprechenden Eingangsgrößen zu den zwei Eingangsklemmen des folgenden invertierenden Verstärkers möglich. Die Last braucht auch nicht unbedingt ein Motorfeld zu sein, sondern die Erfindung ist in gleicher Weise auf andere induktive Lasten anwendbar, wie beispielsweise Bremsspulen, Magnete usw.

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4*

Leerseite

Claims

Dr. rer. nah Horst Schüler 6000 Frankfurt/Main l 12. April 1977 PATENTANWALT *r,„c„-_ KaUerstras« 41 Vo./he. 6272 Telefon (0611) 23 55 55 Telex: 04-16759 mopat d Postscheck-Konto: 282420-602 Frankfurt/M. Bankkonto: 225/0389 Deutsche Bank AG, Frankfurt/M. 4191-21SV-531 Ansprüche

1. ^otorsteuerschaltung mit einer Schaltungsanordnung zum Er-

• ^zeugen eines Ausgangssignales, das dem mittleren Strom einer induktiven Last proportional ist, die von einer Quelle intermettierend gespeist ist, gekennzeichnet durch einen Freilaufzweig, über den ein Laststrom während derjenigen Perioden fließen kann, in denen die Last (12) nicht mit der Quelle (10) verbunden ist, eine erste Vorrichtung (20) zur Erzeugung eines ersten. Signales, das eine Funk-ISt,

tion des Stromes in dem FreilaufzwefgfYeine zweite Vorrichtung (22) vor Erzeugung eines zweiten Signales, das eine Funktion des von der Quelle zur Last geleiteten Stromes ist, und eine Anordnung (28) zum Vereinigen der ersten und zweiten Signale, wobei deren Ausgangssignal proportional zum mittleren Laststrom ist.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß die ersten und zweiten Vorrichtungen (20, 22) erste und zweite Transformator-Primärwicklungen (53, 5Ό sind und die Anordnung (28) zum Vereinigen der Signale eine Sekundärwicklung (55) des Transformators (52) ist, die mit den Primärwicklungen gekoppelt ist.

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3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Primärwicklungen (53, 5*1) einander entgegengesetzt verbunden sind.

H. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein Pfad vorgesehen ist zur Lieferung des Ausgangssignales als ein Rückkopplungssignal, das deirjmittieren Strom der Motorfeldwicklung aus der Leistungsquelle proportional ist, ferner eine auf das Rückkopplungssignal ansprechende Steuereinrichtung vorgesehen ist zum intermittierenden Verbinden der Quelle mit der Feldwicklung derart, daß die Größe der der Feldwicklung zugeführten Leistung steuerbar ist, wobei del· Frei lauf-Strompfad mit der Feldwicklung verbunden ist und einen Feldstrom während derjenigen Perioden führt, in denen die Wicklung nicht mit der Quelle verbunden ist, und Mittel vorgesehen sind zum Verbinden des Rückkopplungssignales mit der Steuereinrichtung.

5. Schaltungsanordnung nach den Ansprüchen 2, 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß eine Einstell- und Halteschaltung mit dem Ausgang der Sekundärwicklung (55) des Transformators verbunden ist.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet , daß erste und zweite Einstell- und Halteschaltungen vorgesehen sind, die mit dem Ausgang der Sekundärwicklung des Transformators verbunden sind zum entsprechenden Empfang von Darstellungen der Signale, die von den ersten und zweiten Primärwicklungen in die Sekundärwicklung gekoppelt sind.

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzei chnet , daß eine Verstärkereinrichtung mit den ersten und zweiten Einstell- und Halteschaltungen gekoppelt sind zur Erzeugung des Rückkopplungssig-

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8. Schaltungsanordnung nach Anspruch ^, dadurch gekennzeichnet , daß die Steuereinrichtung eine selektiv betätigbare Schalteinrichtung ist, die zwischen der Quelle und der Last angeordnet ist zum intermittierenden Verbinden der Quelle mit der Last.

9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichne t, daß die Last die Feldwicklung eines Gleichstrom-Nebenschlußmotores ist.

10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Quelle.eine einphasige Wechselstromquelle ist und die Schalteinrichtung für eine Halbwellen-Gleichrichtung sorgt.

11. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet , daß die Quelle eine dreiphasige Wechselstromquelle ist und die Schalteinrichtung für eine Zweidrittelj/ellen-Gleichrichtung sorgt.

12. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet , daß die Quelle eine Wechselstromquelle ist und die Schalteinrichtung für eine Vollwellen-Gleichrichtung sorgt.

13. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch g e kennzei chnet , daß die Quelle eine Gleichstromquelle ist und die Schalteinrichtung ein Zerhacker.

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