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Aktive Autoantenne mit gegengekoppeltem Verstärker
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Die Erfindung bezieht sich auf eine aktive Empfangsantenne mit gegengekoppeltem
Verstärker, vorzugsweise für den Empfang in Kraftfahrzeugen. Die aktive Antenne
besteht nach Fig.l aus einem passiven Antennenteil A, einem aktiven Dreipol D und
einer hochfrequent gegenkoppelnden Impedanz Z. Der passive Antennenteil besitzt
zwei Anschlüsse 1 und 4, wobei 4 als der Massepunkt der aktiven Antenne bezeichnet
wird und im Kraftfahrzeug mit der Karosserie verbunden ist. Der aktive Dreipol enthält
mindestens einen Transistor T und hat 3 Anschlüsse 1, 2 und 3. Im vorliegenden Fall
mit Gegenkopplung, bei dem aus der gegenkoppelnden Impedanz die Ausgangssignalleistung
des Dreipols entnommen wird, ist 3 der hochfrequente Ausgangssignalanschluß des
Dreipols. Wenn der Dreipol einen bipolaren Ausgangstransistor T besitzt, der auch
die hochfrequente Parallelschaltung mehrerer Transistoren sein kann, ist 3 beispielsweise
der Emitteranschluß des Ausgangstransistors. Der Dreipol hat einen Steueranschluß
1, und die Steuerspannung des Dreipols liegt zwischen den Anschlüssen 1 und 3. Der
Anschluß 2 dient in bekannter Weise der Zufukrung von Strömen, die zum Entstehen
der Ausgangssignalströme erforderlich sind. Es können in komplizierteren Dreipolen
mehrere derartige Zufffhrungsanschlüsse vorhanden sein, die mit dem Massepunkt 4
der Antenne hochfrequenz verbunden sein können, um zusammen mit den Wechselströmen
des Dreipols in sich geschlossene Wechselstromkreise zu bilden. Dies ist in Fig.l
schematisch durch einen Überbrückungskondensator Cü zwischen den Punkten 2 und 4
dargestellt. Der Steueranschluß des Dreipols ist an den Anschluß 1 des passiven
Antennenteils angeschlossen.
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Die gegenkoppelnde Impedanz Z liegt zwischen dem Ausgangssignalanschluß
3 des Dreipols und dem Massepunkt 4. Die hoohfrequent gegenkoppelnde Impedanz ist
die Eingangsimpedanz des Antennenausgangskabels K, dessen einer Leiter mit dem Massepunkt
4 verbunden ist und da¢ das Ausgangssignal einem am Kabelausgang 5, 6 angeschlossenen,
passiven Netzwerk N zuführt. Hoch.
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frequente Gegenkopplung bedeutet, daß sie gegenkoppelnde Impedanz
hochfrequent wirksam ist, während nichts darüber ausgesagt wird, oh diese Impedanz
auch für den Gleichstromvorgang wirksam ist, beispielsweise über eine den Gleichstrom
sperrende Kapazität an den Emitteranschluß angeschlossen ist. Am Ausgang 7, 8 des
Netzwerks N liegt der Eingangstransistor TEdes Empfängers. Das Netzwerk N kann ganz
oder teilweise Bestandteil des Empfängers E sein.
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Aktive Empfangsantennen müssen rauscharm und linear sein.
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Einerseits sollen sie schwache Signale mit gutem Rauschabstand empfangen,
andererseits sollen sie möglichst wenig nichtlineare Effekte zeigen, also wenig
Kreuzmodulation und wenig Ubersteuerungseffekte. Besonders bei Antennenverstärkern
in Kraftfahrzeugen erweist sich die Forderung nach Linearität und großer Ubersteuerungsfestigkeit
als besonders bedeutsam, weil die sich bewegenden Fahrzeuge laufend wechselnde Feldstärken
antreffen und auch in die Nähe leistungsstarker Sender gelangen können. In der deutschen
Auslegeschrift 2021 331 ist ein rauscharmer gegengekoppelter Antennenverstärker,
der aus einem aktiven Dreipol mit mehreren bipolaren Transistoren und einem in der
Emitterleitung des Ausgangstransistors liegenden Gegenkopplungswiderstand besteht;
siehe dort in Fig.4 für einen Dreipol mit 2 Transistoren und in Fig.l für einen
Dreipol mit 3 Transistoren. Nach der Beschreibung, Spalte 8, Zeilen 5 bis 9 kann
der Eingangswiderstand des Empfängers direkt der Gegenkopplungswiderstand sein.
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In der deutschen OS 2115 657 ist ebenfalls ein Antennenversttrker
mit einem Dreipol aus 2 Transistoren und einem in der Emitterleitung des Ausgangstransistors
liegenden Gegenkopplungswiderstand beschrieben. In der deutschen OS 2328 925 ist
in Fig.13 ein komplizierter Dreipol mit den Transistoren T3 T4 T11 T21 und T22 gezeichnet,
in dem die Ausgangstransistoren T12 und T22 hochfrequent parallelgeschaltet sind
und dessen nur hochfrequent wirkende Gegenkopplungsimpedanz die Eingangsimpedanz
des Kabels K mit dem vorgeschalteten Kondensator C10 ist. Das Kabel K führt zum
Empfänger.
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Bei den üblichen Empfangs anlagen ist das Kabel K durch eine Schaltung
N aus verlustarmen Blindwiderständen abgeschlossen, die als passive Eingangsschaltung
des Empfängers bezeichnet wird und im Empfänger E liegt. Am Ausgang dieser passiven
Schaltung liegt der Eingangstransistor TE des Empfängers.
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Da die aktive Antenne relativ breite Frequenzbänder empfangen und
keine abstimmbaren Selektionsmittel enthalten soll, also normalerweise viele Frequenzen
gleichzeitig empfängt, fahrt sie dem Empfänger über das Kabel neben der Nutzfrequenz
auch Störfrequenzen zu, und zwar unter Umständen wegen der verstärkenden Wirkung
der aktiven Antenne mit relativ großen Amplituden. Dadurch wächst die Gefahr nichtlinearer
Effekte, z.B. Kreuzmodulation, im Empfänger.
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Aufgabe der Erfindung ist es, mit Hilfe einer frequenzabhängigen Gegenkopplung
die Verstärkung unerwünschter Frequenzen in der aktiven Antenne zu verringern, ohne
daß dadurch die Verstärkung auf der Nutzfrequenz, auch Betriebsfrequenz genannt,
entsprechend verringert wird.
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Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß das an den
Ausgang des Kabels R angeschlossene Netzwerk N so gestaltet ist, daß die die gegenkoppelnde
Impedanz bildende Eingangsimpedanz des Kabels bei der Betriebs frequenz nahezu einen
Kleinstwert des Scheinwiderstandes besitzt und ihr Scheinwiderstand mit wachsendem
Abstand der Frequenz von der Betriebsfrequenz wächst, die Eingangsimpedanz des Kabels
also dem Charakter eines Serienresonanzkreises hat, dessen Resonanzfrequenz in der
Nähe der Betriebsfrequenz liegt.
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Dann ist die Gegenkopplung bei der Betriebs frequenz am kleinsten
und daher die Verstärkung bei der Betriebs frequenz am größten. Die Verstärkung
wird umso kleiner, je mehr sich die Störfrequenz von der Resonanzfrequenz entfernt.
Der Schiirwiderstand eines Serienresonanzkreises hat bei der Resonanzfrequenz einen
Kleinstwert und ist dort nahezu reell. Bei
Frequenzen unterhalb
der Resonanz frequenz ist die Impedanz des Resonanzkreises kapazitiv, oberhalb der
Resonanzfrequenz induktiv. Mit wachsendem Abstand der Frequenz von der Resonanz
frequenz nimmt die Größe des Scheinwiderstandes zu. Diese Regel gilt bei realen
Serienresonanzkreisen immer nur in einem begrenzten Frequenzbereich.
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Nach H.Meinke, Einführung in die Elektrotechnik höherer Frequenzen,
2.Aufl., Band 1, 1965, Abb.108, durchlfluft die Eingangsimpedanz jeder Kombination
von Wirk- und Blindwiderständen in Abhängigkeit von der Frequenz Schleifenkurven
in der komplexen Impedanzebene. Jeder Schnittpunkt einer solchen Impedanzkurve mit
der reellen Achse der Impedanzebene ist ein Serienresonanzpunkt im allgemeinsten
Sinne, wenn die Impedanzkurve durch diesen Schnittpunkt mit wachsender Frequenz
von unten nach oben durchläuft. Jede passive Schaltung eignet sich also in der Umgebung
eines solchen Schnittpunkts als gegenkoppelnde Impedanz im Sinne der Erfindung.
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In einer vorteilhaften Ausbildung der Erfindung enthält das am Kabelausgang
vorgesehene Netzwerk N einen Resonanzkreis.
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Durch eine solche Resonanz wird die Ausbildung von Kurvenschleifen
und Serienresonanzen des Kabeleingangs in der Umgebung der Resonantgefdrdert, insbesondere
die in der Praxis geforderten kleinen Bandbreiten der Resonanz erzielt. Hierzu ist
nicht erforderlich, daß dieser Resonanzkreis auf die Betriebsfrequenz abgestimmt
ist, da er auch in Kombination mit anderen Blindwiderständen des Netzwerks und /
oder in Kombination mit dem Kabel K die gewünschte Resonanz am Kabeleingang erzeugen
kann. Vgl. das genannte Buch von Meinke, Abb.107.
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Im Folgenden werden Maßnahmen beschrieben, die unter speziellen Bedingungen
einen Serienresonanzcharakter der Impedanz am Eingang des Ausgangskabels herstellen.
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Die spezielle Gestaltung des Netzwerks N hängt ab von der jeweiligen
Länge des AntennenausgangskabeIs.Wenn die Länge des Antennenausgangskabels ein Vielfaches
einer halben Wellenlänge ist, so wählt man zur Erzielung der Serienresonanz am Kabeleingang
ein Netzwerk N, dessen Eingangsimpedanz in der Umgebung der Betriebs frequenz merklich
kleiner als der Wellenwiderstand des Kabels ist, insbesondere ein Netzwerk N, dessen
Eingangsimpedanz i der Umgebung der Betriebs frequenz den Charakter einer Serienresonanz
hat, insbesondere ein auf die Betriebsfrequenz abgestimmter Serienresonanzkreis
ist.
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Wenn die Länge des Antennenausgangskabels ein ungeradzahliges Vielfaches
einer Viertelwellenlänge ist, so wählt man zur Erzielung der Serienresonanz am Kabeleingang
ein Netzwerk N, dessen Eingangsimpedanz in der Umgebung der Betriebs frequenz merklich
größer als der Wellenwiderstand des Kabels ist, insbesondere ein Netzwerk, dessen
Eingangsimpedanz in der Umgebung der Betriebs frequenz den Charakter eines Parallelresonanzkreises
hat, insbesondere ein auf die Betriebsfrequenz abestimmter Parallelresonanzkreis
ist. Eine Impedanz hat den Charakter einer Parallelresonanz, wenn die Impedanzkurve
in der komplexen Impedanzebene die reelle Achse der Impedanzebene schneidet,und
zwar in diesem Schnittpunkt mit wachsender Frequenz von oben nach unten durchschneidet.
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Eine Kabellänge wird als kurz bezeichnet, wenn die Länge merklich
kleiner als eine Viertelwellenlänge der Betriebs frequenz ist. Ein bekanntes Beispiel
der Anwendung kurzer Kabel sind die Empfangs anlagen in Kraftfahrzeugen für den
Empfang von Lang-, Mittel- und Kurzwellen. Ein kurzes Kabel wirkt im wesentlichen
als Serieninduktivität, wenn es mit einer Impedanz abgeschlossen ist, die merklich
kleiner als der Wellenwiderstand des Kabels ist. Das kurze Kabel kann also die Serienresonanz
nach der Erfindung nur in Kombination mit Blindwiderständen, die in dem angeschlossenen
Netzwerk N enthalten sind, entstehen lassen.
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Die einfachste Form des Netzwerks N zur Schaffung einer Serienresonanz
am Eingang des Kabels ist eine einzige Kapazität C nach Fig.2. Zu jeder Kabellänge
1, die hinreichend klein ist, gibt es bei vorgeschriebener Resonanzfrequenz eine
Kapazität C als Abschlußimpedanz des Kabels, die am Eingang des Kabels eine Serienresonanz
erzeugt:
Z L = Wellenwiderstand des Kabels ß = Phasenkonstante des Kabels.
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Das einfache Netzwerk der Fig.2 stellt jedoch meist nicht die optimale
Lösung der Aufgabe dar. Es gibt einen optimalen Gegenkopplungswiderstand auf Grund
folgender Gegebenheiten: Mit wachsender Größe der gegenkoppelnden Impedanz wächst
die Gegenkopplung, also die Linearität des Antennenverstärkers.
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Dagegen wächst die Ausgangsleistung des Verstärkers mit abnehmendem
Gegenkopplungswiderstand, weil in einem stark gegengekoppelten Verstärker die am
Gegenkopplungswiderstand entstehende Signalspannung weitgehend unabhängig vom Gegenkopplungswiderstand
ist, also der Ausgangsstrom mit abnehmendem Gegenkopplungswiderstand wächst und
dadurch das Produkt von Spannung und Strom wächst. Die Ausgangsleistung des Antennenverstärkers
bestimmt in gewissem Ausmaß das Signal-Rauschverhältnis der Empfangsanlage, weil
diese Anlage zwei voneinander unabhängige Rauschquellen besitzt, nämlich das Rauschen
der aktiven Antenne und das Rauschen des Empfängers. Je größer der Verstärkungsfaktor
der aktiven Antenne ist, desto mehr bestimmt das Rauschen der Antenne neben dem
Rauschen des Empfängers das Signal-Rauschverhältnis der Empfangsanlage. Da die Rauschzahl
des As elfach geringer ist als die Rauschzahl des Empfängers, strebt man an, durch
eine ausreichende Verstärkung in der aktiven Antenne den Rauschbeitrag des Empfängers
im Signal-Rauschverhältnis der Empfangsanlage klein
zu machen.lDas Rauschen nichtreziproker, verstrkender Empfangs antennen, Nachrichtentechnische
Zeitschrift 1968, Band 21, 5.322 - 329; dort Gl.(29): KTE/GN der Beitrag des Empfängerrauschens
zum Gesamtrauschen, wenn GN die verfügbare Verstärkung der aktiven Antenne ist.
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Die optimale Größe der gegenkoppelnden Impedanz ist also ein Kompromiss
zwischen Linearität, d.h. Gegenkopplung, und Signal-Rauschverhältnis, d.h. Verstärkungsfaktor.
Die weitere Ausgestaltung der Erfindung betrifft die Möglichkeit, durch eine geeignete
Form des Netzwerks N die bei Resonanz in der Umgebung der Betriebs frequenz am Kabeleingang
auftretende Wirkkomponente der Impedanz auf einen bestimmten, optimalen Wert zu
bringen. Hierbei wird die für das Signal-Rauschverhältnis optimale Ausnutzung der
Ausgangsleistung der aktiven Antenne dann erreicht, wenn das Netzwerk N verlustarm
ist und die am Kabeleingang auftretende Wirkkomponente fast ganz durch die Wirkkomponente
der Eingangsimpedanz des Eingangs transistors TE verursacht wird. Eine vorteilhafte
Abwandlung der in Fig.2 dargestellten Anordnung findet man im Fall des kurzen Kabels
in Fig.3, in der die Kapazität C durch einen kapazitiven Spannungsteiler aus dem
in Serie geschalteten Kapazitäten C und C2 ersetzt ist und der Steueranschluß des
Eingangstransistors TE an den Mittelanschluß 9 des Spannungsteilers angeschlossen
ist. Durch Wahl der C1 und C2 kann man die am Kabeleingang erscheinende Wirkkomponente
auf einen gewünschten Wert einstellen.
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Eine weitere Möglichkeit eines Netzwerks N zeigt Fig.4, bei der die
Kapazität der Fig.2 durch eine in Serie geschaltete Induktivität L ergänzt ist.
Diese Anordnung hat den Vorteil, daß in Netzwerk N bereits eine Serienresonanzschaltung
vorhanden ist, so daß die Serienresonanz am Kabeleingang bei geeigneter Wahl des
L und C nur noch zum geringen Teil durch das Kabel und im wesentlichen durch L und
C erzeugt wird. Während die Bandbreite der SBrienresonanz in der Schaltung der Fig.2
nicht mehr beeinflußbar ist, sobald das Kabel gegeben ist, bietet die Schaltung
der Fig.4 auch die für die Frequenzselektion
wichtige Möglichkeit,
die Bandbreite der Serienresonanz durch Wahl von L und C einzustellen.
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Gleiche Möglichkeiten bietet auch die Schaltung der Fig.5. Die an
sich gleichartigen Schaltungen der Fig.4 und 5 unterscheiden sich bei der praktischen
Anwendung dadurch, daß in Fig.4 die Induktivität L mit einem Anschluß am Innenleiter
5 des Kabels liegt, während die Kapazität C mit einem Anschluß am Außenleiter 6
des Kabels liegt. Dagegen liegt in Fig.5 die Kapazität
C mit einem Anschluß 5 am Innenleiter des Kabels und die Induktivität L mit einem
Anschluß 6 am Außenleiter des Kabels. Diese unterschiedliche Anschlußform der beiden
Blindwiderstände kann für die jeweilige Methode der Ankopplung des Eingangstransistors
TE oder für die später beschriebene Gestaltung abstimmbarer Schaltungen bedeutsam
sein, weil ein Anschluß des Eingangs transistors TE normalerweise mit dem Punkt
6 verbunden ist. Wenn man beispielsweise in den Anordnungen nach Fig.4 oder 5 die
Kapazität C durch einen kapazitiven Spannungsteiler aus den Kapazitäten C1 und C2
wie in Fig.3 ersetzt, so wird sich die Anordnung der Fig.6 für eine Ankopplung des
Eingangstransistors TE wie in Fig.3 eignen. Dagegen würde man die Schaltung der
Fig.5 verwenden, wenn man den Transistor TE wie in Fig.7 am Punkt 11 an einen Teil
der Induktivität L ankoppelt.
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An die Stelle der Induktivität L und / oder der Kapazität C in den
Fig.4 und 5 kann jede bekannte Blindwiderstandskombination treten, die bei der Betriebsfrequenz
einen entsprechenden kapazitiven bzw. induktiven Blindwiderstand besitzt. Beispielsweise
zeigt Fig.8 eine Schaltung, bei der eine Kapazität C mit einem aus L1 und C1 bestehenden
Parallelresonanzkreis kombiniert ist. Liegt die Resonanzfrequenz dieses Parallelresonanzkreises
oberhalb der Betriebsfrequenz, so ist die Impedanz des Resonanzkreises bei der Betriebs
frequenz induktiv und das Verhalten des Netzwerks bei der Betriebsfrequenz entspricht
der Fig.5. Liegt die Resonanzfrequönz des Parallelresonanzkreises unterhalb der
Betriebsfrequenz, so ist die Impedanz des
Resonanzkreises bei der
Betriebs frequenz kapazitiv und das Verhalten des Netzwerks bei der Betriebs frequenz
entspricht der Fig.3.
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Der Vorteil von passiven Netzwerken mit mehr als 2 weitgehend frei
wählbaren Bestandteilen besteht darin, daß mit wachsender Zahl der Freiheitsgrade
das Netzwerk N eine wachsende Zahl von Forderungen, z.B. bezüglich seiner Frequenzabhängigkeit,
erfüllen kann.
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Eine weitere vorteilhafte Form des Netzwerks ist gegeben, wenn der
Eingangstransistor TE mit Hilfe eines Übertragers an das Netzwerk angekoppelt ist,
wobei die Spule L der Fig.4 oder 5 oder 6 oder die Spule L1 der Fig.8 die Primärspule
des Übertragers sein kann und der Eingangstransistor TE mit seiner Steuerstrecke
12, 13 wie in Fig.9 an die Sekundärspule L2 des Übertragers angeschlossen ist. Ein
Übertrager bietet zusätzlich den Vorteil einer sehr einfachen Trennung der Gleichspannungen
des Transistors vom restlichen Netzwerk N.
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Eine weitere vorteilhafte Anwendung eines Übertragers wird erzielt,
wenn der Übertrager am Eingang des Netzwerks N liegt, also mit seiner Primärspule
L3 wie in Fig. 10 an den Ausgang 5, 6 des Kabels angeschlossen ist und die die Serienresonanz
erzeugenden Schaltungsteile L6 und C2 des Netzwerks N an die Sekundärspule L4 des
Übertragers angeschlossen sind.
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Hierbei kann die Sekundärspule L4 des Ubertragers so gestaltet sein,
daß die Induktivität L6 als Streuinduktivität der Sekundärspule Bestandteil des
L4 ist und eine sekundäre Resonanz des Übertragers zwischen C2 und der Sekundärspule
L4 besteht.
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Ein solcher Übertrager wird vorteilhaft auch in der Form des Einwicklungsübertragers
verwendet. Hierbei wird nach Fig.11 eine Induktivität L5 verwendet, an deren Enden
6 und 17 die die Serienresonanz erzeugenden Blindwiderstände, im einfachsten Fall
L6 und C2, angeschlossen sind. Die Induktivität L5 besitzt einen weiteren, nicht
mit ihren Endanschlüssen identischen Anschluß 5, an den das Ende des Innenleiters
des
Kabels K angeschlossen ist. Eine Transformation wie in Fig.ll,
bei der die sekundärseitige Belastungsimpedanz des Übertragers in kleinere primärseitige
Impedanzen transformiert wird, ist für den Anwendungsfall nach der Erfindung insofern
von Bedeutung, als nach den bereits dargestellten Überlegungen zur Optimierung der
Gegenkopplung kleinere Gegenkopplungsimpedanzen einen größeren Verstärkungsfaktor
ergeben und mit Hilfe des Übertragers in der Schaltung der Fig.ll erzeugt werden.
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Man kann den Einwicklungsübertrager auch verwenden, um einen geeigneten
Anschluß des Eingangs transistors TE des Empfängers an das Netzwerk N mit kleinstem
Aufwand ohne zusätzlichen Spannungsteiler oder ohne zusätzlichen Übertrager zu schaffen.
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Hierzu erhält die Induktivität L5 wie in Fig.12 einen weiteren Anschluß
18, an den der Steueranschluß des Eingangstransistors TE angeschlossen ist. Man
erhält so größere Freiheit bei der Wahl des L6 und C2 zur Erzielung optimaler technologischer
Gestaltung dieser Bauteile.
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Von besonderer Bedeutung ist das Netzwerk N nach der Erfindung für
solche Empfangsanlagen, die mehrere Empfangskanäle jeweils frequenzselektiv empfangen
sollen. Wenn dann in der passiven Eingangsschaltung des Empfängers, d.h. im Netzwerk
N mindestens ein einstellbarer Blindwiderstand enthalten ist, dann wird mit Hilfe
dieses einstellbaren Blindwiderstandes am Kabeleingang eine auf die jeweilige Betriebsfrequenz
eingestellte Serienresonanz nach der Erfindung geschaffen, so daß eine auf die jeweilige
Empfangsfrequenz eingestellte, frequenzselektive Gegenkopplung entsteht. Auf diese
Weise wird der an sich nicht abstimmbaren, breitbandigen Antenne ein frequenzselektives
Verhalten durch die Mitwirkung des einstellbaren Netzwerks N verliehen.
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Diese Einstellung der Serienresonanzfrequenz der gegenkoppelnden Impedanz
auf verschiedene Betriebsfrequenzen ist an sich möglich mit Hilfe eines einzigen,
einstellbaren Blindwiderstandes innerhalb des Netzwerks N. Bei Variation nur eines
Blindwiderstandes
wird sich allerdings oftmals bei Variation der Serienresonanzfrequenz auch die Bandbreite
der Resonanz und / oder die am Kabeleingang bei der Resonanz frequenz erscheinende
Wirkkomponente, d.h. die Gegenkopplung und der Verstärkungsfaktor, verändern. Wenn
das Netzwerk N mehrere einstellbare Blindwiderstände in einer geeigneten Schaltung
enthält, kann man dementsprechend bei Wechsel des Empfangskanals neben der Resonanz
frequenz auch weitere Eigenschaften der gegenkoppelnden Impedanz einstellen, z.B.
die Bandbreite der Resonanz und hier die Wirkkomponente der gegenkoppelnden Impedanz.
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Es ist bekannt, daß man einen einstellbaren Blindwiderstand durch
eine Spule mit einstellbarer Induktivität und / oder durch einen Kondensator mit
einstellbarer Kapazität schaffen kann. In der modernen integrierten Schaltungstechnik
sind zur Realisierung einstellbarer Kapazitäten vorteilhaft Kapazitätsdioden mit
-elektrisch einstellbarer Kapazität geeignet.
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Da solche Kapazitätsdioden relativ kleine Kapazitäten besitzen, erzeugen
diese Dioden große Variationsbereiche des Blindwiderstandes nur hochohmigen Schaltungen
mit insgesamt kleiner Kapazität. Bei der Abstimmung mit Kapazitätsdioden sind daher
Netzwerke N mit vorgeschaltetem Übertrager wie in den Fig.10 bis 12 besonders vorteilhaft,
weil sie auf der Sekundärselte des Übertragers hochohmige Schaltungen anzuwenden
gestatten, die dadurch den vorgeschalteten Übertrager am Kabelausgang 5, 6
als niederohmige Schaltungen erscheinen und dadurch zur Erzeugung niederohmiger
Serienresonanzen am Kabeleingang 3, 4 geeignet sind.
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