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Elektronisch gesteuerte Unterbrecherschaltung zum intermittierenden
Anlegen einer Spannung an eine Induktivität Gegenstand der Erfindung ist eine elektronisch
gesteuerte Unterbrecherschaltung zum intermittierenden Anlegen einer Spannung an
eine Induktivität mit Schalttransistor und mindestens einem steuerbaren Halbleiter,
wobei der steuerbare Halbleiter mit der Basis des Schalttransistors verbunden ist.
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Zweck der Erfindung ist es, insbesondere bei Wechselrichtern mit niedriger
Betriebsspannung, trotz hoher geschalteter Leistung geringe Schaltverluste zu erzielen.
Schalttransistoren werden üblicherweise in zwei Schaltzuständen betrieben: Im Schaltzustand
"Aus" liegt der Betriebspunkt im Sperrbereich des Transistors. Die Verluste am Schalttransistor
werden in diesem Betriebszustand durch die Höhe des Sperrstromes bestimmt und sind
im allgemeinen vernachlässigbar klein. Bei Schaltzustand "Ein" liegt der Betriebspunkt
im Sättigungsbereich. Die am Schalttransistor auftretenden Verluste setzen sich
in diesem Betriebszustand additiv aus Steuerleistung und Kollektorverlustleistung
zusammen.
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Es ist bekannt, durch galvanische Kopplung mehrerer Transistoren sogenannte
Darlington-Stufen'aufzubauen, bei denen
der Ausgang eines angesteuerten
Transistors mit der Basis des jeweils nachfolgenden Transistors verbunden ist. Die
Gesamtverstärkung des Steuerstromes entspricht in diesem Fall dem Produkt der Stromverstärkungsfaktoren
der gekop pelten Transistoren. Auf diese Weise kann bei verhältnismäßig geringer
Steuerleistung des Impulsgebers ein zur Sättigung des Schalttransistors ausreichender
Steuerstrom erzielt werden.
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Die Anwendung von Darlington-Stufen führt bei einer verhältnismäßig
niedrigen Versorgungsspannung zu einer relativ hohen Kollektorverlustleistung des
leitenden Schalttransistors, da an der Kollektor-Emitter-Strecke des Schalttransistors
eine Spannung gleich der Summe der Kollektorrestspannung des Steuertransistors und
der Basis-Emitter-Spannung des Schalttransistors anliegt und gleichzeitig der der
Stromversorgung entnommene Hauptteil des Stromes über diese Strecke fließt. Wird
beispielsweise als Schalttransistor ein Siliziumtransistor mit einer Basis-Emitter-Schwellspannung
von 0,7 V und als steuerbarer Halbleiter ein Siliziumtransistor mit einer Kollektor-Emitter-Restspannung
von 0,3 V benutzt, so kann die Kollektorverlustleistung bei einer Versorgungsspannung
von 6 V bis zu 17 56 der der Spannungsquelle entnommenen Leistung betragen.
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Aufgabe der Erfindung ist es, sowohl die Steuerleistung steuerbarer
Halbleiter als auch die Kollektorverlustleistung in Unterbrecherschaltungen, bei
denen eine Induktivität mit einem Schalttransistor verbunden ist, zu reduzieren.
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Die Aufgabe wird dadurch gelöst, daß der Kollektor des Schalttransistors
über einen Teil der Induktivität mit dem steuerbaren Halbleiter verbunden ist.
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In einer bevorzugten Ausführungsform der Schaltung ist als Steuerelement
ein bipolarer Transistor vorgesehen. Es ist
jedoch auch möglich,
andere Steuerelemente einzusetzen, wie beispielsweise Feldeffekt-Transistoren oder
Opto-Koppler.
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Im folgenden soll anhand der Figuren 1 bis 6 der Gegenstand der Erfindung
näher erläutert werden.
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Fig. 1 zeigt eine Unterbrecherschaltung, bei der Steuertransistor
und Schalttransistor zum NPN-Typ gehören.
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In Fig. 2 sind drei Transistoren eines Leitungstypes gezeigt, wobei
der mittlere Transistor eine zusätzliche Steuerstufe darstellt.
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In Fig. 3 ist eine Schaltungsanordnung mit zwei komplementären Transistoren
dargestellt.
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Fig. 4 zeigt eine Schaltungsanordnung mit komplementären Transistoren
und einer weiteren Steuerstufe.
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Nach Fig. 5 ist als steuerbarer Halbleiter ein Opto-Koppler vorgesehen.
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Fig. 6 zeigt eine Schaltung, bei der der Steuertransistor über ein
Rückkopplungsnetzwerk angesteuert wird.
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Fig. 7 zeigt einen Gegentaktwandler mit Steuergenerator.
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In Fig. 8 sind Schaltungsmaßnahmen für hohe Betriebsfrequenzen dargestellt.
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Gemäß Fig. 1 sind Spannungsquelle 7, Induktivität 6 und Kollektor-Emitter-Strecke
des Schalttransistors 2 in Reihe geschaltet. Die Induktivität 6 besteht aus einer
Hauptinduktivität 61 und einer Teilinduktivität 62. Bei Verwendung der Schaltungsanordnung
in einem Wechselrichter ist
üblicherweise die Induktivität 6 als
Primärwicklung eines Wechselrichtertransformators vorzusehen. Zur Ansteuerung des
Schalttransistors 2 ist dessen Basis 21 am Emitter 13 des Steuertransistors 1 angeschlossen.
Der Kollektor 12 des Steuertransistors 1 ist über die Teilinduktivität 62 mit dem
Kollektor 22 des Schalttransistors 2 verbunden.
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Der Steuertransistor 1 erhält seiner Steuersignale vom Impulsgeber
4. Der Steuerkreis besteht aus einer Reihenschaltung von Impulsgeber 4, BasiswiderStand
5, Basis-Emitter-Strecke des Steuertransistors 1 und Basis-Emitter-Strecke des Schalttransistors
2.
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Im folgenden soll die Wirkungsweise der Schaltungsanordnung gemäß
Figur 1 erläutert werden0 Zu Beginn der Betrachtung sollen beide Transistoren gesperrt
sein. In diesem Fall fließt durch die Induktivität 6 kein Strom, die Kollektoren
12 und 22 der Transistoren führen das Potential der oberen Polklemme 71. Sobald
vom Impulsgeber 4 ein Steuerstrom durch die Basis-Emitter-Strecken der Transistoren
1 und 2 fließt, werden die Transistoren in den leitenden Zustand gebracht.
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Infolge der anliegenden Spannung beginnt nun aus der Stromversorgung
7 ein Laststrom durch die Hauptinduktivität 61 zu fließen. Der Strom teilt sich
im Knotenpunkt 65 und fließt einerseits als Kollektorstrom durch die Kollektor-Emiter-Strecke
des Transistors 1 und die Basis-Emitter-Strecke des Transistors 2 und andererseits
als Schalterstrom durch die Teilinduktivität 62 und durch die Kollektor-Emiter-Strecke
des Schalttransistors 2.
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Im folgenden sollen die Spannungsverhältnisse näher betrachtet werden.
Die Kollektor-Emitter-Spannungen der Transistoren 1 und 2 sind mit UcE1 und UCE2>
die Basis-Emitterspannungen mit UBE7 und UBE2 bezeichnet. Der Knotenpunkt 65 führt
gegenüber der Masse bzw. der Batterieklemme 72 das Potential U65.
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Die Spannungen an Induktivität 6, Hauptinduktivität 61 una Teilinduktivität
62 sind mit U6, U61 und U62 bezeichnet.
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Hinsichtlich der Spannungen ist aus Fig. 1 ersichtlich: U65 = UcE1
+ UBE2 (A) U65 = U62 + UCE2 . (B) daraus folgt: U62 = UCE1 + UBE2 - UCE2 (c) Wenn
beide Transistoren leitend sind, ergeben sich an jeder der beiden Basis-Emitter-Strecken
11 - 13 und 21 - 23 der Transistoren 1 und 2 typische Spannungsabfälle UBE1 = UBE2;
diese betragen bei Siliziumtransistoren ca.
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0,7 V.
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Ist nun die Spannung an der Teilinduktivität 62 zu hoch, so steigt
die Kollektorspannung UcE1 des Transistors 1 und vergrößert dessen Kollektorverlustleistung.
Ist diese Spannung zu niedrig, so liegt die Kollektorspannung des Transistors 2
oberhalb der Sättigungsspannung. In diesem Fall sind auch bei verhältnismäßig niedriger
Kollektorspannung relativ hohe Schaltverluste zu erwarten, da praktisch der gesamte
Schalt strom durch den Transistor 2 geführt wird.
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Um minimale Schaltverluste zu erzielen, sollen beide Transistoren
nach Möglichkeit im Bereich der Sättigungsspannung betrieben werden. Im folgenden
sind die Sättigungsspannungen der Transistoren 1 und 2 mit UcE1s und UcE2s bezeichnet.
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Nach dem Induktionsgesetz ist die Größe der induzierten Spannung bei
Wicklungsanordnungen von der zeitlichen Änderung des magnetischen Induktionsflusses
, der von einer Leitung in Form einer Spule N-fach umfaßt wird, abhängig: U = N
d X (D)
Für die an der Induktivität 6 mit der Windungszahl N6 und
an der Teilinduktivität 62 mit der Windungszahl N62 induzierten Spannungen gilt
demnach: U6 = N6 . # # (E) U62 = N62 ' X (F) Da die Wicklungen der betrachteten
Induktivitäten den gleichen magnetischen Induktionsfluß umfassen, entspricht das
Verhältnis der Windungszahlen dem der Spannungen: N62 = U62 (G).
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Nach Fig. 1 ergibt sich für die an der Induktivität liegende Spannung:
U6 = U7 - UCE2 (H).
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Mit U7 wird die Spannung der Batterie 7 bezeichnet.
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Zur Erzielung minimaler Schalterverluste muß nach (C), (G), (H) das
folgende Verhältnis der Windungszahlen gelten: N62 = UCE1S + UBE2 - UCE2S (I) U7
UcE2s Falls beide Transistoren die gleiche Sättigungsspannung haben, ergibt sich
folgende Bedingung zur Erzielung minimaler Schaltverluste: N62 UBE2 (K) = = U7 -
UcE2s
Bei Silizium-Transistoren beträgt die Sättigungsspannung "
ca. 0,3 V, die Basis-Emitter-Spannung UBE ca. 0,7 V.
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In diesem Fall gilt folgende Bedingung: N62 = O 7 V (L) TJs U7 Die
Verminderung der Verlustleistung errechnet sich aus dem Produkt der an der Teilinduktivität
62 anliegenden Spannung U62 und dem Kollektorstrom des Transistors 2.
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Bei einem Kollektorstrom von beispielsweise 1 A verringert sich die
Verlustleistung gemäß der oben genannten Bais-Emitter-Spannung um 0,7 W.
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Fig. 2 zeigt eine Schaltungsanordnung mit einem weiteren Steuertransistor.
Bei dieser dreistufigen Anordnung ist jeder Kollektor eines Transistors über eine
Teilinduktivität mit den Kollektoren der anderen Transistoren verbunden. Diese Anordnung
ist insbesondere bei Verwendung von Transistoren des gleichen Leitungstypes geeignet.
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über die Emitter der Transistoren 1 und 2 wird jeweils die Basis des
nachfolgenden Transistors 2 und 3 angesteuert.
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Fig. 3 zeigt eine Schaltungsanordnung mit.komplementären Transistoren.
Der Steuertransistor 1 ist ein NPN-Typ, über dessen Kollektor 12 die Basis 21 des
Schalttransistors 2 angesteuert wird. Der Kollektor 12 ist zusätzlich über Widerstand
8 an den Verbindungspunkt zwischen Emitter 23 und Hauptinduktivität 61 angeschlossen.
Der Kollektor 22 des Schalttransistors ist über die Teilinduktivität 62 mit dem
Emitter 13 des Steuertransistors 1 verbunden.
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Fig. 4 zeigt eine Schaltungsanordnung mit einer Steuerstufe 1, 9 in
komplementärer Darlington-Schaltungo Uber Kollektor 92 des Transistors 9 wird die
Basis.21 des zu Transistor 9
komplementären Schalttransistors 2
angesteuert. Der Kollektor 22 des Schalttransistors 2 ist aller die Teilinduktivität
62 mit dem Emitter 93 des Transistors 9 verbunden.
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Nach Fig. 5 ist als steuerbarer Halbleiter ein Opto-Koppler 301 vorgesehen.
Diese Anordnung läßt eine elektrische Trennung zwischen Steuerpotential und Spannungsquelle
7 zu.
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Anstelle des zur Ansteuerung benutzten Impulsgebers ist auch eine
Ansteuerung mit Hilfe eines Rückkopplungsnetzwerkes möglich. Gemäß Fig. 6 sind die
Wicklungen 61, 62, 63, 64 des Ubertragers 60 über einen gemeinsamen Kern 66 magnetisch
gekoppelt. Der Verbraucher 67 ist an die Sekundärwicklung 63 angeschlossen.
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Der in der Wicklung 64 erzeugte Induktionsstrom steuert über Basiswiderstand
5 Transistor 1 an. Parallel zur Basis-Emitter-Strecke des Transistors 2 ist ein
Widerstand 27 vorgesehen.
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Nach Fig. 7 ist es auch möglich, einen Gegentaktwandler gemäß der
Erfindung aufzubauen. Dieser besteht aus einem Übertrager 60, dessen Primärwicklung
eine Mittelanzapfung 69 aufweist. Die Kollektoren der Schalttransistoren 102 und
202 sind jeweils über die Teilwicklungen 1062 und 2062 mit den Steuertransistoren
101 und 201 verbunden.
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Die Ausgänge 1041 und 2041 des Impulsgebers 4 sind Jeweils über die
Basiswiderstände 105 und 205 mit den Basen der Steuertransistoren 101 und 201 verbunden.
Die Transistoren 101 und 201 werden im Gegentakt angesteuert.
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Es ist selbstverständlich auch möglich, einen Gegentaktwandler mit
Rückkopplungsansteuerung aufzubauen.
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Bei Anwendung hoher Betriebsfrequenzen ist gemäß Fig. 8 ein zum Basiswiderstand
5 parallel geschalteter Kondensator 55 vorzusehen. Zusätzlich können antiparallel
zu den
zu den Emitter-Diodenstrecken der Transistoren 1 und 2 die
Dioden 15, 25 geschaltet werden. Die Basen der Transistoren 1 und 2 sind jeweils
über die Widerstände 17, 27 mit der Batterieklemme 72 verbunden.
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Als besonders vorteilhaft erweist sich die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung
beim Einsatz von Wechselrichtern, die mit niedriger Batteriespannung betrieben werden.
In diesem Falle ist mit einer Energieeinsparung von 10 - 12 56 zu rechnen. Der Gegenstand
der Erfindung läßt sich jedoch auch vorteilhafterweise in anderen Anordnungen, wie
beispielsweise Rüttelmagnetvorrichtungen und Zündvorrichtungen, verwenden.
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- Patentansprüche -