JPS6059838B2 - 誘導負荷の平均電流に比例する信号を発生する回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、大まかに云えば電気負荷電流測定に関し、更
に具体的に云えば、フリーホイーリング４ （ｆｒｅｅ
ｗｈｅｅｌｉｎｇ）電流路を備え、電力が間欠的に供給
される誘導負荷の平均電流に比例する信号を発生するこ
とに関する。

屡々、何らかの制御機能を行うために利用出来る饋還信
号を供給するため、負荷の平均電流を測定または監視す
ることが望ましい。

例えば、速度調節可能な直流電動機駆動装置では、定馬
力様式で動作することが屡々必要である。この様式では
、界磁は普通、定格電動機電機子電圧に到達するまで、
或る公称最大強度に維持される。速度が上昇すると電機
子電圧が増大する。転換点（ＣｒＯｓｓＯｖｅｒ）と呼
ばれる点に達したとき、更に速度を増すために電動機界
磁の強さを減じる。

転換点は電機子端子電圧または逆起電力（ＣＥＭＦ）の
或るレベルであつてよい。逆起電力を用いる場合、電機
子電圧に比例する信号に、電機子電流に比例する信号を
（適当な極性て）加算して、逆起電力に比例する信号を
導き出す。概ね上述した形式の方式における共通な慣用
手段の１つは、１つ又はそれ以上のサイリスタを含む整
流器回路を用いて、界磁電流を制御することてあつた。

転換点より下ては、電流は実質的に一杯に保たれ、界磁
電圧は交流入力電圧の定数倍である。このようなとき、
界磁電流は、界磁抵抗に逆比例して変わり、交流入力電
圧に正比例して変わる。この場合、交流入力電圧が高く
且つ電動機界磁が冷えていると、界磁電流が過大に大き
くなり且つ界磁が過大に強くなることがある。転換点以
上の或るレベルまて速度を増すためには、界磁電流がよ
り控え目なレベルから開始した場合よりも大きな界磁電
流の変化を必要とする。これは、飽和が存在することに
因る。界磁回路が高度に導電性があつて、界磁電流を減
じるのに時間がかかるので、この場合に於ける装置の動
的特性は劣下する傾向がある。種々の従来の装置に屡々
含まれる別の特徴は、界磁電流の下向きの行過ぎ、従つ
て速度の上向きの行過ぎを制限するために、利用する界
磁調節を最小にすることである。

この調節は普通、サイリスタの位相遅延の調節を最小に
することを意味する。また一方、実際の界磁の強さは、
交流入力電．圧に正比例し、界磁抵抗に逆比例する。こ
こで、駆動装置が、界磁の熱い間、最高速度時に必要な
実際の電流に非常に近い最小界磁設定値に調節されると
、界磁が冷えているとき最高速度に達することが不可能
になることがある。上記のことから、電動機界磁の様な
負荷を通る電流に比例する正確な饋還信号を発生できる
ことが望ましいことは明らかであろう。

多くの場合、このような饋還信号の発生には何ら問題が
存在しない。例えば、ダイオード整流ブリッジから給電
・される直流電動機の場合、変成器を用いて、ブリッジ
の交流側の電流を測定すること、正確に云えばブリッジ
の負荷側の直流電流が交流電流に比例すると仮定するこ
とは比較的簡単な事柄である。然し、電力が負荷に連続
的に印加されず、間欠的に供給される場合が多くある。
このことは電動機の制御の場合に特にそうである。電動
機制御では、サイリスタの様なスイッチを利用して、交
流線路または蓄電池の様な電力源に電動機を接続する方
式を用いることは全く普通のことである。オフ時間に対
するオン時間の割合により、電動機に供給される電力の
量が左右される。これらの用途の多くは、電動機に普通
フリーホイーリング通路″と呼ばれる通路を設けている
。該通路は、負荷が電力源に接続されていない期間の間
にそれを介して負荷電流が流れることが出来る様にする
回路を提供する。負荷が電力源に接続されていない期間
の間でも負荷電流が存在するので、スイッチング装置の
交流側での測定が平均負荷電流を正確に表わさないこと
は明らかである。従来、直流電流の直接的な測定は実用
的でなく、非常に高価であつた。

ホール効実装置の様な装置を負荷と直列にすることは知
られているが、高価であり且つ正確さを保つことは困難
である。差動入力増幅器と関連して用いられる抵抗の様
な感知部品は、共通モードの電圧に比較して充分な抵抗
の電圧降下を得難いので、普通満足なものではない。す
なわち、正常な負荷両端間の電圧はその偏差に比べて非
常に大きく、このため意味のある電圧を発生するのに充
分な大きさの抵抗値を持つ降下用抵抗を用いると、無駄
な電力消費及びそれに関連して熱の問題が生じる。交流
側にフリーホイーリング通路を設けた装置内に普通の変
流器を用いることが論じられた。負荷に直流にこの様な
変流器を用いることは、負荷を通る電流が主として非常
に小さいリップル成分を持つ直流であり且っ変流器が負
荷電流の直流成分を変成することが出来ないため、満足
なものではない。従つて、本発明の目的は、誘導負荷の
平均電流を測定する改良回路を提供することてある。

本発明に従つて、間欠的に電力を供給され且つフリーホ
イーリング通路を持つ誘導負荷用装置内に、フリーホイ
ーリング通路の電流の関数である第１の信号を発生する
手段を設ける。また、電源装置から負荷に供給される電
流の関数である第２の信号を供給する別の手段を設ける
。これらの２つの信号を適当に組み合わせて、負荷を通
る平均電流に比例するする出力信号を発生する。以下、
図面について好ましい実施例を説明する所から本発明が
一層明白になろう。

第１図について説明すると、本発明を大まかにブロック
図で示す。

例示したブロック１０は、間欠的な電力の電源装置を表
わし、実際の電力源（例えば、交流線路又は蓄電池）を
含んでいてよく、該電力源に負荷を選択的に接続する適
当なスイッチング手段を含む。電源装置１０は１対の導
体１４，１６によつて誘導負荷１２に接続される。フリ
ーホイーリング通路が負荷と並列に設けられ、これは、
当該分野で周知の様に、電源装置１０が負荷に電力を供
給していない時、負荷電流を導くような方向の極性にし
たダイオード１８を含む。このフリーホイーリング通路
内には、また第１の感知装置２０が含まれている。第２
の感知装置２２が導体１６に付設されて、電源装置一負
荷間の電流を惑知すなわち測定する。線２４，２６は夫
々、２つの感知装置２０，２２からの出力信号を組合せ
手段２８に接続する。線２４，２６に現オ）れる信号は
、２つの通路で感知された電流の関数てある。組合せ手
段２８が、これらの２つの信号を組み合わせて、その出
力信号を線３０を介して制御装置３２に送る。制御装置
３２は、線３４を介して電源装置１０に適当な信号を送
つて、電源装置１０を制御する。線３４上の信号の性質
は、電源装置１０の形式に適切なものであり、例えは、
サイリスタのゲート電極に対するゲート信号を制御して
該サイリスタを適切な時刻に導通させるために利用され
る電圧信号である。第２図は、普通半波界磁電源装置と
呼ばれるものに適用した本発明の好ましい実施例を示す
。第２図に於て、交流電力源４０が直流分巻電動機４２
に界磁電力を供給する。電動機４２は界磁巻線４４及ひ
電機子４６を持つ。当該分野て周知の様に、電動機４２
の界磁巻線に供給される電力の量は第２図に示すサイリ
スタ４８の様な適当なスイッチング装置によつて制御さ
れ、サイリスタ４８はそのゲート端子に線５１を介して
普通の位相制御装置５０から信号を受け取る。電力源４
０から界磁巻線４４に送り出される電力の量は、電力源
４０の正の半サイクルの内の、サイリスタ４８が導通し
ている期間の部分の関数てある。界磁巻線４４とサイリ
スタ４８との直列回路中に、変流器５２の第１の一次巻
線５３がある。このため、負荷電流が、交流電力源４０
から線１４を介して界磁巻線４４へ流れ、次いで一次巻
線５３、サイリスタ４８及び導体１６を通つて電力源４
０へ戻る。第１図の場合と同様、ダイオード１８を含む
フリーホイーリング通路が設けられて、サイリスタ４８
が非導通状態になつているとき、負荷電流（この場合、
界磁電流）を導く。

フリーホイーリング通路には変流器５２の第２の一次巻
線５４が含まれていて、フリーホイーリング動作様式で
電流が界磁巻線４牡ダイオード１８及び一次巻線５４か
ら成る通路を循環する様にする。丸点で図示した様に、
変流器５２の２つの一次巻線が二次巻線５５に対して逆
向きに接続される。この理由は以後の説明からよく理解
されよう。一次巻線５３，５４に流れる電流によりニ次
巻線５５に誘起された信号が、信号発生手段２９に供給
される。信号発生手段は、二次巻線５５の出力を利用し
て、線５６に位相制御装置５０に対する信号を発生する
。前に示した様に、位相制御装置５０はサイリスタ４８
の導通時間を制御する。本発明の好ましい実施例に従つ
て、線５６の信号は、その大きさが平均負荷電流すなわ
ち電動機４２の界磁巻線４４の平均電流に比例する電圧
信号である。位相制御装置５０は、当該分野で周知の任
意のものであつてよく、線５６上の信号に応答してサイ
リスタ４８のゲート駆動を制御し、従つて界磁巻線４４
が電力源４０に接続される時間の量を決定することによ
り該界磁巻線の電流を制御する。第３図は、第２図にブ
ロックで示した信号発生手段２９の好ましい実施例を示
す。第３図は更に、この信号発生手段の、第２図の変流
器５２に対する接続をも例示する。これらの２つの構成
部品は、第１図で概略的に感知装置及び組合せ手段とし
て表わしたものを構成する。第３図に於て、２つの一次
巻線５３，５４が逆向きに接続され、これは主として変
流器の飽和を防ぐためである。更に、一次巻線５３，５
４は必ずしも同じ巻数を持つている必要はなく、平均出
力電圧と平均界磁”電流との間の直線性を高める様にこ
れらの巻数を変えることが出来ることを留意されたい。
一例として、電力用の一次巻線５３に対して、フリーホ
イーリング用の一次巻線５４の巻数を略２倍にするのが
望ましいと判つた。第３図で、二次巻線５５の１端が大
地に接続され、そしてコンデンサ６０が過渡的スパイク
の減衰のため二次巻線と並列に接続されている。

また、二次巻線５５と並列に３個の抵抗６２，６４，６
６が接続される。３個の抵抗６２，６４，６６は倍率抵
抗であり、これらの抵抗を種々の組合せにつなぐことに
よつて適切な倍率が得られる様に端子６１，６３，６５
，６７が設けられている。

二次巻線５５の出力すなわち非接地側が、倍率抵抗６８
及び入力抵抗７２を介して演算増幅器７４の反転入力に
接続される。スパイクを更に減衰させるため、２つの抵
抗６８，７２の接続点と大地との間にコンデンサ７０が
接続される。演算増幅器７４は、増幅様式て動作し、こ
のため適当な抵抗７６を介して大地に接続された非反転
入力を持ち、更にその出力と反転入力との間に饋還路が
設けられている。この饋還路は、抵抗７８及び１対の逆
並列接続のダイオード８０，８２を含む。ダイオード８
０，８２は、当該分野で周知の様に回路中に現われるダ
イオードの電圧降下を補償するために含まれている。増
幅器７４の出力は、２つの一次巻線５３，５４を通る特
定時刻の電流の向きに従つて、相対的に正及び負に向か
う部分を持つ信号である。

増幅器７４の出力は２つの通路に沿つて送られる。第１
の通路は、第３図に示す様に充電抵抗８６を介してコン
デンサ８８の上側電極板を大地に対して負に充電するた
めに、負に向かう信号を導通させる極性に接続したダイ
オード８４を含む。コンデンサ８８の上側電極板は、更
に放電抵抗９０を介して別の演算増幅器９２の反転入力
に接続される。増幅器９２は反転増幅器として接続され
ており、大地に接続された非反転入力を持ち、その出力
と反転入力との間に接続された適当な饋還抵抗９３を備
えている。抵抗８６，９０はコンデンサ８８と共に変形
標本化保持回路を形成し、この楊合コンデンサの充電時
間をその放電時間よりもすつと速くする。

このため、抵抗９０は抵抗８６よりもずつと大きく、１
つの実施例てはこの２つの抵抗８６及び９０の値は夫々
１００オームと２２１キロオームであつた。従つて、増
幅器７４の出力に負に向かう信号が生じると、コンデン
サ８８は大体この負に向かう信号の値まで急速に充電し
、そして増幅器７４の出力に負に向かう信号がなくなる
と、抵抗９０を介してゆつくりと放電して、演算増幅器
９２の入力となることが判る。増幅器７４の出力からの
第２の通路は抵抗９４を含み、該抵抗が反転用演算増幅
器９６の反転入力に対する入力抵抗として働く。

この増幅器は、大地に接続された非反転入力を持ち、ま
たその出力と反転入力との間に接続された饋還抵抗９８
を備える。増幅器９６の出力は、増幅器７４の正に向か
う出力信号の反転を表わす信号であり、そして（負に向
かう信号を通す様な極性に接続された）ダイオード１０
０及ひ充電抵抗１０２を介して、抵抗１０２と大地との
間に接続された第２のコンデンサ１０４に印加される。
抵抗１０２とコンデンサ１０４との接続点が別の充電抵
抗１０６の一端に接続され、該抵抗の他端がまた増幅器
９２の反転入力に対する入力として作用する。演算増幅
器９２の出力は、平均界磁電流に比例する信号であり、
第２図の信号発生手段２９の出力として直接用いること
が出来る信号てある。然し、増幅器９２の出力を別の増
幅回路の作用によつて更に高めるのが好ましい。この別
の増幅回路は、入力抵抗１０７に接続された反転入力及
ひ抵抗１１０を介して大地に接続された非反転入力を持
つ演算増幅器１０８を含む。増幅器１０８の出力と反転
入力との間の饋還路が、コンデンサ１１２及び抵抗１１
４の直列組合せを含む。増幅器１０８の反転入力には、
基準電圧の形の別の信号が供給され、該電圧が、負の電
圧源（−Ｖ）と大地との間に接続されるポテンショメー
タ１１６から導き出されるものとして図に例示されてい
る。ポテンショメータ１１６の摺動子が、抵抗１１８に
より増幅器１０８の反転入力に接続される。演算増幅器
１０８及びその関連回路は、非常に高い利得を持つ直流
増幅器として作用し、抵抗１１８を介して印加される信
号と入力抵抗１０７を介して印加される信号を比較して
、制御信号となる出力（線５６）を発生する。第２図で
は、例えば、線５６の信号は位相制御装置５０の動作を
制御するために利用される。第３図の回路の動作は、該
回路内に生じる２つの基本的な電圧波形を例示する第４
ａ図及び第４ｂ図を参照することにより最もよく理解て
きる。

一次巻線５３及ひ５４が相互に逆向きに接続されている
としたことを思い出されたい。またこの例の為、第２図
のサイリスタ４８の制御が、フリーホイーリング時間が
サイリスタ４８の導通時間よりも長くなる様になされて
いると仮定する。負荷が誘導性であるため、負荷電流は
連続になるが、しかし一次巻線５３，５４の電流が逆向
きであるため、変圧器二次巻線５５の出力は、時間に対
して電圧を描く第４ａ図に示す様に相対的に正及び負に
向かう電圧である。時刻ｔ１（第４ａ図）に、第２図の
サイリスタ４８が導通させられ、一次巻線５３の電流が
変圧器の出力に正に向かう信号を発生する。この信号は
ピーク値まで上昇し、そして時刻ちにサイリスタ４８が
非導通になるまで、或る値までゆつくりと減衰する。時
亥！１ｔ２にフリーホイーリング期間が始まり、電流が
時刻！とＴ３の間フリーホイーリング通路を介して負荷
を循環する。時刻ちにサイリスタ４８が再び導通状態に
される。フリーホイーリング期間中、一次巻線５４を通
る電流が二次巻線５５に負に向かう出力を誘起し、この
出力は基本的には一次巻線５３の電流に因る出力と同様
な波形（但し、向きが逆）であるが、持続期間がそれよ
りも長い。第４ａ図に示されている変流器出力が増幅器
７４に印加され、該増幅器の出力が本質的に第４ａ図の
ものに倍率をかけて反転したものになる。

増幅器７４の出力は、例示の実施例では、正規の電力導
通路すなわち一次巻線５３から生じる信号が相対的に負
の信号になり、この信号がダイオード８４及ひ抵抗８６
を介してコンデンサ８８に印加されて該コンデンサの上
側電極板を負に充電する様になつている。一次巻線５４
を通るフリーホイーリング電流が増幅器７４の出力に正
に向かう信号として現われ、演算増幅器９６によつて反
転され、ダイオード１００及び抵抗１０２を通つてコン
デンサ１０４を大地に対し負に充電する。前に示した様
に、２つのコンデンサ８８，１０４は、充電時間が非常
に速く且つ放電時間が比較的遅く、そして反転増幅器９
２の入力として働く。この増幅器はこれらの信号の夫々
を受け取り、時間に対して電圧を描く第４ｂ図に示す様
な出力を発生する。増幅器９２の出力は、本質的に比較
的小さなピークまたはり・ツプルを持つ直流信号てあり
、界磁電流の平均値に比例する。前に説明した様に、こ
の信号は更に、比較増幅器によつて限定されて、制御手
段に対する出力信号として供給される。この出力信号は
、前に示した様に、利用する電源装置及び制御装置の形
式に適切なものである。第５，６及び７図は他の形式の
電源装置に本発明を適用した例をブロック図で示す。こ
れら図の構成部品には、第１図及び第２図で用いた同じ
参照数字を用いている。第５図には普通１１′２ｇ駆動
装置と称されるものに本発明を適用した場合を示す。こ
の駆動装置は、単相交流電力を用いる代りに端子１４，
！，Ｌで示す３相の交流電力源を用いることを別にすれ
ば、第２図に示したものと非常によく似ている。端子Ｌ
ｌ，Ｌ２が夫々１対のダイオード１２０，１２２を介し
て負荷１２に接続される。図の残りの部分は第２図と本
質的に同じであり、負荷１２に対する電力を制御するサ
イリスタ４『で示し、位相制御装置５『で示している。
ここでダツシユ（″）をつけた意味は、動作の基本は第
２図と同じであるが、用いる実際の構成部品が異なつて
いてもよいためである。この駆動装置に於て、電力が端
子Ｌ１又はＬ２から、任意の特定の瞬間に於けるこれら
の線路の内のどちらがより正であるかに依存して、夫々
のダイオードを介して負荷１２へ供給される。負荷から
の帰路は、いずれの場合でも、端子Ｌに戻る。前と同様
、フリーホイーリング通路がダイオード１８及び感知装
置２０によつて構成される。第２の惑知装置２２が、前
に述べた様にフリーホイーリング通路の外側で、負荷と
端子しの間に配置される。第６図は、単相交流電力源１
２４から負荷に給電する全波整流ブリッジに本発明を適
用した例を示す。

電力源１２４が全波整流ブリッジに接続され、該ブリッ
ジが２つのダイオード１２６，１２８及び１対のサイリ
スタ１３０，１３２で構成されている。このブリッジ形
式は周知であり、何ら別段の説明は必要でないと思われ
る。第６図の残りの部分は第１図のものと同じであり、
ただ制御装置３２がサイリスタ１３０，１３２の各々に
適切なゲートパルスを供給して、これらのサイリスタの
導通の開始を位相制御する点が異なる。この回路の変形
として４つのサイリスタを持つブリッジを用いることが
出来ることは明らかであろう。第７図は、直流チョッパ
回路に本発明を適用した例を示す。このチョッパ回路は
ジヨーンズ・チョッパと称される形式のものであり、そ
の詳細については、アメリカ合衆国のゼネラル・エレク
トリツク・カンパニイから発行されたＳＣＲマニュアル
、第５版、の第３７１頁の説明を参照されたい。チョッ
パは、ここに蓄電池１３６として示す様な直流電力源か
ら給電され、ここで蓄電池の正の端子が制御整流器又は
サイリスタ１３８を介して負荷１２に接続される。サイ
リスタ１３８の陰極が第２の制御整流器又はサイリスタ
１４０の陰極に接続され、転流コンデンサ１４２がサイ
リスタ１３８及び１４０の陽極間に接続される。サイリ
スタ１３８及び１４０の陰極がセンター・タップ付きイ
ンダクタ１４４を介して負荷に接続される。該インダク
タの一端がダイオード１４６の陽極に接続される。ダイ
オード１４６の陰極はコンデンサ１４２とサイリスタ１
４０との接続点に接続される。インダクタ１４４の他方
の端が負荷１２に接続され、負荷１２の他端が惑知装置
２０を介して負の蓄電池端子に接続される。前述したの
と同様な態様で負荷のまわりにフリーホイーリング通路
を設け、該通路はダイオード１８及び第２の惑知装置２
０を含む。惑知装置２０，２２は各々、夫々の通路を通
る電流に機能的に関連して信号を発生して、組合せ手段
２８に送り、該手段２８が次いで制御装置３２に信号を
供給して、サイリスタ１３８，１４０の動作を制御する
。チョッパ回路の実際の動作は周知であり、説明を要し
ないであろう。前に述べた交流回路と同様にチョッパ回
路は、電力源から負荷に何ら電力が印加されない時間フ
リーホイーリング時間を与えると云えば充分であろう。
チョッパ回路のサイリスタの動作を制御するための信号
の発生については同じてある。以上且フリーホイーリン
グ通路を備えた誘導負荷の平均負荷電流を監視するため
の、正確且つ安価な回路を示し且つ説明したことが理解
されよう。

監視した電流の結果は、希望によつては、負荷に対する
電力の印加を制御するための饋還信号として利用するこ
とが出来る。ここに本発明の好ましい実施例と考えられ
るものを図示し説明したが、当業者には本発明の変形を
容易に考えることが出来よう。

例えば、或る特定の形式の電源装置を例示したが、動作
が間欠的である他の形式のものにも等しく本発明が出来
よう。また、第３図に例示した２つの変形標本化保持回
路が共に負に向かう信号に応答したことに気付かれよう
。その後の反転増幅器の２つの入力端子への適切な入力
を持つ正及び負に向かう信号に応答する異なる形式の標
本化保持回路を用いることも、当業者には応用出来よう
。更に、ただ１つの特定の負荷としての電動機界磁を示
したが、本発明は制動コイル、磁石等の様な他の誘導負
荷に対しても等しく適用できる。”図面の簡単な説明 第１図は電源装置及び負荷と共に本発明の特有の構成を
示す概略ブロック図、第２図は直流分巻電動機用半波界
磁電源装置に適用した本発明の好ましい実施例を一部ブ
ロック形式で示す回路図、第３図は第２図にブロック形
式で示した部分を詳細に例示する回路図、第４図は第３
図の回路に現われる或る電圧波形を例示する図、第５図
、第６図及び第７図は夫々本発明を２１３＄．、全波及
び直流チョッパ形駆動装置に適用した例を、一部プロ・
ツク形式で示す回路図である。

主な符号の説明 １０は電源装置、１２は負荷、１８はダイオート、２０
，２２は感知装置、２８は組合せ手段、２９は信号発生
手段、５２は変流器、３２及び５０は制御装置を示す。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 電力源１０から間欠的に電力を供給される誘導負荷
   １２であつて、電力源が当該誘導負荷に接続されていな
   い期間中負荷電流を通すフリーホイーリング通路１８が
   並列に接続されている誘導負荷の平均電流に比例する出
   力信号を発生する回路において、前記出力信号を発生す
   るために、前記電力源から前記誘導負荷に供給される電
   流を検出する電流感知手段２２と、前記フリーホイーリ
   ング通路１８中に配置されて、該フリーホイーリング通
   路に流れる電流を検出する別の電流感知手段２０とを有
   し、前記２つの電流感知手段が変流器５２の第１及び第
   ２の一次巻線５３，５４で形成されていて、該一次巻線
   は互いに逆向きの極性に接続されており、前記変流器５
   ２が負荷抵抗６２，６４，６６により終端された二次巻
   線５５を有し、該二次巻線の出力信号はその極性に従つ
   て２つの並列の通路の内の夫々１つの通路を介して加算
   回路９２，９３に供給され、該加算回路がその出力に平
   均負荷電流に比例する出力信号を発生し、前記２つの並
   列の通路の各々は、貯蔵コンデンサ８８，１０４、充電
   抵抗８６，１０２及び放電抵抗９０，１０６を有してい
   て、該コンデンサの充電期間が非常に短かく且つ放電時
   間が比較的長くなるように構成されており、更に、前記
   ２つの並列の通路の内の一方の通路中に反転手段９６，
   ９８が設けられていることを特徴とする誘導負荷の平均
   電流に比例する出力信号を発生する回路。