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Schaltungsanordnung zur Bildung von Zündimpulsen für einen Wechselstromsteller
Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zur Bildung von Zündimpulsen
für einen Wechselstromsteller, dessen Steuerstrecke an eine Ansteuerschaltung angeschlossen
ist, die einen Kondensator und eine parallelgeschaltete syimetrische Schwellwertdiodenanordnung
enthält.
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Wechselstromsteller werden insbesondere zur Drehzahlsteuerung von
Wechselstrommaschinen und von Gleichstrommaschinen mit einer Leistungsaufnahme bis
etwa 1 kW eingesetzt. Speziell beim Betrieb von Gleichstrom-Nebenschlußmaschinen
über einen dem Wechselstromsteller nachgeschalteten Gleichrichter soll eine Zuschaltung
der Netzwechselspannung bei beliebiger Drehzahlsollwertvorgabe ohne Gefährdung der
Halbleiterbauelemente des Wechselstromstellers möglich sein. Die Maschine soll dabei
in möglichst kurzer Zeit vom Stillstand auf den vorgewählten Drehzahlsollwert hochlaufen.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine einfach aufgebaute,
betriebssichere und universell einsetzbare Schaltungsanordnung zur Bildung von Zündimpulsen
für einen Wechselstromsteller zu schaffen. Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe dadurch
gelöst, daß aus der Netzwechselspannung eine stabilisierte Ladewechselspannung abgeleitet
ist, die an eine Reihenschaltung eines ohmschen Widerstandes und eines Sollwertpotentiometers
angeschlossen ist, an dessen Abgriff ein weiterer Kondensator geschaltet ist; und
daß ein von der Netzwechselspannung bzw. von der stabilisierten Ladewechselspannung
gesteuerter
Schaltkreis den Kondensator der Ansteuerschaltung mit
einer am Sollwertpotentiometer abgegriffenen Vorladespannung und mit der über einen
ohmschen Widerstand geführten stabilisierten Ladewechselspannung als Nachladespannung
verbindet.
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Bei der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung kann bereits vor dem
Zuschalten der Netzwechselspannung jeder beliebige Sollwert für die Ausgangswechselspannung
an Sollwertpotentioieter eingestellt werden. Beim Zuschalten der Netzwechselspannung
wirkt die Schaltungsanordnung als Hochlaufintegrator und verändert die Ausgangs
spannung des Wechselstromstellers von einem kleinen Wert an bis zum eingestellten
Sollwert. Eine Überlastung der Halbleiterbauelemente des Wechselstromstellers ist
selbst dann nicht zu befürchten, wenn bereits vor dem Zuschalten der Netzwechselspannung
der größtmögliche Sollwert der Ausgangswechselspannung eingestellt wurde. Wenn als
Verbraucher eine elektrische Maschine an den Wechselstromsteller angeschlossen ist,
so gewährleistet die Synchronisierung der Zündimpulse auf die Netzwechselspannung,
daß in der Maschine keine unerwünschten Schwingungen, sogenanntes "Pumpen", auftreten.
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Eine besonders vorteilhafte Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung
sieht vor, daß zur Strombegrenzung dem weiteren Kondensator zwei elektronische Schalter
mit Serienwiderständen parallel geschaltet sind, die vom Spannungsabfall an einem
Meßwiderstand im Wechselstromkreis phasenrichtig durchlässig gesteuert sind, wenn
dieser Spannungsabfall einen vorgegebenen Wert übersteigt. Damit ist für den stationären
Betrieb eine Strombegrenzung gegeben, die eine Überlastung der Halbleiterbauelemente
des Wechselstromstellers wirksam verhindert.
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Ausführungsbeispiele von erfindungsgemäßen Schaltungsanordnungen sind
in der Zeichng dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigen:
Figur
Ia eine prinzipielle Darstellung einer drehzahlgesteuerten Gleichstrom-Nebenschlußmaschine,
die über einen Wechselstromsteller aus einem Wechselspannungsnetz gespeist ist,
Figur Ib den Wechselstromsteller nach Figur la mit seiner Zündsteuerschaltung, Figur
2a eine prinzipielle Darstellung einer drehzihlgeregelten Gleichstrom-Nebenschlußmaschine,
die über einen Gleichrichter und einen Wechselstromsteller an ein Wechselspannungsnetz
angeschlossen ist, Figur 2b den Wechselstromsteller nach Figur 2a mit seiner Zündsteuerschaltung.
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Figur la zeigt schematisch eine Gleichstrom-Nebenschlußmaschine 1,
deren Änkerwicklung über einen Brückengleichrichter 2 und einen Wechselstromsteller
3 mit einem Wechselspannungsnetz mit der Netzwechselspannung UN verbunden ist. Mit
dem Wechselstromsteller 3 kann die Größe der Ankerspannung der Maschine 1 gestellt
und damit ihre Drehzahl gesteuert werden. Die Eingangsklemmen des Wechselstromstellers
3 sind mit 6, 7 und seine Ausgangsklemmen mit 8, 9 bezeichnet. Für die Felderregung
ist die Erregerwicklung der Maschine über einen weiteren Gleichrichter 5 unmittelbar
mit dem Wechselspannungsnetz verbunden.
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Figur Ib zeigt den zwischen den Klemmen 6, 7 und 8, 9 liegenden Wechselstromsteller
3 mit einem Triac p7 als Stellglied und der zugehörigen Zündsteuerschaltung. Dem
Triac p7 ist eine Schutzbeschaltung mit einem Widerstand r8 und einem Kondensator
k3 parallel geschaltet. Anstelle eines Triac können auch zwei antiparallel geschaltete
steuerbare elek-rische Ventile oder zwei antiparallel geschaltete halbgesteuerte
Gleichstrombrücken als Wechselstromsteller verwendet werden. In jedem Falle wird
die Steuerung des Wechselstromstellers auf die Nulldurchgänge der Wechselspannung
synchronisiert.
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Die Steuerstrecke des Triacs p7 ist an eine Ansteuerschaltung angeschlossen,
die einen Kondensator kl und eine parallelgeschaltete
symmetrische
Triggerdiode n3 enthält, der ein Vorwiderstand r7 zur Strombegrenzung vorgeschaltet
ist. Anstelle der symmetrischen Triggerdiode n3 können auch zwei gegeneinandergeschaltete
Schwellwertdioden mit gleichen Schwellwertspannungen vorgesehen sein.
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Dem Kondensator k1 ist ein Schaltkreis zugeordnet, der als Schaltelemente
die Transistoren p3 und p4 enthält, deren Steuerstrecken an die Außenanschlüsse
eines Abgleichpotentiometers r6 angeschlossen sind. Das Abgleichpotentiometer r6
dient zum Ausgleich von eventuellen Unsymmetrien in den Schwellwertspannungen der
symmetrischen Triggerdiode n3 sowie zum Ausgleich von unterschiedlichen Schwellenspannungen
der Transistoren p3 und p4. Durch eine entsprechende Einstellung des Abgleichpotentiometer
r6 läßt sich ein Höchstmaß an Symmetrie der Spannungsattflächen der positiven und
negativen Halbwellen in der Ausgangs spannung des Wechselstromstellers erzielen.
Dadurch wird die Welligkeit im Verbraucherkreis vermindert.
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Der Kathode des npn-Transistors p3 ist eine Diode n4 in Durchlaßrichtung
und der Kathode des pnp-Transistor p4 eine Diode n7 ebenfalls in Durchlaßrichtung
nachgeschaltet. Die Steuerstrecken der beiden Transistoren p3 und p4 sind über Dioden
n5 und n8 derart mit den Außenanschlüssen des Abgleichpotentiometers r6 verbunden,
daß die Basis des npn-Transistors p3 nur positive Basisspannung und die Basis des
pnp-Transistors p4 nur negative Basisspannung erhalten kann. Die Basis-Emitter-Strecilrn
der Transistoren p3 und p4 sind von entsprechend gepolten Schutzdioden n6 und n9
überbrückt.
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Zwischen den Eingangsklemmen 6, 7 des Wechselstromstellers liegt eine
Reihenschaltung mit einem ohmschen Widerstand r2 und zwei gegeneinander geschaltetenZenerdioden
n1 und n2. Über der Reihenschaltung der beiden Zenerdioden nl, n2 liegt eine stabilisierte
Ladewechselspannung an einer Reihensdeltung mit einem ohmschen Widerstand r4 und
einem Sollwertpotentiometer r3. Die Ladewechseispannung ist über einen weiteren
ohmschen Widerstand r5 an den Abgriff 10 des Abgleichpotentiometers r6
geführt.
Hierdurch wird der Schaltkreis mit den Transistoren p3 und p4 in Abhängigkeit von
der stabilisierten Ladewechselspannung und damit auch in Abhängigkeit von der Netzwechselspannung
gesteuert. Während einer positiven Halbwelle der Netzwechselspannung ist der Transistor
p3 durchlässig und der Transistor p4 gesperrt gesteuert. Während einer negativen
Halbwelle der Netzwechselspannung ist der Transistor p4 durchlässig und der Transistor
p3 gesperrt gesteuert. Wegen der Abhängigkeit der Steuerspannungen für die beiden
Transistoren p3 und p4 von der stabilisierten Ladewechselspannung ist der Ansteuerwinkel
des Wechselstromstellers weitgehend unabhängig von Schwankungen und Spannungseinbrüchen
der Netzspannung. Weiterhin ist eine definierte Nullstellung des Kondensators k7
zur Zündimpulsbildung gewährleistet, da die Synchronisierung der Zündimpulse auf
die Nulldurchgänge der Netzwechselspannung erfolgt und nicht durch eine Fremdsynchronisierung.
Die Zündimpulsbildung erfolgt unabhängig vom Verhalten des Laststromes und der Lastspannung.
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An den Abgriff 11 des Sollwertpotentiometers r3 ist ein weiterer Kondensator
k2 über eine Diodenbrücke mit den Dioden n10, nil, n12, n13 angeschlossen. Der weitere
Kondensator k2 ist von zwei weiteren Transistoren p5 und p6 mit Serienwiderständen
r10 und r9 überbrückt, die über Transistoren pl und p2 phasenrichtig durchlässig
bzw. gesperrt gesteuert sind. Die Steuerung der Transistoren p5 und p6 erfolgt in
Abhängigkeit vom Spannungsabfall an einem Meßwiderstand rl im Wechselstromkreis,
der dem Triac p7 vorgeschaltet ist.
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Zur Erläuterung der Funktionsweise der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung
wird zunächst der stationäre Betrieb betrachtet.
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Während einer positiven Halbwelle der Netzwechselspannung liegt an
der Zenerdiode nl eine stabilisierte positive Spannung an.
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Die Spannung am Abgriff 11 des Sollwertpotentiometers r3 ist damit
durch das Spannungsteilerverhältnis des wirksamen Teilwiderstandes des Sollwertpotentiometers
r3 und durch den ohmschen Widerstand r4 festgelegt. Der weitere Kondensator k2 ist
im stationären Betrieb auf die Spannung am Abgriff 11 aufgeladen
und
über die Diodenbrücke n10 bis n13 abgekoppelt. Uber den ohmschen Widerstand r5 und
das Abgleichpotentiometer r3 wird der npn-Transistor p3 durchlässig gesteuert. Der
Kondensator kl erhält über die Diode n4 und die Laststrecke des Transistors p3 eine
Voraufladung entsprechend der Spannung am Abgriff ii des Sollwertpotentiometers
r3. Der Kondensator kl wird jedoch über diesen Spannungswert hinaus weiter aufgeladen,
bis die Schwellwertspannung der symmetrischen Triggerdiode n3 erreicht ist. Diese
Nachladung erfolgt über den Widerstand r5 und den entsprechenden Teilwiderstand
des Abgleichpotentiometers r6, sowie über die Basis-Emitter-Strecke des Transistors
p3. Wenn die Schwellwertspannung der symmetrischen Triggerdiode n3 erreicht ist,
entlädt sich der Kondensator kl über die Triggerdiode n3 auf die Steuerstrecke des
Triacs p7. Die Nachladung des Kondensators kl erfolgt mit einer Zeitkonstante, die
im wesentlichen durch die Kapazität des Kondensators kl und den ohmschen Widerstand
r5 gegeben ist. In diese Zeitkonstante geht auch der entsprechende Teilwiderstand
des Abgleichpotentiometers r6 ein; sein Einfluß ist jedoch in erster Näherung vernachlässigbar.
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Während der nachfolgenden negativen Halbwelle der Netzwechselspannung
liegt an der Zenerdiode n2 eine stabilisierte negative Spannung an. Der Transistor
p4 erhält einen Basisstrom über die Diode n8, den Widerstand r5 und das Abgleichpotentiometer
r6. Der Transistor p4 wird durchlässig gesteuert und schaltet damit den Kondensator
kl ebenfalls an die am Abgriff 11 des Sollwertpotentiometers r3 anstehende Spannung.
Die Nachladung, die notwendig ist, um den Kondensator über die Spannung am Abgriff
41 hinaus bis auf die Schwellwertspannung der Triggerdiode n3 aufzuladen, erhält
der Kondensator ki über die Emitter-Basis-Diode des Transistors p4 und die Diode
n8 sowie über den wirksamen Teilwiderstand des Abgleichpotentiometers r6 und über
den Widerstand r5.
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Da die Zeitkonstante der Nachladung des Kondensators k7 im wesentlchen
vom ohmschen Widerstand r5 abhängig ist, läßt sich durch geeignete Wahl dieses Widerstandes
der spätest mögliche Zeitpunkt für einen Zündimpuls in jeder Halbwelle der Netzwechselspannung
fest
vorgeben. Hierdurch wird eine erhebliche Erweiterung des Steuerbereichs in Richtung
kleiner Ausgangsspannungen des Wechselstromstellers erzielt.
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In der oberen Endstellung des Abgriffes ii am Sollwertpotentiometer
r3 ist dieses praktisch überbrückt. Die Spannung am Abgriff 11 wird damit alleine
vom Widerstand r4 bestimmt. Mit Hilfe des Widerstandes r4 kann somit der frühest
mögliche Zündzeitpunkt in jeder Halbwelle der Netzwechselspannung fest vorgegeben
werden. Durch diese beiden Maßnahmen wird gegenüber bisher üblichen Zündsteuerschaltungen
eine bedeutende Erweiterung des Aussteuerbereiches ermöglicht.
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Zur Erläuterung des Hochlaufs wird angenommen, daß die Netzwechselspannung
UN noch nicht zugeschaltet und der Kondensator k2 vollständig entladen ist. Beim
Zuschalten der Netzwechselspannung in jedem beliebigen Zeitpunkt wird die Spannung
am Abgriff Ii des Sollwertpotentiometers r3 zunächst auf einem niedrigeren Wert
gehalten, da sich der Kondensator k2 zunächst aufladen muß. Da die Zeitkonstante
für den Ladevorgang des Kondensators k2 im wesentlichen vom Widerstand r4 bestimmt
ist und bei geeigneter Wahl der Widerstände r4 und r5 ein Vielfaches der Zeitkonstante
für den Ladevorgang des Kondensators kl beträgt, erhält der Kondensator ki zunächst
nur eine kleine Voraufladung. Falls über den Nachladekreis ein Zündimpuls in der
Halbwelle gebildet wird, in die der Zuschaltaugenblick fällt, so kann dieser Zündimpuls
nur am Ende der Halbwelle erfolgen.
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Wenn kein Zündimpuls gebildet wird, so w~«d der Kondensator ki beim
nächstfolgenden Nulldurchgang der Netzwechselspannung entladen und in der nächsten
Halbwelle wieder mit umgekehrter Polarität aufgeladen. Da die Spannung am Abgriff
11 des Sollwertpotentiometers r3 noch immer durch den noch nicht vollständig aufgeladenen
Kondensator k2 bestimmt ist, dessen Spannung sich in der zweiten Halbwelle nur unwesentlich
erhöht hat, kann der Kondensator kl auch jetzt noch keine bzw. nur eine geringe
Voraufladung erhalten. Die Aufladung des Kondensators kl ist somit fUr
eine
Anzahl von Halbwellen im wesentlichen durch die Nachladespannung über den Widerstand
r5 bestimmt, die für sich betrachtet, nur eine Zündimpulsbildung am Ende jeder Halbwelle
zuläßt.
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Im weiteren Verlauf wird sich der weitere Kondensator k2 allmählich
weiter aufladen und schließlich die Spannung am Abgriff 1i des Sollwertpotentiometers
r3 annehmen. Jetzt erhält der Kondensator k7 eine entsprechend höhere Voraufladung,
so daß es vom Einschaltaugenblick an zu einer stetigen Impulsverschiebung des Ansteuerwinkels
von minimaler Ausgangs spannung bis zur vorgewählten Ausgangaspasmung kommt. Durch
diesen Hochlauf wird eine Uberlastung des Triacs p7 verhindert. Der weitere Kondensator
k2 ist aus Gründen einer symmetrischen Impulsbildung für beide Halbwellen und einer
symmetrischen Impulsverschiebung über die Diodenbrücke n10 bis n13 für beide Spannungsrichtungen
wirksam angekoppelt. Dieser lvreis wirkt im Zusammenhang mit dem Schaltkreis mit
den Transistoren p3 und p4 als Hochlaufintegrator, der sicherstellt, daß im Einschaltaugenblick
kein unkontrollierter Zündimpuls gebildet werden kann und somit die besonders kritischen
Stromspitzen vermieden werden, die am Triac p7 durch den Verbraucher hervorgerufen
werden können.
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Da die Spannung am Kondensator k2 die Voraufladung für den Kondensator
kl beeinflußt, kann durch Absenken der Spannung am weiteren Kondensator k2 der Zündwinkel
in Richtung auf kleinere Ausgangs spannung verschoben werden. Hierzu dienen die
Transistoren p5 und p6 mit den Serienwiderständen r10 und r9, die dem Kondensator
k2 parallel geschaltet sind. Die Transistoren p5 und p6 werden phasenrichtig von
weiteren Transistoren Pl und p2 angesteuert. Die Beeinflussung des Verhaltens der
gesamten Schaltungsanordnung über die Spannung am weiteren Kondensator k2 erfolgt
dahingehend, daß beim Uberschreiten eines gewissen Stromgrenzwertes im Wechselstromkreis
die Spannung am Kondensator k2 und damit auch die Spannung am Abgriff 11 des Sollwert
potentiometers r3 abgesenkt wird und dadurch die Voraufladung für den Kondensator
kl vermindert wird. Hierdurch wird eine Impulsverschiebung in Richtung kleinerer
Ausgangsspannungen erzielt.
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Die Erfassung des Stromistwertes erfolgt an einem Meßwiderstand
r-l
phasenrichtig über die Schwellenspannung der Basis-Emitter-Dioden der Transistoren
Pl und p2. Uber die Widerstände ril und r13 sowie mit Hilfe des Potentiometers r12
wird der Ansprechschwellwert und damit der Stromgrenzwert eingestellt.
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Mit Hilfe der beschriebenen Strombegrenzung mit den Transistoren Pl,
p2 und p5, p6 läßt sich eine stetig wirkende stromabhängige Impulsverschiebung realisieren,
die bei einer Überlastung des Verbrauchers einen für die Halbleiterelemente des
Wechselstromstellers unkritischen Kurzschlußstrom bewirkt. Hierdurch wird auch ein
rascherer Hochlauf der Ausgangs spannung des Wechselstromstellers ermöglicht, da
auch hier die Strombegrenzung wirksam ist. Wenn eine Maschine als Verbraucher über
eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung gespeist wird, bei der die Zündimpulsbildung
mit der Netzwechselspannung synchronisiert ist, so ist insbesondere eine Erweiterung
des Aussteuerbereiches in Richtung höherer Ausgangs spannung möglich, da die in
diesem Betriebsbereich ungünstige Beeinflussung des Aussteuerwinkels durch die EMK
der Maschine entfällt. Ebenso wird auch das sogenannte nPumpen" von Gleichstrommaschinen
vermieden.
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Die Verwendung einer stabilisierten Ladewechselspannung, die aus der
Netzwechselspannung abgeleitet wird, hält die Zündimpulsbildung weitgehend unabhängig
von Schwankungen und Einbrüchen der Netzwechselspannung. Ein weiterer Vorteil dieser
lastunabhängigen Zündimpulsbildung ergibt sich für den Gegenspannungsbetrieb und
für den Betrieb mit induktiver Last dadurch, daß nach der Bildung des Erstimpulses
einer jeden Halbwelle bis zum Ende der Halbwelle eine Zündimpulsfolge einer hohen
Wiederholfrequenz gebildet wird. Bei einer Wiederholfrequenz von beispielsweise
5 kHz können so 5 Zündimpulse pro Halbwelle gebildet werden.
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Der bisherigen Funktionsbeschreibung ist zu entnehmen, daß durch eine
Beeinflussung der Spannung am weiteren Kondensator k2 der Zündzeitpunkt in jeder
Halbwelle beeinflußt werden kann. Es ist daher möglich, eine Beeinflussung der Ausgangsspannung
des Wechselstromstellers durch eine Regelung der Spannung am Kondensator k2 zu erreichen.
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Figur 2a zeigt das Prinzipschaltbild eines drehzahlgeregelten Gleichstrom-Nebenschlußmotors.
Mit der Ankerwelle ist ein Tachogenerator 12 gekuppelt, deren den Klemmen 18, 19
eine die Drehzahl abbildende Istwertspannung Ui liefert. Diese Istwertspannung Ui
wird der Zündsteuereinrichtung im Wechselstromsteller 13 zugeführt, dessen Eingangsklemmen
mit 14, 15 und dessen Ausgangsklenmen mit 16, 17 bezeichnet sind. Der weitere Aufbau
der Schaltung entspricht dem Beispiel der Figur la.
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Figur 2b zeigt den zwischen den Klemmen 14, 15 und 16, 17 liegenden
Wechselstromsteller mit der zugehörigen Zündsteuerschaltung. Gleiche oder gleichwirkende
Bauteile sind mit gleichen Bezugsziffern versehen wie in Figur ib.
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Aus der Netzwechselspannung an den Klemmen 14, 15 ist wiederum eine
stabilisierte Ladewechselspannung abgeleitet, die an eine Reihenschaltung zweier
ohmscher Widerstände r18 und r19 angeschlossen ist, an deren Mittelpunkt 20 der
weitere Kondensator k2 über eine Diodenbrücke mit den Dioden n10 bis n13 geschaltet
ist. Ein von der stabilisierten Ladewechselspannung gesteuerter Schaltkreis mit
den Transistoren p3 und p4 als Schaltelementen verbindet den Kondensator k7 der
Ansteuerschaltung mit einer am Mittelpunkt 20 der beiden ohmschen Widerstände r1
8 und rl 9 abgegriffenen Vorladespannung und mit der über den ohmschen Widerstand
r5 geführten Ladewechselspannung als Nachladespannung. Dem weiteren Kondensator
k2 ist ein von der Ausgangsspannung eines PI-Reglers 18 gesteuertes Stromstellglied
parallelgeschaltet, das aus einem Transistor p8 mit den Widerständen r74 und r15
besteht. Dem PI-Regler 18 ist eingangsseitig die Differenz einer Sollwertspannung
von einem Sollwertpotentiometer r21 und die Istwertspannung Ui zugeführt.
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An die Stelle des Sollwertpotentiometers r3 in Figur 7b ist in Figur
2b der Festwiderstand r19 getreten. Die über den Zenerdioden nl und n2 abgegriffene
stabilisierte Ladewechselspannung liegt somit an der ReLhenschaltung eines ohmschen
Widerstandes
r18 mit dem Widerstand r19. Hierdurch wird im stationären
Betrieb die maximal mögliche Ausgangsspannung des Wechselstromstellers erreicht.
Über das als Proportionalverstärker ausgebildete Stellglied mit dem Transistor p8
kann die Spannung am weiteren Kondensator k2 zwischen ihrem Maximalwert und Null
Volt entsprechend dem vollen Steuerbereich der Ausgangs spannung des Wechselstromstellers
eingestellt werden. Der Transistor p8 wird von der Ausgangsspannung des PI-Reglers
18 gesteuert, der insbesondere als Operationsverstärker mit einer Reihenschaltung
eines ohmschen Widerstandes und eines Kondensators in der Rückführung ausgebildet
sein kann. Im invertierenden Eingang des Operationsverstärkers ist der Abgriff 21
des Sollwertpotentiometers r21 über einen ersten Eingangswiderstand r76 und die
Istwertspannung Ui vom Tachogenerator 12 über einen zweiten Eingangswiderstand r17
angeschlossen. Die Stromversorgung für den Operationsverstärker und das Sollwertpotentiometer
r21 besteht aus einer Diode n24, einem weiteren Kondensator k6 und einer Zenerdiode
n22. Die Versorgungsspannung für den PI-Regler 18 und das Sollwertpotentiometer
r21 wird über den Widerstand r22 und die beiden Zenerdioden n22 und n23 stabilisiert.
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Es hat sich als zweckmäßig erwiesen, den Zenerdioden nl und n2 zur
Bildung einer stabilisierten Ladewechselspannung einen weiteren Kondensator k7 zur
Glättung netzseitiger Einstreuungen parallel zu schalten.
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Mit der in Figur 2b dargestellten Schaltungsanordnung lassen sich
mit Hilfe eines entsprechend genauen Tachogenerators Drehzahlabweichungen von weniger
als 1 % der Nenndrehzahl erreichen.
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5 Patentansprüche 2 Figuren