DE2808220A1 - Treiberschaltung fuer leistungstransistoren - Google Patents

Treiberschaltung fuer leistungstransistoren

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DE2808220A1 DE19782808220 DE2808220A DE2808220A1 DE 2808220 A1 DE2808220 A1 DE 2808220A1 DE 19782808220 DE19782808220 DE 19782808220 DE 2808220 A DE2808220 A DE 2808220A DE 2808220 A1 DE2808220 A1 DE 2808220A1
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Reginald Humphrey Whitlock
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Thorn Automation Ltd
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Description

B e s c hre ibung
Die Erfindung betrifft eine neue Treiberanordnung für Leistungstransistoren, um sehr hohe Wirkungsgrade zu erzielen-
Bei Transistoren, die nun in der Lage sind, mehrere hundert Ampere zu schalten, werden die Treiberanordnungen schwieriger. Transistoren erfordern gleiche Einschalt- und Ausschaltbasisströme, die nun einige'1 ο Α betragen, wodurch sowohl positive als auch negative Stromversorgungen vorgesehen werden müssen, die mit diesen Strömen mit den folglichen Verlusten belastet werden können.
Eine Methode, die verwendet wurde, um den Einschaltbasisstrom zu reduzieren, ist die Darlington-Schaltung eines Treibers mit der Leistungsstufe, wobei der Vorteil darin besteht, daß der Einschaltbasisstrom auf etwa 1/1 ο, d.h. auf wenige Ampere reduziert wird, wobei jedoch folgende Nachteile auftreten:
1. Vergrößerte Verluste im Hauptstromweg (häufig im Haupttransistor) aufgrund der höheren Sättigungsspannung der Basis-Emitter-Verbindung zusätzlich zu der gesonderten Sättigungsspannung der Kollektor-Emitter-Verbindung des Treibertransistors .
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2. Die Abschaltvorspannungsversorgung mit entgegengesetzter Polarität wird immer noch mit voller Treiberfähigkeit erforderlich.
3. Ein Hochspannungstreibertransistor ist erforderlich.
Eine Alternative besteht darin, eine ITiederspannungstreiberstufe zu verwenden, die den gesamten erforderlichen Strom liefert, wodurch die gesonderten Verluste der Darlington-Schaltung eliminiert werden. Jedoch führt bei gewöhnlichen Schaltkreisen das Liefern von gleichen Einschalt- und■Ausschaltströmen immer noch zu beträchtlichen Verlusten und/ oder zu zusätzlicher Kompliziertheit der Treiberschaltungen.
Die vorliegende Erfindung liefert eine Lösung, die sowohl die Verluste als auch die Kompliziertheit der Treiberschaltkreise minimal hält, während optimale Treiberbedingungen für den Haupttransistor erhalten werde. Es wurde festgestellt, daß Wirkungsgrade größer als 99% mit dieser neuen Anordnung bei einer sehr geringen Vergrößerung der Kosten erreicht werden können.
Erfindungsgemäß wird Energie in einem magnetischen Kreis während der Einschaltperiode gespeichert, um den Ausschaltstrom zu liefern. Daher ist nur eine Niederspannungsversorgung
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erforderlich. Die Anordnung ist jedoch derart, daß im Einschaltzustand Verluste virtuell ungeändert sind. In der Tat wird der gesamte Strom, der von dem Treiber geliefert wird, verwendet, um den Haupttransistor einzuschalten, wobei die Größe des Treibertransistors minimalisiert wird.
Die Erfindung wird nachfolgend anhand der beigefügten Abbildungen näher erläutert.
rig. 1 zeigt ein Schaltkreisdiagramm einer bekannten Darlington-Schaltung .
Fig. 2 bis 6 zeigen Schaltkreisdiagramme von fünf erfindungsgemäßen Ausführungsformen.
J1Ig. 7· bis 11 sind Diagramme bezüglich der Betriebscharakteristiken von Trans istorenschaltl as ten in verschiedenen Zuständen.
In Iig. Λ ist ein bekannter Darlington-Schaltkreis gezeigt, in dem Tr^ der den Hauptstrom steuernde Transistor ist, während Trp der Treibertransistor ist, dessen Kailektor von der Haupt-
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stromquelle versorgt wird. Während der Treiberkollektorstrom IC2 sich, zu dem Laststrom Ic. hinzuaddiert, kann der Haupttransistor Tr^ aufgrund der höheren Basis-Emitter-Spannung Vbe zusammen mit dem Spannungsabfall in Tr^ von Tce2 (Sättigung) nicht in Sättigung gehen. Typischerweise sind diese beiden Spannungen 1,7 bis 3 V für Fbe und 1,7 bis 2 V für Vce2(Sättigung). Daher sind die statischen Leistungsverluste in Tr^
Pc + Pg = I χ Vce + I-g χ Vbe, wobei sich typischerweise folgendes ergibt:
2oo χ (2,5 + 1,7)W + 2o χ 2,5W = 89oW.
Dies ist als Wärme mit Hilfe von großen Wärmesenken in ein Kühlmedium (gewöhnlich direkt in die umgebende Luft) abzuführen. Auch hat die negative Hilfsversorgung einen Abschaltstrom -Xq zu liefern. Bei einer gewöhnlichen Anordnung, wie sie gezeigt ist, ist es offensichtlich, daß eine beträchtliche Leistung in den Basiswiderständen während des eingeschalteten Zustandes verlorengeht.
Typischerweise wird Bq1 in der Größenordnung von o,25$2 sein, um ein -Ig1 von 2o A von der -5V-Versorgung zu liefern (auf diesen' Wert begrenzt durch die Sperreigenschaften der Basis-Emitterspannung Vbe des Transistors). Im eingeschalteten Zustand, wenn Vbe positiv ist und etwa 2,5 V beträgt, liegen über dem Widerstand von o,25Ä 7i5 V» der daher 30 A aufnimmt
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und 225 W verbraucht.
Daher muß Tr^ nicht nur 2o A zur Basis von Tr1 liefern, sondern auch 3o A zu Eg1. Da Tr2. 50A aufnehmen muß und von dem Kollektorkreis von Tr1 versorgt xfird, muß dies ebenfalls eine Hochspannungseinrichtung sein, die teuer ist«.
Ähnliche Argumente betreffend Verluste sind in geringerem Umfang in Bezug auf den Basiskreis von Tr2 vorzubringen.
lür einen Treiberstrom von ±5 A (unter der Annahme Hw™ von 10
Ea
i>ei einem Ic von 50 A) hat die positive Hilfs-
versorgung 15 A zu liefern (1o A gehen in ΒηΟ(1^) aufgrund von Ybe2 + VlDe1 « 5 V).
Daher betragen die Gesamtverluste in einem Darlington-Paar mit zugehörigen Widerständen etwa I300 W.
Derzeit sind 2oo A Transistoren bei einer Nennspannung von mehreren loo V, d.h. einer Leistung von 2o KV, erhältlich. Daher stellen I300 W Verlust einen beträchtlichen Teil (6,5%) der Leistung dar (insbesondere wenn die Stromquelle eine Batte rie eines Elektrofahrzeugs ist), d.h. daß der Wirkungsgrad ungefähr 93*5% beträgt.
Fig. 2 zeigt eine erfindungsgemäße Schaltkreisanordnung.
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- 1ο -
Hierbei wird Tr. in Sättigung von dem gesamten Strom von Tr? betrieben, Vf der Diode D^ hat >: Vbe von Tr. zu sein, wobei D^, als eine Diode dargestellt ist, jedoch aus zwei oder mehreren in Reihe geschalteten Dioden bestehen kann. Während die Energie der Einschaltperiode in den gekoppelten Induktoren L., Lp gespeichert wird, indem Strom durch die Windung L?fließt, wird der Strom durch geeignete Mittel, einen Widerstand usw. oder wie dargestellt durch den Treibertransistor Tr- kontrolliert, der als Stromquelle aufgrund der Rückkopplung in seinem Emitterkreis verwendet wird, wobei das Basispotential durch V im eingeschalteten Zustand gesteuert wird. Eine oder mehrere Dioden D2 begrenzen den Potentialabfall über Lp im eingeschalteten Zustand, um die Verzögerung zu vermeiden, während der Strom in dem Induktor aufgebaut wird.
Beim Ausschalten versucht der Induktor, den gleichen Stromfluß aufrecht zu erhalten, und im Bemühen, dies zu tun, kehrt sich das Potential über ihm schnell um. Tr- ist nun nichtleitend, da jedoch L^ fest mit Lp gekoppelt ist, werden die Diode(n) D. leitend gemacht, um so den Stromfluß in dem Induktor aufrechtzuerhalten, jedoch in einer umgekehrten Richtung in dem Basis-Emitter-Kreis von
Der Strom in dem Induktor geht langsam auf KuIl entsprechend der Zeitkonstanten des Schaltkreises, die lang genug gewählt ist, um sicherzustellen, daß Tr. vollständig ausgeschaltet
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wird (gewöhnlich wenige /usec), nach welcher Zeit der Transistor durch R, abgeschaltet gehalten wird, der einen Weg für kleine Leckströme liefert (IL· liegt typischerweise im Bereich von 1o bis Ä)
Die Verluste in diesem Kreis sind typischerweise folgende: Tr1 Yce sät 2V χ 2ooA = 4-ooW.
(!Teuere Transistoren kommen mit Vce sät geringer als 1 V aus, wodurch es wichtig ist, daß man diese in Sättigung betreiben kann.)
Treiberkreishilfsversorgung ^Y χ 22A = 11oW. Totale Verluste 5^o W (1300 W für Darlington). Daher ergibt sich ein Gesamtwirkungsgrad, der auf etwa 99% verbessert ist.
Ferner ist Tr ~ nur eine Niederspannungseinrichtung, die daher billiger ist.
Die Diode D7 ist in der Praxis notwendig, um ein Zusammenbrechen der negativen Spannung der Basis-Emitter-Verbindung von Tr^ bei umgekehrter Vorspannung au vermeiden.
Die Induktorspulen Lx., Lp besitzen die gleiche Anzahl von Windungen, jedoch nicht notwendigerweise die gleiche Drahtstärke, und können auf pulverförmiges Kernmaterial gewickelt sein.
Die Diode D0 kann durch einen RC-Kreis ersetzt werden, es sei
D0 kann durch einen RC-Kreis
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denn, daß es unerwünscht ist, einen Ring in den Schaltkreis einzubauen. Die Diode D^ besteht gewöhnlich aus mehr als einer Diode, da der Transistorpotentialabfall relativ groß ist. Es ist nicht ganz richtig zu sagen.» daß der gesamte Strom des LA-D^-Kreises durch die Basis des Haupttransistors fließt, da ein geringer Leckstrom durch den parallen Widerstand E^ fließt, jedoch fließt im wesentlichen der gesamte Strom durch den Transistor.
Dasselbe Prinzip kann auf eine Ausgangsstufe in Darlington-Schaltung angewendet werden, wie in Fig. 3 gezeigt ist. Eine Modifizierung des Schaltkreises ist in Fig. 4- dargestellt, wo L- nominal die zehnfache Anzahl von Windungen von Lx, entsprechend zu Tr2, der einen Verstärkungsfaktor von 1o besitzt, aufweist.
Fig. 5 zeigt eine Modifikation des Schaltkreises von Fig. 2, in der ein Induktor L^ in Reihe mit der Ausgangslast geschaltet ist, um den Einschaltstrom auf einen erlaubten Wert innerhalb des zulässigen Betriebsbereichs (S.O.A.R. = safe operating area rating) des Transistors Tr^ zu begrenzen. Die Diffusionskapazität in der Schwungraddiode D1- in Parallelschaltung mit der Last, die bei irgendeiner induktiven Last notwendig istt bewirkt, daß die Anode von B,- wirksam auf Speisepotential bleibt, nachdem sie in Durchlaßrichtung vorgespannt worden ist, bis alle Ladungsträger durch umgekehrten Strom entfernt worden
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sind. Wenn der Transistor Tr^, eingeschaltet wird, würde dann, wenn der Strom nicht in irgendeiner V/eise begren-zt wäre, dieser versuchen, die Versorgung kurzzuschließen, wodurch der Transistor Tr^ und/oder die Diode Dj- beschädigt oder zerstört werden könnten. Dies wird durch den Induktor L-, verhindert. Jedoch muß die in dem Induktor L^ gespeicherte Energie beim Abschalten abgeführt werden, wozu hintereinandergeschaltet eine Diode Dg und ein Widerstand S1- (der der Widerstand der Windung von L, sein kann) in Parallelschaltung zum Induktor I17 vorgesehen sind.
Die effektive Nennleistung der Diode Dg ist viel geringer als diejenige der Diode D1-, weshalb eine kleinere Diode verwendet wird, wobei die Diffusionskapazität viel geringer ist, so daß die Stromspitze enger und gewöhnlich kleiner in der Amplitude ist.
Der Kondensator C^, die Diode D^ und der Widerstand R^ bilden einen" Schaltkreis zum Steuern der Betriebskurve während des Abschaltens. Derartige Schaltkreise sind unter Verwendung von Siliziumdioden und Transistoren bekannt.
Wenn sehr große Ströme gesteuert und/oder wenn der Wirkungsgrad von ausschlaggebender Bedeutung ist, beispielsweise bei batterxebetriebenen Elektrofahrzeugen, kann die Energie gemäß Fig. 6 wiedergewonnen werden, indem beim Induktor L^ eine
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Überwicklung W (zweite Wicklung) verwendet wird, die eine sehr viel größere Anzahl von Windungen aufweist und über eine Diode Dj- mit der Batterie in Reihe geschaltet ist.
Dort, wo npn-Transistoren dargestellt wurden, können ebenfalls pnp-Transistoren verwendet werden. Ebenso kann die Last am ftiitterkreis liegen.
Pig. 7 und 8 zeigen verschiedene Kurven, die das Transistorschalten von Lasten in Form von ohmschen bzw. induktiven Widerständen darstellen. Die Betriebskurve 1o übersteigt die S.O.A. R.-Kurve 12 des Transistors bei 11 im Falle einer induktiven Last. Pig. 9 zeigt Kurven, die den Fall eines Transistorschaltens einer angeklemmten induktiven Last darstellen. Hier wurde die Betriebskurve im wesentlichen unter die S.O.A.R.-Kurve gebracht. Die I- und W™ -Kurven zeigen nun unbestimmte Spitzen 135 14- aufgrund der Diffusionskapazität in der Diode. Fig.
10 zeigt das Schalten einer angeklemmten induktiven Last mit einem Schaltkreis zum Steuern des Ausschaltens, während Fig.
11 die Wirkung des Hinzufügens eines Einschaltsteuerschaltkreises entsprechend Fig. 6 zeigt. Es ergibt sich, daß die Betriebskurve des Transistors nun vollkommen innerhalb der S.O.A.R.-Kurve liegt.
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-JS-
Le e rs e i t

Claims (1)

  1. Patentansprüche
    } Treiberschaltung für Leistungstransistoren in Form einer . Transistorschaltstufe9 dadurch gekennzeichnet, daß die Energie in einem magnetischen Kreis während der Transistorzuschaltzeit gespeichert wird, um den Ausschaltstrom zu liefern.
    2. Treiberschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Treiberschaltkreis einen Treibertransistor enthält, der einen ersten und einen zweiten Induktor aufweist, die magnetisch gekoppelt und mit dem Ausgang des Transistors hintereinander geschaltet sind, während die Basis des Leistungstransistors mit dem Verbindungspunkt der beiden hintereinander geschalteten
    Induktoren verbunden ist.
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    Telefon: (02 21) 38 0238 · Telegramm: Inventator Köln - Telex: 8 883 555 max d
    Postscheckkonto. Köln (BLZ 37010050) Kto.-Nr. 152251-500 · Deutsche Bank AG Köln (BLZ 37070060) Kto.-Nr. 1236181 f 12
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    3· Treiberschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß eine oder mehrere Dioden parallel zu dem ersten Induktor geschaltet sind, der zwischen der Ausgangselektrode des Treibertransistors und der Basis des Leistungstransistors geschaltet ist, um den Spannungsabfall über dem Induktor beim Zuschalten zu begrenzen.
    4. Treiberschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Induktor mit einer Treibertransistorversorgungsleitung in Eeihe mit einer Parallelschaltung wenigstens einer Diode und eines Widerstandes verbunden ist.
    5. Treiberschaltung nach Anspruch 4-, dadurch gekennzeichnet, daß eine entgegengesetzt gepolte Diode in Parallelschaltung mit dem zweiten Induktor und der Parallelschaltung wenigstens einer Diode und eines Widerstandes verbunden ist.
    6. Treiberschaltung nach einem der Ansprüche 2 bis 55 dadurch gekennz eichnet, daß die Induktoren die gleiche Anzahl von Windungen aufweisen und um einen Kern aus pulverförmigem Material gewickelt sind.
    7· Treiberschaltung nach einem der Ansprüche 2 bis 6, dadurch gekennz eichnet, daß ein zweiter
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    Leistungstransistor mit dem ersten in Darlington-Schaltung verbunden ist, wobei die gleichen Induktionskreisanordnungen zwischen den beiden durch Darlington-Schaltung verbundenen Transistoren wie zwischen dem ersten dieser Transistoren und dem Treibertransistor vorgesehen sind.
    8. Treiberschaltung nach Anspruch 4-, dadurch g e k e η η ze i c h η e t, daß ein zweiter Leistungstransistor mit dem ersten in Darlington-Schaltung verbunden ist, während ein dritter Induktor in Reihe zwischen der Ausgangselektrode des Treibertransistors und dem ersten Induktor und ein vierter Induktor zwischen einer Ausgangselektrode des ersten Leistungstransistors und der Yersorgungsleitung geschaltet ist, wobei die Anzahl der Windungen des dritten Induktors um einen Faktor größer als diejenige des vierten Induktors ist, der im wesentlichen gleich dem Verstärkungsfaktor des ersten Leistungstransistors ist.
    9. Treiberschaltung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß eine Diode parallel zu dem dritten Induktor und ferner eine Parallelschaltung von einer oder mehreren Dioden und einem Widerstand in Reihe mit dem vierten Induktor geschaltet sind.
    1o. Treiberschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, da-
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    durch, gekennzeichnet, daß eine Schwungraddiode parallel zu der Last, die mit dem Ausgangsleistungstransistor verbunden ist, und ein Lastinduktor in Reihe
    mit der Last geschaltet ist, um den Einschaltstrom zu
    begrenzen.
    11. Treiberschaltung nach Anspruch 1o, dadurch gekennzeichnet, daß ein Diodenkreis parallel zu dem
    Lastinduktor vorgesehen ist.
    12. Treiberschaltung nach Anspruch 1o, dadurch g e k-e η η zeichnet, daß die Ausgangselektroden des Ausgangsleistungstransistors durch einen Kreis enthaltend einen
    Widerstand, einen Kondensator und eine Diode verbunden
    sind, um während des Abschaltens den Arbeitspunkt zu steuern.
    13· Treiberschaltung nach Anspruch 1o oder 12, dadurch g e kennz eichne t, daß eine Überwicklung auf dem
    Lastinduktor vorgesehen ist, die eine viel größere Anzahl von Windungen aufweist und in Reihe mit einer Diode parallel zur Lastversorgung geschaltet ist.
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DE19782808220 1977-02-28 1978-02-25 Treiberschaltung fuer leistungstransistoren Withdrawn DE2808220A1 (de)

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Application Number Priority Date Filing Date Title
GB8294/77A GB1576278A (en) 1977-02-28 1977-02-28 Transistor power stages

Publications (1)

Publication Number Publication Date
DE2808220A1 true DE2808220A1 (de) 1978-08-31

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ID=9849764

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DE19782808220 Withdrawn DE2808220A1 (de) 1977-02-28 1978-02-25 Treiberschaltung fuer leistungstransistoren

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US (1) US4233529A (de)
DE (1) DE2808220A1 (de)
FR (1) FR2382134A1 (de)
GB (1) GB1576278A (de)

Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4380795A (en) * 1981-03-24 1983-04-19 The United States Of America As Represented By The United States Department Of Energy Base drive circuit for a four-terminal power Darlington
GB2116787A (en) * 1981-09-16 1983-09-28 Gould Inc Efficient current modulator useful with inductive loads
JPS60199219A (ja) * 1983-12-20 1985-10-08 フエアチアイルド　カメラ　アンド　インストルメント　コ−ポレ−シヨン 飽和したトランジスタの蓄積時間を減少させる方法及び装置
FR2607642B1 (fr) * 1986-12-02 1989-03-10 Marseille Ecole Sup Ingenieurs Circuit darlington a commande cascode
US4897580A (en) * 1989-06-20 1990-01-30 Motorola Inc. Amplifier drive circuit for inductive loads
US6204717B1 (en) * 1995-05-22 2001-03-20 Hitachi, Ltd. Semiconductor circuit and semiconductor device for use in equipment such as a power converting apparatus

Family Cites Families (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3666971A (en) * 1970-09-24 1972-05-30 Westinghouse Electric Corp Pulse control drive system for power transistors

Also Published As

Publication number Publication date
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US4233529A (en) 1980-11-11
FR2382134A1 (fr) 1978-09-22

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