DE2503850C2

DE2503850C2 - Aus mehreren Einzelantennen bestehende Hohlleiterantenne

Info

Publication number: DE2503850C2
Application number: DE2503850A
Authority: DE
Inventors: George Frederick Bushey Heath Hertfordshire Craven
Original assignee: International Standard Electric Corp
Current assignee: International Standard Electric Corp
Priority date: 1974-02-07
Filing date: 1975-01-30
Publication date: 1982-08-05
Also published as: FR2260879A1; DE2503850A1; FR2260879B1; US3979703A; GB1426534A; CH585469A5

Description

Die Erfindung geht aus von einer Antenne wie im Oberbegriff des Patentanspruchs 1 angegeben. Eine derartige Antenne ist aus der DE-OS 23 28 632 bekannt

Für zahlreiche Einsatzzwecke ist es notwendig, daß nicht alle Einzelantennen gleichzeitig an die Speisung angeschaltet sind. Bei Antennen, deren Einzeiantennen nacheinander v/irksam geschaltet werden, ist dafür zu sorgen, daß die nicht angeschalteten Einzelantennen nicht mit den angeschalteten verkoppelt sind, damit keine unerwünschte Sekundärstrahiung entsteht

Versuche, die gegenseitige Entkoppelung benachbarter Einzeianie.iiien durch Maßnahmen, die die Einspeisung betreffen, zu gewährleisten, waren nicht zufriedenstellend. Vor allem bei Antennen, deren Antennenelemente Hohlleiter sind, war die Entkoppelung nicht ausreichend, insbesondere nicht breitbandig genug.

Aus der uu-re M α Z78 ist es bekannt, bei mehreren in räumlich großem Abstand angeordneten Antennen diejenigen Antennen, die jeweils nicht wirksam geschaltet sind, mittels Schalter zu erden.

Es ist die Aufgabe der Erfindung, eine Antenne anzugeben, bei der angeschaltete und abgeschaltete Einzelantennen über einen großen Bandbreitenbereich hinweg gut entkoppelt sind.

Die Lösung dieser Aufgabe erfolgt mit den im Anspruch 1 angegebenen Mitteln. Vorteilhafte Weiterbildungen sind den Unteransprüchen zu entnehmen.

Das Schalten von HF-Energie in Hohlleitern unter Verwendung von PIN-Dioden an sich ist aus der US-PS 01 055 bekannt Man erreicht jedoch erst mit der neuen Anordnung der PIN-Dioden in der Aperturebene der Einzelantennen die gewünschte Breitbandigkeit der Entkoppelung der Einzeiantennen.

Die Erfindung wird anhand der Zeichnungen beispielsweise näher erläutert Es zeigt

F i g. 1 einen Hohlleiter mit einer PIN-Diode,

Fig.2 eine leitende PIN-Diode in einem Hohlleiter, F i g. 3 das Ersatzschaltbild zu F i g. 2,

Fig.4 eine nichtleitende PIN-Diode in einem Hohlleiter,

F: g. 5 das Ersatzschaltbild zu F i g. 4,

Fig.6 eine Einzelantenne einer Hohlleiterantenne, die unterhalb der Grenzfrequenz des Hohlleiters betrieben wird und in der ApertLrebene einen Schalter hat,

Fig. 7 eine Einzelantenne einer Hohlleiterantenne mit einem leitenden Gegenstand und einer zusätzlichen Kapazität,

Fig.8 im Smith-Diagramm den Scheinleitwert einer Einzelantenne einer Hohlleiterantenne mit der Anordnung nach F i g. 7 in der Apertur,

Fig.9 Einzelantenne mit einem Schalter mit zwei Dioden in der Aperturebene,

Fig. 10 und Fig. 11 das Ersatzschaltbild des Schalters einer Einzelantenne aus Fig.9 im eingeschalteten bzw. ausgeschalteten Zustand,

Fig. 12 im Smith-Diagramm den Scheinleitwert des Schalters einer Einzelantenne nach F i g. 9,

F i g. 13 eine abgeänderte Form einer EinzelanteLaie mit einem Schalter mit zwei Dioden,

Fig. 14 das vollständige Ersatzschaltbild eines Schalters einer Einzelantenne,

Fig. 15 und Fig. 16 die aus Fig. 14 abgeleiteten Ersatzsch^'tbilder bei geschlossenem und bei geöffnetem Schalter,

Fig. 17 und Fig. 18 die Funktion eines Übertragers.

Wenn eine PIN-Diode in den Längszweig einer Übertragungsleitung eingefügt wird, die beispielsweise einen Wellenwiderstand Za von 100 Ω hat, sj bewirkt ihr Scheinwiderstand im leitenden Zustand (0,5 P"' einen sehr geringen Übertragungsverlust, iiir Sehe-;-' -.I.Erstand im nichtleitenden Zustand (10 000 Ω) dage^un fast eine Totalreflexion. Wenn man jedoch eint F* '·' - Diode 1 (Fig. 1) in einem Hohlleiter 2 im Lcutrum des Hohlleiters anordnet, indem man ··■<: zwischen die breiten Seitenflächen schaltet { .,i Pai aufschaltung ist bei Hohlleitern geeigneter ali die f.aihenschaltung), so bildet sie im leitenden Zustand ein Hindernis, das einem induktiven Stift sehr nahe iOmmi (3, F i g. 2). Dieser StUt entspricht in seinen Abmessungen den die gegenüberliegenden Seitenflächen verbindenden Anschlußdrähien der PIN-Diode und repräsentiert eine Induktivität L₅ (Fig.3). Für einen Draht mit dem Durchmesser von 0,5 mm und eine Hohlleiterweite von 7,5 cm erhält man also einen normierten Blindwiderstand XZZo von XZZ₀ = 1.

Im Nebenschluß mit einem angepaßten Hohlleiter würde dies ein Stehwellenverhältnis von nur etwa 3 :1 ergeben. Dies muß gegenüber dem Wert von 200:1 gesehen werden, den man beim erwähnten Beispiel einer Übertragungsleitung erhalten würde. Die große Diskrepanz zwischen diesen Ergebnissen hat ihren Grund in der bekannten Tatsache, daß einfache Widerstandsbetrachtungen nicht gültig sind für die Berechnung des Scheinwiderstandes von Leiteranordnungen in einem Hohlleiter. Der normierte Blindwiderstand des betrachteten Hindernisses ist in erster Linie durch das Verhältnis dZa (d = Durchmesser, a = Hohlleiterweite) bestimmt Ein größerer Hohlleiter, der für tiefere Frequenzen geeignet ist, ergibt mii der gleichen Diode einen größeren Wert von XZZo und infolgedessen ein noch kleineres Stehwellenverhältnis (d. h. schlechteres Schaltverhältnis). Diese Erscheinung ist also eine Frage der relativen Abmessungen und nicht der Betriebsfrequenzen des Hohlleiters.

F i g. 4 zeigt eine erste Näherung für den Fall einer nichtleitenden Diode. Obwohl dies als kapazitiver Stift bekannt ist, ist die Darstellung nur richtig, wenn die Stiftteile nicht tief in den Hohlleiter eindringen. Für größere Eindringtiefen kann das Hindernis eine Serienresonanz bewirken und bedeutet dann effektiv einen Kurzschluß des Hohlleiters. Das Ersatzschaltbild eines solchen Hindernisses ist daher das in Fig.5 gezeigte. Es ist klar, daß der Scheinwiderstand dieses Kreises sehr niedrig werden kann, er kennte sogar niedriger sein als die Werte, die bei leitender Diode erreichbar sind.

Eine Einzelantenne einer Hohlleiterantenne, die im allgemeinen in dieser Beschreibung betrachtet wird, ist in Fig.6 gezeigt Sie enthält ein Stück 10 eines Hohlleiters, der unterhalb seiner Grenzfrequenz betrieben wird, mit einem Koaxialeingang If und einer dielektrischen Platte 12 (kapazitive Belastung) in der Apertur, weiche sich in einer leitenden Platte 13 befindet Ein solcher Hohlleiterstrahler als Einzelantenne ist z.B. aus der DE-OS 23 28 632 bekannt Der Schalter 14 iit ebenfalls in der Aperturebene angeordnet

Wie bereits dargestellt sind die Bauelementeigenschaften der PIN-Diode selbst (d.h. bei mechanisch kürzestmöglicher Länge der Anschlußdrähte) nahezu ideal, besonders bei niedrigen Mikrowellenfrequenzen. Daher lassen sich die Grundprinzipien des Schalters

ίο anhand der vereinfachten Ersatzschaltbilder (Fig.3, F i g. 5) der Diode im Hohlleiter beschreiben. Das diesen beiden Ersatzschaltbildern gemeinsame Element ist die Induktivität L₅. In »Lewin, L, Advanced Theory of Waveguides«, Iliffe, 1951« ist ganz grob gezeigt, daß bei

!5 gleichen Abmessungen des Hindermisses in beiden Fällen auch der Wert L_s der Induktivität in beiden Ersatzschaltbildern gleich ist wobei die Elemente dieser Schaltbilder als konzentrierte Elemente zu betrachten sind. Dies wird später beim genaueren Verständnis wichtig. Zunächst wird aus F i g. 5 klar, daß durch Wahl des geeigneten Wertes yon C die Resonanzbedingung für den aus L₅ und C gebildeten Kreis bei j' .er Frequenz hergestellt werden kann. Dies erfordert ki allgemeinen einen Kondensator, der zur natürlichen Kapazkät parallel geschaltet wird, die sich auf dem in der Leitungslücke in F i g. 4 entstehenden elektrischen Feld ergibt Die Ergebnisse, die man für zwei Werte der Zusatzkapazität C₀ erhält, nämlich für 0,5 pF und 1,0 pF und mit einem Hindernis, wie es in F i g. 7 gezeigt ist sind in der Fig.8 dargestellt Diese zeigt im Smith-Diagramm die Kurven des Eingangascheinleitwertes eines normalen strahlenden Elements mit diesem zusätzlichen Schaltkreis in seiner Apertur. Zur Vollständigkeit ist eine genauere Erklärung der Meßbedingungen notwendig, die später auch gegeben wird, aber zunächst mag der hohe Betrag des Reflexionsfaktors über ein breites Frequenzband als Zeichen für den Breitbandcharakter des Kurzschlusses gelten. Dieses Ergebnis ist auf die Wahl eines dicken kapazitiven

■ίο Stiftes 4 (als Streifenleiter realisiert) als Anschluß für dL· PIN-Diode im Hohlleiter zurückzuführen. Dadurch ergibt sich ein kleiner Wert /on L₁ und es ist also ein relativ großer Wert von C erforderlich, um die Resonanzbedingung zu erfüllen, so daß der ganze Kreis die gewünschte Eigenschaft eines kleinen //C-Verhältnisses hat

Fig.9 zeigt eine Realisierung einer Einzelantenne einer Hohlleiterantenne mit einem Schalter in der Aperturebene, bei der der Hohlleite¹" unterhalb seiner Grenzfrequenz im Frequenzbereich von 0,962-1,213GHz betrieben wird. Der Schalter enthält zwei PIN-Dioden la und \b, die jeweils zwischen konzentrierte Kondensatoren 15 geschaltet sind, deren Kapuitklt 1,4 pF beträgt Die Verwendung von zwei Dioden hai keine besondere Bedeutung, jedoch den Vorteil daß die Symmetrie der Apertur erhalten bleibt Die Kondensatoren 15 sind in Streifenleitungstei-hnik durch Kupferbeschichtung einer Polytetrafluoräthylen-Giasfaserplatte hergestellt Die unteren Beläge 16 dieser Streifenleiterkondensatoren liegen auf der dielektrischen Platte 12 auf und haben mit den Hohlleiterwänden direkten Kontakt Die PIN-Diode la und \b liegen zwischen den oberen leitenden Belägsn £7 der einzelnen Streifenleiter-Kondensatoren. Die HF-Drosseln L dienen zur Zuführung des Steuer-Gleichstroms fOr die Diode la und ib.

Die Ersatzschaltbilder, die man bei leitenden Dioden und bei nichtleitenden Dioden erhält, sind in Fig. 10

bzw. F i g. 11 gezeigt. Die Darstellung der Diode im leitenden Zustand als Kurzschluß ist eine gewisse Idealisierung, ebenso die Darstellung der nichtleitenden Diode als vollständige Unterbrechung des Kreises, jedoch zeigt die Betrachtung der bei diesen beiden Zuständen gemessenen Ergebnisse (Fig. 12, Kurve A bei leitenden und Kurve B bei nichtleitenden Dioden), daß diese Annahmen zulässig waren. Außerdem zeigt dies die ausgezeichneten Eigenschaften von PIN-Dioden bei diesen Anwendungen. Die ScheinleitwertmeS' sungen erfolgten am koaxialen Eingangsanschluß des Antennenelement^ Diese Ebene ist zur Messung der Eingangsspannung gut geeignet, verursacht aber eine große Phasenänderung in der Scheinleitwertscharakteristik des Aperturschalters. Es ist realistischer, die Bezugsebene der Scheinleitwertscharakteristik in die Apertur zu legen. Dies erfordert eine Scheinleitwertsdarstellung mit einem echten Kurzschluß (Metallplatte ode: Metallstreifen) in der Apertur. Die dazugehörigen Meßpunkte sind in der Fig. 12 mit S.C. bezeichnet zo Durch Vergleich von Punkten der Scheinleitwertskurve in F i g. 12 mit entsprechenden Punkten SC des Kurzschlusses läßt sich die wahre Phasenverschiebung bestimmen. In Fig. 12 fallen die beiden Punkte bei 1040 MHz zusammen. Dies ist daher die Resonanzfrequenz (L_sC)des Aperturschalters.

Die Phasenverschiebung bei anderen Frequenzen ist gering.

Fig. 13 zeigt die Draufsicht auf die Apertur einer Einzelantenne einer Hohlleiterantenne mit einem Schalter in der Aperturebene. Wie in Fig. 9 enthält der Schalter zwei PIN-Dioden. Diese befinden sich auf der Oberseite zweier Platten 20a, 20b aus Polytetrafluoräthylen-GIasfaser, die wiederum als Träger von Streifenleitern dienen. Jede PIN-Diode la, \b ist zwischen die oberen Beläge der Kondensatoren 15 geschaltet. Die entsprechenden unteren Beläge sind Teile der metallischen Unterschicht der Glasfaserplatten 20a, 206. Unmittelbar dahinter sitzt in einer Aussparung des Hohlleiterrandes die dielektrische to Platte IZ Der Rand dieser Platte 12, die auch als kapazitives Diaphragma bezeichnet werden kann, ist durch strichpunktierte Linien angedeutet und entspricht dem Rand in Fig. 9. Die Glasfaserplatten sind mit dem oberen und unteren metallischen Rand 21 des45 Hohlleiters verschraubt Damit wird sowohl die leitende Verbindung der unteren Platten der Kondensatoren mit den Hohlleiterwänden als auch die feste Halterung des dahinterliegenden Diaphragmas 12 erreicht Die Unterseiten der Glasfaserplatten 20a, 206 sind nur im so gestrichelt gezeichneten Bereich metallisch beschichtet Die in F i g. 9 gezeigten Hochfrequenzdrossein L sind durch hochohmige Viertelwellenleitungen 18 und Abblockkondensatoren 19 in Streifenleitungstechnik ersetzt. Die Steuereingänge 22 liegen an den oberen Platten der Abblockkondensatoren 19.

Wie in Fig.9 erfolgt der Anschluß so, daß die PIN-Dioden und die oberen Beläge der Kondensatoren 15 hintereinandergeschaltet sind. Diese Anschlußleitungen sind jedoch in F i g. 13 nicht gezeigt

Die in Fig. 12, Kurve B gezeigte. Impedanzkurve kann durch weiterführende Methoden der Anpassung breitbandiger gemacht werden, jedoch kann dies an anderer Stelle in der Einzelantenne erfolgen und ist daher für die Erfindung nicht wesentlich.

Wenn die bisher betrachteten Ersatzschaltbilder auch etwas idealisiert sind, so sind sie doch genau genug, die Wirkungsweise des Schalters zu erklären. Man kann jedoch zu einem genaueren Ersatzschaltbild kommen, wenn man das Ersatzschaltbild des Herstellers für die PIN-Diode in den vollständigen Schalter einführt, wie durch das gestrichelte Rechteck in Fig. 14 gezeigt. Darin ist L_p die Induktivität der PIN-Diode, R_s ihr Serienwiderstand, C^₀ihre Gehäusekapazität und C/und Ri ihre Arbeitskapazität bzw. ihr Arbeitswidersland.

Diese Schaltung kann dann auf zwei Formen gebracht werden, die für den leitenden bzw. den nichtleitenden Zustand gelten. Wenn man den maximalen Vorstrom in Flußrichtung (»0,1 A) annimmt, so beträgt der Diodenscheinwiderständ weniger als ein Ohm. d. h.

\Xis\>> \Xlp+

R,\

XiS ist der Blindwiderstand eines leitenden Stiftes im Hohlleiter, der so groß ist, daß er die Wirksamkeit eines einfachen Diodenschalters beseitigt Wenn dies der Fall ist, so vereinfacht sich das Ersatzschaltbild auf die in F i g. 15 gezeigte Form.

Unter Sperrspannung der Diode ist R, > 10000Ω, Xa ist auch relativ groß, so daß Xip und /?, vernachlässigt werden können. Das Ersatzschaltbild reduziert sich dann auf das in F i g. 16 gezeigte.

Wenn man die Bilder 15 und 16, die die Diode in ihren zwei Zuständen repräsentieren, vergleicht, handelt es sich jeweils um Serienresonanzkreise, einmal mit einer Reihen- und einmal mit einer Nebenschlußdämpfung. Der Unterschied liegt in den relativen Größen von C und Cp, Cist so gewählt, daß mit L, die Resonanzbedingung erfüllt ist und so der gewünschte Kurzschluß entsteht C₁. ist eine parasitäre Kapazität, die im Idealfall gleich Null wäre. Daher wird einer der Gründe, L₅ klein zu machen (breite Leiterbahn anstelle eines dünnen Stabes), deutlich: Bei kleinem L_s ist ein großer Wert von Cnotwendig, um ein gegebenes Produkt L_sCzu bilden. Die Serienresonanzfrequenz der in Fig. 16 gezeigten Schaltung ist durch das Produkt L₁C₉ gegeben. Dadurch nimmt das Verhältnis der Serienresonanzfrequenzen von Fig. 15 und Fig. 16, die die Wirksamkeit des Schalters bestimmen, einen großen V/ert an.

Die Funktion des in F i g. 17 gezeigten Übertragers ist auf diese Eigenschaften bezogen. Er wird physikalisch repräsentiert durch die Positionierung der Diode in der Apertur. Der Scheinleitwert des in Fig. 16 gezeigten Kreises stellt bei der Betriebsfrequenz (nichtleitende Diode) einen kapazitiven Blindleitwert dar, der bei einer endlichen Frequenz gegen unendlich geht

Dies beeinträchtigt die Bandbreite. Durch geeignete Wahl des Übertragungsverhältnisses kann dieser Effekt auf Kosten einer geringeren Wirksamkeit des Kurzschlusses vermindert werden. Der transformierte Scheinleitwert ändert sich nach dem Ausdruck:

Y = r_Dsm²—. a

Dabei ist

Yd' der Scheinleitwert der Diode in jedem Zustand
di der Abstand von der Seitenwand
a: die Hohlleiterbreite

Diese Abmessungen sind in F i g. 18 gezeigt
Der »Kurzschluß« ist also am wirksamsten, wenn die Diode in der Mitte des Hohlleiters ist, aber die Bandbreite ist dann am geringsten. Bei der Fi g. 9 war jedoch eine große Bandbreite notwendig, und ein geringer Kompromiß bezüglich der Wirksamkeit des Kurzschlusses war annehmbar.
Wenn zwei PIN-Dioden verwendet werden, kann die

Bandbreite dadurch vergrößert werden, daß man die Serienresonanzfrequenzen des linken und des rechten Kreises leicht voneinander abweichen läßt

Das Grundprinzip der Arbeitsweise eines Hohlleiters, der unterhalb seiner Grenzfrequenz betrieben wird, ist ■> z. B. in »Waveguide Bandpass Filters Using Evanescent Modes« von G. F. Craven in Electronics Letters, Vol. 2, No. 7 (19661S. 25-26, ausführlich beschrieben. Von G. F. Cravei» and C. K. Mok wurde in »The Design of Evanescent Mode Waveguide Bandpass Filters for a ι ο Prescribed Insertion Loss Characteristic,«, I.E.E.E. MTT-19 März 1971, S. 295, gezeigt, daß gekoppelte Resonatoren dieser Art auf ein Kettenglied zurückgeführt werden können.

Obwohl das Grundprinzip der in den Einzelantennen verwendeten Schalter unter der Annahme von statischen Gleich-Vorspannungen geeigneter Größe und Polarität beschrieben wurde, so wird die Vorspannung bei den meisten praktischen Anwendungen schnell von einem Zustand in den anderen geschaltet werden. Der Schalter wurde bereits in Systemen verwendet, in denen die Schaltzeiten im Mikrosekundenbereich liegen, aber auch dies ist noch weit von der Grenze der Technik entfernt. Die absolute Grenze der Schaltgeschwindigkeit des Schalters ist die Abschaltzeit der Diode, die mit ihrer möglichen Betriebsfrequenz zusammenhängt Bei niedrigen Frequenzen wird eine PIN-Diode normal gleichrichten. Wenn daher eine vergleichsweise niedrige Mikrowellenfrequenz geschaltet werden soll, so muß die Ladungsträger-Lebensdauer groß, d. h, die Gieichrichtfrequenz relativ niedrig sein. Dies ergibt eine entsprechend niedrige Schaltgeschwindigkeit Im vorliegenden Beispiel (1 GHz) hat die erforderliche Diode eine Abschaltzeit von 150 nanosec, bei 12GHz läge die Abschaltzeit einer geeigneten Diode etwa bei 10 nanosec. Im allgemeinen wird der Schalter also sehr schnell sein.

Hierzu 5 Blatt Zeichnungen »0231/92

Claims

Patentansprüche:

1. Aus mehreren benachbart angeordneten Einzelantennen bestehende Hohlleiterantenne, bei der die Einzelantennen einseitig an der Antennenapertur offene Hohlleiterstücke sind, dadurch gekennzeichnet, daß in der Aperturebene der Einzelantennen jeweils mindestens eine schaltbare PIN-Diode (la, Xb) derart angeordnet ist, daß sie in ihrem leitenden Zustand einen Hochfrequenz-Kurzschluß in der Aperturebene erzeugt.

2. Antenne nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Hohlleiterstück (10) ein Rechteckhohlleiter ist, daß jede PIN-Diode (la, \b) über eine HF-Verbindung, die neben einer Induktivität (Ls) auch eine Kapazität (C) aufweist, zwischen gegenüberliegende Breitseitenwände geschaltet ist, und daß die HF-Verbindung bei leitender PIN-Diode (la, Ib) einen Reihenresonanzkreis bildet, der innerhalb des Betriebsfrequenzbereiches der Antenne den HF-Kurzschluß in der Aperturebene erzeugt

3. Antenne nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß jede eine PIN-Diode (la, \b) enthaltende HF-Verbindung auf verschiedenen Seiten der PIN-Diode liegende Kondensatoren in Streifenleitungstechnik (15) enthält, deren obere Beläge (17) mit der PIN-Diode (la. \b) und deren untere Beläge (16) mit den Hohlleiterwänden verbunden sind, daß zur Vorspannung der PIN-Dioden (la, Xb) die oberen Beläge (17) der Kondensatoren (15) in Reihenschaltung über Hochfrequenzdiosseln [L, 18) verbunden sind, an deren Enden in Streifenleitungstechnik ausgeführt Abblockkondensatoren (19) angeschlossen sind.

4. Antenne nach Anspruch 3, aadtrch gekennzeichnet, daß die Kondensatoren (15) der HF-Verbindung, die PIN-Dioden (la, IiJl die Hochfrequenzdrosseln (18) und die Abblockkondensatoren (19) auf derselben dielektrischen Trägerplatte (20a, 2ßb) angeordnet sind und daß die Hochfrequenzdrosseln (18) Leiterstücke hoher Impedanz mit der Länge A/4 sind.

5. Antenne nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Induktivität der HF-Verbindung klein und die Kapazität groß ist

6. Antenne nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß je Einzebjitenne nur eine PIN-Diode vorgesehen ist und diese seitlich gegenüber der Mitte des Hohlleiterstückes versetzt ist

7. Antenne nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß je Einzelantenne nur eine PIN-Diode vorgesehen ist und diese in der Mitte des Hohlleiterstückes angeordnet ist

8. Antenne nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß je Einzelantenne zwei PIN-Dioden (la, Xb) vorgesehen sind, die symmetrisch von der Mitte des Hohlleiterstückes versetzt angeordnet sind (Fig. 9, F ig. 13).

9. Antenne nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Resonanzfrequenzen der die PIN-Dioden enthaltenden HF-Verbindungen zur Vergrößerung der Bandbreite unterschiedlich sind.

10. Antenne nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Hohlleiterstücke unterhalb ihrer Grenzfrequenz betrieben werden.

11. Antenne nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Hohlleiterstücke oberhalb ihrer Grenzfrequenz betrieben werden.