DE2433651A1

DE2433651A1 - Radar-geschwindigkeitsmessvorrichtung

Info

Publication number: DE2433651A1
Application number: DE19742433651
Authority: DE
Inventors: Lester I Goldfischer
Original assignee: Singer Co
Current assignee: Singer Co
Priority date: 1974-06-24
Filing date: 1974-07-12
Publication date: 1976-01-29
Also published as: GB1441059A; FR2278081A1

Description

Die Erfindung bezieht sich allgemein auf die Geschwindigkeitsmessung und betrifft insbesondere eine für die Luftfahrtnavigation und dergl. geeignete Radar-Geschwindigkeitsmeßvorrichtung.

Es sind bereits zahlreiche Systeme zur Messung der Relativgeschwindigkeit eines Plugzeugs o.dgl. bei seinem Plug über der. Erdoberfläche entwickelt worden. Das bekannteste der derzeit in Betrieb befindlichen Systeme ist die Doppler-Navigationsanlage. Ein anderes System benutzt die Strahlung eines Laserstrahls zur Geschwindigkeitsbestimmung. Dieses System ist in

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der US-PS 3 432 237 vom II.3.1969 beschrieben. Obgleich beide bekannten Systeme zufriedenstellend arbeiten, besitzen sie
dennoch gewisse Nachteile. Dopplersysteme sind im allgemeinen ziemlich komplex oder kompliziert aufgebaut und kostspielig, und sie erfordern Antennen, die mehrere Strahlen in genau
festgelegten Richtungen zu erzeugen vermögen, sowie viel
Hardware-Aufwand zur Unterscheidung der Echos von den verschiedenen Strahlen.

Lasersysteme können große Hochspannungen erfordern und gewisse Ausrichtungsprobleme aufwerfen. Infolgedessen besteht
ein Bedarf für ein verbessertes, mit Radarstrahlen arbeitendes System.

Bei der erfindungsgemäßen Geschwindigkeitsmeßvorrichtung bestrahlt ein einzelner Hornstrahler einen Punkt auf dem Erdboden, von dem die Energie zu zwei in einem Abstand stehenden Empfangsantennen zurückgeworfen wird. Infolge der Relativbewegung zwischen der Sendeantenne und dem Erdboden verschiebt sich das erzeugte rückgestreute Radarpunktmuster als Ganzes
in die entgegengesetzte Richtung. Die erfindungsgemäße Vorrichtung zieht Nutzen aus dieser Tatsache und mißt die Zeitspanne, welche dieses Muster für den Durchlauf der Strecke
zwischen den beiden Empfangsantennen benötigt, durch Bestimmung der Frequenz, bei welcher gleiche Leistung in der Summe und im Unterschied der Äusgangssignale eines an jede Antenne angekoppelten quadratischen Detektors vorhanden ist.

Eine zusätzliche Antenne, die mithin insgesamt drei Antennen ergibt, ermöglicht die Geschwindigkeitsmessung in zwei Richtungen durch Verfolgung der Ausgangssignale jedes von zwei
Paaren der drei Antennen und durch Zufuhr derselben zu einem Funkt ions CdrehUlelder) system (resolver system).

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Im folgenden ist eine bevorzugte Ausführungsform der Erfindung anhand der beigefügten Zeichnung näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 eine schematische Darstellung der grundsätzlichen Bauteile für eindimensionalen Betrieb, in welcher auch die Form des ausgesandten Strahls und des Rückstreumusters veranschaulicht ist,

Fig. 2 eine graphische Darstellung des Leistungsdiehtenspektrums der vom Rückstreumuster öder -schema empfangenen Signale sowie ihrer Summen und Unterschiede,

Fig. 3 ein Blockschaltbild des Schnittpunktfolgers (crossover tracker) gemäß Fig. 1,

Fig. 4 eine schematische Aufsicht zur Veranschaulichung der Antennengeometrie für ein zweidimensionales System,

Fig. 5 ein Blockschaltbild des Funktionsabschnitts (resolver portion) eines zweidimensionalen Systems,

Fig. 6 ein Blockschaltbild eines zur Umwandlung eines Spannungseingangssignals in ein Periodenausgangssignal verwendeten spannungsgesteuerten Periodengenerators,

Fig. 7 ein Blockschaltbild zur Veranschaulichung der Signalverarbeitung der empfangenen Signale und

Fig. 8 ein Blockschaltbild einer bevorzugten Ausführungsform des gesamten Systems.

Das erfindungsgemäße Radar-Geschwindigkeitsmeßverfahren arbeitet auf der Grundlage der wahllosen Verteilung der rückgestreu-

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ten Leistung oder Energie im Raum, welche bei Bestrahlung des Erdbodens mit einem Radarstrahl entsteht. Diese Verteilungen sind ähnlich den sichtbaren Fleckmustern, wenn eine diffuse Oberfläche mit einem Laserstrahl bestrahlt wird. Ebenso wie sein optisches Gegenstück verschiebt sich das durch Radar erzeugte Pleckmuster als Ganzes, wenn eine Relativverschiebung zwischen der Strahlungsquelle und der Rückstreufläche vorhanden ist. Das grundsätzliche Verfahren umfaßt die Messung der Zeitspanne, welche das Muster für den Durchlauf einer vorbestimmten Strecke benötigt, und die aufgrund dieser Messung erfolgende Berechnung der Geschwindigkeit der Strahlungsquelle.

Im eindimensionalen Anwendungsfall erfolgt die Geschwindigkeitsmessung mittels eines einzigen Hornsenders, zwei Hornempfängern und einer SignalVerarbeitungseinheit. Die Achsen aller drei Hornstrahler sind lotrecht orientiert, und die die beiden Hörnempfänger, die angenommenermaßen identisch aufgebaut sind, verbindende Linie ist längs des Geschwindigkeitsvektors orientiert. Eine diese Situation veranschaulichende Skizze erscheint in Pig. I.

Der Hornsender 11 wird durch eine Quelle 13 auf Dauerstrichleistung (CW power) erregt, so daß er einen Strahl 15 auf das darunter liegende Terrain richtet. Ein Teil dieser Energie wird in Richtung der Hornempfänger 21 und 23 rückgestreut. Infolge der Zufallsform der Rückstreufläche erhält eine Dichtenkarte der Rückstreuenergie ein tüpfeiförmiges oder fleckförmiges Aussehen. Wenn sich das den Sensor tragende Fahrzeug mit der Geschwindigkeit V in die eine Richtung bewegt, verschieben sich die Flecken in die entgegengesetzte Richtung und mit der gleichen Geschwindigkeit gegenüber Grund.

Gegenüber jedem Hornempfänger bewegen sich die Flecken' mit einer Geschwindigkeit von 2V. An die beiden Hornempfänger 21 und 23

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angeschlossene, identische Energiefühler 25 und 27 liefern dabei die gleichen Wellenformen, die jeweils dem gleichen Durchlaufmuster oder der Rückstreuenergie proportional sind. Wenn jedoch angenommen wird, daß die beiden Hornempfänger längs der Bewegungslinie in einem Abstand d voneinander angeordnet sind, erzeugen die beiden Energiefühler Wellenformen, die zeitlich um einen Betrag X voneinander getrennt sind, so daß gilt:

T-i- .

2V

Bei diesem System wird die Geschwindigkeit anhand der Kenntnis von d und der kontinuierlichen Messung von T bestimmt.

Als Grundlage für die Erläuterung der Art und Weise der Messung von L ist darauf hinzuweisen, daß die am Ausgang jedes Energiefühlers auftretende komplexe Wellenform als das Ergebnis der Addition einer großen Zahl von Sinuswellen wahlloser Phasen und verschiedener Frequenzen angesehen werden kann. Eine graphische Darstellung der Energiedichte pro Frequenzeinheit würde die in Fig. 2 gezeigte Form besitzen. Obgleich die den Ausgangssignalen der beiden Energiefühler · zugeordneten Energiedichten jeweils gleich sind, unterscheiden sich die entsprechenden Komponenten bei der Frequenz f z.B. bezüglich der Phase um einen Betrag θ mit

θ = 2tf ft .

Die entsprechenden (sinusförmigen) Komponenten der beiden Energiefühler-Ausgangssignale sind genau in Phase, wenn f ein integrales Vielfaches von l/t ist; sie sind genau außer Phase, wenn fein ungerades integrales Vielfaches von 1/2T¹ ist, und-sie stehen im Quadrat, wenn f ein ungerades inte-' grales Vielfaches von IM? ist.

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Im Signalverarbeiter werden die Ausgangssignale der an die beiden Hörnempfänger 21 und 23 angekoppelten Energiefühler 25 und 27 in einer Additionsschaltung 29 summiert und in einer Substrahiersehaltung 31 subtrahiert. Infolge des eben beschriebenen Phasenverhältnisses zeigt die Energiedichte im Summierkanal Nullen bei den Frequenzen, bei denen 2f ~c eine gerade ganze Zahl ist, während die Energiedichte im Differenzkanal Nullen bei den Frequenzen liefert, bei denen 2ί"£Γ eine ungerade ganze Zahl ist. Darüber hinaus sind - was noch wichtiger ist - die Energiedichten beider Kanäle bei den Frequenzen gleich, bei denen 2f £* halbwegs zwischen zwei ganzen Zahlen liegt, d.h. bei einer auf 1/2 endenden Zahl. Alle diese Eigenschaften der Summen- und Differenz-Energiedichten sind in Fig. 2 veranschaulicht. Das wesentliche und grundsätzlich neuartige Merkmal des Signalverarbeiters besteht in der Messung von X durch Bestimmung der niedrigsten Schnittpunktfrequenz, d.h. der niedrigsten Frequenz, bei welcher Summen- und Differenz-Energiedichten gleich sind.

Dieser Vorgang wird durch den in Fig. 3 dargestellten, einen in sich geschlossenen Kreis bildenden Frequenzfolger durchgeführt. Hierbei wird die Energiedichte in jedem Kanal in der Nähe der Nachlauf- oder Folgefrequenz durch einen Mischer 33> ein Tiefpaßfilter 35 und einen quadratischen Detektor 37 abgegriffen. Die Ausgangssignale der Detektoren 37 werden dann in einem Block 39 differenziert. Der Unterschied zwischen den an den beiden Detektoren erzeugten Gleichstrompegeln wird zur Ansteuerung eines Integrators 41 benutzt, dessen Ausgangssignal die Frequenz des Folgeoszillators 43 steuert. Die Rückkopplungspolaritäten sind dabei derart, daß der Folgeoszillator gleitend geschaltet ist und an der ersten Schnittpunktfrequenz zur Ruhe kommt, d.h. am ersten Punkt, an dem die Summen- und Differenzkanäle die gleiche Energiedichte besitzen. Diese Frequenz f ergibt sich aus der Beziehung

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id

und sie stellt ein direktes Maß für die Geschwindigkeit dar.

Vor der Erläuterung der komplexeren zweidimensionalen Ausführungsform sollen noch einige wichtige Merkmale des Systems hervorgehoben werden. Zum einen handelt es sich hierbei nicht um eine Doppler-Technik, und die Eichkonstante ist weder von der Senderfrequenz noch von den Antennenschemata abhängig. Wie durch die obige Gleichung für f angegeben, hängt die Eichkonstante lediglich vom Abstand d zwischen den beiden Hornempfängern ab. Das zweite Merkmal betrifft die Ähnlichkeit und die Unterschiede zwischen diesem System und dem CAN-System (Correlation Aircraft Navigator, von General Electric entwickelt) oder dem PECAN-System (Pulse Envelope Correlation Aircraft Navigator, entwickelt von der damaligen Firma Diamond Ordinance Fuze Laboratory). Sowohl beim CAN- als auch beim PECAN-System wird die Verzögerungszeit t direkt unter Verwendung eines variablen Verzögerungselements (etwa eine Kondensatorkette mit variabler übertragungsgeschwindigkeit im· PECAN-System und mit einer mit variabler Geschwindigkeit oder Drehzahl arbeitenden Magnettrommel im CAN-System) innerhalb eines einen in sich geschlossenen Schaltkreis bildenden Kreuzkorrelators gemessen. Im Gegensatz dazu wird erfindungsgemäß ein einen geschlossenen Schaltkreis bildender Frequenzfolger zur Festlegung der Schnittpunktfrequenz der Summen- und Differenzspektren verwendet; die Verzögerung ^ ist dabei ein Viertel der Periode dieser Frequenz.

Beim übergang von einer Dimension auf zwei Dimensionen muß die Zahl der Hornempfänger von zwei auf drei erhöht werden, während außerdem ein ausreichend großer Hornsender verwendet werden muß. Das Kriterium für die Größe des Hornsenders wird

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später noch näher erläutert werden. Hierbei, ist zu beachten, daß zur Festlegung von zwei Komponenten der Geschwindigkeit drei Hornempfanger als zwei Paare verwendet werden können, vorausgesetzt, daß die ihre Zentren verbindenden Leitungen sich nicht gegenseitig beeinflussen. Eine kompakte und zweckmäßige Anordnung der Hörnempfänger ist in Fig. 4 dargestellt. Die mit 0 und 1 bezeichneten Hörner 45 und 47 bilden das eine Paar, während die mit 0 und 2 bezeichneten Hörner 45 und 49 das andere Paar bilden. Es sei angenommen, daß die System-Bezugsachse 51 die Linie ist, die den zwischen den Linien, welche die Mittelpunkte der Hornpaare 01 und 02 verbinden, gebildeten Winkel halbieren. Der Abstand zwischen den Mittelpunkten jedes Paars sei dabei als jeweils gleich groß und d entsprechend angenommen. Die Größe des Winkels zwischen jeder durch die Mittelpunkte verlaufenden Linie und der Bezugslinie ist mit € bezeichnet. Wenn der Geschwindigkeits· vektor gemäß Fig. 4 einen Winkel cT zur Bezugsrichtung festlegt, so entspricht die Zeitverzögerung zwischen den entsprechenden Wellenformen für jedes Paar den Gleichungen

d cos (£ +cf) <-» d cos (£ -

01 2V ' 02

2V

Dabei ist zu beachten, daß die Zeitverzögerung auf der Projektion der Strecke zwischen den beiden Hörnern jedes Paars auf dem Geschwindigkeitsvektor beruht.

Im vorangehenden Absatz wird ausdrücklich vorausgesetzt, daß, obgleich die beiden Hörner eines vorgegebenen Paars das Tüpfel- oder Fleckmuster nicht genau auf den gleichen Spuren kreuzen, die Flecken dennoch groß genug sind, so daß die resultierenden Wellenformen im wesentlichen gleich sind. Anhand der Geometrie gemäß Fig. 4 ist ersichtlich, daß der maximale Ab-

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stand zwischen den "Spuren" die Strecke d ist. Der mittlere Fleckdurchmesser sollte daher größer sein als d, und das Doppelte dieses Werts stellt eine gute Grundlage dar. Bereits durchgeführte Versuche haben ergeben, daß der mittlere Fleckdurchmesser etwa der gleiche ist wie der Durchmesser des Hornsenders. Durch dieses Kriterium wird somit bestimmt, wie groß das verwendete Horn sein muß, und es führte zu der in Fig. 4 angegebenen Relativgröße.

Eine Möglichkeit zur Auflösung der Gleichungen bzgl. der Geschwindigkeitskomponenten benutzt die Summe und die Differenz von Tq₁ und ?!_ zur Erzielung der Gleichung

. d cos £ cos cf

T=T +T ₌

s 02 01 γ

„ d sin S sin cT

T-T - T d 02 01

Da der Winkel £ bekannt und konstant ist, ist die Größe

R = /(T sin £)² + (T, cos €)² = sd

d sin £ cos £ d sin

sin £) + (T, )

sd V 2V

der Größe der Geschwindigkeit umgekehrt proportional. Die Tangente des Winkels oT wird durch die Gleichung

L_d COS tan cT

^Ls

bestimmt.,

Alle diese Berechnungen können mittels des Auflöser- oder Punktionsservos (auch als Drehfeldsystem bekannt) durchgeführt werden, wie in Fig. 5 schematisch dargestellt ist. Die Polger-Aus gangs signale T^₀₁ und T^q₂ werden einer Summierschaltung und einer Differenzierschaltung 5¹J eingegeben, um die Ausgangssignale t und L zu erzeugen. Das Ausgangssignal L „

SG. . S

des Blocks 52 wird dann im Block 56 mit sin£ multipliziert, und das Ausgangssignal l des Blocks 5^ wird im Block 58 mit cos£ multipliziert. In der Drehmelder-Rückkopplungsschleife erregt der Servo verstärker 53 den Motor" 55 und läßt ihn drehen, bis die Spannung an der als Servoeingang 65 dienenden Sekundärwicklung des Drehmelders 57 auf Null abgeglichen ist. An diesem Punkt liegt an der anderen Sekundärwicklung des Drehmelders die Größe des Vektors an, dessen Komponenten an den beiden Primärwicklungen 61 und 63 anliegen, während die Drehmelder-Welle den Winkel dieses Vektors angibt..

Obgleich vorstehend Servoeinrichtungen zur Berechnung von R und cT beschrieben sind, könnten diese Größen auch durch vollelektronische Einrichtungen erzeugt werden. Wenn beispielsweise L_s sin£ und T^ cos<r auf zwei gleiche Träger bei der gleichen Frequenz moduliert worden sind, wäre die Amplitude der Summe der beiden modulierten Signale der Größe R proportional. Dieser Analogwert von R und das T, cos£ darstellende modulierte Signal könnten dann zur Erzielung des Winkels cT einer elektronischen Phasenmeßsehaltung aufgeprägt werden.

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Die Größe R, deren Berechnung vorstehend beschrieben ist, besitzt Zeitdimensionen, d.h. die Zeit, welche die Flecken für die Durchquerung der festen Strecke T sin 2E benötigt. Zur Erzeugung eines der Geschwindigkeitsgröße proportionalen Ausgangssignals muß der Reziprokwert von R entwickelt werden. Diese Operation wird in einem mit VCPG (Voltage Controlled Period Generator = spannungsgesteuerter Periodengenerator) bezeichneten Punktionsblock durchgeführt. Eine Ausführungsform eines solchen Generators unter Verwendung eines Flip-Flops, eines Integrators und zweier Komparatoren ist in Fig. 6 dargestellt. Der eine Komparator· 67 ist auf Masse bezogen, während der andere Komparator 69 auf den Gleichstromeingangspegel bezogen ist, so daß der Ausgang eines Integrators 71 gezwungen wird, die Eingangssignale zu beiden Komparatoren in Form einer Sägezahnwelle zu liefern, die zwischen den beiden Bezugspegeln oszilliert. Beim Erreichen jeweils eines dieser Bezugspegel schaltet der eine Komparator um und bewirkt dabei ein Stellen oder Rückstellen eines Flip-Flops 73 und eine Umkehr der Polarität seiner Ausgangsspannung. Die Frequenz der Flip-Flop-Rechteckwelle ist dem Gleichstromeingangspegel umgekehrt proportional. Neben der Verwendung dieses Generators, um von R zu einer der Geschwindigkeit proportionalen Frequenz zu gelangen, wird dieser Generator auch in jedem der Schnittpunktfolger verwendet. Während die Folgeschleife in diesen Fällen die Frequenz auf den Schnittpunkt zu steuert, wird das Eingangssignal zum genannten Generator auf einen der entsprechenden Zeitverzögerungsproportionalen Wert angesteuert.

Im folgenden sollen die Einzelheiten der an die drei Hornempfanger angekoppelten "Energiefühler" erläutert werden. In den Fällen, in denen der Hornsender sich in einem solchen Abstand von den Hörnempfängerη befindet, daß die direkte Einstreuung sehr gering ist, und wenn die Flughöhe so niedrig

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ist, daß die Rückstreuenergie ausreichend über dem Stör- oder Rauschenpegel liegt, können die "Energiefühler" einfache quadratische Detektoren sein. In der Praxis ist es jedoch höchst wünschenswert, nicht darauf beschränkt zu sein. Bei der beschriebenen Ausführungsform wird daher ein Superhet-(erodyn)-empfanger benutzt, um sowohl 1/F-Rauschen zu vermeiden als auch eine Bandbreitenverkleinerung bzgl. der Energiefeststellung zu ermöglichen, während ein LEF (Leakage Elimination Filter = Einstreu-Filter) benutzt wird, um jeglichen Zwang bezüglich der Lage des Hornsenders auszuschließen. Ohne dieses Filter würden sich bei größeren Flughöhen Streuverluste oder Einstreuungen mit der empfangenen Hochfrequenzenergie vereinigen und an den Energiedetektoren fehlerhafte Ausgangssignale erzeugen. Außerdem wären beim Fehlen der vorstehend beschriebenen Bandbreitenverringerung an jedem Energiedetektor-Ausgang zusätzliche Rauschsignale vorhanden.

Fig. 7 ist ein Blockschaltbild eines Empfängerkanals und der Anordnung, durch welche der Lokaloszillator (LO) vom Senderoszillator abgeleitet wird.

Der Hochfrequenz-Oszillator 75, welcher die Eingangsenergie für den Hornsender 77 liefert, erzeugt auch ein Eingangssignal für eine Quadraturschaltung 79» welche an Leitungen 81 .und 83 Ausgangssignale liefert, die im Quadrat stehen. Diese Ausgangssignale werden jeweils einem Mischer 85 bzw. 87 eingegeben, in welchem sie mit im Quadrat stehenden 1 mHz-Ausgangssignalen eines Oszillators 89 gemischt werden. Die Ausgangssignale der Mischer 85 und 87 werden dann in der Summierschaltung 91 summiert, welche das Seitenband,LO-Ausgangssignal auf der Leitung 93 liefert, das als Eingangssignal für einen Mischer 95 benutzt wird, der mit dem Hornempfänger 97 gekoppelt ist. Das eine mittlere Frequenz von 1 mHz besitzende Ausgangs-

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signal des Mischers 95 wird dann in einer Zwischenfrequenzstufe 98 verarbeitet und dem genannten Filter (LEP) 99 eingespeist. Das Ausgangssignal von der Stufe 98 wird Mischern und 103 eingegeben, wo es mit den betreffenden AusgangsSignalen des Oszillators 89 quadratisch gemischt wird. Die Ausgangssignale der Mischer 101 und I03 werden über identische Hochpaßfilter IO5 und -dann zu Mischern IO7 und IO9 geleitet, wo sie wiederum mit den im Quadrat stehenden Ausgangssignalen des Oszillators 89 gemischt werden. Die Ausgangssignale der Mischer IO7 und IO8 werden daraufhin im Block 111 summiert und zu einem quadratischen Detektor 113 geliefert, welcher das Ausgangssignal auf einer Leitung 115 erzeugt. Im Prinzip sind der Seitenband-Generator und das Filter (LEF) einander ziemlich ähnlich. Beide sind Einzelseitenbandgeneratoren, in denen im Quadrat stehende Trägerwellen durch im Quadrat stehende Signale moduliert werden. Hierdurch werden identische obere und untere Seitenbänder in den beiden Kanälen erzeugt, nur mit dem Unterschied, daß der eine Satz (der obere oder der untere) in Phase ist, während der andere Satz außer Phase ist. Die Summierung der beiden Kanäle führt zu einer Verstärkung des einen und zu einer Unterdrückung des anderen Satzes. Durch das Vorhandensein der Hochpaßfilter im genannten Filter (LEF) hinter den ersten Mischern wird jegliche Energie in der Nähe des Tastsignals für diese Mischer beseitigt. Das Tastsignal dafür muß daher von der gleichen Signalquelle kommen, die zur Erzielung der Seitenbänder des Lokaloszillators benutzt wird. Die Anwendung einer Frequenz von 1 mHz ist jedoch nicht kritisch; unabhängig von der verwendeten Frequenz braucht diese nur so hoch zu sein, daß 1/F-Rauschen im ersten Zwischenfrequenzmiseher vermieden wird. Die Frequenz des an den zweiten Satz von LEF-Misehern angelegten Tastsignale braucht ebenfalls nicht notwendigerweise 1 mHz zu betragen; auch in diesem Fall muß die Frequenz lediglich hoch genug sein, um ein vollständiges Auskoppeln am zweiten Miseherausgang zu

ermöglichen. Der dem Punkt, an welchem die zweiten LEF-Miseher summiert werden, nachfolgende quadratische Detektor liefert ein Ausgangssignal, das der Energie in den Flecken der Rückstreustrahlung proportional ist.

Die Konfiguration des gesamten zweidimensionalen Systems ist im Blockschaltbild von Fig. 8 dargestellt. Da sämtliche Bauteile vorstehend bereits erläutert worden sind, braucht an dieser Stelle nur noch die Anordnung des Schaltbilds erklärt zu werden. Der Sender 75 und der Seitenband-Lokaloszillator 117 (äquivalent den Blöcken 79, 85, 87 und 91 gemäß Fig. 7) sind im oberen Teil links dargestellt, während der restliche Teil der oberen Hälfte die drei Empfänger mit jeweils einem Mischer 95» einer Zwischenfrequenzstufe 98, einem Austastfilter (LEF) 99 und einem quadratischen Detektor II5 enthält. In der unteren Hälfte sind links und rechts die beiden Schnittpunktfolger dargestellt, während die Mitte den Funktionsdrehmelder und die Ausgänge Vg und cf enthält. Diese Teile entsprechen den vorher in Verbindung mit den Fig. 1, J>₃ 5 und 7 beschriebenen Teilen, weshalb sie mit den gleichen Bezugsziffern wie in diesen Figuren bezeichnet sind. Der Ausgang R des Drehmelders 57 ist, wie in Verbindung mit Fig. 6 beschrieben, an einen Generator (VCPG) 121 angelegt. Es ist zu beachten, daß die Oszillatoren 43 ebenfalls Generatoren (VCPG) sind, die ähnlich ausgebildet sind. Genau genommen, ist die mit V_ bezeichnete Größe die Projektion der Gesamtgeschwindigkeit in die durch die Mittelpunkte der drei Hornempfänger-Öffnungen festgelegte Ebene. Beim vorgesehenen Anwendungszweck der festen Montage in einem Flugzeug, das sich meist im Geradeaus- und Waagerechtflug befindet, ist Vg im wesentlichen die relative oder Bodengeschwindigkeit (und cf stellt den Abtriebswinkel dar). Falls eine Messung der vertikalen Geschwindigkeitskomponente gewünscht wird, kann - wie durch die ge-

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strichelte Linie 120 in Fig. 8 angedeutet - ein kohärentes Signal abgenommen werden, das dann in einem getrennten Frequenzfolger verarbeitet wird.

Zur Bestimmung der beim erfindungsgemäßen System zu erwartenden Leistung wurde eine Schätzung des Fluktuationsfehlers unter Voraussetzung folgender Bedingungen durchgeführt:

Sendejfrequenz 13,326 GHz

Hornsender 151 x 151 mm

Hornempfänger 76 χ 76 mm

Vorwärtsgeschwindigkeit 300 Knoten

Vertikalgeschwindigkeit 3600 fpm = 1098 m/min

Zwischenfrequenz-Bandbreite 15 kHz

Flughöhe 20000 Fuß = 6100 m

Angenommener Streuverlust über Land 14 db

Empfänger-Rauschenzahl 10 db

Dabei stellte es sich heraus, daß bei Verwendung der Folgefilter (d.h.- der den Mischern in jedem Schnittpunktfolger nachgeschalteten Tiefpaßfilter), deren Bandbreite bei 25 - 45 % der Schnittpunktfrequenz liegt, ein minimaler Fluktuationsfehler von 0,16 % - Durchschnitt um 10 nm - bei einem Sendeenergiepegel von nur 8,1 mW erreicht werden konnte. Für diese Berechnungen waren die Hornempfänger auf die in Fig. 4 dargestellte Weise angeordnet, und es wurde eine Abdrift von Null angenommen.

Es ist zu beachten, daß die Strahlbreite bei den angegebenen Abmessungen des Hornsenders und dem genannten Wert der Sendefrequenz etwa 10° beträgt. Da der Streuverlust bei vertikalem Einfall über Wasser im allgemeinen niedriger ist als über Land und da selbst herab bis zu einem Seegang von Campbell 1 der Verlust um weniger als 3 db bei Abweichungen von weniger als

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7 von der Lotrechten variiert, kann erwartet werden, daß sich bei einem Geradeaus- und Waagerechtflug über Wasser im wesentlichen die gleiche Leistung einstellt wie über Land, jedoch mit einem etwas geringeren Fluktuationsfehler, wenn die Wirkungen der Wasserbewegung (Seegang) ausgeschlossen werden.

Dieses Verhalten über Wasser wird jedoch nicht bei allen Sendefrequenzen identisch erreicht. Bei festgelegten Hornsenderabmessungen vergrößert sich die Sender-Strahlbreite bei abnehmender Sendefrequenz. Unter einem bestimmten Wert der Sendefrequenz und bei einer bestimmten Plughöhe sowie einem bestimmten Seegang wird die Größe der Rückstreufläche auf Wasser durch die Form der Rückstreukurve über Wasser und nicht durch die Sender-Bandbreite bestimmt. Bei einem Seegang von Campbell 1 würde beispielsweise der Durchmesser der effektiven Rückstreufläche einen Winkel von 14° am Hornsender einschließen, obgleich die effektive Strahlbreite größer wäre als dieser Wert. Unter diesen Bedingungen wird der mittlere Fleckdurchmesser an den Hornempfängern größer als normal, während die Bandbreite der Energiedichte des empfangenen Signals schrumpft. Das Gesamtergebnis dieser Wirkungen ist eine Abnahme des Signal/Rauschen-Verhältnisses mit einer entsprechenden Zunahme des Fluktuationsfehlers und einer Tendenz zu einer Verschiebung über Wasser, d.h. die angezeigte Geschwindigkeit wäre über Wasser höher als über Land. Wie im Fall des bei Dopplersystemen verwendeten Schnittpunktfolgers variiert der Verschiebefehler in Abhängigkeit vom Verhältnis von Folgefilter-Bandbreite zur Signalspektrum-Bandbreite. Er kann daher im Prinzip auf einen gewünschten kleinen Wert reduziert werden, und in der Praxis kann er ziemlich klein gehalten werden.

Alle vorstehenden Ausführungen beziehen sich auf ein Dauerstrichsystem. Um keinen falschen Eindruck zu vermitteln, wird hier-

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mit angegeben, daß auch eine pulsierende Version zusammengestellt werden kann. Ein solches Impulssystem würde entweder einheitlich mit einem Impulshöhenmesser kombiniert werden oder ein Zusatzmerkmal für einen bereits vorhandenen Impulshöhenmesser darstellen. Die Vorteilhaftigkeit einer solchen Kombination wird durch die Notwendigkeit für eine Breitband-Zwischenfrequenz mit einem Impuls-übertragungs- oder -Sendeformat beeinträchtigt. Um die bei dieser zusätzlichen Bandbreite vorhandenen zusätzlichen Störungen zu vermeiden, würde die Zwischenfrequenz zwischen den empfangenen Impulsen abgezweigt werden (durch einen abgestimmten Bereich in einer einheitlichen Kombination oder durch einen Pseudo-Bereich,^\Fon der Höhenmeßanzeige in einer Zusatzeinheit erzeugt wird). Andererseits wären dabei die Verwendung von Energiedetektoren hinter der Zwischenfrequenz sowie die restliche Konstruktion der Signalverarbeitungsschaltung die gleichen, wie dies für die Dauerstrichversion beschrieben wurde.

Vorstehend wurde also ein System beschrieben, das eine neuartige Technik für die Geschwindigkeitsmessung verwendet. Bei Ausführung in einer Dauerstrichversion kann dieses System mit einem äußerst einfachen und kostensparenden Antennensatz^ vier Rechteckhörnern und einer unkomplizierten Signalverarbeitung verwirklicht werden. Außerdem kann das System in einer Impulsversion realisiert werden, und zwar entweder in direkter Kombination mit einem Impulshöhenmes·^· ser oder als Zusatzeinheit für diesen. Im zuletzt genannten Fall brauchen nur die Hornempfanger vorgesehen zu werden. Obgleich vorstehend eine spezielle Ausführungsform dargestellt und beschrieben ist, sind dem Fachmann selbstverständlich verschiedene Abwandlungen möglich, ohne daß vom Rahmen der Erfindung abgewichen wird.

Claims

PATENTEN ANSPRÜCHE

Geschwindigkeitsmeßvorrichtung, gekennzeichnet durch eine Einrichtung zur Bestrahlung einer Fläche auf dem Erdboden mit Radarenergie, mindestens zwei in der Richtung, in welcher die Geschwindigkeit gemessen werden soll, auf Abstand voneinander angeordnete Empfangsantennen und eine Einrichtung zur Messung der Zeitspanne, welche die rückgestreute Radarenergie für den Durchlauf zwischen den beiden Antennen benötigt, wobei sich anhand dieser Zeitspanne die Geschwindigkeit ermitteln läßt.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß die Zeitmeßeinrichtung einen mit der einen Empfangsantenne gekoppelten ersten Energiefühler, einen mit der anderen Empfangsantenne gekoppelten zweiten Energiefühler, eine Einrichtung zur Summierung der Ausgangssignale der beiden Energiefühler, eine Einrichtung zum Differenzieren der Ausgangssignale der beiden Energiefühler und eine Einrichtung zur Nachführung der von den Summier- und Differenziereinrichtungen erhaltenen Summen- und Differenzausgangssignale aufweist .

3. Vorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet , daß die Nachführeinrichtung einen variablen Frequenzoszillator, einen ersten Mischer, dem

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die Ausgangssignale des Oszillators und der Summiereinrichtung als Eingangssignale eingegeben werden, einen zweiten Mischer, dem als Eingangssignale die Ausgangssignale des Oszillators und der Differenziereinrichtung eingespeist werden, zwei quadratische Detektoren, zwei Tiefpaßfilter, welche die Ausgangssignale des ersten und des zweiten Mischers an das erste bzw. das zweite Tiefpaßfilter ankoppeln, und eine zweite Differenziereinrichtung aufweist, welcher als Eingangssignale die Ausgangssignale des ersten und des zweiten quadratischen Detektors eingegeben werden und die ihr Ausgangssignal als Steuereingang zum variablen Frequenzoszillator liefert, wobei die Oszillatorfrequenz die Schnittpunktfrequenz der Summen- und Differenzsignale darstellt.

Vorrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet , daß drei Empfangsantennen vorgesehen sind, von denen die erste und die zweite nebeneinander senkrecht zu der Richtung, in welcher die Geschwindigkeit gemessen werden soll, angeordnet sind und die dritte in Meßrichtung auf Abstand von den beiden anderen Antennen angeordnet und mit ihrem Mittelpunkt gleich weit von den Zentren der beiden anderen Antennen entfernt ist, daß die beiden Energiefühler an die erste und die zweite Antenne angekoppelt sind und daß weiterhin ein mit der zweiten Antenne gekoppelter dritter Energiefühler, ein mit der dritten Antenne gekoppelter vierter Energiefühler, eine zweite Einrichtung zum Summieren der Ausgangssignale des dritten und des vierten Energiefühlers, eine dritte Einrichtung zum Differenzieren der Ausgangssignale des dritten und des vierten Energiefühlers, eine der ersten Nachführeinrichtung entsprechende zweite Nachführeinrichtung

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zur Nachführung der Schnittpunkte der Summen- und Differenzausgänge der zweiten Summier- und Differenziereinrichtungen und eine Einrichtung vorgesehen sind, der als Eingangssignale die Ausgangssignale der ersten und der zweiten Nachführeinrichtung eingegeben werden, um ein Ausgangssignal zu liefern, welches die Zeitspanne für den Durchlauf von einer die Mittelpunkte der ersten und der zweiten Antenne miteinander verbindenden Linie zum Mittelpunkt der dritten Antenne anzeigt, und eines Driftwinkels, welcher den Winkel darstellt, den die Geschwindigkeitsvektoren zu einer Linie längs dieser Strecke einnehmen.

Vorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet , daß die Auflöse- oder Funktionsdrehmeldereinrichtung eine dritte Einrichtung zum Summieren der Ausgangssignale der ersten und zweiten Nachführeinrichtung, eine vierte Einrichtung zum Differenzieren der Ausgangssignale der ersten und zweiten Nachführeinrichtung, eine erste Einrichtung zum Multiplizieren des Ausgangssignals der dritten Summiereinriehtung mit sin£ , wobei 6 den Winkel bedeutet, den eine Linie vom Zentrum der ersten Antenne zum Zentrum der dritten Antenne mit einer Linie vom Zentrum der dritten Antenne senkrecht zu einer durch die Zentren der ersten und der zweiten Antenne verlaufenden Linie festlegt, eine zweite Einrichtung zum Multiplizieren des Ausgangssignals der Differenziereinrichtung mit cos £ , einen Auflöser oder Punktionsdrehmelder, als der primäre Eingangssignale die Ausgangssignale der ersten und der zweiten Multiplikations-Einrichtung empfängt, und ein Servosystem mit einem Verstärker und einem Motor aufweist, wobei der Motor mit der Welle des Auflösers oder Punktionsdrehmelders gekoppelt ist und wobei das

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System seinen Pehlereingang von einer Sekundärwicklung des Auflösers oder Funktionsdrehmelders empfängt und dessen Welle zum Nullabgleich des Fehlers zu drehen vermag, so daß das Ausgangssignal der zweiten Sekundärwicklung des Auflösers oder Funktionsdrehmelders die Zeit und sein Wellenwinkel den Driftwinkel angibt.

6. Vorrichtung nach Anspruch 5₃ dadurch gekennzeichnet , daß eine Einrichtung zur Umwandlung des Zeit-Ausgangssignals in ein die Geschwindigkeit anzeigendes Ausgangssignal vorgesehen ist.

7. Vorrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet , daß die Umwandlungseinrichtung ein spannungsgesteuerter Periodengenerator ist.

8. Vorrichtung nach Anspruch 7> dadurch gekennzeichnet , daß die beiden variablen Frequenzoszillatoren spannungsgesteuerte Periodengeneratoren sind.

9. Vorrichtung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet , daß jeder spannungsgesteuerte Periodengenerator einen ersten, auf Masse bezogenen Komparator, einen auf den Eingang des Generators bezogenen zweiten Komparator, ein Flip-Flop, dessen Stell- und Rückstelleingänge jeweils mit den Ausgängen des ersten bzw. zweiten Komparators gekoppelt sind, und einen Integrator aufweist, der einen Eingang vom Ausgang des Flip-Flops aufweist und der sein Ausgangssignal als die zweiten Eingangssignale der beiden Komparatoren liefert.

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10. Vorrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß jeder der vier Energiefühler eine Einrichtung zur Erzeugung eines s-eitenverschobenen Signals mit einem Lokaloszillator-(LO) aus dem Sendersignal, einen Mischer zum Mischen des LO-Signals mit dem Empfangsantennen-Eingangssignal und einen dritten quadratischen Detektor aufweist, der mit dem Mischer gekoppelt ist und das endgültige Ausgangssignal liefert.

11. Vorrichtung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet , daß zwischen dem Mischer und dem quadratischen Detektor ein Austastfilter bzgl. HP-Einstreuung (LEP) geschaltet ist.

12. Vorrichtung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet , daß der Lokaloszillator (LO) eine QuadratschaltungI die einen Eingang vom Sender aufweist und zwei Ausgangssignale im Quadrat erzeugt, einen Zwischenfrequenzoszillator, der zwei Ausgangssignale im Quadrat liefert, einen vierten Mischer, der als Eingangssignale die ersten Ausgangssignale der Quadratsehaltung und des Zwischenfrequenzoszillators empfängt, einen fünften Mischer, der als Eingangssignale die zweiten Ausgangssignale der Quadratschaltung, und des Zwischenfrequenzoszillators empfängt, und eine vierte Einrichtung zum Summieren der Ausgangssignale des vierten und des fünften Mischers aufweist.

13. Vorrichtung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet , daß das Filter (LEP) einen sechsten Mischer, dem als Eingangssignale das Ausgangssignal des dritten Mischers und das erste Oszillatorausgangssignal eingegeben werden, einen siebten Mischer, der als Eingangssignale das Ausgangssignal des dritten Mischers und das

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zweite Zwischenfrequenzoszillator-Ausgangssignal empfängt, ein erstes Hochpaßfilter, das sein Eingangssignal vom sechsten Frischer erhält, ein zweites Hochpaßfilter, das sein Eingangssignal vom siebten Mischer empfängt, einen achten Mischer, dem als Eingangssignale das Ausgangssignal des ersten Hochpaßfilters und das erste Oszillatorausgangssignal eingegeben werden, einen neunten Mischer, der als Eingangssignale das Ausgangssignal des zweiten Hochpaßfilters und das zweite Zwischenfrequenzoszillator-Ausgangssignal empfängt, und eine fünfte Einrichtung zum Summieren der Ausgangssignale von achten und neunten Mischern aufweist.

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