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Schaltungsanordnung zur Speisung elektronischer Schutzrelais Die
Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Speisung elektronischer Schutzrelais
aus Stromwandlern, in welcher mindestens ein Eingangs-Stromwandler und ein die Betriebsspannung
liefernder Kondensator vorhanden snd und der gleichgerichtete Sekundärstrom von
dem bzw. den Eingangsstromwandler(n) zur Speisung der Last und der über dem Laststrom
vorhandene Sekundärstromüberschuss zur Aufladung des Kondensators verwendet ist.
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Zum einwandfreien Funktionieren benötigen-elektronische Schutzrelais
eine sehr zuverlässige Betriebsspannung. Elektronische Schutzrelais werden deshalb
üblicherweise aus Akkumulatorenbatterien mit der nötigen Energie versorgt. In kleinen
Schaltanlagen ist der Aufwand für eine solche Batterie unverhältnismässig hoch und
es wurde daher schon versucht, die Schutzrelais aus denStromwandlern zu speisen.
Im allgemeinen sind die Wandlerströme im Normalbetrieb einer Schaltstation verhältnismässig
schwach,
steigen aber im Fehlerfall, vor allem mit einem auftretenden
Kurzschluss auf beträchtliche Stromstärken an. Bei solchen ungünstigen Eingangsbedingungen
mit einem Eingangsstromverhältnis I -; 1 . von 100:1 und grösser eine bemax min
friedigende Stabilisierung zu erhalten, ist schwierig. In bekannten Schaltungsanordnungen
dieser Art sind die Verluste erheblich und der Materialaufwand bei den Stromwandlern
und den Glättungseinrichtungen nimmt ein solches Ausmass an, dass die Schaltungsanordnungen
vor allem wieder bei den kleinen Schaltstationen zu aufwendig und unwirtschaftlich
sind.
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Es ist deshalb Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Speise-Schaltungsanordnung
für elektronische Schutzrelais zu schaffen, die für die gewünschte Stabilisierung
mit nur minimalen Verlusten auskommt und bei welcher dadurch der Aufwand bei den
Stromwandlern und zur Glättung kleiner als bei den bekannten Schaltungsanordnungen
ist.
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Die Lösung der Aufgabe besteht erfindungsgemäss darin, dass in den
Sekundärstromkreis eine durch die Kondensatorspannung gesteuerte Schaltvorrichtung
geschaltet ist, die bei einem bestimmten oberen Spannungswert den Sekundärstromfluss
zum Kondensator und zur Last ab- und bei einem bestimmten unteren Spannungswert
wieder einschaltet, und der Kondensator während jeder Sekundärstromperiode in mehreren,
jeweils einer Entladeperiode folgenden Ladeperiode auf den oberen Spannungswert
aufgeladen wird, wobei die Dauer der einzelnen Ladeperioden mit zunehmendem Sekundärstromüberschuss
abnimmt.
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Zum Ausgleichen des in jedem Sekundärstromabschnitt
mit
über dem Laststrom liegender Stromstärke durch den Unterschied zwischen dem oberen
und dem unteren Spannungswert gegebenen Spannungshutes und des in jedem Sekundärstromabschnitt
mit unter dem Laststrom liegender Stromstärke durch den Unterschied zwischen dem
oberen Spannungswert und der sich in einer Entladeperiode einstellenden niedrigsten
Kondensatorspannung gegebenen Spannungshubes kann eine Feinstabilisierung-vorhanden
sein. An den Kondensator kann ein Netz-Speisegerät angeschlossen und für jeden Eingangs-Stromwandler
ein den Primärstrom bei vorhandener Netzspannung ableitender Bypass vorgesehen sein,
um bei schwachen Primärströmen und vorhandener Netzspannung die Last aus dem Netzgerät
und bei starken Primärströmen und verschwindender Netzspannung die Last aus den
dann wieder eingeschalteten Eingangsstromwandlern zu speisen, wodurch die Stromwandler
weiter entlastet sind. Vorzugsweise ist für jeden zu überwachenden Phasenstrom ein
Stromwandler vorhanden, an dessen Sekundärwicklung ein Eingangsstrmwandler angeschlossen
ist, wobei jeder Eingangsstromkreis einen Messwandler enthält, der die Messspannung
für die Schutzrelaisanordnung liefert. Zur noch weitergehenden Entlastung der Stromwandler
kann bei schwachen Eingangsströmen auch die Messleistung von einem in den Eingangsstromkreis
geschalteten, an die Primärwicklung des Messwandlers angeschlossenen und aus dem
Netzspeisegerät gespeisten Operationsverstärker aufgebracht sein.
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Zur näheren Erläuterung der Erfindung wird auf die Zeichnung bezuggenommen,
in welcher einige Ausführungsbeispiele dargestellt sind. Es zeigen:
Fig.
1 ein Schaltbild für die Grundschaltungsanordnung zur Speisung elektronischer Schutzrelais
nach der Erfindung, Fig. 2a ein Diagramm mit Stromkurven einer einphasigen Speiseschaltungsanordnung,
Fig. 2b ein Diagramm mit Spannungskurven einer einphasigen Speiseschaltungsanordnung,
Fig. 3 ein Schaltbild für eine bei nur schwachen Strömen zu verwendenden Speiseschaltung,
die die Grundschaltungsanordnung der Fig. 1 enthält, und Fig. 8 ein Schaltbild für
eine weitere Ausführungsvariante einer die Grundschaltung nach Fig. 1 enthaltenden
Speis eschaltungsanordnung.
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Wie aus dem schematischen Schaltbild der Fig. 1 ersichtlich ist,
enthält die Speisegrundschaltung 1 entsprechend der Anzahl benutzter PhaseMeinen
oder mehrere Eingangsstromwandler W1, W2, ... . Sekundärseitig ist an jeden Eingangsstromwandler
W1, W2... eine Gleichrichterschaltung G1, G2 ... angeschlossen. Die Gleichrichterschaltungen
G1, G2 ... sind parallel geschaltet und liegen an Ausgangsklemmen 3, 4, an die die
elektronische Schutzrelaisanordnung als Last 6 angeschlossen ist. Innerhalb der
Schaltungsanordnung ist an die Ausgangsklemmen 3, 4 ein Kondensator C angeschlossen,
dessen Ladespannung in Figl mit u, bezeichnet ist. Von jedem Eingangsstromwandler
ATl wird wird der Primärstrom il, i2 ... in den Sekundärstrom übersetzt, der von
dem an den Wandler angeschlossenen Gleichrichter G1, G2 ... gleichgerichtet wird.
Der gleichgerichtete Sekundärstrom ist in Fig. 1 mit il, i2 bezeichnet. Von den
gleichgericheteten Sekundärströmen il, i2 ... wird über
die Ausgangsklemmen
3, 4 die Last 6 gespeist. In den Zeitspannen, in welchen die Summe der Sekundärströme
il + + ... grösser als der Laststrom iL ist, wird der Kondensator C aufgeladen.
Ist die Summe der Sekundärströme kleiner als der Laststrom iLX so wird der fehlende
Strombetrag von dem aufgeladenen -Kondensator C gedeckt und seine Ladespannung uC
fällt. en Gleichrichterschaltungen G1, G2... ist die Kollektor-Emitter-Strecke K-E
eines Schalttransistors T parallel geschaltet. Bei leitend geschaltetem Schalttransistor
T sind die Eingangsstromwandler W1, W2... damit praktisch kurz geschlossen und,
um ein Entladen des Kondensators C durch den leitend geschalteten Schalttransistor
T zu verhindern, ist eine Sperr-Diode D1 vorgesehen. Der Schalttransistor T ist
in Abhängigkeit von der Ladespannung des Kondensators C gesteuert, er soll bei einem
oberen Spannungswert UC leitend schalten und bei einem unteren Spannungswert tC
(Fig. 2b) sperren. Hierzu dient im gezeigten Ausführungsbeispiel ein Spannungsregler
2, z.B., eine unter der Typenbezeichnung "A 723" bekannte Spannungsregler-Schaltung,
für die von einem Spannungsteiler R4,R5 eine der Kondensatorspannung Uc proportionale
Eingangsspannung abgegriffen wird, Anstelle der Kombination Schalttransistor T und
Spannungsregler 2 kann auch irgend eine andere, auf einen oberen und unteren Spannungsschwellwert
ansprechende elektronische Schaltungsanordnung, vor allem niedriger Verlustleistung,
benutzt werden.
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Sobald die Ladespannung u, bei sich aufladendem Kondensator C den
oberen Spannungswert üc erreicht, wird der Schalttransistor Gleitend geschaltet,
und bei über die Koliektor-Emitter-Strecke sekundärseitig praktisch kurzgeschlossenen
Eingangsstromwandlern
Mit1, W2... sinkt die Sekundärspannung auf die Summe aus der Restspannung des Schalttransistors
T und der Vorwärts spannung der Gleichrichterschaltungen, so dass der Kondensator
C nicht weiter aufgeladen, sondern durch den weiterhin fliessenden Laststrom iL
entladen wird. Hat dann die Ladespannung u, des, Kondensators G den unteren Spannungswert
UC erreicht, so sperrt der Schalttransistor T. Ist die Summe der gleichgerichteten
Sekundärströme il, i2,... stets grösse als der Laststrom iL so beginnt sich der
Kondensator C mit dem Sperren des Schalttransistors T wieder aufzuladen. Die Spannung
u, am Kondensator C schwankt in diesem Falle immer zwischen dem oberen und dem unteren
Spannungswert und und zu und zwar auch dann, wenn sich die Primärströme il, i2,...
stark ändern.
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Fliesst nur in einer Phase ein bedeutender Primärstrom, z.B. in der
Phase 1 der Strom i so wird auch bei einer grossen Amplitude des einphasigen Primärstromes
il der gleichgerichtete Sekundärstrom if im Bereich jedes Nulldurchganges kleiner
als der Laststrom iL. Dies ist im Diagramm der Fig.2 veranschaulicht. Das Diagramm
der Fig.2b zeigt hierzu den zeitlichen Spannungsverlauf am Kondensator C. Ist bei
oder wird kurz nach dem am unteren Spannungswert dC c sperrenden Schalttransistor
T der Sekundärstrom ii kleiner als der Last strom iL (Punkt X im Diagramm), so sinkt
die Kondensatorspannung UC weiter, und zwar solange, bis der Sekundärstrom il wieder
grösser als der Laststrom,% wird. (Punkt Y). Der niedrigste Spannungswert ist mit
uL bezeichnet. Hierauf beginnt sich der Kondensator
C wieder aufzuladen.
Die Ladespannung u, erreicht von unten her den unteren Spannungswert uc, was, da
der Schalttransistor T sperrend geschaltet ist, ohne Einfluss auf diesen ist, und
erreicht schliesslich den oberen Spannungswert ûc, in welchem der Schalttransistor
T leitend schaltet und der Kondensator C sich wieder zu entladen beginnt. Bis gegen
das Ende der Halbperiode folgt dann bei il > iL das aufeinanderfolgende Aus-
und Einschaiten des Schalttransistors T, d.h das aufeinanderfolgende Aufladen des
Kondensators C auf den oberen Spannungswert UC und Entladen auf den unteren Spannungswert
uc. Zum Ausgleichen des Spannungshutes uC-uL ist eine Feinstabilisierung 5 bekannter
Bauart vorgesehen.
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Da die, in Fig.2a durch Schraffierung hervorgehobenen Nachladeintervalle
über die ganze Zeit verteilt sind, kann der Spannungshut UC - uL mit bescheidenem
Kondensatoraufwand niedrig gehalten werden, d.h. es braucht nur wenig Verlustleistung
für die Feinstabilisierung. Für die Stromwandlerdimensionierung von wesentlicher
Bedeutung ist, dass in der gezeigten Schaltungsanordnung eine höhere Sekundärspannung
nur während der, in Fig.2 durch Schraffierung hervorgehobenen mit Abstand aufeinanderfolgenden
Ladeintervalle benötigt wird. Die im Diagramm der Fig.2 in den einzelnen Halbperioden
schraffierte Fläche ist dem für die Speisung und Kondensatorladung benötigten magnetischen
Fluss im Wandlereisen direkt proportional. Bei vorgegebenem konstanten Laststrom
iL werden die Ladeintervalle mit zunehmendem Primärstrom immer kürzer, wodurch das
Wandlereisen entlastet wird, was sich besonders vorteilhaft für die Dimensionierung
der Wandler auswirkt. Der dann noch verfügbare Fluss kann dann für die Deckung der
Kupferverluste der Sekundärseite
des bzw. der Wandler, der Verdrahtungsverluste
und der Halbleiterspannungsabfälle ausgenutzt werden. Hieraus ergeben sich für solche
Speiseschaltungsanordnungen ungewöhnlich hohe Ueberstromziffern.
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Während z.B. im Kurzschlussfall die dann starken Primärströme il,
i2... stets für die Speisung der in Fig.l gezeigten Schaltungsanordnung ausreichen,
können im Normalbetrieb die zu messenden Ströme so schwach sein, dass die auf der
Sekundärseite der Eingangs-Stromwandler W1, W2...
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verfügbare Leistung nicht mehr für die Speisung der Schaltungsanordnung
ausreicht. Fig.3 zeigt ein schematisches Schaltbild für eine bei so schwachen Strömen
verwendbare Schaltungsanordnung, die im wesentlichen aus der in Fig.l gezeigten
Schaltung und zusätzlichen Vorrichtungen besteht.
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Jede Phase enthält einen Stromwandler WOl, W W02, W03, der primärseitig
vom Phasenstrom I1, I2, I3 durchflossen wird.
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Sekundärseitig ist jeder Stromwandler Wohl, W02, W03 an den Eingangsstromwandler
W1, W2, W3 der Speisegrundschaltung 1 (Fig.l) angeschlossen. Die Eingangsstromkreise
enthalten je einen Strom-Spannungs-Wandler E , M2, M3, die die stromproportionalen
Messspannungeii für die StromüberwachVng liefern. An die Ausgangsklemmen 3, 4 der
Speisegrundschältung 1 ist über eine Diode D2 ein Netzspeisegerät 7 angeschlossen
und ein bei in Betrieb befindlichem Netzspeisegerät 7 erregtes Relais Rel weist
für jeden Eingangsstromkreis der Speisegrundschaltung 1 Relaiskontakte S S2, 3 auf,
durch die bei erregtem Relais die Eingangsstromwandler W1, W2,W3 kurz geschlossen
sind.
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Im Normalbetrieb ist die Netzspannung vorhanden und infolge der durch
das erregte Relais Rel primärseitig
kurz geschlossenen Eingangsstromwandler
W 3 ist die 1 3 Speisegrundschaltung 1 ausser Betrieb gesetzt und die Speisung der
Schutzrelaisanordnung erfolgt durch das Netz-Speisegerät 7. Bei einem auftretenden
Kurzschluss verschwindet die Netzspannung, das Netzspeisegerät 7 wird unwirksam
und das Relais Rel fällt ab, wodurch die durch die Relaiskontakte S,...S hergestellte
Kurzschlussverbindung an den Eingangsstromwandlern W1.. .W3 unterbrochen und die
Speisegrundschaltung 1 sofort wie mit Bezug auf Fig.l beschrieben zu arbeiten beginnt,
wobei wegen des Kurzschlusses die Primärströme stark genug sind, um die Schutzrelaisanordnung
aus den Stromwandlern zu speisen. Damit können die Stromwandler weiter entlastet
und entsprechend günstiger dimensioniert werden und zudem kann wegen der aus dem
Netzspeisegerät 7 erfolgenden Speisung im Bereich der'schwachen Ströme die Messgenauigkeit
verbessert werden.
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Fig. 4 zeigt ein Prinzip-Schaltschema einer hinsichtlich Messgenauigkeit
und erforderlicher Stromwandlerdimensionierung noch weiter verbesserten Ausführungsvariante
der Speiseschaltungsanordnung. Die Verbesserung ist dadurch erreicht, dass bei schwachen
Strömen nicht nur die Speisung der Schutzrelaisanordnung durch ein Netzgerät 7 erfolgt,
sondern auch die Messleistung nicht mehr vom Stromwandler aufgebracht wird und dieser
noch mehr entlastet ist. In dem in Fig.4 wiedergegebenen Schaltbild für eine Einphasenspeiseschaltungsanordnung
sind nur die wesentlichen Schaltungsteile angegeben und unwesentliche, wie z.B.
Kompensationsmittel usw. weggelassen. Wie bei der Ausführung nach Fig.3 ist auch
hier ein Netzspeisegerät 7 vorhanden, das über die Diode D2 an die Ausgangsklemmen
3, 4 der Speisegrundschaltung
1 angeschlossen ist und bei schwachem
Strom die Schutzrelaisanordnung speist. In dem Eingangskreis sind in Reihe geschaltet
die Sekundärwicklung des Stromwandlers W01, der Widerstand R6, welcher den ohmschen
Widerstand der Sekundärwicklung WO1 und der Verbindungsleitungen umfasst, die Primärwicklung
des Messwandlers M1, der Widerstand R7, welcher für die Wirkverluste des Messwandlers
M1 und dessen nicht eingezeichnete Bürde steht und die Primärseite des Eingangsstromwandlers
W1 mit dem Kupferwiderstand R8. In dem Eingangskreis ist ein vom Netzgerät 7 gespeister
Operationsverstärker Op vorgesehen, dessen invertierender Eingang an den Verbindungspunkt
von Widerstand R6 und Primärwicklung des Messwandlers E und dessen nicht invertierender
Eingang an den Verbindungspunkt von Sekundärwicklung des Stromwandlers WO1 und Widerstand
R8 angeschlossen ist. Der Ausgang des Operationsverstärkers Op liegt an dem Verbindungspunkt
von Widerstand R7 und Eingangsstromwandler W1. Im Bereich kleiner Ströme wird der
Operationsverstärker Op vom Netzgerät 7 gespeist und die Messleistung -vom Operationsverstärker
aufgebracht, wobei seine Eingangsspannung praktisch Null ist, so dass der Wandler
nur noch seine eigene Kupferverlustspannung durch Ummagnetisierung zu decken hat
und sein Magnetisierungsstrom, d.h. der Fehlerstrom extrem klein ist. Mit stärker
werdenden Strömen wird der Operationsverstärker in seiner Wirkung vernachlässigbar
und bei Kurzschlussströmen kann, wie bei der Ausführung nach Fig.3 die Einschaltung
der Speisegrundschaltung 1 erfolgen. Der Operationsverstärker Op ist hierbei lediglich
gegen allfällige Ueberspannungen ausreichend zu schützen. Aus der vorstehenden Beschreibung
ist ersichtlich,
dass der Aufwand bei solchen Speiseschaltungsanordnungen
tatsächlich gering ist und vor allem die Stromwandler verhältnismässig klein dimensioniert
Werden können. Diese günstige Dimensionierung trifft bereits bei der Speisegrundschaltung
zu, und kann, wie gezeigt, durch nicht aufwendige Mittel auf einfache Weise im Bedarfsfalle
noch weiter verbessert werden.
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Mit nach den vorstehend aufgezeigten Richtlinien praktisch ausgeführten
Speisegrundschaltungen konnte die Lastspannung bei einem Eingangsstromverhältnis
I :I max mln von grösser als 100:1 auf + 1 % stabilisiert werden, was auch für hohe
Ansprüche ausreichend ist.