DE2554828B2 - Aktive Empfangsantenne mit gegengekoppeltem Verstärker - Google Patents

Description

Die Erfindung geht aus von einer aktiven Empfangsantenne mit gegengekoppeltem Verstärker, bestehend aus einem passiven Antennenteil, einem aktiven Dreipol und einer hochfrequent gegenkoppelnden Impedanz, wobei der aktive Dreipo- einen Steueranschluß und einen mit einem Antennenausgangskabel verbundenen Signalausgangsanschluß besitzt, wobei ferner der Steueranschluß des Dreipols an den einen Anschluß des passiven Antennenteils angeschlossen ist, wobei ferner der Innenleiter des Antennenausgangskabels hochfre- '.0 quent an den Ausgangssignalanschluß des Dreipols und der Außenleiter des Ausgangskabels an den anderen Anschluß des passiven Antennenteils angeschlossen ist und die Eingangsimpedanz des Antennenausgangskabels die gegenkoppelnde Impedanz bildet

Eine derartige Anordnung ist auf S. 7, 2. Abs. der DE-OS 21 15 657 für den Fall eines reflexionsfreien Abschlusses am Ende des Antennenausgangskabels mit dsm Empfängereingangswiderstand beschrieben, die mit einer breitbandig weitgehend reellen Fingangsimpedanz des Antennenausgangskabels verbunden ist

Da die aktive Antenne der obengenannten Art relativ breite Frequenzbänder empfängt und keine abstimmbaren Selektionsmittel enthält also normalerweise viele Frequenzen gleichzeitig empfängt führt sie dem Empfänger über das Kabel neben der Nutzfrequenz auch Störfrequenzen zu, und zwar unter Umständen wegen der verstärkenden Wirkung der aktiven Antenne mit relativ großen Amplituden. Dadurch wächst die Gefahr nichtlinearer Effekte, z. B. Kreuzmodulation, im jo Empfänger und in der aktiven Antenne selbst.

Aufgabe der Erfindung ist es, bei einer Antenne der obengenannten Art, die breitbandig ist und keine Selektionsmittel enthält, die Verstärkung unerwünschter Frequenzen zu verringern, ohne daß dadurch die a Verstärkung auf der Nutzfrequenz, auch Betriebsfrequenz genannt, entsprechend verringert wird.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß das Antennenausgangskabel mit seinem Ausgang an die Eingangjanschlüsse eines passiven verlustarmen Netzwerks angeschlossen ist und am Ausgang dieses Netzwerks die Steuerstrecke des Eingangstransistors des Empfängers angeschlossen ist, daß dieses Netzwerk so gestaltet ist, daß die Eingangsimpedanz des Antennenausgangskabels bei der Betriebsfrequenz nahezu einen Kleinstwert des Scheinwiderstandes besitzt und ihr Scheinwiderstand mit wachsendem Abstand der Frequenz von der Betriebsfrequenz wächst.

Somit hat d;e Eingangsimpedanz des Kabels den Charakter eines Serienresonanzkreises, dessen Resonanzfrequenz in der Nähe der Betriebsfrequenz liegt.

Die Gegenkopplung ist bei der Betriebsfrequenz am kleinsten und daher die Verstärkung bei der Betriebsfrequenz am größten. Die Verstärkung wird um so kleiner, je mehr sich die Störfrequenz von der Resonanzfrequenz entfernt Ebenso steigt die Linearität des Antennenverstärkers mit der Gegenkopplung an, d. h. die Linearität wird um so größer, je mehr sich die Störfrequenz von der Resonanzfrequenz entfernt. Der Scheinwiderstand eines Serienresonanzkreises hat bei f>o der Resonanzfrequenz einen Kleinstwert und ist dort nahezu reell. Bei Frequenzen unterhalb der Resonanzfrequenz ist die Impedanz des Resonanzkreises kapazitiv, oberhalb der Resonanzfrequenz induktiv. Mit wachsendem Abstand der Frequenz von der Resonanz- h5 frequenz nimmt die Größe des Scheinwiderstandes zu. Diese Regel gilt bei realen Serienresonanzkreisen immer nur in einem begrenzten Frequenzbereich.

Anhand der folgenden Zeichnungen wird die Erfindung mit ihren Fortbildungen beschrieben.

F i g. 1 Aktive Antenne nach der Erfindung mit Antennenausgangskabel und Empfänger mit verlustarmem Netzwerk.

Fig.2 Antennenausgangskabel und Kapazität zur Erzeugung einer Serienresonanz am Kabeleingang.

Fig. 3 Antennenausgangskabel mit kapazitivem Spannungsteiler als Netzwerk zur Einstellung des Kabeleingangswiderstandes bei Resonanz.

Fig.4 Verlustarmes Netzwerk aus L und C mit Auskopplung parallel zur Kapazität

Fig.5 Verlustarmes Netzwerk aus C und L mit Auskopplung parallel zur Induktivität

Fig.6 Verlustarmes Netzwerk aus Induktivität und Kapazität mit kapazitiver Teilankopplung des Transistors.

F i g. 7 wie F i g. 6, jedoch mit induktiver Teilankopplung des Transistors.

F i g. 8 Verlustarmes Netzwerk, bestehend aus einem Parallelresonanzkreis und einer Serienkapazität zur Erzeugung des Scheinwiderstandsverlaufs am Kabeleingang.

Fig.9 Verlustarmes Netzwerk mit transformatorischer Ankopplung des Transistors.

F i g. 10 Netzwerk mit Eingangsübertrager.

F i g. 11 Netzwerk mit Einwicklungsübertrager.

Der grundsätzliche Aufbau einer Antenne nach der Erfindung ist in F i g. 1 dargestellt. Die aktive Antenne besteht nach F i g. 1 aus einem passiven Antennenteil A, einem aktiven Dreipol D und einer hochfrequent gegenkoppelnden Impedanz Z Der passive Antennenteil besitzt zwei Anschlüsse 1 und 4, wobei 4 als der Massepunkt der aktiven Antenne bezeichnet wird und im Kraftfahrzeug mit der Karosserie verbunden ist. Der aktive Dreipol enthält mindestens einen Transistor T und hat drei Anschlüsse I₁ 2 und 3. Da aus der gegenkoppelnden Impedanz die Ausgangssignalleistung des Dreipols entnommen wird, ist 3 der hochfrequente Ausgangssignalanschluß des Dreipols. Wenn der Dreipol einen bipolaren Ausgangstransistor T besitzt, der auch die hochfrequente Parallelschaltung mehrerer Transistoren sein kann, ist 3 beispielsweise der Emitteranschluß des Ausgangstransistors. Der Dreipol hat einen Steueranschluß 1, und die Steuerspannung des Dreipols liegt zwischen den Anschlüssen 1 und 3. Der Anschluß 2 dient in bekannter Weise der Zuführung von Strömen, die zum Entstehen der Ausgangssignalströme erforderlich sind. Es können in komplizierteren Dreipolen mehrere derartige Zuführungsanschlüsse vorhanden sein, die mit dem Massepunkt 4 der Antenne hochfrequent verbunden sein können, um zusammen mit den Wechselströmen des Dreipols in sich geschlossene Wechselstromkreise zu bilden. Dies ist in F i g. 1 schematisch durch einen Überbrückungskondensator C_ü zwischen den Punkten 2 und 4 dargestellt. Der Steueranschluß des Dreipols ist an den Anschluß 1 des passiven Antennenteils angeschlossen. Die gegenkoppelnde Impedanz Zliegt zwischen dem Ausgangssignalanschluß 3 des Dreipols und dem Massepunkt 4. Die hochfrequent gegenkoppelnde Impedanz ist die Eingangsimpedanz des Antennenausgangskabels K, dessen einer Leiter mit dem Massepunkt 4 verbunden ist und daß das Ausgangssignal einem am Kabelausgang 5, 6 angeschlossenen, passiven Netzwerk N zuführt. Hochfrequente Gegenkopplung bedeutet, daß die gegenkoppelnde Impedanz hochfrequent wirksam ist, während nichts darüber ausgesagt wird, ob diese Impedanz auch

für den Gleichstromvorgang wirksam ist, beispielsweise über eine den Gleichstrom sperrende Kapazität an den Emitteranschluß angeschlossen ist. Am Ausgang 7,8 des Netzwerks N liegt der Eingangstransistor 7> des Empfängers. Das Netzwerk N kann ganz oder teilweise ^r> Bestandteil des Empfängers Esein.

In einer vorteilhaften Ausbildung der Erfindung enthält das am Kabelausgang vorgesehene Netzwerk N einen Resonanzkreis. Durch eine solche Resonanz wird die Ausbildung von Kurvenschleifen und Serienreso- ι ο nanzen des Kabeleingangs in der Umgebung der Resonanz gefördert, insbesondere die in der Praxis geforderten kleinen Bandbreiten der Resonanz erzielt. Hierzu ist nicht erforderlich, daß dieser Resonanzkreis auf die Betriebsfrequenz abgestimmt ist, da er auch in ι; Kombination mit anderen Blindwiderständen des Netzwerks und/oder in Kombination mit dem Kabel K die gewünschte Resonanz am Kabeleingang erzeugen kann.

Im folgenden werden Maßnahmen beschrieben, die :o unter speziellen Bedingungen einen Serienresonanzcharakter der Impedanz am Eingang des Ausgangskabels herstellen.

Die spezielle Gestaltung des Netzwerks N hängt ab von der jeweiligen Länge des Antennenausgangskabels. 2^r> Wenn die Länge des Antennenausgangskabels ein Vielfaches einer halben Wellenlänge ist, so wählt man zur Erzielung der Serienresonanz am Kabeleingang ein Netzwerk N, dessen Eingangsimpedanz in der Umgebung der Betriebsfrequenz merklich kleiner als der jo Wellenwiderstand des Kabels ist, insbesondere ein Netzwerk N, dessen Eingangsimpedanz in der Umgebung der Betriebsfrequenz den Charakter einer Serienresonanz hat, insbesondere ein auf die Betriebsfrequenz abgestimmter Serienresonanzkreis ist. j j

Wenn die Länge des Antennenausgangskabels ein ungeradzahliges Vielfaches einer Viertelwellenlänge ist, so wählt man zur Erzielung der Serienresonanz am Kabeleingang ein Netzwerk N, dessen Eingangsimpedanz in der Umgebung der Betriebsfrequenz merklich größer ak der Wellenwiderstand des Kabels ist insbesondere ein Netzwerk, dessen Eingangsimpedanz in der Umgebung der Betriebsfrequenz den Charakter eines Parallelresonanzkreises hat, insbesondere ein auf die Betriebsfrequenz abgestimmter Parallelresonanzkreis ist Eine Impedanz hat den Charakter einer Parallelresonanz, wenn die Impedanzkurve in der komplexen Impedanzebene die reelle Achse der Impedanzebene schneidet, und zwar in diesem Schnittpunkt mit wachsender Frequenz von oben nach unten durchschneidet

Eine Kabellänge wird als kurz bezeichnet wenn die Länge merklich kleiner als eine Viertelwellenlänge der Betriebsfrequenz ist. Ein bekanntes Beispiel der Anwendung kurzer Kabel sind die Empfangsanlagen in Kraftfahrzeugen für den Empfang von Lang-, Mittel- und Kurzwellen. Ein kurzes Kabel wirkt im wesentlichen als Serieninduktivität, wenn es mit einer Impedanz abgeschlossen ist, die merklich kleiner als der Wellenwiderstand des Kabels ist Das kurze Kabel kann also die Serienresonanz nach der Erfindung nur- in Kombination mit Blindwiderständen, die in dem angeschlossenen Netzwerk N enthalten sind, entstehen lassen.

Die einfachste Form des Netzwerks N zur Schaffung «5 einer Serienresonanz am Eingang des Kabels ist eme einzige Kapazität Cnach Fi g. 2. Zu jeder Kabellänge i die hinreichend klein ist, gibt es bei vorgeschriebener Resonanzfrequenz eine Kapazität CaIs Abschlußimpedanz des Kabels, die am Eingang des Kabels eine Serienresonanz erzeugt:

C =

lan β I

(1)

Z], = Wellenwiderstand des Kabels
β = Phasenkonstante des Kabels.

Das einfache Netzwerk der F i g. 2 stellt jedoch meist nicht die optimale Lösung der Aufgabe dar. Es gibt einen optimalen Gegenkopplungswiderstand auf Grund folgender Gegebenheiten: Mit wachsender Größe der gegenkoppelnden Impedanz wächst die Gegenkopplung, also die Linearität des Antennenverstärkers. Dagegen wächst die Ausgangsleistung des Verstärkers mit abnehmendem Gegenkopplungswiderstand, weil in einem stark gegengekoppelten Verstärker die am Gegenkopplungswiderstand entstehende Signalspannung weitgehend unabhängig vom Gegenkopplungswiderstand ist also der Ausgangsstrom mit abnehmendem Gegenkopplungswiderstand wächst und dadurch das Produkt von Spannung und Strom wächst. Die Ausgangsleistung des Antennenverstärkers bestimmt in gewissem Ausmaß das Signal-Rauschverhältnis der Empfangsanlage, weil diese Anlage zwei voneinander unabhängige Rauschquellen besitzt, nämlich das Rauschen der aktiven Antenne und das Rauschen des Empfängers. Je größer der Verstärkungsfaktor der aktiven Antenne ist, desto mehr bestimmt das Rauschen der Antenne neben dem Rauschen des Empfängers das Signal-Rauschverhältnis der Empfangsanlage. Da die Rauschzahl der Antenne vielfach geringer ist als die Rauschzahl des Empfängers, strebt man an, durch eine ausreichende Verstärkung in der aktiven Antenne den Rauschbeitrag des Emfpängers im Signal-Rauschverhältnis der Empfangsanlage klein zu machen, vgl. Nachrichtentechnische Zeitschrift 1968, Band 21, S. 322-329.

Die optimale Größe der gegenkoppelnden Impedanz ist also ein Kompromiß zwischen Linearität d. h. Gegenkopplung, und Signal-Rauschverhältnis, d.h. Verstärkungsfaktor. Die weitere Ausgestaltung der Erfindung betrifft die Möglichkeit, durch eine geeignete Form des Netzwerks JV die bei Resonanz in der Umgebung der Betriebsfrequenz am Kabeleingang auftretende Wirkkomponente der Impedanz auf einen bestimmten, optimalen Wert zu bringen. Hierbei wird die für das Signal-Rauschverhältnis optimale Ausnutzung der Ausgangsleistung der aktiven Antenne dann erreicht, wenn das Netzwerk N verlustarm ist und die am Kabeleingang auftretende Wirkkomponente fast ganz durch die Wirkkomponente der Eingangsimpedanz des Eingangstransistors T_E verursacht wird. Eine vorteilhafte* Abwandlung der in Fig.2 dargestellten Anordnung findet man im Fall des kurzen Kabels in Fig.3, in der die Kapazität Cdurch einen kapazitiven Spannungsteiler aus den in Serie geschalteten Kapazitäten C\ und C₂ ersetzt ist und der Steueranschluß des Eingangstransistors Te an den Mittelanschhiß 9 des Spannungsteilers angeschlossen ist Durch Wahl der Q und C₂ kann man die am Kabeleingang erscheinende Wirkkomponente auf einen gewünschten Wert einstellen.

Eine weitere vorteilhafte Ausgestaltung eines Netzwerks Nzeigt Fig.4, bei der die Kapazität der Fig. 2

durch eine in Serie geschaltete Induktivität L ergänzt ist. Diese Anordnung hat den Vorteil, daß im Netzwerk N bereits eine Serienresonanzschaltung vorhanden ist, so daß die Serienresonanz am Kabeleingang bei geeigneter Wahl des L und Cnur noch zum geringen Teil durch das Kabel und im wesentlichen durch L und C erzeugt wird. Während die Bandbreite der Serienresonanz in der Schaltung der F i g. 2 nicht mehr beeinflußbar ist. sobald das Kabel gegeben ist, bietet die Schaltung der Fig.4 auch die für die Frequenzselektion wichtige Möglichkeit, die Bandbreite der Serienresonanz durch Wahl von L und Ceinzustellen.

Gleiche Möglichkeiten bietet auch die Weiterbildung der Erfindung gemäß F i g. 5. Die an sich gleichartigen Schaltungen der F i g. 4 und 5 unterscheiden sich bei der praktischen Anwendung dadurch, daß in Fig.4 die Induktivität L mit einem Anschluß am Innenleiter 5 des Kabels liegt, während die Kapazität C mit einem Anschluß am Außenleiter 6 des Kabels liegt. Dagegen liegt in F i g. 5 die Kapazität Cmit einem Anschluß 5 am Innenleiter des Kabels und die Induktivität L mit einem Anschluß 6 am Außenleiter des Kabels. Diese unterschiedliche Anschlußform der beiden Blindwiderstände kann für die jeweilige Methode der Ankopplung des Eingangstransistors 7>oder für die später beschriebene Gestaltung abstimmbarer Schaltungen bedeutsam sein, weil ein Anschluß des Eingangstransistors Tt normalerweise mit dem Punkt 6 verbunden ist. Wenn man beispielsweise in den Anordnungen nach F i g. 4 oder 5 die Kapazität C durch einen kapazitiven Spannungsteiler aus den Kapazitäten O₁ und d wie in F i g. 3 ersetzt, so wird sich die Weiterbildung der Erfindung gemäß F i g. 6 für eine Ankopplung des Eingangstransistors Te wie in F ä g. 3 eignen. Dagegen würde man die Schaltung der F i g. 5 verwenden, wenn man den Transistor Ti wie in der in F i g. 7 angegebenen Weiterbildung am Punkt 11 an einen Teil der Induktivität L ankoppelt.

An die Stelle der Induktivität L und/oder der Kapazität C in den F i g. 4 und 5 kann jede bekannte Bündwiderstandskombination treten, die bei der Betriebsfrequenz einen entsprechenden kapazitiven bzw. induktiven Blindwiderstand besitzt. Beispielsweise zeigt F i g. 8 eine Ausführungsform des Netzwerks, bei der eine Kapazität C mit einem aus L\ und G bestehenden Parallelresonanzkreis kombiniert ist. Liegt die Resonanzfrequenz dieses Parallelresonanzkreises oberhalb der Betriebsfrequenz, so ist die Impedanz des Resonanzkreises bei der Betriebsfrequenz induktiv und das Verhalten des Netzwerks bei der Betriebsfrequenz entspricht dem des Netzwerks der Fig.5. Liegt die Resonanzfrequenz des Parallelresonanzkreises unterhalb der Betriebsfrequenz, so ist die Impedanz des Resonanzkreises bei der Betriebsfrequenz kapazitiv und das Verhalten des Netzwerks bei der Betriebsfrequenz entspricht dem des Netzwerks der F i g. 3.

Der Vorteil von passiven Netzwerken mit mehr als 2 weitgehend frei wählbaren Bestandteilen besteht darin, daß mit wachsender Zahl der Freiheitsgrade das Netzwerk N eine wachsende Zahl wn Forderungen, z.B. bezüglich seiner Frequenzabhängigkeit, erfüllen kann.

One weitere vorteilhafte Form des Netzwerks ist gegeben, wenn der Eingangstransistor T_Emit Hilfe eines Übertragers an das Netzwerk angekoppelt ist, wobei die Spule L der Fig. 4 oder 5 oder 6 oder die Spule L₁ der Fig.8 die Primärspule des Übertragers sein kann und der Eingangstransistor Te mit seiner Steuerstrecke

7, 8 wie in F i g. 9 an die Sekundärspule Li des Übertragers angeschlossen ist. Ein Übertrager bietet zusätzlich den Vorteil einer sehr einfachen Trennung der Gleichspannungen des Transistors vom restlichen Netzwerk N.

Eine weitere vorteilhafte Anwendung eines Übertragers wird erzielt, wenn der Übertrager am Eingang des Netzwerks Λ/liegt, also mit seiner Primärspule Li wie in Fig. 10 an den Ausgang 5, 6 des Kabels K angeschlossen ist und die die Serienresonanz erzeugenden Schaltungsteile Z* und C-l des Netzwerks Λ/an die Sekundärspule U des Übertragers an Punkten 15 und 16 angeschlossen sind. Hierbei kann die Sekundärspule La des Übertragers so gestaltet sein, daß die Induktivität L₃ als Streuinduktivität der Sekundärspule Bestandteil des Lt ist und eine sekundäre Resonanz des Übertragers zwischen O> und der Sekundärspule La besteht.

Ein solcher Übertrager wird vorteilhaft auch in der Form des Einwicklungsübertragers verwendet. Hierbei wird nach Fig. 11 eine Induktivität L$ verwendet, an deren Enden 6 und 17 die die Serienresonanz erzeugenden Blindwiderstände, im einfachsten Fall L* und C2, angeschlossen sind. Die Induktivität L₅ besitzt einen weiteren, nicht mit ihren Endanschlüssen identischen Anschluß 5, an den das Ende des Innenleiters des Kabels K angeschlossen ist. Eine Transformation wie in Fig. 11, bei der die sekundärseitige Belastungsimpedanz des Übertragers in eine kleinere primärseitige Impedanz transformiert wird, ist insofern von Bedeutung, als nach den bereits dargestellten Überlegungen zur Optimierung der Gegenkopplung kleinere Gegenkopplungsimpedanzen einen größeren Verstärkungsfaktor ergeben und mit Hilfe des Übertragers in der Schaltung der F i g. 11 erzeugt werden.

Von besonderer Bedeutung ist die Erfindung für solche Empfangsanlagen, die mehrere Empfangskanäle jeweils frequenzselektiv empfangen sollen. Wenn dann in der passiven Eingangsschaltung des Empfängers, d. h. im Netzwerk /^mindestens ein einstellbarer Blindwiderstand enthalten ist, dann wird mit Hilfe dieses einstellbaren Blindwiderstandes am Kabeleingang eine auf die jeweilige Betriebsfrequenz eingestellte Serienresonanz nach der Erfindung geschaffen, so daß eine auf die jeweilige Empfangsfrequenz eingestellte, frequenzselektive Gegenkopplung entsteht Auf diese Weise wird der an sich nicht abstimmbaren, breitbandigen Antenne ein frequenzselektives Verhalten durch die Mitwirkung des einstellbaren Netzwerks Nverliehen.

Diese Einstellung der Serienresonanzfrequenz der gegenkoppelnden Impedanz auf verschiedene Betriebsfrequenzen ist an sich möglich mit Hilfe eines einzigen, einstellbaren Blindwiderstandes innerhalb des Netzwerks N. Bei Variation nur eines Blindwiderstandes wird sich allerdings oftmals bei Variation der Serienresonanzfrequenz auch die Bandbreite der Resonanz und/oder die am Kabeleingang bei der Resonanzfrequenz erscheinende Wirkkomponente, d. h. die Gegenkopplung und der Verstärkungsfaktor, verändern. Wenn das Netzwerk N mehrere einstellbare Blindwiderstände in einer geeigneten Schaltung enthält, kann man dementsprechend bei Wechsel des Empfangskanals neben der Resonanzfrequenz auch weitere Eigenschaften der gegenkoppelnden Impedanz einstellen, z. B. die Bandbreite der Resonanz und/oder die Wirkkomponente der gegenkoppelnden Impedanz.

Es ist bekannt, daß man einen einstellbaren Bandwiderstand durch eine Spule mit einstellbarer Induktivität und/oder durch einen Kondensator mit

einstellbarer Kapazität schaffen kann. In der modernen integrierten Schaltungstechnik sind zur Realisierung einstellbarer Kapazitäten vorteilhaft Kapazitätsdioden mit elektrisch einstellbarer Kapazität geeignet. Da solche Kapazitätsdioden relativ kleine Kapazitäten besitzen, erzeugen diese Dioden große Variationsbereiche des Blindwiderstandes nur in hochohmigen Schaltungen mit insgesamt kleiner Kapazität. Bei der Abstimmung mit Kapazitätsdioden sind daher Netzwer-

ke N mit vorgeschaltetem Übertrager wie in den Fig. 10 und 11 besonders vorteilhaft, weil sie auf der Sekundärseite des Übertragers hochohmige Schaltungen anzuwenden gestatten, die dann durch den vorgeschalteten Übertrager am Kabelausgang 5, 6 als niederohmige Schaltungen erscheinen und dadurch zur Erzeugung niederohmiger Serienresonanzen am Kabeleingang 3,4 geeignet sind.

Hierzu 4 Bkiii Zeidinuntien

Claims (15)

1 Patentansprüche:

1. Aktive Empfangsantenne mit gegengekoppeltem Verstärker, bestehend aus einem passiven Antennenteil, einem aktiven Dreipol und einer hochfrequent gegenkoppelnden Impedanz, wobei der aktive Dreipol einen Steueranschluß und einen mit einem Antennenausgangskabel verbundenen Signalausgangsanschluß besitzt, wobei ferner der Steueranschluß des Dreipols an den einen Anschluß des passiven Antennenteils angeschlossen ist, wobei ferner der Innenleiter des Antennenausgangskabels hochfrequent an den Ausgangssignalanschluß des Dreipols und der Außenleiter des Ausgangskabels an den anderen Anschluß des passiven Antennenteils angeschlossen ist und die Eingangsimpedanz des Antennenausgangskabels die gegenkoppelnde Impedanz bildet, dadurch gekennzeichnet, daB das Antennenausgangskabel (K) mit seinem Ausgang an die Eingangsanschlüsse (5, 6) eines passiven verlustarmen Netzwerks (N) angeschlossen ist und am Ausgang (7, 8) dieses Netzwerks die Steuerstrecke des Eingangstransistors (T_E) des Empfängers (E) angeschlossen ist, daß dieses Netzwerk (N) so gestaltet ist, daß die Eingangsimpedanz (Z) des Antennenausgangskabels (K) bei der Betriebsfrequenz nahezu einen Kleinstwert des Scheinwiderstandes besitzt und ihr Scheinwiderstand mit wachsendem Abstand der Frequenz von der Betriebsfrequenz wächst.

2. Antenne nach Anspruch 1 in einer Empfangsanlage mit mehreren Empfangskanälen, dadurch gekennzeichnt, daß das Netzwerk (N) mindestens einen einstellbaren Blindwiderstand enthält, und daß der oder die Blindwiderstände so eingestellt sind, J5 daß der Kleinstwert des Scheinwiderstands der Eingangsimpedanz (Z) des Antennenausgangskabels (K)bei der jeweiligen Betriebsfrequenz liegt.

3. Antenne nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß das am Ausgang des Antennenausgangskabels (K) vorgesehene Netzwerk (N) einen Resonanzkreis enthält.

4. Antenne nach Anspruch 1 oder 2, bei der die Länge des Ausgangskabels auf der Betriebsfrequenz ein Vielfaches der halben Wellenlänge ist, dadurch gekennzeichnet, daß das Netzwerk (N) so gestaltet ist, daß seine Eingangsimpedanz in der Umgebung der Betriebsfrequenz merklich kleiner als der Wellenwiderstand des Antennenausgangskabels (K) ist. «

5. Antenne nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangsimpedanz des Netzwerks (N) in der Umgebung der Betriebsfrequenz den Charakter einer Serienresonanz hat, insbesondere

■ ein auf die Betriebsfrequenz abgestimmter Seriehre- ^r>5 sonanzkreis ist.

6. Antenne nach Anspruch 1 oder 2, bei der die Länge des Antennenausgangskabels bei der Betriebsfrequenz ein ungeradzahliges Vielfaches der Viertelwellenlänge ist, dadurch gekennzeichnet, daß t>o das Netzwerk (N) so gestaltet ist, daß seine Eingangsimpedanz in der Umgebung der Betriebsfrequenz merklich größer als der Wellenwiderstand des Antennenausgangskabels (K)xsl.

7. Antenne nach Anspruch 6, dadurch gekenn- μ zeichnet, daß die Eingangsimpedanz des Netzwerks (N) in der Umgebung der Betriebsfrequenz den Charakter einer Parallelresonanz hat, insbesondere ein auf die Betriebsfrequenz abgestimmter Parallelresonanzkreis ist

8. Antenne nach Anspruch 1 oder 2 mit einem Ausgangskabel, dessen Länge merklich kleiner ist als eine Viertelwellenlänge der Betriebsfrequenz, dadurch gekennzeichnet, daß sich an den Eingangsanschlüssen (5, 6) des Netzwerks (N) bei der Betriebsfrequenz ein kapazitiv wirkender Blindwiderstand ergibt

9. Antenne nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß das Netzwerk (N) aus einer einzigen Kapazität (C) besteht und der Steueranschluß des Eingangstransistors (Te) des Empfängers (E) an das Ende (5) des Innenleiters des Antennenausgangskabels (K) angeschlossen ist (F i g. 2).

10. Antenne nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet daß das Netzwerk (N) zwischen den Ausgangsanschlüssen (5,6) des Ausgangskabels (K) zwei in Serie geschaltete Kapazitäten (G, C2) als Spannungsteiler enthält und der Steueranschluß des Eingangstransistors (Te) des Empfängers an den mittleren Anschluß (9) dieses Spannungsteilers angeschlossen ist (F i g. 3).

11. Antenne nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß das Netzwerk (N) zwischen den Ausgangsanschlüssen (5, 6) des Antennenausgangskabels (K) einen Serienresonanzkreis aus der Serienschaltung eines bei der Betriebsfrequenz induktiv wirkenden Blindwiderstands und eines bei der Betriebsfrequenz kapazitiv wirkenden Blindwiderstands enthält und der Steueranschluß des Eingangstransistors (Tg) des Empfängers (E) an den mittleren Anschluß (9) dieses Spannungsteilers angeschlossen ist (F i g. 4 und 5).

12. Antenne nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem Ende (5) des Innenleiters des Ausgangskabels (K) und dem Spannungsteiler eine Induktivität (L) liegt (F i g. 6).

13. Antenne nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß der induktiv wirkende Blindwiderstand eine Induktivität (L) und der kapazitiv wirkende Blindwiderstand eine Kapazität (C) ist und daß die Induktivität (L) mit ihrem einen Anschluß an den Außenleiter (6) des Antennenausgangskabels (K) und die Kapazität (C) mit ihrem einen Anschluß an den Innenleiter (5) des Antennenausgangskabels (K) angeschlossen ist und der Steueranschluß des Eingangstransistors (T_E) des Empfängers (E) an die Induktivität (L) in einem zwischen den Enden der Induktivität (L) liegenden Punkt (11) angeschlossen ist(Fig. 7).

14. Antenne nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß der induktiv wirkende Blindwiderstand des Netzwerks (N) die Primärspule (L) eines Übertragers ist und an die Sekundärspule (L₂) des Übertragers die Steuerstrecke (7, 8) des Eingangstransistors fry des Empfängers ^angeschlossen ist (F ig. 9).

15. Antenne nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß das Netzwerk (N) zwischen seinen Eingangsanschlüssen (5,6) einen Einwicklungs- oder Zweiwicklungs-Übertrager enthält und an den Ausgangsanschlüssen (17,6; 15,16) des Übertragers weitere Teile (L*,, C2) des Netzwerks (ZV,/angeschlossen sind (F i g. 10 und 11).