DE2555831A1

DE2555831A1 - Impedanz-transformator und verfahren zu seiner herstellung

Info

Publication number: DE2555831A1
Application number: DE19752555831
Authority: DE
Inventors: Hsieh Sheng Hou
Original assignee: Xerox Corp
Current assignee: Xerox Corp
Priority date: 1975-01-06
Filing date: 1975-12-11
Publication date: 1976-07-08
Also published as: NL7514602A; FR2296989B1; JPS5190545A; FR2296989A1; US3990024A

Description

PATENTANWÄLTE A. GSÜNECKiR

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H. KINKELDEY

DR-WMG

2555831 W. STOCKMAlR

DR-ING.

K. SCHUMANN

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MÜNCHEN E. K. WEIL

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LINDAU

8 MÜNCHEN 22

MAXIMILIANSTRASSE 43

11." Dez. 1975

P 9300

D/73580.

XEROX CORPORATION
Xerox Square, Rochester, New York 14644, USA

Imp edanζ-Transfοrma tor und Verfahren zu seiner Herstellung

Die Erfindung betrifft einen Impedanz-Transformator und ein Verfahren zu seiner Herstellung.

Gedruckte Leiterplatten sind gegenwärtig in fast allen elektronischen Gebieten weit verbreitet. Da Quellenschaltungen und Lastschaltungen verschiedene Impedanzpegel haben können, muß eine Einrichtung gefunden werden, um die Impedanz anzupassen, damit unerwünschte Reflexionen und Schwingungen in der Zwischenverbindung ausgeschaltet v/erden. Spezielle Impedanz-Transformatoren können in die Schaltung eingesetzt v/erden, v?o es erforderlich ist, bei der Verwendung von gedruckten Leiterplatten, bei welchen Kosten und Raum von vorherrschender Bedeutung sind, sind jedoch andere Lösungen wie Kikrostrip-

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TELEFON (Ο89)222Ββ2 TELEX Ο5-293ΘΟ TELEGRAMME MONAPAT

oder Streifeiileitungs-Impedanz-Transformatoren zweckmäßig und wünschenswert. Im Stand der Technik fehlt jedoch bisher ein Element zur Impedanz-Transformation zur Anwendung auf gedruckten Leiterplatten, welches bei gutem Wirkungsgrad und geringen Kosten als Mikrostrip/Streifenleitungs-Impedanz-Transformator dienen könnte. Diskrete Impuls-Transformatoren (beispielsweise Symnetrieübertrager) und sich verjüngende Leitungen sind bekannt, um eine Impedanzanpassung zu liefern, der enge Raum auf einer gedruckten Leiterplatte erfordert jedoch einen außerordentlich sparsamen Umgang im Zusammenhang mit dem Raum und dem V/ert von Bauelementen, um ein wirtschaftliches und marktgängiges Produkt zu erzeugen. Es ist daher außerordentlich zweckmäßig,, eine Streif enleitungs- und Mikrostrip-Impedanz-Transforma- ' tion auf wirtschaftlichstem. Weg zu erreichen, so daß eine Verblendung auf gedruckten Leiterplatten bei der Datenverarbeitung, bei Rechenschaltungen oder anderen ähnlichen Einrichtungen möglich ist.

Aufgabe der Erfindung ist es, eine Streifenleitungs- und Mikrostrip-Impedanz-Transformation in der Weise durchzuführen, daß unter Vermeidung der obigen Nachteile eine Aufwärts- und/oder Abwärts-Impedanz-Transformation durchführ- bar ist.

Zur Lösung dieser Aufgabe dienen insbesondere die im Patentbegehren niedergelegten Merkmale.

Gemäß der Erfindung ist der wesentliche Vorteil erreichbar, daß ein normalerweise ungenutzter Raum auf einer gedruckten Leiterplatte dazu verwendet werden kann, eine Impedanzanpassung zwischen Quellen- und Lastschaltungen auf der Leiterplatte selbst herbeizuführen.

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Weiterhin ist gemäß der Erfindung der Vorteil erreichbar, daß ein kontinuierlich gefalteter bzw. gebogener Mikrostrip geschaffen wird, d.h. eine auf der Oberfläche geätzte Leitung, oder eine kontinuierlich gefaltete oder gebogene Streifenleitung, d.h. eine unterhalb der Oberfläche in der gedruckten Leiterplatte geätzte Leitung, und zwar auf einer gedruckten Leiterplatte, bei welcher jeder Abschnitt parallel zu den vorhergehenden Abschnitt verläuft, um soviele Impedanzstufen zu erzeugen, wie für die gewünschte Impedanzanpasswirkung erforderlich sind.

Gemäß der Erfindung wird somit ein Mikrostrip/otreifenleitungs-Transforiaator zur Impedanzanpassung verschiedener Schaltungselemente auf einer gedruckten Leiterplatte geschaffen. In einem typischen Fall hat eine Signalquelle eine !Tennausgangs impedanz von etv/a 50 Ohm, während bei einem typischen logischen Verknüpfungsglied beispielsweise eine Eingangsimpedanz von etwa 15OO Ohm vorhanden ist. Wenn eine Ausgangsstuf en -Spaiinungsvjellenform von der Signalquelle angenommen wird, welche von O bis 4- Volt geht, ist die Spannung am Eingang des lpgischen Verknüpfungsgliedes eine Wellenform, Vielehe steil von O Volt bis auf einen Wert etwas oberhalb von 4 Volt ansteigt, wonach eine Rechteckwelle folgt, die um einen Pegel von etwa 4- Volt schwingt, wonach sie allmählich gedämpft abklingt. Der alternative Fall, in welchem die Quellenimpedanz hoch ist und die Lastimpedanz niedrig ist, führt zu einer Wellenform, welche in einer steilen Funktion von 0 auf einen bestimmten Spannungspegel in einer Reihe von abnehmenden Stufen ansteigt. Jede dieser beiden Anordnungen führt zu Reflexionen zur Quelle, die entweder eine Quelle mit hoher oder mit geringer Impedanz sein kann, wobei eine Art Rückkopplung bzw. Rückführung des Rauschens auftritt, welches von der exakten Form der Ausgangswelle Abweichungen mit sich bringt und gewöhnlich zu einer Vergrößerung der Zeitver-

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zögerung von verschiedenen Rundlaufzeiten zwischen dem Quellenausgang und den Eingang zur logischen Verknüpfungsschaltung führt. Beim Betrieb eines Computers bzw. einer digitalen Datenverarbeitungsanlage, wo die Arbeitsgeschwindigkeiten gegenwärtig in HanoSekunden gemessen werden, kann eine solche Verzögerung kritisch sein, und die Rückführung oder die Signalschwingung könnte zu einer IPehlfunktion der Schaltung führen, wenn von der Erfindung kein Gebrauch gemacht wird.

Diese Art eines Rückführproblems oder eines Rückkopplungsproblems kann jedoch dadurch überwunden werden, daß auf der gedruckten Leiterplatte eine mehrfach gefaltete geätzte Leiterplatte nach Art einer Ziehharmonika-Anordnung ausgebildet wird, welche die Impedanz der Leitung vergrößert, um die Impedanzen des Ausgangs und der Last aneinander anzupassen. Die Eingangsimpedanz steigt in der Tat durch die Stufe stark an, und zwar durch jede Windung oder Biegung der geätzten Leiterbahn in ITorm einer Ziehharmonika-Anordnung, und auf diese Weise kann irgendein Ausgang theoretisch an irgendeine Last angepaßt werden, indem einfach die entsprechende Anzahl von gefalteten oder gebogenen geätzten Leitungen verwendet wird.Diese Impedanzzunähme kommt dadurch zustande, daß das Feld, welches durch eine Leitung erzeugt wird, entgegengesetzt zu dem 3?eld gerichtet wird, welches in der benachbarten Leitung erzeugt wird, so daß dadurch stufenweise die Impedanz der insgesamt geätzten Anordnung erhöht wird.

Jede Faltung oder Biegung in der Anordnung, die als Transformator bezeichnet wird, führt zu einer diskreten Stufe in der Wellenform. Um daher eine glatte Wellenform zu erhalten, die grundsätzlich angestrebt wird, wird zweckmäßigerweise ein mehrfach gefalteter oder gebogener Transformator verwendet.

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Die Erfindung wird nachfolgend beispielsweise anhand der Zeichnung beschrieben; in dieser zeigen:

Pig. 1Ä und 1B jeweils eine Kurve, welche die reflektierte Spannung (oder den Reflexionskoeffizienten) über der Zeit darstellt, bzw. eine Mikrostrip/Streifenleitung-Konfiguration, bei v/elcher die Signalleitung ein offenes Ende hat,

Fig.. 2.4. und 2B Jeweils eine ähnliche Darstellung wie in der Fig. 1, mit der Ausnahme, daS eine gegenüber der Anordnung gemäß Fig. 1 veränderte Signalleitung verwendet ist,

Fig. 3A und 33 jeweils eine ähnliche Darstellung wie in der Fig. 2, mit der Ausnahme, daß die Signalleitung mit dem Erdpotential verbunden ist,

Fig. 4A und 43 jeweils eine ähnliche Darstellung wie Fig. 2, mit der Ausnahme, daß die Signalleitung ein offenes Bade hat, wobei eine Erdleitung mit dem Erdpotential verbunden ist,

Fig. 5-^- und. 5B jeweils eine ähnliche Darstellung wie Fig. 4, mit der Ausnahme, daß die Signalleitung und die Erdleitung beide mit dem Erdpotential verbunden sind,

Fig. 6A und 6B jeweils eine ähnliche Darstellung wie Fig. 2, mit der Ausnahme, daß keine Faltungen vorhanden sind und die Signalleitung mit der Erde über einen Widerstand von 510 Ohm verbunden ist,

Fig. 7A und ?B ähnliche Darstellungen wie in den Fig. 2 und 6, mit der Ausnahme, daß die Signalleitung zwei Faltungen aufweist und mit der Erde über einen Widerstand von 510 Ohm verbunden ist,

Fig. SA und SB jeweils eine ähnliche Darstellung wie Fig. 6, mit der Ausnahme, daß die Signalleitung mit der Erde

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über einen Widerstand von 15 Ohm verbunden ist,,

Fig. 9A und 93 jeweils eine ähnliche Darstellung wie die Fig. 7 und 8, mit der Ausnahme, daß die doppelt gefaltete Leitung mit der Erde über einen Widerstand von 15 Ohm verbunden ist,

Fig. 1O eine Ausführungsforffi mit einem Mikrostrip/Streifenleitung—Transformator, wie er auf einer Leiterplatte verwendet wird,

Fig. T-TJL und 11B jeweils einen Querschnittsbereich einer typischen Leiterplatte, welche die Mikrostrip- und die Streifenleitungs-Konfigurationen veranschaulicht,

Fig. 12 eine Ausführungsform eines Mikrostrip—'Transformators auf einer gedruckten Leiterplatte, und

Fig. 13 eine Ausführungsform einer Streifenleitungs-Transformator-Konfiguration in einer gedruckten Leiterplatte.

Die Fig. 1 zeigt die Spannungswellenform und die Signalleitung bei einem Tersuch_r die Durchführbarkeit der Erfindung zu zeigen. Wie aus der Fig. 1B ersichtlich ist, ist eine Koaxialleitung mit 50 Ohm mit einer in der Oberfläche geätzten Leitung verbunden, d.h. mit einem Mikrostrip, mit einer Signalleitung mit einer Länge von 20,32 cm (3 Zoll), welche nach einer Faltung bzw. Biegung eine weitere Leitung mit einer Länge von etwa 20,32 cm (8 Zoll) aufweist, die in einem offenen Ende mündet. Die gefaltete bzw. gebogene Leitung, welche ein offenes Ende hat, zeigt an, daß die Koaxialleitung mit 50 Ohm eine Impedanz sehen würde, die gegen Unendlich geht. Bei diesem Versuch ist an <±en Eingang der Koaxialleitung mit 50 Ohm ein Zeitbereichs-Reflektometer angeschlossen, wie es von der Firma Hewlett-Packard hergestellt wird. Dieses Gerät ist eine Einrichtung, welches eine Messung von Reflexionssignalen in einer Signalleitung ermöglicht

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und eine Koaxialleitung mit 5° Ohm als Reflexionsbezugsleitung verwendet. Dies bedeutet, es würde kein Reflexionssignal bei einer 50-Ohm-Leitung ermittelt, welche mit 5° Ohm abgeschlossen wäre. Die vertikale Achse in der Fig. 1A, welche mit ρ bezeichnet ist, gibt den Bezugskoeffizienten folgendermaßen an:

^ZR - ^ZO
^ZE ₊ ^Z0

wobei Vf die reflektierte Spannung ist, wobei weiterhin V^_n die ankommende Spannung ist, welche als Impuls von 250 mV mit sehr raschem Anstieg von dem Zeitbereichs-Reflektometer geliefert wird, wobei weiterhin Zq die charakteristische Impedanz der Leitung ist und wobei Z_R die Iastimpedanz ist. Zum Zwecke der Diskussion sei bemerkt, daß auf dem vertikalen Pegel, welcher in der Fig. 1A als "zweite Stufe" bezeichnet ist, sechs vertikale Skaleneinheiten beobachtet wurden, so daß der Reflexionskoeffizient ρ an diesem Punkt in der Fig. 1A 0,6 beträgt, was einer Impedanz von 200 Ohm entspricht. Die horizontale Achse in der Fig. 1A ist die Zeitachse t, und bei dem Versuch betrug die Skalenteilung 1 Nanosekunde pro Skalenteil. Wie aus der Fig. 1A ersichtlich ist, beträgt die Zeitperiode der zweiten Stufe etwa 5 Nanosekunden, welches die Rundlaufzeit für ein Signal ist, welches sich durch eine Leitung mit 20,32 cm (8 Zoll) ausbreitet. Dies zeigt klar, daß der zurückgefaltete Teil der Signalleitung eine virtuelle Impedanz von 200 0hm hat.

Wenn die Versuchs spannung von etwa 250 mV von dem Zeitbereichs-Reflektometer der geätzten Leitung zugeführt wird, wird die reflektierte Spannung am Zeitbereichs-Reflektometer gemessen, -wie es in der Fig. IA veranschaulicht ist. In etwa der ersten Nanosekunde würde der Reflexionskoeffizient auf einen Wert ansteigen, welcher der charakteristischen Impedanz der Leitung ent-

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spricht, dann weiter auf 200 Ohm, und zwar aufgrund der Tatsache, daß in der Leitung der Fig. 13 eine Faltung bzw. Biegung enthalten ist. Die Tatsache, da3 eine erste Stufe und eine zweite Stufe vorhanden sind, und zwar aufgrund der Faltung oder Biegung in der Leitung, zeigt deutlich, daß die stufenweise Transformatorwirkung aufgrund der Faltung bzw. Biegung wirksam ist und liefert einen allmählicheren Übergang zwischen der Quelle von 5° Ohm und der gegen Unendlich gehenden Lastimpedanz. Natürlich hätte ein Anschluß mit einem offenen Ende normalerweise keine Wirkung auf eine Betriebsschaltung, da die Differenz zwischen 50 Oim und einem unendlichen Widerstand in drastischer V/eise die Arbeitsweise der Aufwärts-Transformatorwirkung der rückgefalteten oder rückgebogenen, in der Oberfläche gefalteten Leitungen in der ersten und der zweiten Stufe zeigt, wie es in der reflektierten Spannung in der Fig. 1A veranschaulicht ist.

Die Fig. 2 zeigt denselben Versuch, wobei jedoch eine unterschiedliche geätzte Leitung verwendet wurde, wenn sie auch dieselbe Konfiguration hat. Es ist ersichtlich, daß der Koeffizient der reflektierten Spannung an dem Zeitbereichs-Reflektometer eine Kurve mit zwei Stufen erzeugt, welche die Wirkung des Aufwärts-Transformators in der geätzten Leitung veranschaulicht. Die Kurven der Fig. 1 und 2 sind leicht unterschiedlich, und zwar aufgrund der Tatsache, daß die Leitung in der Fig. 1 nicht über ihre gesamte Länge bei dem Ätzvorgang gleichförmig geätzt wurde.

Aus den Fig. 5A und 3B ist ersichtlich, und zwar insbesondere aus der Fig. 33, daß das Zeitbereichs-Reflektometer an eine 'Koaxialleitung mit 50 Ohm angeschlossen ist, welche eine ähnlich geätzte Leitung darstellt, wie sie in den Fig. 1 und 2 veranschaulicht ist. In diesem Falle ist jedoch das Ende der ^: an der Oberfläche geätzten Leitung an Erde kurzgeschlossen, und zwar ebenso xvie üie Umflechtung der Koaxialleitung mit 50 Ohm. Es sei an dieser Stelle bemerkt, daß die horizontale

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Linie, welche aus der Figur ersichtlich, ist, keine Spannungsstufe erkennen läßt, wie es oben beschrieben wurde. Dies bedeutet, daß die Linie der horizontalen Achse auf der vertikalen Achse nicht gleich 0 ist, sondern an dem Zeitbereichs-Reflektometer anzeigt, wann der reflektierte Signalwert auf dieser Linie eine Last von 50 Ohm angibt. Dies bedeutet, wie es oben bereits näher erläutert wurde, daß das Zeitbereichs-Reflektometer für eine Koaxialleitung mit 5° Ohm keine Reflexion feststellt, wenn die Leitung mit 50 Ohm abgeschlossen ist. Somit wird für die 50-Ohm-Leitung, welche an eine Last von 50 Ohm angeschlossen ist, das Signal nicht zurückreflektiert, d.h. p=0. Da jedoch bei den in den Fig. 1 bis 9 dargestellten Versuchen die Signalleitungen nicht an 50-Ohm-Lasten angeschlossen sind, liegt die Eurve jeweils oberhalb oder unterhalb von der 50-Ohm-Bezugslinie.

Wenn gemäß Fig. 3 das Zeitbereichs-Reflektometer seine Eingangsspannung an die Koaxialleitung mit 50 0hm führt, entsteht selbst dann, wenn die Leitung direkt geerdet ist, eine reflektierte Spannung auf der Leitung, und zwar aufgrund ihrer charakteristischen Impedanz, welche für das Zeitbereichs-Reflektometer als ein Widerstand erkennbar ist, der sich als erate Stufe in der Fig. 3A auswirkt. Dies rührt von der Reflexion vor der Faltung oder Biegung auf der rechten Seite der Fig. 3B her. Nachdem der Spannungsreflexionskoeffizient sich auf der ersten Stufe hält, fällt er rasch auf eine zweite Stufe ab, und zwar gemäß der Linie nach der Faltung bzw. Biegung, und er nähert sich dann dem Pegel von 0 Ohm, wie es über die lange Periode aufgrund der Kurzschlußleitung der Fall sein sollte. Somit zeigen die Fig. 3A und 3B effektiv die Abwärts-Transformatorwirkung der einzigen gefalteten bzw. gebogenen, parallelen, geätzten Leitungen von einer 50-Ohm-Quelle zu einer Hull-Ohm-Last.

Die Fig. 4- zeigt das Experiment, welches das Zeitbereichs-Reflektometer verwendet, welchem eine Koaxialleitung mit 50 Ohm

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augeführt ist, die an eine gefaltete bzw. gebogene, geätzte Leitung angeschlossen ist, die ein offenes Ende hat,'wie es in den Fig. 1 und 2 dargestellt ist, wobei jedoch zwischen den gebogenen Seilen eine weitere geätzte Leitung angeordnet ist, die an Erde gelegt ist. Die geerdete geätzte Leitung bewirkt die Transformatorwirkung zwischen den zwei Zweigen der umgebogenen Leitung, wie es in der S¹Xg. 4-A dargestellt ist, indem die Stufengröße vermindert wird- Der Unterschied zwischen der ersten Stufe und der zweiten Stufe des Reflexionsspannungskoeffizienten nach der Anwendung der Bezugsspannung durch das Zeitbereichs-Reflektometer ist gemäß der Darstellung weniger drastisch und zeigt somit, daß die geerdete geätzte Leitung zwischen den zwei Zweigen der umgebogenen geätzten Leitung einen G-lättungseffekt auf die Übergangspegel des geätzten Aufwärts-Transformators ausgeübt.

Die Fig. 5 zeigt eine Konfiguration, welche der oben anhand der Fig. 4- diskutierten Konfiguration sehr ähnlich ist, mit der einzigen Ausnahme, daß der zweite Zweig der geätzten Leitung auch an Erde gelegt ist, und zwar gemeinsam mit der geerdeten Mittelleitung. In diesem Falle nähert sich die Last- · · impedanz dem Wert Null, während sie sich in der Anordnung gemäß Fig. 4 einem unendlichen Wert genähert hat, -und somit sollte die reflektierte Spannung abnehmen, anstatt zuzunehmen, wie es bei der Anordnung gemäß Fig. 4- der Fall war. Dies ist in der Fig. 5A dargestellt. Momentan erreichte der Reflexionsspannungskoeffizient einen sehr hohen Wert, und langsam, aber sicher, erreicht er den Pegel von Null Ohm, wobei er in einer ersten und einer zweiten Stufe durch den Bezugspegel von 5° ⁰^m hindurchgeht.

Die Fig. 6A zeigt die Verwendung einer einzelnen geätzten Leitung ohne Faltung oder Biegung, wobei die Leitung jedoch jetzt mit einem Widerstand von 510 Olun abgeschlossen ist und dann an Erde geführt ist. Wenn das Zeitbereichs-Reflektometer aktiviert

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wird, würde es die Impedanz des ersten Pegels von 13O Ohm sehen, und zwar aufgrund der charakteristischen Leitungsimpedanz von 13O Ohm. Die zweite Stufe wäre eine Reflexion, natürlich von dem Widerstand von 51° Ohm, der auf diesem Pegel bleibt, weil natürlich die Impedanz tatsächlich 5ΊΟ Ohm betragt. In dieser speziellen Konfiguration ist jedoch keine Transformatorwirkung vorhanden, und die Spannungsreflexions-Konfiguration gemäß Fig. 6A ist ziemlich scharf und deutlich.

Die Fig- 7 zeigt eine Anordnung, bei welcher dasselbe Zeitbereichs-Reflektometer an eine Koaxialleitung mit 50 Ohm angeschlossen ist, welche jetzt jedoch an eine Leitungsanordnung angeschlossen ist, die aus drei parallelen Zweigen mit 20,32 cm (8 Zoll) Länge und zwei Faltungen bzw. Biegungen besteht. Das Ende des dritten Zweiges ist über einen Widerstand mit 51Ο Ohm an Erde gelegt. Wenn das Zeitbereichs-Reflektometer aktiviert wird, steigt der Reflexionskoeffizient auf 13Ο Ohm an, und zwar aufgrund der charakteristischen Impedanz der geätzten Leitung. Die zweite und die dritte Stufe der Kurve zeigen die Wirkung der zwei Faltungen oder Biegungen auf die reflektierte Spannung in Form einer G-lättung, bei welcher die Übergänge zwischen der 50-Ohm-Quelle und der 510-Ohm-Last geglättet werden. Diese Figur zeigt den vollen Vorteil der Erfindung bei der Erzeugung eines Transformatoreffektes durch eine wirksamere Anpassung der Quelle an die Lastimpedanz. In diesem Falle ebenso wie in der Fig. 6 ist die horizontale Zeitachse nun 2 Kanosekunden pro Skalenteil oder etwa 20 Hanosekunden für die gesamte in der Figur dargestellte Zeitperiode. Die vertikale Achse bleibt dieselbe, wobei der Reflexionskoeffizient ρ gleich 0,2 pro Skalenteil oder etwa 1,2 insgesamt beträgt.

Die Fig. 3 zeigt eine Konfiguration, welche derjenigen der Fig. 6 sehr ähnlich ist, während der Abschlußwiderstand nun ".•15 Ohm beträgt, anstatt 510 Ohm. Wenn das Zeitbereichs-Reflekto-

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meter eingeschaltet wird, steigt die reflektierte Spannung sehr rasch auf einen Pegel von 13O Ohm an, und zwar aufgrund der charakteristischen Impedanz der Leitung. Der Spannungskoeffizient fällt jedoch rasch auf den Pegel von 15 O&n der Lastiinpedanz ab. . . -

Die Fig. 9 zeigt die Auswirkung von zwei !Faltungen oder Biegungen im System, anstatt der Anordnung gemäß Fig. 3. Die Spannung steigt rasch auf die erste Stufe der charakteristischen Impedanz an, die Faltungen oder Biegungen bewirken'jedoch einen allmählicheren Übergang von dem charakteristischen Impedanzpegel von 13O Ohm auf den Impedanzpegel von 15 Ohm der Last, womit gezeigt wird, daß die Abwärts-Transformatorwirkung in Funktion ist und eine Impedanzanpassung zwischen der nicht angepaßten Last und den Quellenimpedanzen liefert. Beispielsweise würden in diesem Fall die Faltungen oder Biegungen zwei Impedanzpegel-lJbergänge von jeweils etwa 40 bzw. 30 Ohm simulieren, und zwar von der charakteristischen Impedanz von 13O Ohm der Leitung auf die Lastimpedanz von 15 Ohm.

Alle oben beschriebenen und in den Fig. 1 bis' 9 dargestellten Konfigurationen könnten jeweils eine Mikrostrip-Konfiguration oder eine Streifenleitungs-Konfiguration sein, wobei jeweils ähnliche Ergebnisse erreicht wurden. Während ersichtlich ist, daß die Stufengröße bei der Verwendung von Erdleitungen allmählicher verläuft, würde die Stufengröße natürlich auch durch die Abmessung der geätzten Leitung und durch die Abstände der einzelnen Zweige beeinflußt. Es zeigt sich daher, daß der Transformatoreffekt bzw._f die Transformatorwirkung bei der Erzeugung dieser Impedanzpegel zu einer wesentlichen Verbesserung gegenüber bekannten Anordnungen mit geätzten Leitungen führt, die eine veränderbare Breite haben oder sich verjüngen, jedoch ohne Faltung oder Biegung, was aufgrund der physikalischen Beschränkungen beim Ätzvorgang schwierig und teuer herzustellen ist.

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Die Fig- 1O zeigt in einer stark vergrößerten und nicht maßstäblichen Darstellung einen tatsächlichen gefalteten Atzleitungs-Impedanz-Transformator, welcher gemäß der Erfindung aufgebaut ist- Während die Abmessungen in der Figur korrekt dargestellt sind, ist die horizontale Abmessung von U- min gegenüber der vertikalen Abmessung von 5 cm stark vergrößert. Die dargestellte Konfiguration sollte eine Kupferschicht auf einer gedruckten Leiterplatte sein, -wobei die schwarzen ürafangslinien und die anderen dargestellten Linien weggeätzt wären, so daß keine elektrische Verbindung zwischen den verschiedenen Zweigen des in der 5¹Ig- 10 dargestellten Transformators bestünde. Die Eingangs- und die Ausgangspunkte des Transformators sind bei 1O1 und bei 111 dargestellt. 1O1 könnte der Eingang des Transformators oder der Ausgang sein, während es bei der Klemme 111 ähnlich ist. Diese Punkte könnten an eine weitere. Schaltung auf der gedruckten Leiterplatte mit Hilfe einer herkömmlichen Löttechnik oder durch eine andere Verbindung angeschlossen sein, vieren beispielsweise angenommen wird, daß die Klemme 1O1 der Eingang ist, so ist dieser Eingang an einen Zweig .103 angeschlossen, und die dazu parallelen Zweige sind die Zweige IO5, 1O7 und 109, wobei der Zweig 109 an die Ausgangsklemme 111 angeschlossen ist. Die Biegung 113 verbindet die Zweige IO3 und IO5, die Biegung 115 verbindet die Zweige 105 und IO7, und die Faltung 117 verbindet die Zweige 107 und 109. Der in dieser Figur dargestellte Impedanz-Transformator würde zu derselben Zeit hergestellt wie die gesamte gedruckte Leiterplatte beim Ätzvorgang hergestellt wird. Dies bedeutet, wenn die Platte dem Ätzvorgang unterzogen wird, um das nicht erwünschte Kupfer xvegzuä^zen oder ein anderes elektrisches Leitungsmaterial, um die übrigen Schaltungselemente auf der Platte herzustellen, wurden die schwarzen Linien zwischen den Zweigen 103, 105, 107 und 109 ebenfalls weggeätzt, so daß der Mikrostrip-Transformator gemäß der Darstellung erzeugt würde.

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Die Fig. 11A zeigt einen Teilquerschnitt einer typischen Mikrostrip-Leitung. Dies bedeutet, die gedruckte Leiterplatte würde aus irgendeinem Dielektrikum hergestellt, wie es für gedruckte Leiterplatten verwendet wird, beispielsweise aus einen Plastikmaterial, einem Glasfasermaterial oder einem Epoxyglas. Die in der Fig. 11A dargestellten gedruckten Leiterplatten haben eine Höhe, welche den Erfordernissen jeweils angepaßt ist und mit h bezeichnet ist. Die Signalleitung mit einer Breite w und einer Dicke t würde durch" Wegätzen des leitenden Materials in der Umgebung nach einem bekannten Ätzverfahren erzeugt, beispielsweise mit Hilfe eines Photowiderstands-Verfahrens oder einer Säureentwicklungsmethode. Auf der Unterseite des Dielektrikums oder der gedruckten Leiterplatte ist die Erdleitungsfläche angeordnet, welche dazu dient, Streusignale oder Störsignale zu erden, die zu einer fehlerhaften Arbeitskreise der Bauelemente auf der gedruckten Leiterplatte führen könnten, wobei die Erdanordnung auch einen Rückführpfad für den Signalstrom bildet.

Die Fig. 11B zeigt eine Streifenleitungs-Konfiguration, bei welcher die Signalleitung im Inneren des Dielektrikums angeordnet ist, indem beispielsweise eine Mehrschichtplatte ver- · wendet wird, bei welcher jede Schicht für sich ausgebildet wird und die einzelnen Schichten zu einer Mehrschichtplatte miteinander verbunden werden. Somit liegt gemäß Fig. 11B die Signalleitung mit einer Höhe t und einer Breite w innerhalb des Dielektrikums, wobei jeweils auf der oberen und der unteren Oberfläche des Dielektrikums eine Erdplatte vorhanden ist> die eine Höhe b aufweist.

Die Fig. 12 zeigt eine isometrische Darstellung einer typischen Mikrostrip-Transformator-Signalleitung aus Kupferstreifen auf einer dielektrischen Oberfläche, wobei eine Kupfer-

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Erdplatte darunter angeordnet ist. Zwischen den drei Haltungen oder Biegungen des liikrostrip-Signalleitungs-Transformators sind drei Erdstreifen angeordnet, welche in Verbindung mit Fig. 4 und 5 "beispielsweise beschrieben wurden.

Die Fig. 13 ist eine isometrische Darstellung eines Streifenleitungs-Signalleitungs-Transformators, bei welchem die gefaltete oder umgebogene Signalleitung mit dazwischen angeordneten Erdstreifen im Inneren des Dielektrikums einer gedruckten Leiterplatte angeordnet ist, deren Oberseite und deren Unterseite jeweils mit Erdplatten versehen sind.

Bei typischen Abmessungen für einen Mikrostrip-Transformator gemäß Fig. 12 würde die Dicke jeder geätzten Signalleitung 0,0355 mm (0.0014 Zoll) und die Breite 0,203 mm (0,003 Zoll) betragen. Die Höhe des Dielektrikums oder der Glasepoicy-Oberfläche könnte 0,6096 mm (0,024 Zoll) und die Dicke des Erdplatten-Kupferleiters 0,0503 mm (0,0020 Zoll) betragen. Typische Abmessungen des Streifenleitungs-Transformators gemäß Fig. 13 wären ähnlich wie bei der Anordnung gemäß Fig.12, wobei die Dicke jeder Kupfer-Streifenleitungs-Signalleitung 0,0355 mm (0,0014 Zoll) und die Breite 0,203 mm (0,003 Zoll) betragen könnte. Die Dicke des Dielektrikums könnte 0,6096 mm (0,024 Zoll) betragen, wobei jede Kupfer-Erdplatte eine Dicke von 0,0503 mm (0,0020 Zoll) haben könnte.

Der Streifenleitungs/Mikrostrip-Transformator könnte typischerweise dazu verwendet werden, Zeitsteuerleitungen oder Taktleitungen auf einer gedruckten Leiterplatte miteinander zu verbinden, oder er könnte als Verbindung von Schaltungselementen mit anderen Schaltungselementen verwendet v/erden, welche verschiedene Quellen- und Lastimpedanzen haben. Die Anstiegszeit einer TTL-Schaltung (TTL = Transistor-Transistor-Logik) ist eine Funktion der Lastimpedanz und des QuellenausgangsWiderstandes der Ausgangsstufe. Beispielsweise beträgt die Lastimpedanz etwa 1400 0hm, und die Quellenimpedanz beträgt für

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einen Zustand "1" etwa 200 Ohm. Für sehr kurze Leitungen wird die Spannung an jedem Ende der Leitung direkt auf den hohen Pegel ansteigen. Für lange Leitungen wird die Spannung am Quellenausgang auf einen Pegel ansteigen, welcher näherungsweise dem Spannungsteiler der charakteristischen Impedanz der Übertragungsleitung und dem Quellenausgangswiderstand entspricht. Für eine Leitung mit einer typischen charakteristischen Impedanz von beispielsweise 75 °hm ist dies viel niedriger als der normale hohe Pegel. Der Ausgang bleibt auf diesem Pegel, bis die Reflexion von dem Ende der Leitung zurückkehrt und den Ausgang auf einen vollständig hohen Pegel bringt. Die Lastimpedanz wird vermindert, wenn am Ende der Leitung große Auffächerungen vorhanden sind. In diesem letztgenannten Fall können viele Reflexionen erforderlich sein, um den Quellenausgang auf seinen Pegel in voller Höhe zu bringen. Somit können irgendwelche logische Verknüpf ungs schaltungen in der Nähe der Quelle auf einer langen Leitung unter einer zusätzlichen Zeitverzögerung zu leiden haben, bis sie auf den hohen Pegel gelangen. Dieses Phänomen läßt sich auch als Schwarzwert-Effekt bezeichnen. In einem Falle, in welchem nur begrenzte Treiber für viele Lasten vorhanden sind, sollten die folgenden Konfigurationen daher vermieden werden: 1) viele logische Verknüpfungsglieder, welche in radialer Richtung an die Quelle angeschlossen sind und 2) Lasten, welche an einem oder an wenigen Punkten zusammengeballt sind. Daher bleibt als einsige Möglichkeit eine annähernd gleichförmige Auslegung auf einer langen Leitung. Dies führt jedoch an dem Quellenende aufgrund des Schwarzwert-Effektes zu einer langen Verzögerung. Der Mikrostrip/ Streifenleitungs-Impedanz-Transformator gemäß der Erfindung kann in diesem Fall dazu verwendet werden, die Verzögerungs- -zeit zu vermindern.

- Patentansprüche -

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Claims

Patentansprüche

M. IImpedanz-Transformator zur Verwendung auf einer gedruckten ^- Leiterplatte, dadurch gekennzeichnet , daß eine geatzte Leiterbahn auf der gedruckten Leiterplatte mit ersten und zweiten Endpunkten (1O1, 111) vorgesehen ist, daß die Leiterbahn wenigstens eine Faltung bzw. Biegung (113» 115» 117) aufweist, so daß die Leiterbahn (wie 103) auf einer Seite der Biegung parallel zu der Leiterbahn (105) auf der anderen Seite der Biegung verläuft, so daß das Feld, welches während einer Signalleitung durch die Leiterbahn auf der einen Seite der Biegung erzeugt wird, entgegengesetzt zu dem Feld angeordnet ist, welches durch die Leiterbahn auf der anderen Seite der Biegung erzeugt wird, um die Impedanz der Leiterbahn zu vergrößern.

-CH

2. Impedanz-Transformator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß die geätzte Leiterbahn (103, 105, 107, 109) als geätzte Hikrostrip-Oberfläclien-Konfiguration ausgebildet ist.

3. Impedanz-Transformator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die geätzte Leiterbahn (1O3, 1O5, 1O7, 109) als in die Leiterbahn eingebettete geätzte Streifenleitung ausgebildet ist.

4. Gedruckte Schaltungsplatte od.dgl., bei welcher eine Leiterbahn auf der Platte geätzt ist, die einen Impedanztransformator aufweist, dadurch gekennzeichnet , daß wenigstens eine erste Biegung (113, 115» 117) in der Leiterbahn vorhanden ist, welche wenigstens einen ersten und einen zweiten Zweig (wie 103, 1O5, 1O7, 109) in der Leiterbahn bilden, daß der zweite Zweig entlang einem ersten Zweig in einer parallelen Richtung zurückgebogen ist, daß die gegenseitige·

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Kopplung des ersten und des zweiten Zweiges einen Aufwärtsoder einen Abwärts -Impedanzübergang in der Leiterbahn bildet, was von den Impedanzpegeln der Schaltungskomponenten abhängt, die an die entsprechenden Enden der Leiterbahn angeschlossen sind.

5. Impedanz-Transformator nach Anspruch 4-, dadurch gekennzeichnet, daß die Leiterbahn (wie 103, 1O5, 1O7, 109) in die Oberfläche der Leiterbahn eingeätzt ist.

6. Impedanz-Transformator nach Anspruch 4·, dadurch, gekennzeichnet , daß die Leiterbahn (wie 103, 1O5, 1O7, 1O9) unterhalb der Oberfläche in die Leiterplatte eingeätzt ist.

7· Gedruckte Leiterplatte od.dgl., bei v/elcher eine Leiterbahn in die Leiterplatte eingeätzt ist, welche einen Impedanz-Transformator bildet, dadurch ge.kennz ei chne t , daß eine Einrichtung in der Leiterbahn angeordnet ist, welche dazu dient, daß die Leiterbahn eine Konfiguration mit wenigstens einem ersten und einem zweiten Zweig auf v/eist, daß der erste und der zweite Zweig parallel zueinander angeordnet sind, daß durch die parallele Anordnung der 'Zweige das Feld, welches während der Signalleitung in der Leiterbahn erzeugt wird, in dem ersten Zweig entgegengesetzt zu dem Feld in dem zweiten Zx^eig angeordnet ist, um einen Impedanzübergang in der Leiterbahn zu erzeugen.

8. Impedanz-Transformator nach Anspruch 7* dadurch, gekennzeichnet, daß wenigstens ein dritter Zweig (3O7) in der Leiterbahn vorgesehen ist, daß der dritte Zweig (107) derart ausgebildet ist, daß er parallel zu dem ersten und dem . zweiten Zweig.(1O3, 1O5) verläuft, daß der dritte Zweig (107) ein Feld erzeugt, während ein Signal durch die Leiterbahn geführt wird, welches entgegengesetzt zu dem Feld in dem zweiten Zweig (1O5) angeordnet ist, um wenigstens einen zweiten Impedanzübergang in der Leiterbahn zu erzeugen.

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9· Impedanz-Transib rmator nach Anspruch. 8, dadurch gekennzeichnet, da3 die geätzte Leiterbahn (wie 103, IO5, 107, 109) eine Mikro strip -Le it erbahn ist.

-10. Impedanz-Transformator nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die geätzte Leiterbahn (wie 103, 105, 107, 109) eine als Streifenleiter ausgebildete Leiterbahn ist.

11. Impedanz-Transformator nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet , daß der Impedanz-Transformator ein Aufwärts-Transformator ist, wenn die Lastimpedanz, welche^ mit der Leiterbahn (wie 103," 1Ο5, 107, 1Ο9) verbunden ist, größer ist als die Quellenimpedanz, welche mit dera anderen Ende der Leiterbahn verbunden ist.

12. Impedanz-Transformator nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daS der Impedanz-Transformator ein Abvjärts-Transformator ist, wenn die ^uellenimpedanz, welche mit der Leiterbahn (wie IO3, 105, 107, 109) verbunden ist, höher ist als die Lastinpedanz, welche mit dem anderen Ende der Leiterbahn verbunden ist.

13- Verfahren zur Herstellung eines Impedanz-Transformators mit Hilfe einer geätzten Leiterbahn auf einer gedruckten Schaltungsplä£e od.dgl., dadurch gekennzeichnet , daß wenigstens eine erste Faltung oder Biegung in der Leiterbahn erzeugt wird, um wenigstens einen ersten und einen zweiten Zweig in der Leiterbahn auszubilden, und daß der zweite Zweig parallel entlang der Richtung des ersten Zweiges derart zurückgeführt wird, daß das Feld, welche während einer Signalleitung in der ersten Leitung erzeugt wird, in dem · ersten und dein zweiten Zweig jeweils entgegengesetzt angeordnet ist, um einen Impedanzübergang in der Leiterbahn zu erzeugen.

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14-. Verfahren nach. Anspruch. 13» dadurch, gekennzeichnet , da3 wenigstens eine zweite Faltung oder Biegung in der Leiterbahn ausgebildet wird, um wenigstens einen dritten Zweig in der Leiterbahn zu erzeugen, und daß der dritte Zweig parallel entlang dem zweiten Zweig derart zurückgeführt wird, daß das Feld, welches während einer Signalleitung in der Leiterbahn erzeugt wird, entgegengesetzt zu demjenigen angeordnet ist, welches in dem zweiten Zweig erzeugt wird, um wenigstens einen zweiten Impedanzübergang in der Leiterbahn zu erzeugen.

15· Verfahren nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß eine zweite geätzte Leiterbahn zwischen und elektrisch isoliert von dem ersten und dem zweiten Zweig der Leiterbahn ausgebildet wird, und daß die zweite geätzte Leiterbahn einen glatteren Impedanzübergang in den Impedanz-Transformator hervorruft.

16. Verfahren nach Anspruch 15» dadurch gekennzeichnet, daß die zweite geätzte Leiterbahn an das Erdpotential angeschlossen wird.

17. Verfahren nach Anspruch 15» dadurch gekennzeichnet, daß die geätzten Leiterbahnen nach einer Streifenleitungs-Atzinethode hergestellt werden.

18. Verfahren nach Anspruch 15» dadurch gekennze lehnet, daß die geätzten Leiterbahnen nach einer Mikrostrip-Ätzmethode hergestellt werden.

19. Impedanz-Transformator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß weiterhin eine zweite geätzte Leiterbahn auf der gedruckten Leiterplatte zwischen und elektrisch isoliert von dem ersten und dem zweiten Zweig der Leiterbahn angeordnet ist und daß die zweite geätzte Leiterbahn einen glatteren Impedanzübergang in dem Impedanz-Transformator hervorruft.

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20. Impedanz-Transformator nach Anspruch 4-, dadurch gekennzeichnet , da3 weiterhin eine zweite geätzte Leiterbahn auf der gedruckten Leiterplatte zwischen und elektrisch isoliert von dem ersten und dem zweiten Zweig der Leiterbahn ausgebildet ist, wobei die zweite geätzte Leiterbahn einen glatteren Impedanzübergang in dem Impedanz-Transformator hervorruft.

21. Impedanz-Transformator nach Anspruch 7₅ dadurch gekennzeichnet , daß eine zweite geätzte Leiterbahn auf der gedruckten Leiterplatte zwischen und elektrisch isoliert von dem ersten und dem zweiten Zweig der Leiterbahn vorgesehen ist, wobei die zweite geatzte Leiterbahn einen glatteren Impedanz-Übergang in dem Impedanz-Transformator hervorruft.

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