DE2702959C3 - Schaltungsanordnung zum Herstellen des Gleichlaufs zwischen einer örtlich erzeugten Impulsfolge und einer ankommenden Datenfolge - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Herstellen des Gleichlaufs zwischen einer örtlich erzeugten Impulsfolge und einer ankommenden Datenfolge in Fernmeldeanlagen, in denen die einzelnen

W) Daten (Codewörter) mit vorbestimmter Bitrate (Bitgeschwindigkeit) übertragen werden, alle Daten eine vorbestimmte Bitanzahl aufweisen und zu Beginn einer Datenübertragung sowie nach jeweils einer bestimmten Anzahl von solchen Daten als Synchronisierzeichen dienende weitere Daten in die Datenfolge eingefügt übertragen werden, insbesondere in Mobilfunk-Fernsprechanlagen mit in die Sprachübertragung eingestreuter Datenübertragung hoher Bitrate.

Bei bekannten Mobilfunk-Fernsprechanlagen ist im allgemeinen ein bestimmter Kanal einer bestimmten Sprechverbindung zugeordnet. Dieser Kanal wird während des gesamten Gesprächs benutzt, selbst wenn die Verbindung über unterschiedliche Bodenstationen ί abgewickelt wird, weit sich das Fahrzeug innerhalb eines gegebenen Mobilfunkbereiches von einer Stelle zur anderen bewegt. Die bei einer solchen Anlage benutzten Kanäle sind zwar rauschbehaftet, aber im allgemeinen reicht eine niedrige Datenübertragungsfrequenz, bei- in spielsweise bis zu wenigen hundert Hertz, aus, um die zur Steuerung der Funkverbindung erforderlichen Daten zu übertragen, da nur ein verhältnismäßig kleines Datenübertragungsvolumen vorhanden ist. Darüber hinaus steht genügend Zeit zur Verfügung, um mit Hilfe π bekannter Verfahren Synchronisationssignale wiederzugewinnen.

Bei ebenfalls bekannten, neueren Funkfernsprechanlagen hoher Kapazität (US-PS 36 63 762, 38 19 872) wird eine Aufteilung in kleine Zellen benutzt, bei der .'o eine gegebene Gruppe von Kanälen in einem einzigen Mobilfunk-Stadtbereich viele Male wiederbenutzt werden kann, indem die abgestrahlten Signalleistungen richtig mit Bezug auf die Zellengröße dimensioniert werden und eine Mobileinheit von Kanal zu Kanal 2> übergeben, d. h. übertragen, wird, wenn sie sich von Zelle zu Zelle bewegt.

Die Einzelheiten dieser Funkfernsprechanlagen hoher Kapazität sind für ein Verständnis der Erfindung nur soweit wichtig, als solche Anlagen mit rauschbehafteten w und einem Rayleigh-Schwund unterliegenden Kanälen arbeiten und eine hohe Datenübertragungs-Bitrate erfordern, um die Ortsfeststellung der Mobileinheit und die Übergabe zwischen den Kanälen im Realzeitbetrieb ohne merkbare Störung der Teilnehmer einer Sprech- r> verbindung zu bewirken und dabei die Vorteile einer verhältnismäßig hohen Verkehrskapazität im Sinne der Anzahl von gleichzeitigen Gesprächsverbindungen mit verhältnismäßig wenigen Kanälen zu realisieren, und zwar im Vergleich zu früheren Mobilfunk-Fernsprech- ·>ο anlagen, bei denen eine gleichzeitige Neubelegung von Frequenzkanaien innerhalb eine:, einzigen ϊνίυυίϊΓυιικ-bereiches nicht möglich war. Bei einer solchen Mobilfunk-Fernsprechanlage hoher Kapazität bedingt die Zuordnung von Kanälen eine kontinuierliche ■»-> Datenübertragung von den Feststationen mit einer außerordentlich stabilen Rate von zehn Kilobit je Sekunde. Ein Rauschen auf den Funkkanälen gibt dabei aber den Daten den Anschein der Instabilität. Während der Sprachübertragung werden Daten an eine individu- v> eile Mobileinheit durch kurzes Austasten der Sprache und Aussenden eines Datenburst mit 10 Kilobit je Sekunde während des Austastintervalls Übertragen, wobei das Intervall so kurz ist, daß der Teilnehmer nur ein Klicken hört

Bei den Mobileinheiten in solchen Anlagen hoher Kapazität und mit kleinen Zellen treten beträchtliche Schwierigkeiten bei der Wiedergewinnung der Synchronisationssignale aus den empfangenen Datensignalen auf, wobei die Synchronisationssignale erforderlich sind, damit die Steuereinrichtung der Mobileinheit die empfangenen Daten auswerten kann. Die Schwierigkeiten treten beispielsweise deswegen auf, weil das Rauschen unter Berücksichtigung des Rayleigh-Schwundes so stark ist daß ein beträchtliches b5 Phasenzittern der Vorder- und Rückflanken von Datenimpulsen auftritt und Datenbits häufig stark auseinandergezerrt sind, so daß ein einzelnes Datenbit als mehrere Bits ersrHeint. Der Rayleigh-Schwund tritt bei einer sich bewegenden Einheit in Form von Signalschwankungen aufgrund von Additionen und Auslöschungen reflektierter Wellen auf. Ein solcher Schwund erscheint in kleinen Abständen zwischen beispielsweise 17 und 35 cm bei 850MHz. Bei solchen rauschbehafteten Signalen ist es ganz allgemein schwierig. Bit- und Wortsynchronisationssignale wiederzugewinnen. Besonders schwierig ist dies aber mit der hohen Geschwindigkeit, die verlangt wird, um auf die Daten im Realzeitbetrieb ansprechen zu können und die Synchronisation ohne unerträglich hohe Datenfehlerraten aufrechtzuerhalten. Darüber hinaus muß dies alles auf wirtschaftliche Weise erreicht werden, damit die Kosten der Mobileinheiten nicht so hoch werden, daß die möglichen Benu'zer abgeschreckt werden.

Ein Beispiel für ein Problem, das bei der Wiedergewinnung von Bit-Synchronisationssignalen auftritt, ist der Umstand, daß analoge phasenstarre Schleifen, die häufig zu diesem Zweck benutzt werden, einen Konflikt hinsichtlich ihrer Betriebseigenschaften zeigen. So ist ein Schmalbandbetrieb erforderlich, um den Bereich der Frequenzen zu begrenzen, auf den die Schaltung einrasten kann, um damit die Wahrscheinlichkeit zu verringern, daß die Schaltung auf Rauschsignale einrastet. Eine andere Anforderung an phasenstarre Schleifen besteht darin, daß sie zweckmäßig eine kurze Einrast-Ansprechzeit besitzen, so daß sie schnell gestartet werden können. Das schnelle Einrasten ist jedoch im allgemeinen in schmalbandigen phasenstarren Schleifen nicht möglich, da die Einrastoperation um so langsamer wird, je schmaler das Band ist. Außerdem können zusätzlich zu dem erläuterten Konflikt die Temperaturbedingungen bei einer Mobileinheit in weiten Bereichen schwanken, und phasenstarre Schleifen sind in bekannter Weise empfindlich gegen Temperaturschwankungen. Einige der besten kommerziell verfügbaren Schaltungen zeigen eine Temperaturabhängigkeit der Empfindlichkeit von nur etwa 250 ppm je Grad Celsius. Dadurch wird der freilaufende,

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funkbetrieb veranlaßt, um 250 Hz oder mehr von der Nennfrequenz zu driften. Dies wiederum zwingt den Konstrukteur, die Rauschbandbreite größer als den zulässigen Wert einzustellen, der im Hinblick auf die schlechten Rauscheigenschaften des Kanals nötig wäre. Anders gesagt, die phasenstarre Schleife muß so ausgelegt werden, daß sie über wenigstens den Bereich einrasten kann, der im Hinblick auf ihre Temperati·«-- empfindlichkeit umfaßt wird. Dann spricht aber die Schleife über eine entsprechend große Rauschbandbreite an und zeigt ein starkes Zittern.

Hinsichtlich der Wiedergewinnung von Wortsynchronisationssignalen beinhalten Mobileinheiten alle Probleme der Wiedergewinnung von Bitsynchronisationssignalen sowie zusätzliche Probleme. Beispielsweise verursacht das Vorhandensein von Sprache und/oder Rauschen im Empfangssigna] bei der Mobileinheit eine hohe Wahrscheinlichkeit, daß ein falsches Synchronisationszeichen erzeugt wird. Bekannte Schaltungen, die einfach nur ein solches Zeichen erkennen, sind daher im allgemeinen unbrauchbar für einen Betrieb unter solchen Bedingungen und führen zu untragbar hohen Raten falscher Synchronisation mit dem sich ergebenden Verlust von Daten.

Bekannt ist auch eine Schaltungsanordnung zur Synchronisierung von Sender und Empfänger bei der

Datenübertragung (DE-AS 24 53 981), bei der vermieden werden soll, daß neben den Signalzustandswechseln der Daten vorhandene Zustandswechsel mit größerer Schrittdauer, ζ. Β. Wählzeichen, zu Störungen führen. Die erläuterten Probleme, die bei rausch- und schwundbehafteten Übertragungskanälen auftreten, lassen sich mit der bekannten Schaltungsanordnung nicht überwinden.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine sichere und schnelle Bit- und Wortsynchronisation unter Wiedergewinnung der Synchronisationszeichen auch bei rausch-, jitter- und schwundbehafteten, also zeitliche Unregelmäßigkeiten aufweisenden Übertragungskanälen bei tragbarem Aufwand zu ermöglichen.

Zur Lösung dieser Aufgabe geht die Erfindung aus von einer Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art und ist dadurch gekennzeichnet, daß eine Signalverarbeitungseinrichtung aus der anliegenden Datenfolge eine Impulsfolge ableitet, deren Impulsrate gleich der Bitrate der Datenfolge ist und deren zeitliche Unregelmäßigkeiten wiedergibt, daß eine nachgeschaltete Takterzeugungseinrichtung eine Taktimpulsfolge erzeugt, deren Impulse periodisch mit der vorbestimmten Bitrate der Datenfolge und mit einer Phase auftreten, die durch die abgeleitete Impulsfolge bestimmt ist, daß eine Erkennungseinrichtung bei jedem Auftreten eines Synchronisierzeichens einen Anzeigeimpuls erzeugt und daß eine der Takterzeugungseinrichtung und der Erkennungseinrichtung nachgeschaltete Vergleichseinrichtung bei zweimaliger Übereinstimmung eines Taktinipulses und eines von zwei im Synchronisierzeichenabstand aufeinanderfolgender Anzeigeimpulse ein das Vorhandensein des Gleichlaufs angebendes Signal abgibt.

Weiterbildungen sind Gegenstand der Unteransprüche. So kann die Takterzeugungseinrichtung eine digitale phasenstarre Schleife aufweisen, und es können Schaltungen vorgesehen sein, die unter Ansprechen auf die abgeleitete Impulsfolge die digitale phasenstarre Schleife so starten, daß sie mit einer vorbestimmten Phasenbeziehung mit Bezug auf die Datenfolge arbeitet.

stabilen Bittakt zur Verwendung durch Wortsynchronisationsschaltungen. Bei einem Ausführungsbeispiel teilt eine Teilerkette in den Wortsynchronisationsschaltungen den stabilen Bittakt zur Erzeugung von Wortsynchronisationsimpulsen herunter. Die Teilerkette wird durch eine erste Koinzidenz eines Synchronisationszeichens mit einem stabilen Bittaktimpuls auf einen Anfangszählwert gebracht und erzeugt einen Wortsynchronisationsimpuls um ein Wortsynchronisationsintervall nach dieser Koinzidenz. Wenn die Impulskoinzidenz mit einem weiteren Anzeigeimpuls für ein Synchronisationszeichen und einem Bittaktimpuls zusammenfällt wird die Einstellung der Teilerkette auf einen Anfangszählwert so lange gesperrt bis der Verlust von wenigstens einer vorbestimmten Anzahl mehrerer aufeinanderfolgender Anzeigeimpulse für Synchronisationszeichen festgestellt wird.

Nachfolgend wird die Erfindung anhand der Zeichnungen näher beschrieben. Es zeigt

F i g. 1 das vereinfachte Blockschaltbild einer Mobilfunk-Fernsprecheinheit bei der die Erfindung mit Vorteil angewendet werden kann,

Fig.2 das Diagramm einer typischen Datennachricht die die Mobileinheit gemäß F i g. 1 empfangen kann,

Fig.3 das vereinfachte Funktionsschaltbild der

ίο

Synchronisationssignal-Wiedergewinnungsschaltung in der Mobileinheit gemäß F i g. 1,

Fig. 4, 5 und 6 in der Anordnung nach Fig. 7 ein genaueres Schaltbild der Synchronisationssignal-Wiedergewinnungsschaltung nach F i g. 3,

Fig. 5A eine Gruppe von Zeitdiagrammen zur Erläuterung der Arbeitsweise des Phasenkomparator in F i g. 5.

Fig.6A eine Gruppe von Zeitdiagrammen zur Erläuterung der Arbeitsweise der Wortsynchronisations-Logikschaltung in F i g. 6.

Entsprechend dem vereinfachten Schaltbild einer Funkfernsprech-Mobileinheit nach Fig. 1 stellen ein Sender 10 und ein Empfänger M eine Verbindung zwischen der Antenne 12 und einer Teilnehmer-Steuereinheit oder einem Stationsgerät 15 zur Ermöglichung der Funkverbindung zwischen dem Teilnehmer und einer Feststation (nicht gezeigt) her. Über diese Funkstrecke wird eine Verbindung zu einem Mobilfunk-Vermittlungsamt (nicht gezeigt) hergestellt, das wiederum die Verbindung mit dem öffentlichen Fernsprechnetzherstellt.

Ein Steuergerät 16 empfängt und sendet Datennachrichten von bzw. zu der Feststation im Hinblick auf die Steuerung anderer Bauteile in der Mobileinheit. Spezielle Leitungen für diese Steuerung sind nur für einen Datensender und einen Datenempfänger dargestellt. Das Steuergerät ist zweckmäßig eine Ausführung mit Speicherprogramm der jetzt bekannten Art.

Ein Datenempfänger 17 nimmt Grundband-Datensignale vom Ausgang eines Diskriminators im Empfänger 11 auf. Diese Signale liegen zweckmäßig im sogenannten Manchester-Codeformat vor. bei dem ein 1-Signalbit durch einen positiv gerichteten Signalausschlag, gefolgt von einem negativ gerichteten Signalausschlag, dargestellt wird. Ein O-Signalbit wird durch einen negativ gerichteten Ausschlag, gefolgt von einem positiv gerichteten Ausschlag, dargestellt. Ein Decodierer 18 bringt die empfangenen Datensignale auf ein »nicht auf Null zurückkehrendes Format« (NRZ) mit Hilfe einer von einer Synchronisationssignal-Wiederge-

mation. Die /VÄZ-Datensignale werden über eine Signalleitung 20 dem Steuergerät 16 zugeführt. Außerdem führt eine Signalleitung 21 vom Steuergerät 16 zum Datenempfänger 17 zur Übertragung von Steuersignalen, die der Empfänger gelegentlich bei der Speicherprogrammsteuerung der Mobileinheit benötigt. Beispielsweise liefert das Steuergerät 16 über die Leitung 21 Steuersignale, die von der Synchronisationssignal-WieHergewinnungsschaltung 19 zur Neueinleitung der Synchronisation benutzt werden, wenn das Betriebsprogramm der Mobileinheit dies verlangt Außerdem liefert das Steuergerät 16 Signale, die die Synchronisationssignal-Wiedergewinnungsschaltung 19 davon in Kenntnis setzen, ob sich die Mobileinheit in einer kontinuierlichen Datenübertragungsbetriebsweise befindet, beispielsweise, wenn die Mobileinheit auf einen Anrufkanal (paging-Kanal) abgestimmt ist oder in einer Austastund Burst-Betriebsweise befindet die bei einer Mobileinheit auftritt wenn eine Datennachricht in Form eines Daten-Burst während eines kurzen Intervalls übertragen wird, in welchem das Sprachsignai auf einem Sprachübertragungskanal ausgetastet ist.

Die Mobileinheit gemäß F i g. 1 weist außerdem einen Datensender 22 auf. der Datennachrichten über die Leitung 25 vom Steuergerät 16 aufnimmt und im Manchester-Codeformat codiert und an den Sender 10

zwecks Aussendung zur Feststation weitergibt. Außerdem ist eine Signalleitung 26 vorgesehen, um zusätzliche Steuersignale vom Steuergerät 16 zu übertragen, die die Betriebsweise des Datensenders 22 beeinflussen. Das Codieren nimmt ein Manchester-Codierer 27 im Datensender 22 vor.

F i g. 2 zeigt die typischen Informationsfelder eines Datennachrich'cnstroms mit 10 Kilobit je Sekunde, der zweckmäßig zur Aussendung von Datennachrichten zur Mobileinheit gemäß Fig. I benutzt wird. Dieser Datenstrom, der gelegentlich als »Aufbau-Kanalnachricht« bezeichnet wird, enthält in dem dargestellten Format zwei Zeitmultiplexkanäle, die auch mit Kanal A und Kanal Bbezeichnet werden. Die Wörter 1 bis A/des Kanals A sind N Wiederholungen einer Nachricht, die im Zeitmultiplexverfahren mit N Wiederholungen einer weiteren Nachricht auf dem Kanal B verschachtelt sind. Die Anzahl der Bits, die zweckmäßig in jedem Feld der Nachricht vorhanden ist, wird durch arabische Ziffern oberhalb des jeweiligen Feldes in F i g. 2 angegeben. Es zeigt sich, daß jedes Zeitmultiplexwort 40 Bits enthält. Der Nachricht mit mehreren Wörtern geht ein 10-Bit-Feld zur Bitsynchronisation und ein 11-Bit-Feld zur Wortsynchronisation voraus. Bei einer Austast- und Burst-Datennachricht, die zu einer bestimmten Mobilcinheit ausgesendet wird, wird das Nachrichtenformat gegenüber dem in F i g. 2 gezeigten Format etwas abgeändert. Die Multiplexkanäle A und B werden nicht benutzt, das Bitsynchronisationsfeld ist wesentlich länger und sowohl das Bit- als auch das Wortsynchronisationsfeld gehen jeder Wiederholung des Nachrichtenwortes für die einzelne Mobileinheit voraus.

In dem Bitsynchronisationsfeld des Wortes nach F i g. 2 besteht das Format der Information typischerweise aus abwechselnden 1- und O-Bits in einer sich wiederholenden Folge, die gelegentlich auch als Strichpunktfolge bezeichnet wird. Dann hat die Strichpunktfolge in einem Datenbitstrom mit 10 Kilobit je Sekunde im Manchester- oder Λ/ΛΖ-Format eine starke 5-kHz-Komponente. Dieser Umstand wird mit Vorteil ausgenutzt, wie später erläutert wird.

Da: !! Bit Wert irr: S'r'.chrcr.icationsfeld verwende' eine vorbestimmte Bitfolge, beispielsweise eine sogenannte Barker-Folge, deren Auftreten in einer Datennachricht unwahrscheinlich ist und die eine kleine Wahrscheinlichkeit für eine Simulation in einer Sprachnachricht besitzt. Trotzdem können falsche Wortsynchronisationsfolgen gelegentlich in einem Datenstrom oder in einem Sprachsignalstrom mit oder ohne Einfluß von Rauschstörungen auftreten und dann fälschlich den Anschein eines Synchronisationszeichens erwecken. Die Synchronisationssignal-Wiedergewinnungsschaltungen, die nachfolgend beschrieben werden sollen, weisen Anordnungen auf, um den Einfluß solcher fehlerhaften Synchronisationszeichen wesentlich zu verringern.

Gemäß F i g. 3 werden Datennachrichten vom Empfänger 11 in Fig. 1 an den Manchester-Decodierer 18 zwecks Decodierung und Weiterleitung an das Steuergerät 16 und an die Synchronisationssignal-Wiedergewinnungsschaltung 19 angelegt, wie in Verbindung mit F i g. 1 beschrieben. Decodierer zur Umsetzung des Manchester-Code in das NRZ-Datenformat sind bekannt. So wird bei einem bekannten Decodier-Algorithmus der abgeleitete Symboltakt, der auf eine noch zu beschreibende Weise erzeugt wird, dazu benutzt, logische Schaltungen zu steuern, die das Manchester-Format "ή eine dem NRZ- Format ähnliche Form umzuwandeln, die aber einen wesentlichen, zusammen mit dem Manchester-Format empfangenen Rauschanteil enthält, der beispielsweise durch ein beträchtliches Zittern der Vorder- und Rückflanken bedingt ist. In dieser Form werden die Daten über eine Integrier- und Verarbeitungsschaltung gegeben, die mit der Bitrate arbeitet und aus der rauschbehaftete NRZ-Form der Daten eine Welle erzeugt, die dann nahe dem Ende jedes Bit-Intervalls abgetastet und zur Steuerung eines

ίο Datenabtasters benutzt wird, der eine im wesentlichen rauschfreie NRZ-Form der Daten zur Verfügung stellt, mit der Ausnahme, daß die Daten immer noch ein beträchtliches Phasenzittern beinhalten.

F i g. 3 enthält ein vereinfachtes Funktionsschaltbild

der Synchronisationssignal-Wiedergewinnungsschaltung 19, das zunächst zur Erleichterung des Verständnisses für die später zu erläuternden Schaltungseinzelheiten betrachtet werden soll. Wenn Versorgungsspannung an die fviobiieinheit angelegt wird, so betätigt sie die Rückstell-Steuerlogik 30, die Rückstellsignale zum Starten einer Datengatterschaltung 31 liefert. Die Gatterschaltung 31 ermöglicht eine Auswertung der /v7?Z-Daten vom Manchester-Decoder 18 in der Synchronisationssignal-Wiedergewinnungsschaltung 19 nur während eines kontinuierlichen Datenempfangs auf einem Anrufkanal und während des Anfangsteils eines Daten-Bursts auf einem Sprachkanal. Die Rückstell-Steuerlogik 30 stellt außerdem die Startimpulserzeugungslogik 32 zurück, um die Synchronisationssignal- wiedergewinnung am Anfang eines Datenstroms zu erleichtern. Außerdem liefert die Rückstell-Logikschaltung 30 ein Rückstellsignal an eine Wortsynchronisations-Logikschaltung 35, um einen Synchronisationszeichendetektor in dieser Schaltung zu starten. Bei Feststellung eines solchen Zeichens in der Logikschaltung 35 wird ein gefilterter Zeichenanzeigeimpuls über die Leitung 36 zurückgegeben, um die Rückstell-Steuerlogik 30 in ihren Normalzustand für die Signalverarbeitung zurückzustellen. Nachfolgend liefert während der

■to normalen Speicherprogrammsteuerung der Mobileinheit das Steuergerät 16 in Fig. 1 von Zeit: J Zeit ein npAit^mmierter Dit/^UctAlIcinnol f-foc Ait* PUS^IfCtAlI-

Steuerlogik 30 auf die beschriebene Weise neu aktiviert. Die Daten im Manchester-Code vom Diskriminator

■» 5 des Empfängers 11 in F i g. I werden in F i g. 3 außerdem an einen »sanften« Begrenzer 37 gegeben, der Störsignalspitzen beschneidet, ohne die Vorder- und Rückflanken der Grundband-Datensignale merkbar zu versteuern. Diese Begrenzerwirkung hat den Zweck,

ίο gewisse Rauschkomponenten aus dem Grundband-Datensignal zu entfernen.

Eine Datenverarbeitungsschaltung 38 leitet unter Ansprechen auf das begrenzte Grundband-Datensignal ein Gleichstromsignal COV ab, das angibt, daß eine Grundband-Signalfolge entsprechend einer Strichpunktfolge empfangen worden ist Diese Funktion soll die Wahrscheinlichkeit verringern, daß die Synchronisationssignal-Wiedergewinnungsschaltungen sinnlos aufgrund von Sprachsignalen arbeiten. Der CO V-Aus-

bo gangspegel ist auf hoher Spannung (H) in Abwesenheit der Strichpunktfolge und auf niedriger Spannung /ZJbei

Vorhandensein dieser Folge. Das Signal wird zur Betätigung der Startimpulserzeugungslogik 32 benutzt Eine weitere Signalverarbeitungsschaltung 39 spricht

ebenfalls auf das begrenzte Grundband-Datensignal vom Begrenzer 37 an und leitet ein Zeitsteuerungssignal (DTS) zb. Diese Schaltung beinhaltet Bandbegrenzungsfunktionen und einen Nullkreuzungsdetektor, um

entsprechend der noch folgenden genaueren Beschreibung die Bestimmung einer 5-Kilohertz-Komponenie im Grundband-Datensignal zu erleichtern. Obwohl das abgeleitete Zeitsteuerungssignal immer noch ein beträchtliches Zittern und Rauschunterbrechungen derjenigen Art besitzt, die im empfangenen Grundband-Datensignal vorhanden waren, stellt es aber ein angenähertes Zeitsteuerungssignal dar, das für die weiteren Operationen bei der Synchronisationssignalwiedergewinnung zweckmäßig ist. Das DTS-Signal wird an die Startimpulserzeugungslogik 32 und eine Taktaufnahmeschaltung 40 zur Erzeugung des stabilen Bit- oder Symbol-Taktsignals zwecks Verwendung in der gesamten Synchronisationssignal-Wiedergewinnungsschaltung und den übrigen Teilen der Mobileinheit übertragen.

Die Startimpulserzeugungslogik 32 liefert einen Impuls aufgrund jedes DrS-impulses. Nach einer gewissen Anzahl (zwei im zu beschreibenden Aust'ührungsbeispieli hält sie jedoch die Erzeugung von Startimpulsen für eine kurze Zeit an, damit die übrigen Teile der Synchronisationssignal-Wiedergewinnungsschaltung 19 feststellen können, ob ein Synchronisationszeichen richtig festgestellt worden ist oder nicht, um auf diese Weise eine stabile Bit- und Wort-Synchronisation festzustellen. Die Startimpulserzeugungslogik 32 durchläuft ihren Arbeitszyklus auf die eben beschriebene Weise, bis eine Synchronisation festgestellt worden ist Dann stell' das obengenannte Ziichenanzeige-Ausgangssignal auf der Leitung 36 der Wortsynchronisationslogik 35 die Rückstellsteuerlogik 30 zurück, wodurch die weitere Operation der Startimpulszeugungslogik 32 gesperrt und die Datengatterschaltung 31 voll betätigt wird. Startimpulse (IP) von der Schaltung 32 werden zusammen mit dem DrS-Signal von der Verarbeitungsschaltung 39 in der Taktaufnahmeschaltung 40 benutzt.

In der Taktaufnahmeschaltung 40 wird zweckmäßig eine digitale phasenstarre Schleife verwendet, um ein stabiles Bittaktsignal mit der 10-Kilohertz-Rate unter zwei verschiedenen Phasenwinkeln und jeweils normaler linH trtmnUmintiorter Pr»rrr> -»», »Γ7βιιπατι TWo NRZ-S\gna\e über die Logik 35 unabhängig vom Zustand des CO V-Signals übertragen, das von der Verarbeitungsschaltung 38 zur Logik 32 und demgemäß zur Datengatterschaltung 31 geliefert wird. Wenn die Mobileinheit jedoch in der Sprachbetriebsvsisc arbeitet, werden die NRZ-Oaien nur dann über die Gatterschaltung 31 zur Logik 35 übertragen, wenn das COV-Signal auf L ist, wodurch angegeben wird, daß ein Datenburst vorhanden ist Die Logik 35 prüft die Daten

ίο auf Synchronisationszeichen. Wenn wenigstens zwei solche Zeichen identifiziert sind, stellt sie die Rückstellsteuerlogik entsprechend der obigen Erläuterung zurück.
Die Wortsynchronisationslogik 35 enthält außerdem Schaltungen, die aus dem stabilen Bitraten-Taktsignal Wortraten-Synchronisationsimpulse erzeugen und diese Impulse in Gleichschritt mit festgestellten Synchronisationszeichen bringen, so daß die Impulse zur Wortsynchronisaiionsimpuisen werden können, die von dem Steuergerät 16 in F i g. 1 benutzt werden. Der Ausdruck »Wortsynchronisationsrate« soll hier die Rate bedeuten, mit der Wortsynchronisationszeichen im Unterschied zu Datenwörtern an sich im Datenstrorr auftreten. Wenn eine vorbestimmte Anzahl (fünf im hier betrachteten Ausführungsbeispiel) von Synchronisationszeichen anzeigenden Impulsen ausbleiben, so startet die Wortsynchronisationslogik 35 sich selbst neu mit Bezug auf die NRZ-Daten und das stabile Bittaktsignal. Natürlich kann jederzeit das Steuergerät 16 eine programmierte Rückstellung der Synchronisationssignal-Wiedergewinnungsschaltung 19 durch Übertragung eines Impulses an die Rückstellsteuerlogik 30 befehlen, wie bereits erwähnt. In diesem Fall wird eine vollständige Startoperation erneut durchgeführt, und zwar mit einer neuen Gruppe von Startimpulsen, die erzeugt werden, sobald festgestellt worden ist, daß das Pegelsignal COVvorhanden ist.

In den F i g. 4, 5 und 6 sind in der Zusammenstellung nach Fig.7 teils schematisih und teils als Blockschaltbild die Synchronisationssignal-Wiedergewinnungsschaltungen 19 dargestellt, die in Verbindung mit F i g. 3

sn „,π-Αοη clnsi Γ\'ια Diio

-rriL· 3Ω in

Einleitungsimpulse von der Logikschaltung 32 stellen die digitale phasenstarre Schleife in der Taktaufnahmeschaltung 40 so ein, daß ihre digitalen Schaltungen sich in einem Zustand entsprechend einer Operation befinden, bei der ein stabiles Bitraten-Taktsignal mit der Bitfrequenz des vom Diskriminator des Empfängers ankommenden Grundband-Datensignals erzeugt wird. Dieses stabile Taktsignal wird mit einer vorbestimmten Phasenbeziehung zu dem ankommenden Grundband-Datensignal entsprechend dem Umstand erzeugt, daß die Startimpulse in Abhängigkeit von dem abgeleiteten Zeitsteuerungssigna] DTS erzeugt werden, das die Phaseninformation der empfangenen Grundbanddaten enthält Nach dem Starten arbeitet die digitale phasenstarre Schleife in der Taktaufnahmeschaltung 40 so, daß die Phaseneinrastung des DTS-Signals an ihrem Eingang mit hoher Genauigkeit und niedriger Empfindlichkeit gegen Temperaturschwankungen aufrechterhalten wird. Das ist im allgemeinen nicht realisierbar mit bekannten phasenstarren Schleifen.

Die Wortsynchronisationslogik 35 arbeitet unter Steuerung der stabilen Bittaktsignale aus der Taktaufnahmeschaltung 40. Außerdem nimmt sie die Grundband-Datensignale in NRZ-Form über die Datengatterjchaltungen 31 auf. Wenn die Mobileinheit im kontinuierlichen Datenbetrieb arbeitet, werden die Fig.4 bereitet die Synchronisationssignal-WieJergewinnungsschaltungen für ihren Betrieb auf die oben beschriebene Weise vor, wenn entweder Versorgungsspannung durch Schließen eines Schalters 41 angelegt oder ein Programm-Rückstellimpuls vom Steuergerät 16 geliefert wird. Im ersten Fall wird positive Spannung aus einer geerdeten Spannungsquelle 42 über einen

so Widerstand 43 zugeführt, um einen Kondensator 46 über den Ausgang eines NOR-Gatters 47 aufzuladen, das zu diesem Zeitpunkt aufgrund des Eingangssignals H an einem Eingang von der Quelle 42 gesperrt ist Wenn der Kondensator 46 sich aufzuladen beginnt ist das Eingangssignal am Inverter 48 auf L, so daß ein Ausgangssignal H erzeugt wird, das zu einem weiteren Eingang des NOR-Gatters 47 zurückgeführt wird. Das Ausgangssignal H des Inverters 48 führt am Ausgang eines NOR-Gatters 49 zu einem Signal L. das über einen weiteren Inverter 50 zu einem Signal H zur Rückstellung einer bistabilen Triggerschaltung benutzt wird, beispielsweise des D-FIipflops 51. Wenn der Kondensator 46 sich weiter auflädt so geht der Ausgang des Inverters 48 auf L Zusammen mit dem normalerweise auf L liegenden Signal auf der Rückstelleitung vom Steuergerät 16 wird dann am Ausgang des NOR-Gatters 49 ein Signal H erzeugt wodurch das Rückstellsignal H am D-FIipflop 51 verschwindet. Das NOR-Gat-

ter 49 kann jedoch jetzt auf einen positiven Rücksteüimpuls vom Steuergerät 16 zwecks Lie/erung eines Rückstellsignals H an das Flipflop 51 betätigt werden. Naturlich stellt die Quelle 42 lediglich eine schematische Darstellung einer Stromversorgung dar, die alle Schaltungen in F; g. 4 versorgt, aber bei den meisten Schaltungsanordnungen in der Figur nicht besonders angegeben ist

Wenn das Flipflop 51 zurückgestellt worden ist, bereitet ein Signal //am Ausgang (5ein UND-Gatter 60 in der Startimpulserzeugungslogik 32 vor. Das Signal L am Ausgang Q betätigt ein NOR-Gatter in der Datengatterschaltung 31.

In der Verarbeitungsschaltung 38 wird das begrenzte Grundband-Datensignal über ein 5-Kilohertz-Bandpaßfilter 52 gegeben. Dieses Filter hat eine Mittenfrequenz von 5 kHz, d. L·, den halben Wert der Grundband-Datenbitrate. Außerdem hat das Filter eine verhältnismäßig hohe Güte Q = 25 bei dem Ausführungsbeispiel. Ein solches Filter hat eine außerordentlich kleine Bandbreite und sperrt daher Sprachfrequenzen unterhalb der Mittenfrequenz sowie Überwachungstöne bei etwa 6 kHz, die bei manchen Mobilfunk-Fernsprecher'.agen hoher Kapazität benutzt werden. Demgemäß spricht der Ausgang des Filters 52 auf die kräftige 5-Kilohertz-Komponente in der Datennachrichten einleitenden Strichpunktfolge mit 10 Kilobit je Sekunde an.

Das Ausgangssignal des Filters 52 wird an eine Schwellenwertschaltung 55 gegeben, das als Eingangsstufe einen Vollweggleichrichter 56 besitzt. Dieser Gleichrichter, der zweckmäßig auf bekannte Weise aus Operationsverstärkern und Dioden gebildet ist. um die Verwendung von Übertragern zu vermeiden, erzeugt eine 10-Kilohertz-Komponente aus dem Signal des Filters 52

Ein Tiefpaßfilter 57 mit einer Grenzfrequenz von etwa 5 kHz nimmt das Ausgangssignal des Vollweggleichrichters 56 auf und verarbeitet es. so daß am Ausgang des Filters 57 ein Gleichstromsignal mit einem Pegel ansteht, der etwa gleich dem Mittelwert des 10-Kilohertz-Ausgangssignals des Vollweggleichrichters 56 ist. Dieses Gleichstromsignal vom Filter 57 wird an einen Komparator 58 gegeben, in welchem es mit einer Bezugsspannung verglichen wird, deren Höhe so gewählt ist. daß mit annehmbarer Genauigkeit das Vorhandensein der Strichpunktfolge im Grundband-Datensignal angezeigt wird. Wenn die Ausgangsspannung des Filters 57 unterhalb dieses Wertes ist. so liegt der Ausgang des Komparator auf H. Wenn die Ausgangsspannung des Filters den Bezugswert Übersteigt, so steht am Ausgang des Komparator ein Signal L das das Vorhandensein einer Strichpunktfolge angibt. Dieses Komparalor-Ausgangssignal ist das obenerwähnte COV Signal.

Das COV-Signal wird an die Startimpulserzeugungv schaltung 32 gegeben und gelangt dort an einen Inverter 59. um — wenn COV auf L ist - ein Betätigungssignal an ein UND-Gatter 60 zu liefern. Dieses Gatter ist bereits vorbereitet worden durch das W-Signal vom Ausgang ζ) des Flipflops 51 in der Rückstellsteuerlogik 30, wie oben beschrieben. Das Ausgangssignal des Inverters 59 wird außerdem über einen Inverter 61 an Einstelleingänge der beiden Stufen eines 2-Bit-Schiebcregisters 62 geführt. Demgemäß werden die beiden Stufen in den Einstellzustand gebracht, wenn das COV-Signal auf H ist, und sind daher für den Operationsbeginn vorbereitet, wenn die Startimpulserzeugungsschaltung 32 ihren Zyklus beginnt. Wenn das COV-Signal auf L ist und die Inverter 59 und 61 durchläuft, stört es den Einstellzustand des Schieberegi-

' sters 62 nicht Es läuft jedoch über eine Leitung 65 zur Datengatterschaltung 31 als Anzeige, daß die Strichpunktfolge anscheinend festgestellt worden ist Da der dritte Eingang des UND-Gatters 60 normalerweise auf H liegt, wird das Gatter aufgrund eines L-Signals COV über den Inverter 59 betätigt und liefert ein Ausgangssignal H, das einen monostabilen Multivibrator 66 zur

ι ο späteren Triggerung durch das DTS-Signal vorbereitet Das Ausgangssignal des Begrenzers 37 wird außerdem, wie bereits erläutert, an die Signalverarbeitungsschaltung 39 gegeben. In dieser Schaltung erzeugt ein Vollweggleichrichter 67 ein Ausgangssignal, bei dem die Grundfrequenzkomponente des Signals vom Begrenzer 37 verdoppelt ist Während der Strichpunktfolge beträgt diese Grundfrequenzkomponente 5 Kilohertz, wie bereits erwähnt Der Gleichrichter 67 erzeugt dann ein Ausgangssignal mit einer 10-Kilohertz-Komponen te, die an ein 10-Kilohertz-Bandpaßfilter 68 angelegt wird. In der Verarbeitungsschaltung 39 wird im Gegensatz zur Verarbeitungsschaltung 38 kein 5- Kilohertz- Eingangsbandpaßfilter benutzt da in der Schaltung 38 in der Hauptsache die Amplitude einer bestimmten Frequenzkomponente von Interesse war und daher diese Komponente genau ausgewählt werden mußte. In der Verarbeitungsschaltung 39 ist jedoch die Amplitude weniger wichtig, da in der Hauptsache die im Datensignal enthaltene Phaseninformation interessiert.

Zu diesem Zweck arbeiten die Schaltungen 39 und 40 zusammen, so daß die Schaltung 39 keine so sorgfältige Frequenzauswahl benötigt Das Filter 68 besitzt eine Mittenfrequenz von 10 kHz,d h. eine Mittenfrequenz in Übereinstimmung mit der Bitrate des Grundbandsi gnals. Außerdem hat es zweckmäßig eine verhältnismäßig kleine Güte von Q = 10, so daß es ein verhältnismäßig breites Durchlaßband besitzt. Dadurch kann eine anfängliche Bandbegrenzung vorgenommen werden, die der Taktaufnahmeschaltung 40 die Möglich-

■«ο keit gibt, die Feststellung des stabilen Bittaktsignals zu beenden. Außerdem wird durch verhältnismäßig breitbandige Auslegung des Filters 68 die Temperaturempfindlichkeit für den Phasengang des Filters niedrig gehalten, so daß keine größeren Phasenänderungen im DTSSignal aufgrund von Temperaturänderungen im Bereich des Filters 68 auftreten. Dieser Umstand ist wichtig, weil es erwünscht ist die Phaseninformation im Grundband-Datensignal ohne wesentliche Verzerrung an die Taktaufnahmeschaltung 32 zu liefern.

Ein Nullkreuzungsdetektor 69 nimmt das Aufgangssignal des Filters 68 auf und bewirkt im I ffekt eine Phasenumkehr und eine Umformung de* durch das Filter gelieferten Signals in ein Rechtecksignal Ein Pufferverstärker 70 bringt das Ausgangssignal des Detektors 69 auf einen vorbestimmten Minimalwert, der für das abgeleitete Zeltsteuerungssignal erwünscht ist Das Signal DTS wird an die Startimpulscrzeugungs schaltung zur Betätigung des vorbereiteten monostabi ten Multivibrators 66 angelegt und außerdem zur

μ Taktaufnahmeschaltung 40 gegeben, um die Phasenin formation m entnehmen. Das soll noch beschrieben werden.

Nachdem die Signalverarbeitungsschaltung 39 auf die eben beschriebene Weise auf die Strichpunktfolge am

μ Anfang einer Datennachricht angesprochen hat, nimmt sie normale Datenwörter auf, die Folgen von zufällig verteilten 1- und 0-Werten besitzen. Wenn eine Zufallsfolge eine Serie von binären I-Werten oder

binaren O-Werten im Manchester-Code besitzt, so spricht die Verarbeitungsschaltung 39 im wesentlichen auf die gleiche Weise wie oben beschrieben an, um das angenäherte Zeitsteuerungssignal DTS zu erzeugen. Wenn jedoch weniger reguläre Bit-Folgen ankommen, so verschwindet die kräftige 5-KJIohertz-Komponente zusammen mit dem 10-Kilohertz-Ausgangssigna] des Vollweggleichrichters 67. Demgemäß erzeugt das Bandpaßfilter 68 ein Ausgangssignal L für den Nullkreuzungsdetektor und beendet dadurch die Operation. Als Ergebnis verschwindet das angenäherte Zeitsteuerungssignal DTS, bis wieder eine reguläre Bitfolge mit einer kräftigen Komponente der halben Bitrate erscheint. Solche Intervalle ohne ein Signal DTS sind verhältnismäßig kurz im Hinblick auf die Funktion der Taktaufnahmeschaltung, da das Codierformat zweckmäßig dasjenige ist, welches in typischer Weise bei kommerziellen Datenübertragungssystemen benutzt wird und so ausgelegt ist daß wenigstens eine minimale Anzahl von Übergängen zwischen den binären 1 - und O-Signalzuständen stattrinden.

In der Startimpulserzeugungsschaltung 32 erzeugt der monostabile Multivibrator 66 bei jeder Betätigung einen negativ gerichteten Impuls am ^-Ausgang. Diese Impulse werden einem Eingang eines NOR-Gatters 71 zugeführt das durch ein Signal 1 oder H vom Steuergerät 16 beaufschlagt wird, wenn sich die Mobileinheit in der Datenbetriebsweise befindet Positiv gerichtete Ausgangsimpulse vom NOR-Gatter 71 durchlaufen einen Inverter 72, so daß negativ gerichtete Stailimpulse bei den Betätigungen des monostabilen Multivibrators 66 erzeugt werden.

Außerdem erzeugt der Multivibrator 66 bei jeder Betllifcjng ein Ausgangssignal //am Ausgang Q. das an den Takteingang der Stufen des 2-Bit-Schieberegisters 62 angelegt wird Das Schieberegister enthält zweckmäßig zwei in Reihe geschaltete D-Flipflops, wobei das erste Flipflop. wie gerade erläutert, einen Taktimpuls vom Multivibrator 66 erhält und (durch nicht im einzelnen gezeigte Schaltungen) so vorgespannt ist daß der erste Ausgangsimpuls des monostabilen Multivibrators 66 die erste Stufe des Schieberegisters 62 zurückstellt. Der Takteingangsimpuls der ersten Stufe verschwindet, bevor eine sich ergebende Änderung für das Ausgangssignal der ersten Stufe die zweite Stufe beeinflussen kann. Der zweite Ausgangsimpuls des Multivibrators 66 beeinflußt die erste Stufe des Schieberegisters 62 nicht die. wie gerade erläutert, bereits zurückgestellt ist aber gibt die Möglichkeit daß die zweite Stufe durch das Ausgangssignal der ersten Stufe zurückgestellt wird, »o daß ein Ausgangssignal /. des Schieberegisters auf der Leitung 75 erscheint, die mit dem Betätigungseingang eines weiteren monostabilen Mulm ,orator» 76 verbunden ist. Dieser wird durch nicht gezeigte Schaltungen so vorgespannt. da3 er bei der gerade erläuterten Betätigung getriggert wird. Der sich ergebende negativ gerichtete Impuls am Ausgang 0 «ehaltet das UND-Gatter 60 für eine Zeitspanne ab. die lang genug ist. damit die Wortsynchronisationsk>gik 33 wenigstens zwei Woruynchronisationuntervalle des ankommenden Datenstroms prüfen kann. Der monostabile Multivibrator 66 erzeugt demgemäß sich wiederholend eine Gruppe von zwei Startimpulsen mit einem Abstand von einem Bitintervall, falls keine Störung vorhanden ist, und wartet dann für etwa zwei Wortsynchronisationsintervalle um festzustellen, ob die Synchronisation erreicht worden ist. Wenn dies nicht der Fall ist, ist der monostabile Multivibrator 66 zurückgestellt Die Startimpulserzeugungsschaltung 32 erzeugt dann eine weitere Gruppe von zwei Startimpulsen auf die gerade beschriebene Weise. Es sei jetzt die TaktaufnahmeschaJtung 40 in F i g. 5

s betrachtet Diese Schaltung erzeugt aufgrund der Startimpulse und des 075-Signals stabile Bittaktsignale in Phase mit den Grundbanddaten sowie um 90 Grad dagegen verschoben, und zwar zur Verwendung in der Wortsynchronisationslogik 35 und im Manchester-De-

to coder 18. Das dargestellte Ausführungsbeispiel der

Schaltung 40 ist eine digitale phasenstarre Schleife mit

einem digitalen Integrator (oder Akkumulator) in der Schleife.

Das DTS-Signal wird an den Eingang eines

Phasenkomparators 77 angelegt und taktet in unveränderter Form ein D-Flipflop 78 sowie in komplementierter Form ein weiteres D-Flipflop 79. Das komo'ementierte Signal wird durch einen Inverter 80 erzeugt Der D-Eingang der Flipflops 78 und 79 nimmt das Rückkopplungssignal der phasenstarren Schleife auf der Leitung 81 mit der gleichen Frequenz (Bitrate) auf. d. h.. das Rückkopplungssignal ist das um 90 Grad phasenverschobene Komplement QV90 des stabilen Bittaktsignals Cp.

Die (^-Ausgänge der Flipflops 78 und 79 sind an die Eingänge eines EXKLUSIV-ODER-Gatters 82 angeschaltet das ein Ausgangssignal an den D-Eingang eines weiteren D-Flipflops 85 liefert Dieses Flipflop wird durch das Bitraten-Rückkopplungssignal QVO getaktet und mit einer wesentlich höheren Frequenz durch ein Signal 20Cp gelöscht das aus einer vorher gelegenen Stufe einer Schaltung 86 mit festem Zählverhältnis in dem Rückkopplungsweg der phasenstarren Schleife stammt Das Q-Ausgangssignal des Flipflops 85 hat die

Ji Form selten auftretender schmaler Impulse, da das Flipflop nur durch die Vorderflanke eines Taktimpulses QVQ eingestellt werden kann und beinahe sofort durch einen Taktimpuls 20Qj zurückgestellt wird. Das Flipflop 85 kann erst wieder eingestellt werden, wenn ein neuer Taktimpuls QVQaIs Ausgangssignal //des EXKLUSIV-ODER-Gatters 82 auftritt. Ausgangsimpulse des Phasenkomparators 77, die am (?· Ausgang des Flipflops 85 erscheinen, werden über einen Inverter 87 an den Takteingang eines Vor-Rückwflrtszählers 88 angelegt.

Dieser Zähler arbeitet als digitaler Integrator in der phasenstarren Schleife.

An den beiden Eingängen eines NAND-Gatters 89 liegt das Q-Ausgangssignal des Flipflops 78 und das Q-Ausgangssignal des Flipflcps 79. Die Ausgangssignale

so des NAND-Gatters 89 sind über eine Leitung 90 an den

Richtungssteuereingang des umkehrbaren Zählers 88

als Riciitungsbefehle angelegt, die beim Takten des

Zählers auszuführen sind. In Fig. 5A itt eine Gruppe von Zeitdiagrammen im

gemeinsamen Zeitmaßstab /ur Erläuterung eines Aspekts für die Betriebsweise des (Comparators 77 dargestellt, mit dessen Hilfe der Zähler 88 schon aufgrund eines Trends der D7SSignale arbeiten kann. Die schattierten Teile in einigen Diagrammen können

Mt vernachlässigt werden, da sie nur von früheren, in F ι g. 5A nicht dargestellten Bedingungen abhängen. Es sei jedoch besonders beachtet in Fig.5A, daß das Flipflop 78 das Bittaktsignal Cp/90 bei jeder positiv gerichteten Vorderflanke des D7"S-Signalimpulses abta-

f>5 stet. Entsprechend tastet das Flipflop 79 das gleiche Bittaktsignal bei jeder negativ gerichteten Flanke des PTS-Signals ab. d.h., bei positiv gerichteten Übergängen des D7~5-Signak das zwar tatsächlich ankommt, in

F i g. 5A aber nicht gezeigt ist Man erkennt, daß der Ausgang des EXKLUSIV-ODER-Gatters 82, das auf die Q-Ausgangssignale der beiden vorgenannten Flipflops anspricht nur dann auf H ist, wenn die φ-Ausgangssignale der Flipflops 78 und 79 verschieden sind. Im anderen Fall ist das Ausgangssignal auf L Mit Hilfe des soeben beschriebenen, kurzzeitigen Abtastverfahrens tastet das Flipflop 85 das dargestellte Ausgangssignal des EXKLUSIV-ODER-Gatters 82 zur Erzeugung von Taktsignalen für den Vor-Rückwärtszähler 88 ab. Diese Taktsignale am Ausgang des Flipflops 85 sind unten in F i g. 5A dargestellt Man erkennt, daß in der Mitte des Diagramms, &h, bei der Vorderflanke des dritten Impulses des Qj/Q-Signals kein Vorwärts-Rückwärts-Taktimpuls vorhanden ist, da zu diesem Zeitpunkt der Ausgang des EXKLUSIV-ODER-Gatters 82 auf L ist Demgemäß beachtet der Zähler 88 irgendein Richtungskommando auf der Leitung 90 nicht Das EXKLUSIV-ODER Gatter 82 hat zu diesem Zeitpunkt den Ausgangszust.?nd L angenommen, und zwar wegen der etwas ungewissen Ursache, durch die das DTS-Signal gegenüber dem Signal Cp/90 aus einem vorlaufenden Zustand zum Zeitpunkt r< in einen nachlaufenden Zustand zum Zeitpunkt fe gebracht worden ist. Demgemäß befinden sich unmittelbar nach dem Zeitpunkt tj die (^-Ausgänge der Flipflops 78 und 79 im fleichen Zustand und das Gaiter 82 erzeugt ein Ausgangssignal L Die Änderung von vorlaufender zu rücklaufender Phasenlage mit Bezug auf das Signal DTS kann auf Rauschen oder auf dem Informationsgehalt der ankommenden Daten beruhen, der tatsächliche Grund bleibt aber ungewiß. Demgemäß ist der Komparator 77 so ausgelegt daß er diest Ändei .ngen ignoriert, bis sie zu einem Trend geworden sind. Außerdem wird das Taktimpuls-Ausgangssignal des Phasenkomparator* abgeschaltet um zu verhindern, daß der Zähler 88 auf irgendeine Weise arbeitet, bis der Trend der Richtungssteuerung etwas klarer geworden ist.

F i g. 5A zeigt außerdem, daß der Ausgang des NAND-Gatters 89 nur dann auf L ist. wenn an beiden Eingängen ein Signal H ansteht. Dies ist nur dann der Fall, wenn das Flipflop 78 rückgestellt und das Flipflop 79 eingestellt sind. Dann ist der Ausgang des Gaticrs β? auf L und liefert einen Rückwärtszählbefehl auf der Leitung 90. Im anderen Fall ist der Ausgang des Gatters •9 auf H und befiehlt das Vorwärtszählen. Da sich der Refehl zum Zeitpunkt h geändert hat. ist der nachfolgende Ausgangsimpuls des Multivibrators 85. der im anderen Fall aufgetreten wäre, unterdrückt worden, wie gerade beschrieben. Die Zuführung von Taktimpulsen zum Zähler 88 wird nicht wieder aufgenommen, bis sich nach einer Taktperiode des Signals CpIO herausgestellt hat. daß der Ausgang des NAND-Ciatters 89 immer noch im Vorwärtszähl/ustand ist. Der Betrieb des Zählers 88 wird also nur /ugela>sen. wenn em kontinuierlicher Trend von Richiungskom mandos vorhanden ist. Wird dieser Trend unterbrochen, so wird der Zähler angehalten, bis ein neuer Trend in einem Ausgangssignal //des EXKLUSIV-ODKR-GaI- ters 82 erkennbar ist

Der Vonvärts-Rückwlrtszähler 88 ist ein handelsüblicher, reversibler Binärzähler mit einem Takt- und Richtungssteuereingang, wie bereits erwähnt Außers dem sind die (^-Ausgänge der Zählerstufen (vier im Ausführungsbejspiel) über eine Schnittstellenlogik 91 mit Eingängen Po, P\ und P₂ eines Binärzählers 92 mit variablem Teilerverhältnis verbunden, um das Teilerverhältnis dadurch zu bestimmen, daß der Hählwert

to festgelegt wird, auf den der Zähler beim Rückstellen gebracht wird. In der Darstellung in F i g. 5 befindet sich der Ausgang der niedrigststelligen Stufe des Zählers 88 oben. In Richtung nach unten folgen dann die Ausgänge zunehmenden binären Stellenwertes bis zum höchststel-

Ia ligen Ausgang unten. Die Ausgänge sind im übrigen bezeichnet mit Qa bis Qd- Außerdem besitzt der Zähler 88 einen Voreinstelleingang PR, der unter Ansprechen auf ein Signal L den Zähler auf die Mitte seines Zählbereiches bringt, d. h„ bei dem Ausführungsbeispiel auf den Zählwert 8.

Die Schnittstellenlogik 91 enthält ein NAND-Gatter 95 mit vier Eingängen. Einer der Eingänge nimmt die positiv gerichteten Zähltaktimpulse vom Inverter 87 über die Leitung % auf. Außerdem sind die Ausgänge Qa und Qb des Zählers 88 über Inverter 97 bzw. 98 mit dem Gatter 95 verbunden. Darüber hinaus liegt der Ausgang Qc des Zählers direkt an einem Eingang des Gatters. Man erkennt, daß das Gatter 95 nur dann betätigt werden kann, wenn ein Taktimpuls auf der Leitung 96 mit einem Zählwert von entweder 4 oder 12 beim Zähler 88 auftritt Dann liefert das Gatter 95 ein Signal L an den Eingang Po des Zählers 92 mit variablem Teilerverhältnis. Außerdem spricht ein NAND-Gatter

99 auf das Ausgangssignal des Gatters 85 nach Durchlaufen eines Zählers 94 und auf das Ausgangssignal <?odes Zählers 88 nach Durchlaufen eines Inverters

100 an. Das Gatter 99 erhält also ein //-Eingangssignal vom Gatter 95 nur während der Zählwerte 4 und 12 des Zählers 88. Entsprechend ist das invertierte (?d-Aus gangssignal nur für Zählwerte unterualb des mittleren Zählwertes 8 auf H. Demgemäß erzeugt das Gatter 99 ein Ausgangssignal L nur für den Zählwert 4. Dieses Signal L wird über einen Inverter 101 dem Eingang Pi des Zählers 92 und außerdem direkt dem Eingang P\

4ί zugeführt Der Fingang P^ wird dauernd mittels einer positiven Spannung von einer geerdeten Quelle 102 betätigt.

Betrachtet man die binären Signalbedingungen an den Voreinstelleingängen des Zählers 92 zusammenge-

Y) faßt, so ergibt sich, daß sie ein Teilerverhältnis 6 aufgrund eines Zählwertes 12 des Zählers 88. ein Teilerverhältnis 4 für den Zählwert 4 und ein Ί eilerverhältnis 5 für alle Zählwerte großer als 4 und kleiner als 12 verlangen. Die nachfolgende Tabelle gibt

v> diese Zählwerte und Teilerverhältnisse mit Bezug auf den binären Signalzustand an den Voreinstelleingängen des Zählers 92 und an den Q- Ausgängen des Zählers 88 an.

/iihlwert Zähler 88 Ausgungszuständc des Vor-Rückwärts/ählers 88

Zustände

I) C R Λ

Voreingestellte Eingangszustände zur Änderung des Teilverhältnisses beim Zähler 92

/Ί Ι'} /Ί Pu

TcÜverhält-

12 Il

I 0 0

η ι ι

I 0

Fortsetzung

ZSWwert Zähler 88	Ausgangszustände des Vor-	C	B	A	Voreingestellte Eingangszu	zur	Änderung des TeN-	Pj	P\	Po	Teilverhält
	Rückwärtszählers 88	0	1	0	stände	Verhältnisses beim Zähler 92	0	1	1	nis
		0	0	1	P3	0	1	1
Zustände	D	0	0	0	1	0	1	1
10	1	1	1	1	1	0	1	1
9	1	1	1	0	1	0	1	1
8	1	1	0	1	1	0	1	1	(-5)
7	0	1	0	0	1	1	0	0
6	0				1
5	0		1
4	0		f-41

Die Schnittstellenlogik 91 weist außerdem eine Leitung 103 auf, die Signale vom Ausgang des Inverters 94 zu einem Eingang eines weiteren NAND-Gatters 106 führt, das wiederum Signale an den Voreinst Alleingang des Zählers 88 liefert Die Leitung 103 führt demgemäß ein Sperrsignal L zu allen Zeiten zum Gatter iü6, außer, wenn sich der Zähler 88 auf dem Zählwert 4 und 12 befindet Bei diesen Zählwerten liefert die Leitung 103 ein Betätigungssignal H, das eine Rückstellung des Zählers 88 ermöglicht, wenn ein weiteres Eingangssignal H auf eine noch zu beschreibende Weise vom Ausgang des Gatters 110 geliefert wird.

Der Zähler 92 mit variablem Teilerverhältnis kann irgendein voreinstellbarer Binärzähler sein. Einer der geeigneten Zähler ist der im Handel verfügbare Zähler 9316 DC der Fairschild Corporation. Der Zähler 92 wird durch das Ausgangssignal eines stabilen Quarzoszillators 107 betrieben, der mit einer Frequenz läuft, die wesentlich höher ist als die Bitrate des Breitband-Datensignals, das von der betrachteten Mobileinheit empfangen wird. Bei dem Ausführungsbeispiel schwingt der Oszillator 107 mit 10MHz, wobei die Anlage mit einer Datenfrequenz von 10 Kilobit je Sekunde betrieben wird. Wenn bei dem Ausführungsbeispiel der Zähler 92 mit seinem Nennteilerverhältnis 5 arbeitet, erzeugt er ein Signal mit 2 MHz auf seiner Überlauf-Ausgangsleitung 108. Dieses Signal wird über einen Inverter W9 und rin NAND-Gatte· 110 zu dem oben bereits erwähnten zusätzlichen Eingang des NAND-Gatters 106 geführt Demgemäß erscheint jeder positiv gerichtete Überlaufimpuls vom Zähler 92 als Eingangssignal Hund betätigt da? Gatter 106, wenn der Zähler 88 entweder den Zählwert 4 oder 12 hat. Das betätigte Gatter 106 liefert ein Eingangssignal L an den Voreinstelleingang des Zählers 88 und bringt ihn auf seinen mittleren Zählwert 8.

Das invertierte Überlaufsignal vom Inverter 109 wird außerdem über eine Leitung 111 an einen Eingang Betätigen Laden des Zählers 92 geführt. Wenn der Zähler auf diese Weise betätigt ist. lädt er die binären Signalinformationen an seinen vier Voieinstelleingängen Po bis Py. die den Anfangswert bestimmen, von dem aus der Zähler 92 bei jedem Zyklus arbeitet. Danach läuft der Zähler mit seiner hohen Zählfrequenz im Vergleich zum Zähler 88 weiter und stellt den Zähler 88 beinahe sofort auf seinen mittleren Zählwert ein, wenn das Gatter 106 über den Inverter 94 betätigt worden ist. Die Rückstellung findet also statt, ohne daß ein Taktimpuls vom lnverte^r87 erforderlich ist. Demgemäß wird ein neues Nennteilerverhältnis 5 durch den Zähler 88 angegeben und über die Schnittstellenlogik 91 weitergeleitet so daß es für das Laden beim Zähler 92 zur Verfügung steht wenn der Züier beim nächsten Mal überläuft

Da der Zähler 88 über das Gatter 106 nur dann zurückgestellt werden kann, wenn er den Zähhvert 4 oder 12 hat und da er immer ein Teilerverhältnis 5 zwischen diesen Zählwerten verlangt, kann der Zähler 92 nicht auf verhältnismäßig kurzlebige Zählwertänderungen im Zähler 88 ansprechen, bis diese sich auf einen der beiden Rückstellzählwerte oder Grenzen angesam melt haben. Der Zähler 92 durchläuft üblicherweise selbst unter den schlechtesten Bedingungen nicht mehr als einen Überlaufzyklus bei einem von 5 abweichenden Teilerverhältnis.

Der Ausgang des NAND-Gatters 110 ist mit dem

Takteingang eines Binärzählers 86 mit festem Teilerverhältnis verbunden. Dieser Zähler liefert die Taktsignale 20Cp, Cp/0 und Cp/90, wie oben in Verbindung mit dem Phasenkomparator 77 erläutert Wenn die Synchronisationssignal-Wiedergewinnungsschaltung 19 gestartet wird, so werden Startimpulse, die entsprechend der obigen Erläuterung auf der Leitung 112 erscheinen, an den Rückstelleingang des Zählers 86 und einen Voreinstelleingang des Zählers 92 angelegt. Dann wird zu diesem Zeitpunkt der Zähler 86 auf einer Zählwert zurückgestellt der dazu führt, daß d-s Signa! CpIO gleichzeitig mit den Datenbit-Übergängen in dem empfangenen Grundbanddatensignal auftreten. Auf entsprechende Weise nimmt der Zähler 92 den Startimpuls an seinem Hauptriickstelleingang auf und wird dadurch auf den Anfangszählwert 0 als Startzustand zurückgestellt.

Ausgehend von dem Startzustand werden d\2 Schaltungen in F i g. 5 durch die an den Phasenkomparattr 7; angelegten DTS-Signale beaufschlagt, der den Vor-Rückwärtszähler 88 aufgrund von Trends im Signal statt in Abhängigkeit von jedem Rauschimpuls steuert. Der Zähler 88 integriert die Phasenkomparator-Ausgangssignale, um darüber hinaus gewisse Rauscheinflüsse zu beseitigen. Das integrierte Signal steuert das Teilerverhältnis des Zählers 92, um auf diese Weise Änderungen in der Phase des stabilen Bittaktsignals zu bewirken, das von der digitalen phasenit».rrcn Schleife geliefert wird. Die Schaltung ist im Prinzip außerordentlich schmalbandig und hält den Ausgangsbittakt von b5 1OkHz beim Aurf'jhrungsbeispiel innerhalb eines Bereiches von ±2,5 Hz aufrecht. Die Verwendung von nur Digitalschaltungen macht die phasenstarre Schleife selbst bei Vorhandensein von eroßen Temrjeratur-

Schwankungen außerordentlich stabil und trotzdem kann sie schnell gestartet werden. Es wurde festgestellt, daß ihre Frequenzstabilität etwa 100 ppm unter Bedingungen beträgt, bei denen die besten bekannten Systeme mit phasenstarrer Schleife im allgemeinen nur etwa 250 ppm bei der Ausgangsfrequenz von 10 kHz aufrechterhalten können, wobei diese bekannten Anlagen nicht ein so schnelles Einfangen zulassen.

Zwei Formen des Bittaktsignals werden von Ausgängen des Zählers 86 an die Wortsynchronisationslogik 35 geliefert und stehen außerdem für andere Teile der Mobileinheit zur Verfügung. Der Takt CpIQ wird über die Leitung 114 zur Logik 35 geleitet, und ein Inverter 124 liefert den Takt Cp/90.

F i g. 6 zeigt das Schaltbild der Wortsynchronisationslogik 35 und F i g. 6A eine Gruppe von Zeitdiagrammen zur Erläuterung ihrer Arbeitsweise. Die Logik 35 empfängt Bittaktsignale CpIQ und Cp/90 von der Taktaufnahmeschaltung 40. Außerdem werden ein Rückstelleingangssignal und ein über Gatter geführtes NRZ-Eingangssignal von den Schaltungen in Fig.4 geliefert. Die Wortsynchronisationslogik 35 erzeugt ein Ausgangssignal in Form eines Zeichenanzeigeimpulses auf der Leitung 36 und Wortsynchronisationsimpulse auf der Ausgangsleitung 113.

Es sei kurz auf F i g. 4 eingegangen. In der Datengatterschaltung 31 veranlaßt ein COV-Signal L während der Rückstelleinleitung ein NOR-Gatter 140, die NRZ- Daten vom Decoder 18 über ein weiteres NOR-Gatter 141 weiterzuleiten, das dann durch ein <?-Ausgangssignal L des Flipflops 51 in der Rückstellsteuerlogik 30 bestätigt ist. Das sich ergebende Ausgangssignal des Gatters 141 wird über ein NOR-Gatter 142, wenn es durch ein Sprachbetriebsartsignal vom Steuergerät betätigt ist, zu einem weiteren NOR-Gatter 143 weitergeleitet, um zur Wortsynchronisationslogik 35 geführt zu werden. Nach dem Rückstell-Startvorgang wird das Flipflop 51 eingestellt und damit das Gatter 141 gesperrt, so daß der Fluß von NRZ- Daten angehalten ist, während die Mobileinheit sich auf einem Sprachkanal befindet. Aus der nachfolgenden Erläuterung der F i g. 6 wird sich ergeben, daß utcs lui lias

CgCIiUC nuMuiIiutigaücisuici uumci-

chend ist, da in einem Datenburst auf einem Sprachkanal nur eine begrenzte Anzahl von beispielsweise fünf Wörtern erforderlich ist, nachdem die Wortsynchronisation erreicht wurde. Wenn das Signal vom Steuergerät die kontinuierliche Datenbetriebsart angibt, wird das Gatter 142 gesperrt, aber das gleiche Signal vom Steuergerät betätigt über einen Inverter 146 ein NOR-Gatter 147, um die Λ/ΛΖ-Daten zum Gatter 143 weiterzuleiten, das jetzt durch das Ausgangssignal des gesperrten Gatters 142 betätigt ist.

Das Wortsynchronisationszeichen, das einer Bitsynchronisations-StrichpunktfoIge in den MRZ-Daten folgt, benutzt zweckmäßig eine sogenannte Barker-Folge 11100010010, von der bekannt ist, daß sie einen kleinen Autocorrelationskoeffizienten besitzt und daher nur mit kleiner Wahrscheinlichkeit in willkürlichen Datenfolgen auftritt oder in Sprachsignalen simuliert wird. Diese Barker-Folge wird dadurch festgestellt, daß die /VRZ-Daten an den Dateneingang eines 10-Bit-Schieberegisters 116 gegeben werden, das durch das Bitratensignal CpIQ getaktet wird. Dieses Schieberegister wird nicht während eines Startvorgangs beim Einschalten der Betriebssspannung zurückgestellt, sondern wird anschließend durch einen Programmbefehl zurückgestellt der in Form eines Rückstellsignals L über ein NAND-Gatter 148 in Fig. 4 zugeführt wird. Bei einer solchen Rückstellung geht das Register 116 in seinen Zustand mit nur 0-Werten. Die NRZ-Eingangsdaten und das Q-Ausgangssignal jeder der zehn Stufen > des Schieberegisters 116 werden an Eingänge von zugeordneten EXKLUSIV-NOR-Gattern 117 angelegt, von denen nur fünf in der Zeichnung dargestellt sind Jedes dieser EXKLUSIV-NOR-Gatter erhält ein weiteres Eingangssignal entweder von einer positiven

ίο Spannungsquelle 118 oder von Erde. Diese zusätzlichen Eingangssignale sind so angelegt, daß, wenn sich die richtigen zehn Bits der Barker-Folge im Schieberegister 116 befinden und das richtige elfte Bit am Eingang des Registers verfügbar ist. alle Gatter 117 Ausgangssignale H erzeugen. Diese Signale betätigen UND-Gatter 119, deren Ausgangssignale alle an ein weiteres UND-Gatter 120 des Barker-Folgen-Detektors 115 angelegt sind. Das Gatter 120 erzeugt also ein Ausgangssignal H für nur die einzige Bit-Zeit, für die sich die vollständige Barker-Folge im Register 116 befindet. Ein solches Ausgangssignal des Detektors 115 ist ein Synchronisationszeichen-Anzeigeimpuls. Dieser Anzeigeimpuls ist jedoch für Daten-Rahmenbildungszwecke unzuverlässig, da das Λ/ÄZ-Signal rauschbehaftet ist. so daß einige

2Ί Zeichen der Barker-Folge fehlen oder falsche Zeichen als Ergebnis des Rauschens angezeigt werden können Demgemäß werden die Zeichenanzeigeimpulse nicht direkt als Wortsynthronisationsimpulse benutzt. Vielmehr werden sie einer Art Filterung mit Hilfe digitaler

jo Schaltungen unterzogen, die jetzt beschrieben werden soll.

Eine Zeitsteuerungskette 121 weist eine binäre Zählschaltung zur Zählung der Impulse des Bittaktsignals CpIO auf. Diese Zeitsteuerungskette kann Ausgangsimpulse auf der Leitung 122 mit der gleichen Frequenz erzeugen, die für Wortsynchronisations-Zeichenanzeigeimpulse in einer Datennachricht vorausgesehen wird. Da eine mobile Funkfernsprecheinheit auf unterschiedlichen Kanalarten arbeiten kann, die unterschiedliche Zeichensynchronisationsfrequenzen verlangen, liefert das Steuergerät 16 in Fig. 1 ein Betriebsartensignal. Dieses Signal hat den Binärzustand 1 für einen

Beil ICU aui Cllicn

nur während eines Sprachaustastabschnittes auftritt, so daß das Zeichensynchronisationsintervall verhältnismäßig kurz ist Bei dem hier beschriebenen Ausführungsbeispiel dauert dieses Intervall zweckmäßig 88 Bittaktperioden. Wenn die Betriebsart auf einen kontinuierlichen Datenkanal lautet d. h, einen Anrufkanal, so wird

so zweckmäßig ein längeres Zeichensynchronisationssignal benutzt Im vorliegenden Ausführungsbeispiel «vird ein Intervall von 463 Bittaktzeiten verwendet Die beinäre 1 oder 0 dieses Betriebsartensteuersignals wird durch (nicht gezeigte, aber bekannte) Logikschaltungen benutzt, um das Teilerverhältnis der Zeitsteuerungskette 121 entsprechend zu ändern. Bei einem Ausführungsbeispiel wurde die Zeitsteuerungskette 121 aus drei programmierbaren Zählern MC 14526 (Motorola Corporation) für ein Teilerverhältnis N in Reihenschaltung gebildet

Ein erster positiv gerichteter Zeichenanzeigeimpuls vom Barker-Folgen-Detektor 115 wird zum Zeitpunkt U, in F i g. 6A an einen Eingang eines NAND-Gatters 123 angelegt Wenn dieser Impuls koinzident mit einem positiv gerichteten Impuls im Bittaktsignal Cp/90 zum Zeitpunkt t\ auftritt, so betätigt ein Ausgangssignal L des NAND-Gatters 123 ein NOR-Gatter 126, dessen zusätzliches Betätigungseingangssignal L vom Q-Aus-

gang eines Flipflops 127 kommt. Dieses Flipflop ist zu diesem Zeitpunkt, d. h_M während der Synchronisation der Logik 35, im RUckstellzustand, wie noch erläutert werden wird. Das bei voller Erregung vom NOR-Gatter 126 erzeugte Ausgangssignal W wird, wie oben erwähnt. zum Zeitpunkt t, an den Rückstelleingang der Zeitsteuerungskette 121 angelegt, um die Kette in einen Zustand zurückzustellen, von dem aus sie weiterläuft und einen Übeifaufimpuls etwa um ein Wortsynchronisationsintervall später zum Zeitpunkt ti erzeugt. Der Ausgang der Zeitsteuerungskette ist üblicherweise nicht im Überlauf-Signalzustand kurz vor dem Auftreten des Zeichenanzeigeimpulses. Demgemäß wird vor dem Zeitpunkt U ein Ausgangssignal L der Zeitsteuerungskette auf der Leitung 122 über einen Inverter 128 als Signal H weitergeleitet, welches einen Zähler 129 mit dem Teilerverhältnis 5 nicht takten kann und zwei NOR-Gatter 130 und 131 sperrt. Bei der erzwungenen Rückstellung erzeugt jedoch die Zeitsteuerungskette 121 einen kurzen positiv gerichteten Ausgangsimpuls zum Zeitpunkt fi während der letzten Hälfte des Taktimpulses CpIQ, der zuletzt an die Zeitsteuerungskette angelegt worden ist. Dieser Ausgangsimpuls der Zeitsteuerungskette hat keinen schädlichen Einfluß, da das Gatter 131 zu diesem Zeitpunkt gesperrt ist und der Zähler 129 zwar weitergeschaltet, aber bald zum Zeitpunkt h entsprechend der nachfolgenden Beschreibung zurückgestellt wird.

Anzeigeimpulse vom Barker-Folgen-Detektor 115 werden außerdem an ein NAND-Gatter 132 angelegt. Das gleiche Gatter nimmt außerdem das Taktsignal Cpi-M nach Invertierung in einem NAND-Gatter 133 auf, um das Taktsignal Cp/90 zu erzeugen. Wenn ein Signal H im letztgenannten Taktsignal koinzident mit einem Zeichenanzeigeimpuls am Eingang des NAND-Gatters 132 ist, so erzeugt das Gatter ein Ausgangssignal L zur Betätigung des NOR-Gatters 130. Es sei darauf hingewiesen, daß dieses NOR-Gatter 130 und das NOR-Gatter 126 nicht gleichzeitig betätigt werden können. Die Gatter 130 und 126 werden durch NAND-Gatter 132 bzw. 123 gesteuert. Das Gatter 132 wird für ein Intervall, beispielsweise to- /1 während des

Zeitsteuerungskette 121 getaktet wird, betätigt. Das Gatter 123 wird für die gleiche Zeitdauer, beginnend zum Zeitpunkt f₍, betätigt. Die Verwendung unterschiedlicher Betätigungszeiten hat zwei Vorteile. Sie veranlaßt eine Rückstellung der Kette 121 zwischen Betätigungen durch Cp/ß-ImpuIsvorderflanken, so daß die Kette keinen Zählimpuls verfehlt, und außerdem wird ein Ausgangssignal L des Gatters 132 während eines Teils der Zeit fo-fi des Cp/Ö-Signals erzeugt, während der ein Ausgangssignal /.des Gatters 128 nicht bei einer erzwungenen Rückstellung durch ein Zeichenanzeigesignal auftreten kann, wobei aber das Ausgangssignal L des Gatters 132 bei einer normalen Rückstellung der Kette 121 auftritt, & h, das Flipflop 127 kann nicht eingestellt werden, um Wortsynchronisationsimpulse über das Gatter 131 weiterzuführen, bis zwei Zeichenanzeigeimpulse in einem Abstand von m> einem Wortsynchronisationsintervall aufgetreten sind.

Wenn die Zeitsteuerungskette 121 ihren vollen Zählwert erreicht wird das sich ergebende Ausgangssigna] //auf der Leitung 122 durch das Gatter 128 in ein Signal L umgewandelt und den Gattern 130 und 131 zur Betätigung zugeführt Der Startimpuls der gerade beschriebenen Art ist zum Zeitpunkt t\ während des ersten Zeichenanzeigeimpulses vom Barker-Folgen-Detektor 115 aufgetreten, der koinzident mit einem Taktimpuls über das Gatter 126 zur Rückstellung der Zeitsteuerungskette 121 weitergeleitet worden ist. Beim nachfolgenden Zyklus der Zeitsteuerungskette läuft jedoch die Kette normalerweise koinzident mit dem Zeitpunkt ti über, zu dem ein zweiter Zeichenanzeigeimpuls vom Detektor 115 erscheinen sollte. Da das Gatter 132 zu diesem Zeitpunkt getaktet ist, durchläuft der Anzeigeimpuls das Gatter und betätigt das Gatter 130. Demgemäß ist das Gatter 130 voll erregt und erzeugt einen Ausgangsimpuls H, der das Flipflop 127 einstellt und ein NOR-Gatter 135 im Rückstell-Rückkqpplungsweg für den Zähler 129 mit einem Teilerverhältnis 5 sperrt. Diese Sperrung bringt das Ausgangssignal des Gatters 135 auf L, wodurch der Ausgang eines NOR-Gatters 137 auf H gelangt und der Zähler 129 zurückgestellt wird. Der zweite Zeichenanzeigeimpuls wird ebenfalls über die Gatter 123 und 126 zur Rückstellung der Zeitsteuerungskette 121 weitergeführt

Da er aber nur um eine viertel Taktperiode nach der Rückstellung durch normales Überlaufen eintrifft, hat er keinen Einfluß auf die Kette. Außerdem wird das Ausgangssignal des Gatters 130 auf die Leitung 36 als gefiltertes Zeichenanzeigesignal zwecks Rückstellung der Rückstellsteuerlogik 30 gegeben.

Wenn des Flipflop 127 jetzt im eingestellten Zustand ist, so sperrt das Signal Warn Ausgang Qdas Gatter 126. um ein weiteres Rückstellen der Zeitsteuerungskette 121 zu verhindern. Die Kette läuft weiter und erzeugt Ausgangsimpulse für den Zähler 129 mit dem Teilerverhältnis 5. Jeder dieser Ausgangsimpulse wird jetzt über das NOR-Gatter 131 weitergeführt, das durch das Signal L am Ausgang Q des jetzt zurückgestellten Flipflops 127 betätigt ist. Demgemäß erzeugt jede Betätigung des NOR-Gatters 131 durch die Zeitsteuerungskette 121 auf die beschriebene Weise einen Wortsynchronisationsimpuls auf der Leitung 113.

Bei einem Ausführungsbeispiel der Schaltungen nach Fig. 6 zeigte die für den Teiler 129 benutzte Schaltung ein zweideutiges Verhalten, wenn sie direkt von ihren' eigenen Ausgang aus zurückgestellt wurde. Demgemäß

·» Ul l>«. WM«, ,VlI₁UgVIt^ UUVtIJIbIIl UVKflU)/|/IUIIg ,UIgVJV hen, die diese Zweideutigkeit beseitigt, trotzdem aber den Teiler 129 rechtzeitig zurückstellt, um einen möglichen Verlust einer Information bezüglich des neuesten Standes von den Gattern 128 und 130 zu vermeiden. Während der normalen Betriebsweise des Teilers 129 und vor seinem Überlaufen hat das Signal L an seinem Ausgang Q keinen Einfluß auf einen monostabilen Multivibrator 136/4. der in Reihe mit e^;nem weiteren monostabilen Multivibrator 1360 in der Rückstellschleife liegt. Demgemäß erzeugen die monostabilen Multivibratoren ein Ausgangssignal L zur Betätigung des NOR-Gatters 135. Im Ergebnis erzeugt jedes Ausgangssignal // des NOR-Gatters 130 bei Koinzidenz mit einem Signal L von jedem der NAND-Gatter 128 und 132 ein Ausgangssignal L des Gatters 135. Dieses Signal L wird durch ein als Inverter geschaltetes NOR-Gatter 137 in ein Signal //umgewandelt das an den Rückstelleingang des Teilers 129 zu dessen Rückstellung angelegt wird. Man erkennt, daß beim normalen Betrieb jeder Überlaufimpuls der Zeitsteuerungskette 121 einen positiv gerichteten Signalübergang erzeugt der den Teiler 129 taktet Das gleiche Signal H auf der Leitung 122 wird außerdem über einen Inverter 128 zum Gatter 130 gegeben, wodurch, wenn man ein Ausgangssignal L des Gatters

132 annimmt, die Gatter 135 und 137 zur sofortigen Rückstellung des Teilers 129 betätigt werden. Wenn ein Zeichenanzeigeimpuls vom Barker-Folgen-Detektor 115 nicht in Koinzidenz mit einem Überlaufen der Zeitsteuerungskette 121 erscheint, so bleibt natürlich der Ausgang des NAND-Gatters 132 auf H und das Gatter 130 bleibt mit einem Ausgangssignal L gesperrt, so daß der Teiler 129 nicht zurückgestellt werden kann. Bei einem solchen Betrieb zählt der Teiler 129 aufeinanderfolgend fehlende Zeichenanzeigeimpulse vom Detektor 115. Wenn einige wenige solcher Impulse, d. h. weniger als fünf, nacheinander auftreten, so wird der monostabile Multivibrator 136/4 nicht getriggert und das Gatter 135 bleibt betätigt. In Abwesenheit von Ausgangssignalen H des NOR-Gatters 130 wird der Teiler 129 nicht zurückgestellt und die fehlenden Impulse werden gezählt. In der Zwischenzeit liefert das Gatter 131 weiter Wortsynchronisationsimpulse an die Leitung 113.

Wenn fünf Zeichenanzeigeimpulse nacheinander fehlen, so erreicht der Zähler 129 mit dem Teilerverhältnis 5 seinen vollen Zählwert und erzeugt dann einen Signalübergang von L auf H.

Durch diesen Signalübergang wird der monostabile Multivibrator 136/4 getriggert. Sein (?-Ausgangssignal L triggert nach dem Ablaufen den monostabilen Multivibrator 136ß, der ein (?-Ausgangssignal H erzeugt, welches das Gatter 135 für die Dauer der Zykluszeit der monostabilen Schaltung sperrt. Dadurch wird der Ausgang dieses Gatters auf L gebracht. Das Ausgangssignal wird durch das Gatter 137 in ein Signal H invertiert, wodurch ein Rückstellsignal am Teiler 129 für die Dauer der Zykluszeit des monostabilen Multivibrators 136ß ansteht. Die gesamte Rückstelloperation benötigt etwa vier Perioden des Taktsignals Cp/0, so daß sie weit vor de(.i Zeitpunkt beendet ist, zu dem die Zeitsteuerungskette 121 ein weiteres Ausgangssignal erzeugt, das gezähli werden muß.

Wenn der Teiler 129 überläuft, so stellt ein Ausgangssignal H das Flipflop 127 zurück, um die Synchronisationsoperation für den Detektor 115 und die Zeitsteuerungskette 121 neu zu starten. Das Signal H am Ausgang (Jdes Flipflops 127 sperrt das NOR-Gatter

in 131, um den Fluß von Wortsynchronisationsimpulsen zu unterbrechen, und das Signal L am (^-Ausgang betätigt das Gatter 126, so daß nachfolgende Zeichenanzeigeimpulse die Zeitsteuerungskette 121 zur Herstellung des Synchronismus auf die bereits beschriebene Weise zurückstellen können.

Wortsynchronisationsimpulse werden also von der Zeitsteuerungskette 121 geliefert. Dadurch ergibt sich eine Art Schwungradbetrieb, bei dem Wortsynchronisationsimpulse weiter mit ungestörter hoher Genauigkeit fließen können, obwohl einige wenige Synchronisationsimpulse aufgrund von Rauschen in den NRZ- Daten durch den Detektor 115 vermißt werden. Wenn jedoch zuviele Anzeigeimpulse nicht vorhanden sind, so werden die Schaltungen in F i g. 6 automatisch zurückgestellt, um nach einem neuen Synchronisationszustand zu suchen. Außerdem haben die Schaltungen in Fig.6 eine durch eine Bit-Zeitsteuerungssignal gesteuerte Filterfunktion, wodurch die Schaltungen veranlaßt werden, bei minimalem Ansprechen auf fehlerhafte

ίο Zeichenanzeigeimpulse, die der Detektor 115 aufgrund von Rauschen in dem empfangenen Datensignal erzeugt, die Wortsynchronisation zu finden und beizubehalten.

Hierzu 7 Blatt Zeichnungen

Claims (1)

1. Patentansprüche:

   1. Schaltungsanordnung zum Herstellen des Gleichlaufs zwischen einer örtlich erzeugten Impulsfolge und einer ankommenden Datenfolge in Fernmeldeanlagen, in denen die einzelnen Daten (Codewörter) nut vorbestimmter Bitrate (Bitgeschwindigkeit) Obertragen werden, alle Daten eine vorbestimmte Bitanzahl aufweisen und zu Beginn to einer Datenübertragung sowie nach jeweils einer bestimmten Anzahl von solchen Daten als Synchronisierzeichen dienende weitere Daten in die Datenfolge eingefügt übertragen werden, insbesondere in Mobilfunk-Fernsprechanlagen mit in die Sprachübertragung eingestreuter Datenübertragung hoher Bitrate, dadurch gekennzeichnet.

   daß eine Signalverarbeitungseinrichtung (39) aus der anliegenden Datenfolge (13) eine Impulsfolge (DTS) ableitet, deren Impulsrate gleich der Bitrate der Datenfolge (13) ist und deren zeitliche Unregelmäßigkeiten wiedergibt,

   daß eine nachgeschaltete Takterzeugungseinrichtung (40) eine Taktimpulsfolge (Cp) erzeugt, deren Impulse periodisch mit der vorbestimmten Bitrate der Datenfolgc (13) und mit einer Phase auftreten, die durch die abgeleitete Impulsfolge (DTS) bestimmt ist,

   daß eine Erkennungseinrichtung (115) bei jedem jo Auftreten c.ies Synchronisierzeichens einen Anzeigeimpulstaus 120) erzeugt un' daß eine der Takterzpugungseinrichtung (40) und der Erkennungseinrichtüiig ('!S) nachgeschaltete Vergleichseinrichtung (35) bei zweimaliger Überein- κ Stimmung eines Taktimpulses (Cp) und eines von zwei im Synchronisierzeichenabstand aufeinanderfolgender Anzeigeimpulse (aus 120) ein das Vorhandensein des Gleichlaufs angebendes Signal (113) abgibt.

   2 Schaltungsanordnung nach Anspruch !.dadurch gekennzeichnet, daß die Takterzeugungseinnchtu«g eine digitale phasenstarre Schleife (40) aufweist und daß Schaltungen (32) vorgesehen sind, die unter Ansprechen auf die abgeleitete Impulsfolge (DTS) die digitale phasenstarre Schleife so starten, daß sie mit einer vorbestimmten Phasenbeziehung mit Bezug auf die Datenfolge arbeitet.

   3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2.dadurch gekennzeichnet, daß die digitale phasenstarre το Schleife(40)folgende Bauteile aufweist: Cine Phasenvergleichsschaltung (77), an deren ersten Eingang die abgeleitete Impulsfolge (DTS) angelegt ist.

   eine Einrichtung (88) zur digitalen Integration des r> Ausgangssignals der Phasenvergleichsschaltung (77). eine Quelle (107) für Impulse mit einer Impulsrate, die wesentlich höher als die der Taktimpulsfolge (Cp)M.

   einen Zahler (92) mit variablem Teilerverhältnis, der mi durch die Impulsquelle (107) angesteuert und dessen Teilerverhältnis durch das Ausgangssignai der digitalen Integriereinrichtung (88) festgelegt wird, einen weiteren Zähler (86), der die Ausgangssignale des Zählers (92) mit variablem Teilerverhältnis zählt h^r> und die Taktimpulsfolge (Cp)erzeugt, und einen Koppler (81) zum Anlegen des Ausgangssignals des weiteren Zählers (86) an einen weiteren

   Eingang der Phasenvergleichsschaltung (77),

   4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenvergleichsschaltung (77) folgende Bauteile aufweist:

   ein erstes (78) und zweites (79) Flipflop, denen als Taktsignal die abgeleitete Impulsfolge (DTS) nicht invertiert bzw. invertiert zugeführt ist, ein EXKLUSIV-ODER-Glied (82), dessen Hingänge an den Ausgang des ersten und zweiten Flipflops angeschaltet sind,

   eine Abtasteinrichtung (85) für das Ausgangssignal des EXKLUSIV-ODER-Gliedes (82) zur Lieferung von Taktsignalen für die digitale Integriereinrichtung (88),

   ein NAND-Glied (89), dessen Eingänge an den invertierenden Ausgang des ersten Flipflops (78), dem die abgeleitete Impulsfolge (DTS) in nicht invertierter Form zugeführt ist, und den nicht invertierenden Ausgang des zweiten Flipflops (79) angeschlossen sind, und dessen Ausgangssignal an die digitale Integriereinrichtung (88) angelegt ist, um deren Betriebsweise so zu steuern, daß sie aufgrund eines ersten Ausgangsbinärzustandes des NAND-Gliedes (89) in positiver Richtung und aufgrund eines zweiten binären Ausgangszustandes des NAND-Gliedes in negativer Richtung läuft, wodurch die Phasenvergleichsschaltung (77) eine Änderung des Betriebszustandes der digitalen Integriereinrichtung (88) aufgrund eines Richtungsbefehls sperrt, der von dem unmittelbar vorhergehenden Richtungsbefehl verschieden ist.

   5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenvergleichsschaltung (77) folgende Bauteile aufweist:

   eine erste und zweite Abtasteinrichtung (78, 79), die auf unterschiedliche Phasen der abgeleiteten Impulsfolge (DTS) ansprechen,

   eine Einrichtung (89). die abhängig von den Abtasteinrichtungen (78, 79) cjw Betriebsrichtung der digitalen Integriereinrichtung (88) steuert, und eine Einrichtung (82). die abhängig von einer Koinzidenz unterschiedlicher Zustandsausgangssignale der ersten und zweiten Abtasteinrichtung (78, 79) Taktsign.ilc für die digitale Integriereinrichtung (88) liefert.

   6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3. dadurch gekennzeichnet, daß die digitale Integriereinrichtung folgⁿnde Bauteile aufweist:

   einen reversiblen Binärzähler (88). der aufgrund eines ersten binären Ausgangszustandes der Phasenvergleichseinrichtung (77) in einer ersten Richtung und aufgrund eines zweiten binären Ausgangszustandes der Phasenvergleichseinrichtung (77) in einer zweiten Richtung betätigt wird, und eine Einrichtung (91) zur Ankopplung bitparalleler Ausgangssignale der entsprechenden Stufen des reversiblen Binärzählers (88) an den Zähler (92) mit variablem Teilerverhältnis als digitales Vielbitzeichen mit einem ersten Wert für einen ersten Zahlstand des reversiblen Binärzählers (88), einem zweiten Wert für einen zweiten, höheren Zählstand des reversiblen Binärzählers und einem dritten Wert für eine Vielzahl von Zählständen zwischen dem ersten und dem zweiten Zählstand.

   7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Zähler (92) mit variablem Teilerverhältnis folgende Bauteile aufweist:

   eine Einrichtung (108,109,111), die beim Überlaufen

   des Zählers (92) mit variablem Teilerverhältnis in den Zähler Signale (Fy, Py P₇) der digitalen Integriereinrichtung (88) eingibt, die das Teilerverhältnis festlegen, und

   eine weitere Einrichtung (106), die beim Oberlaufen des Zählers (92) mit variablem Teilerverhältnis anspricht und die digitale Integriereinrichtung (88) auf einen digitalen Signalzustand zurückstellt, der den Mittelwert ihres Integrierbereiches darstellt

   8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung (91) zur Ankopplung bitparalleler Ausgangssignale an den Zähler (92) mit variablem Teilerverhältnis folgende Bauteile aufweist:

   eine Einrich·. ig (95, 97, 98) zur impulsförmigen Beaufschlagung eines ersten Teilerverhältnis-Steuereingangs (Pa) des Zählers (92) mit variablem Teilerverhältnis bei Koinzidenz eines Taktimpulses zur Betätigung des reversiblen Zählers (88) mit einem ersten Binärzustand der beiden niedrigstelligen Stufen und mit einem zweiten Binärzustand einer drittletzten Stufe des reversiblen Zäniers (88), eine Einrichtung (94, 99, 100) zur impulsförmigen Beaufschlagung eines zweiten Teilerverhältnis-Steuereingangs (Pi) des Zählers (92) mit variablem Teilerverhältnis aufgrund einer Koinzidenz des ersten Binärzustandes einer höchststelligen Stufe des reversiblen Zählers (88) mit der Abwesenheit eines Impulses am ersten Teilerverhältnis-Steuereingang (Pol

   eine Einrichtung (101) zur impulsförmigen Beaufschlagung eines dritten Teilerverhältnis-Steuereingangs (Pj) des Zählers (92) mit variablem Teilerverhältnis mit Signalen, die das Komplement derjenigen Signale sind, welche an den zweiten Teilerverhältnis-Steuereingang (Pi) angelegt werden, und eine Einrichtung (94, 106, 109, UO), die auf das Fehlen eines Impulses am ersten Teilerverhältnis-Steuereingang (Po) in Koinzidenz mit einem Überlauten des Zählers (92) mit variablem Zählerverhältnis ansprechen und den reversiblen Zähler (88) zurücksteilen.

   9. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 8. gekennzeichnet durch

   einen Begrenzer (37) für die D?tensignale zwecks Entfernung von störenden Signalausschlägen und eine erste Signalverarbeitungsschaltung (39) mit einem Vollweggleichrichter (67) /ur Gleichrichtung des Begrenzerausgangssignals zwecks Erzeugung eines Signals mit einer Frequenzkomponente, die doppelt so groß ist wie die Bitrate des Datensignals, einem Uandpaßfilter (86) zur Filterung des Gleich· richterausgangssignals in einem Frequenzband, dessen Mittelfrequen/ bei der Datenbitrate liegt, wobei das Filter eine verhältnismäßig niedrige Gü'e Q und eine verhältnismäßig kleine Phasenempfindlichkeit bei Temperaturänderungen besitzt, und mit einem Detektor (69) zur Feststellung von Nulldurch fangen im Ausgangssignal des Bandpaßfilters (68) iwecks Erzeugung der abgeleiteten Impulsfolge (DTS).

   10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß eine zweite Signalverarbeitungsschaltung (38) vorgesehen ist, die folgende Bauteile aufweist-

   ein Bandpaßfilter (52) für das Ausgangssignal des Begrenzers mit einer arfittenfrequenz des Durchlaßbandes bei etwa der halben Datenbitrate und schmalem Durchlaßband, einem Vollweggleichrichter (SS) für das Ausgangssignal des Bandpaßfilters (52) zwecks Erzeugung eines Signals mit einer Frequenzkomponente, die etwa die doppelte Fre-

   quenz wie die Mittenfrequenz des Bandpaßfilters hat,

   ein Tiefpaßfilter (57) für das Ausgangssignal des Vollweggleichrichters (56) mit einer Grenzfrequenz bei etwa der Mittenfrequenz des Bandpaßfilters (52)

   ίο zwecks Ableitung eines Ausgangssignals, dessen Amplitude etwa die mittlere Amplitude des Ausgangssignals des Vollweggleichrichters (56) ist, und eine Vergleichseinrichtung (58), die das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters (57) mit einer Referenzspan- nung vergleicht, die die niedrigst brauchbare mittlere Signalamplitude darstellt, welche im allgemeinen das Vorhandensein eines Striohpunktsignals im Datensignal bedeutet, wobei die Vergleichseinrichtung (58) eine Ausgangssignalspannung mit hohem Wert erzeugt, wenn das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters (57) unterhalb des S ;hwellenwertes liegt, und ein Ausgangssignal mit niedrigem Pegel, wenn das Filterausgangssignal oberhalb des Schwellenwertes ist.

   1'■ Schaltungsanordnung nach Anspruch 2 und 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung (32), die unter Ansprechen auf die abgeleitete Impulsfolge (DTS) die digitale phasenstarre Schleife startet, einen Generator zur Erzeugung einer Gruppe von Startimpulsen enthält, wobei der Generator folgende Bauteile aufweist: eine monostabile Triggerschaltung (66), eine Einrichtung (59, 60) zum Anlegen der Ausgangsspannung der Vergleichseinrichtung (58)

   j5 zwecks Vorbereitung der Triggerschaltung (66).

   eine Einrichtung, die unter Ansprechen auf die abgeleitete Impulsfolge (DTS) die monostabile Triggerschaltung (66) einmal für jede Periode der Impulsfolge (DTS) triggert,

   eine Einrichtung (71, 72) zur Ankopplung eines Ausgangssignals der monostabilen Triggerschaltung (66) an die Takterzeugungseinrichtung (40). eine Einrichtung (60, 62, 76), die das Ausgangssignal der Triggerschaltung (66) für eine Vielzahl von Wort synchronisations-Zeitintervallen der Datenfolge nach Erzeugung der Gruppe von Startimpulsen durch die Triggerschaltung (66) sperrt, und eine Einrichtung (60), die unter Ansprechen auf ein Ausgangssignal des Generators das Anlegen der Ausgangsspannung der Vergleichseinrichtung (58) an die Triggerschaltung (66) sperrt.