DE2422886A1 - Secam-dekoder - Google Patents

Description

PF 2069
7446

Düsseldorf, 10. Mai 1974

Tektronix, Inc.

Beaverton, Oregon, V. St. A.

SECAM-Dekoder

Die vorliegende Erfindung betrifft einen SECAM-Dekoder.

In Folge-Farb- und Speicher-Fernsehsystemen (Sequence Color and Memory Television Systems), die nachstehend als SECAM-Systeme bezeichnet werden, alterniert der übertragene Färb-Subträger von Linie zu Linie zwischen zwei Farbdifferenzsignalen. Aus diesem Grund modulieren SECAM-Farbdifferenzsignale D¹ und D' abwechselnd den Sub- oder Zwischenträger. Infolge dieser Frequenzmodulation ist das Farbsignal gegenüber einer Phasen- bzw. Verstarkungsdifferenz weniger empfindlich. Da jedoch zu einer bestimmten Zeit jeweils nur ein Farbdifferenzsignal übertragen wird, muß eine Speichervorrichtung verwendet werden, so daß beide Farbdifferenzsignale in dem Empfänger oder der bilderzeugenden Einrichtung wie einer Farbbildröhre gleichzeitig zur Verfügung stehen. Darin liegt somit ein Nachteil der entsprechenden Einrichtungen nach dem Stand der Technik begründet, nämlich eine nicht ideale Verzögerungslinie.

Wie allgemein bekannt, war die letzte Farbinformation für den Eintritt in die SECAM-Verzögerungsleitung vor der betrachteten Linie das entgegengesetzte Farbdifferenzsignal, so daß Reflexionen in-

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folge eines solchen nicht idealen Verzögerungsleitungsabschlusses oder Aufbaus als Kreuz- oder Nebenfarben am Ausgang der Verzögerungsleitung erscheinen. Diese Kreuz- oder Nebenfarben können sich aus Mehrfachreflexionen ergeben, wobei ihre Amplitude die Zeitdauer ihrer Anwesenheit in der Verzögerungsleitung wiederspiegelt. Ebenso kann eine unmittelbare Übertragung durch die Verzögerungsleitung auftreten, wobei dies jedoch prinzipiell in das Gebiet der Verzögerungsleitung-Ausgestaltung fällt. Eine solche Kreuzoder Nebenfarbe stellt eine Beeinträchtigung eines theoretischen Vorteils gegenüber anderen Systemen der Farbfernsehubertragung dar, wie er dem SECAM-System grundsätzlich innewohnt.

Ein weiterer Nachteil besteht darin, daß bei der Steuerung der alternierenden Linien der Farbinformation vom Ausgang der Verzögerungsleitung und der direkten übertragung an den Eingang der D' und D' -Demodulatoren ein gewisses Nebensprechen in dem Schalter auftreten muß. Wo die Signale analog übertragen werden, stellt dies eine nennenswerte Verschlechterung der Chrominanzsignale dar.

Nach der Zusammenfassung der vorerwähnten Farbdifferenzsignale müssen diese Signale wie erläutert wegen der Frequenzmodulation amplitudenbegrenzt und frequenzerfaßt werden. Der Frequenzerfasser oder Detektor - entsprechend der nachstehenden Bezeichnung auch Frequenzmodulator - erzeugt ein Ausgangssignal, das davon abhängt, inwieweit ein Eingangssignal mit seiner Frequenz von einer unverfälschten oder Ruhefrequenz abweicht. Mit anderen Worten, aufgrund von FrequenzSchwankungen werden Amplitudenschwankungen der Farbdifferenzsignale erzeugt, was einen weiteren Nachteil des Standes der Technik darstellt.

Wie dem einschlägigen Fachmann allgemein bekannt, stehen eine Vielzahl Einrichtungen zur Demodulation eines frequenzmodulierten Signals zur Verfügung, wovon eines die phasenverriegelte oder phasensynchronisierte Schleife ist. In SECAM-Farbsystemen treten große Frequenzabweichungen des Färb-Subträgers mit einer sehr großen Geschwindigkeit auf. Daher ist es sehr schwierig, einen Demodulator mit phasenverriegelter Schleife zu bauen. In der Natur

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des Aufbaus eines solchen Demodulators liegen eine hohe Schleifenverstärkung und eine große Schleifen-Bandbreite, die dazu neigen, den Vorteil eines Demodulators mit phasenverriegelter Schleife gegenüber sonstigen bekannten Verfahren der Frequenzerfassung zu verringern.

In einem Aufsatz von C. J. Byrne mit dem Titel "Properties and Design of the Phase Controlled Oscillator with a Sawtooth Comparator" , veröffentlicht in Bell System Technical Journal, März 1962, werden Anordnungen mit einem Sägezahn-Phasenkomparator untersucht, um die Nachteile der üblicheren sinusförmigen Phasenkomparatoren zu vermeiden und so zu einer phasenverriegelten Schleife zu gelangen, die in verschiedenen Punkten eine Verbesserung gegenüber den vorerwähnten phasenverriegelten Schleifen darstellen würde. Auf diese Weise könnte bei entsprechender Weiterentwicklung ein weiter verbesserter Demodulator mit phasenverriegelter Schleife für ein SECAM-Farbsystem geschaffen werden.

Aufgabe vorliegender Erfindung ist die Schaffung eines verbesserten SECAM-Dekoders mit digitalen Signalen entsprechend dem Farbdifferenzsignal-Subträger. Dabei sollen Kreuz- oder Querfarben zwischen Farbdifferenzsignalen infolge Verzögerungsleitungsreflexionen praktisch eliminiert sein.

Zur Lösung dieser Aufgabe ist ein SECAM-Dekoder erfindungsgemäß gekennzeichnet durch eine Einrichtung zur Trennung von Teilen eines zusammengesetzten Videosignals mit einem Synchronisierinformation entsprechenden ersten Teil, einem Luminanzinformation entsprechenden zweiten Teil sowie einem Chrominanzinformation entsprechenden dritten Teil, eine Verstärker- und Verzögerungseinrichtung für den zweiten Teil, eine Abbildeinrichtung für den Empfang des verstärkten und verzögerten zweiten Teils, so daß durch diesen Teil ein Bild bestimmt wird, eine Umwandlungseinrichtung zur Änderung des dritten Teils in ein zweites Signal mit zwei stabilen Zuständen, eine Schalteinrichtung zur Bestimmung der Weiterführung des zweiten Signals, eine Verzögerungseinrichtung zur Verzögerung des zweiten Signals, eine zweite ümwandlungs-

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einrichtung zur Änderung des Verzögerungssignals in ein drittes Signal mit zwei stabilen Zuständen, eine zweite Schalteinrichtung zur Bestimmung der Weiterführung des zweiten und dritten Signals, eine erste Demoduliereinrichtung zur sequentiellen Aufnahme des zweiten und dritten Signals zur Erzeugung eines Ausgangssignals davon, eine zweite Demoduliereinrichtung zur sequentiellen Aufnahme des zweiten und dritten Signals zur Erzeugung eines Ausgangssignals davon, eine erste Abschwächeinrichtung zur Aufnahme des Ausgangssignals der ersten Demoduliereinrichtung, in der die hochfrequenten Komponenten des Signals unmittelbar entgegengesetzt zu einer Verformung eines solchen Ausgangssignals geschwächt werden, eine zweite AbSchwächeinrichtung zur Aufnahme des Ausgangssignals der zweiten Demoduliereinrichtung, in der die hochfrequenten Komponenten eines solchen Ausgangssignals unmittelbar entgegengesetzt zu einer Verformung eines solchen Ausgangssignals geschwächt werden, eine Zusammenfaßeinrichtung zur Aufnahme der Ausgänge der ersten und zweiten Abschwächeinrichtung und zur Bildung eines Ausgangssignals daraus, das der algebraischen Summe der Ausgänge entspricht, sowie durch eine Einrichtung zur Beaufschlagung der Abbildeinrichtung mit den AusgangsSignalen der ersten und zweiten Abschwächeinrichtung und dem Ausgang der Zusammenfaßeinrichtung gesondert von dem zweiten Teil des zusammengesetzten Videosignals.

Der SECAM-Dekoder kann eine Mehrzahl Verzögerungsleitungen haben. Ferner kann für ein digitales Schalten des Farbdifferenzsignal-Subträgers gesorgt werden. Zweckmäßigerweise weist der SECAM-Dekoder nach der Erfindung zwei digitale Doppel-Sägezahn-Phasenkomparatoren auf. Schließlich kann er mit einem Rechteckimpulsformer ausgestattet sein, um den Farbdifferenzsignal-Subträger zu digitalisieren.

Der SECAM-Dekoder nach der Erfindung dient zur Bildung der Signale einer Farbwiedergabe aus dem zusammengesetzten Farbbildsignal, wobei er weitgehend aus digitalen Einrichtungen mit digitaler Leitungsschaltung, Mehrfach-Verzögerungsleitungen, Dekodier-Mittenfrequenz-Verriegelungseinrichtung und einer Anzeige für die

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Drift von kodiertem Weiß, digitalem Doppel-Phasendetektor für jeden Dekoder mit phasenverriegelter Schleife sowie Rechteck-Impulsformerschaltung aufgebaut ist, so daß leicht eine Einstellung auf unterschiedliche Aufzeichnungs-Subträgerfrequenzen oder SECAM-Standardwerte vorgenommen werden kann.

Die vorliegende Erfindung überwindet die «Nachteile des Standes der Technik dadurch, daß die Farbdifferenzsignale auf dem eintreffenden Subträgerniveau vor der Zuführung zur der Verzögerungsleitung digitalisiert werden. Durch das Digitalisieren dieser Signale wird die Erscheinung des Nebensprechens im Schalter eliminiert. Durch das Weiterführen der FalrbdiffereiiZsignale durch Mehrfachverzögerungsleitungen werden Reflexionen auf einen Wert unterhalb jedes gewünschten Niveaus reduziert. Diese beiden Vorzüge wirken so zusammen, daß praktisch keine Kreuz- oder Nebenfarbe auftritt, so daß ein dem SECAM-System grundsätzlich innewohnender Vorteil ausgenutzt wird. Ein weiterer Vorteil besteht darin, daß die Digitalisierung der Farbdifferenzsignale auf dem eintreffenden Subträger-Niveau wegen des digitalen Phasendetektors, der die Verwendung einer phasenverriegelten Schleife mit niedriger Bandbreite ermöglicht, eine bessere äquivalente Rausch-Bandbreite ergibt.

Durch die vorliegende Erfindung werden Nachteile der Anordnungen nach dem Stand der Technik weiter dadurch überwunden, daß jedes · Schalten vor oder hinter der Verzögerungsleitung(en) mit Hilfe einfacher Logikstufen erfolgen kann. Ferner kann durch Verwendung digitaler Signale entsprechend dem Farbdifferenzsignal-Subträger und Dekodierung solcher Signale aufgrund sowohl positiver als auch negativer übergänge eine sehr beachtliche Erhöhung der Dekodiergenauigkeit, Geschwindigkeit sowie der äquivalenten Rausch-Bandbreite erzielt'werden.

Die Erfindung wird nachstehend anhand von Ausführungsbeispielen in Verbindung mit der zugehörigen Zeichnung erläutert. In der Zeichnung zeigen:"

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Fig. 1 ein Blockschaltbild eines herkömmlichen SECAM-Dekoders;

Fig. 2 ein Blockschaltbild eines SECAM-Dekoders nach der Erfindung;

Fig. 3 schematisch ein Schaltbild der Rechteck-Impulsformer schaltung der Fig. 2;

Fig. 4 ein Spannungs-/Zeitdiagramm der Rechteck-Impulsformer schaltung der Fig. 3;

Fig. 5 weiter ins einzelne gehende Ausschnitte aus dem Bereich A der Fig. 2;

Fig. 6 schematisch ein Schaltbild des Doppeidemodulators der Fig. 2 entsprechend der vorliegenden Erfindung;

Fig. 7 ein Spannungs-/Zeitdiagramm für den Doppeidemodulator der Fig. 6; und

Fig. 8 eine etwas abgewandelte Ausfuhrungsform eines Doppeldemodulators nach Fig. 2 bzw. 6.

Im einzelnen zeigt Fig. 1 ein Blockschaltbild eines herkömmlichen SECAM-Dekoders. Ein zusammengesetztes Videosignal, das aus einem Luminanzsignalanteil, einem Chrominanzsignal-Subträgeranteil und einem Synchronisier-Signalanteil besteht, die alle in herkömmlicher Weise addiert werden, wird einer Bandpaßfilter- und "BeIl"-Stufe 1 sowie eine Videoverstärker-ZVerzögerungsstufe 2 zugeführt. In herkömmlicher Weise werden der Luminanz- und der Synchronisieranteil des zusammengesetzten Videosignals von dem Chrominanzanteil des zusammengesetzten Videosignals getrennt. Die Luminanz- und Synchronisiersignale werden durch die Videoverstärker-/Verzögerungsstufe 2 geleitet, die die Synchronisier-Information von dem Luminanzanteil trennt, den Luminanzanteil verzögert und dann damit eine Bildröhre 3 beaufschlagt. Der Synchronisieranteil des Signals

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dient zur Synchronisierung der Ablenk- und Zeitkreise in bekannter Weise (nicht dargestellt).

Der Chrominanzanteil des Signals wird dann einer "Bell"-Schaltung zugeführt, die der "Bell"-Stufe des Kodierers entgegengesetzte Eigenschaften hat. Somit wird das Chrominanzsignal hinsichtlich seines modulierten Subträgers auf die richtige Amplitude zurückgebracht. Wie allgemein bekannt, besteht der Chrominanzanteil des aus der Bandpaßfilter- und "Bell"-Stufe 1 austretenden zusammengesetzten Videosignals aus zwei Farbdifferenzsignalen entsprechend der Farbe Rot minus dem Luminanζanteil und der Farbe Blau minus dem Luminanzanteil, was nachstehend als D' und D' bezeichnet

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wird. Wie zuvor erwähnt, werden D' und D' sequentiell übertragen, d. h., eine Linie von D¹ , wobei Linie sich auf die zwischen Synchronisierimpulsen erforderliche Zeit bezieht, wird unter Nachfolge durch eine Linie von D' etc. übertragen.

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Der Dekodierer ist mit einem als Verzögerungsleitung 4 ausgebildeten Speicher ausgestattet, um fortlaufend die übertragenen Farbdifferenzsignale, entweder D' oder D' aufzuzeichnen und das in

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der vorhergehenden Linie übertragene Farbdifferenzsignal.zu wiederholen. Bei Anwendung dieses Verfahrens werden zwei Chrominanzdifferenzsignale gleichzeitig erhalten, nämlich eins, das durch die Verzögerungsleitung 4 wiedergewonnen wurde, sowie eins direkt.

Ein durch eine Schaltersteuerung 6 gesteuerter elektronischer Doppelschalter 5 sorgt dafür, daß in seiner ersten Stellung das direkte Farbdifferenzsignal einem ersten Begrenzer 7 und das gespeicherte Farbdifferenzsignal einem zweiten Begrenzer 8 und in seiner entgegengesetzten Schalterstellung während der nächsten Linie das direkte Farbdifferenzsignal dem zweiten Begrenzer 8 und das gespeicherte Farbdifferenzsignal dem ersten Begrenzer 7 zugeführt wird. Wie ersichtlich, entspricht das Ausgangssignal für den ersten Begrenzer 7 oder den zweiten Begrenzer 8 gleichzeitig den beiden Farbdifferenzsignalen.

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Die Begrenzer 7 und 8 dienen zur Begrenzung jeglicher Amplitudenschwankungen in einem der beiden Signale D' oder D', die während

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des ÜbertragungsVorgangs auftreten. Hinter den Begrenzern 7 und 8 werden die Farbdifferenzsignale durch Demodulatoren 9 und 10 demoduliert. Im Prinzip liefert der Demodulator ein Ausgangssignal, das der Abweichung der augenblicklichen Frequenz des empfangenen D' - und D' -Subträgers proportional ist. Wie allgemein bekannt, kann der Demodulator, von dem Gebrauch gemacht wird, die phasenverriegelte Standardschleife sein, um ein Signal zu erzeugen, das dem eintreffenden FM-Signal mit seinem spannungsgeregelten Oszillator folgt. Der Phasenkomparator der phasenverriegelten Schleife ist der Fehlerdetektor der Schleife, der entsprechend seinem üblichen Aufbau eine Ausgangsspannung erzeugt, die dem Sinus der Phasendifferenz des spannungsgeregelten Oszillators, der nachstehend als Vco bezeichnet wird, und dem eintreffenden FM-Signal proportional ist.

Die den Vco entsprechend D'_ und D'_ speisenden Spannungen beaufschlagen Abschwächer 11 und 12, in denen die hochfrequenzen Komponenten aus allgemein bekannten Gründen auf ihre ursprünglichen Werte zurückgeführt werden. Die Ausgänge der einzelnen Abschwächer abeaufschlagen Matrizen 13, in denen die Kombination von D' und

D' ein drittes Farbdifferenzsignal E¹ - E¹ , d. h. Grün minus B g y

Luminanz, erzeugt. Die drei durch Matrixbehandlung aus den zuvor beschriebenen Chrominanzsignalen erhaltenen Signale beaufschlagen die zugehörigen Elektroden der Bildröhre 3. Wenn daher die Bildröhre 3 eine Farbbildröhre ist, so sind die durch die Luminanz E' hervorgerufenen Ströme der Strahlen proportional den Signalen rot, grün und blau.

Fig. 2 ist ein Blockschaltbild des SECAM-Dekodierers nach der vorliegenden Erfindung. Wie aus diesem Blockschaltbild ersichtlich, sind ein Rechteckimpulsformer 14 und eine Mehrzahl weiterer Rechteckimpulsformer 15, 15', 15" und 15'" zugefügt worden. Ferner sind eine erste Logikstufe 16 und eine zweite Logikstufe 17 zugefügt worden. Die Verzögerungsleitung 4 der Fig. 1 ist durch eine Mehrzahl Verzögerungsleitungen 4', 4", 4'" und 4"" ersetzt worden. Es

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sei darauf hingewiesen, daß mindestens zwei Verzögerungsleitungen und zweite Rechteckimpulsformer 4¹ - 15 bzw. 4" - 15' verwendet werden müssen, wobei jedoch die Möglichkeit der Verwendung von mehr als zwei solchen Gruppen keineswegs außer Betracht bleiben soll. Ferner sind der Doppelschalter 5, die Begrenzer 7 und 8 sowie die Demodulatoren 9 und 10 der Fig 1 durch Doppeidemodulatoren 9" bzw. 10' ersetzt worden.

Grundsätzlich weist die Verbesserung eine Einrichtung auf, um den frequenzmodulierten Subträger für die Farbdifferenzsignale D' und D' in digitale Signale umzuwandeln. Diese digitalen Signale lassen sich leichter schalten und ermöglichen die Verwendung eines besonderen Phasenkomparator, der die äquivalente Rauschbandbreite herabsetzt. Durch Verwendung digitaler Signale ist es nunmehr möglich, jegliches Nebensprechen infolge von Verzögerungsleitungen und Schalten zu eliminieren. Die weiteren Rechteckimpulsformer 15, 15¹, 15" und 15¹" müssen verwendet werden, um das Signal an den Verzögerungsleitungs-Ausgängen in ein digitales Signal zurückzuwandeln. Das liegt daran, daß das die Verzögerungsleitungen, die in der Praxis ein Bandpaßfilter sind, durchlaufende digitale Signal ein Analogsignal erzeugt. Da die vorliegende Erfindung mit digitalen Signalen arbeitet, müssen die verzögerten Signale zurückgewandelt werden. Der Einfachheit halber sind alle Rechteckimpulsformer identisch. Die Logikstufen 16 und 17 sind notwendig, um die digitalen Signale in der richtigen Reihenfolge in die Verzögerungsleitungen einzuleiten bzw. davon abzuführen. Die Logikstufen 16 und 17 haben einen Schaltungsaufbau, der durch die Anzahl der verwendeten Verzögerungsleitungs-Rechteckimpulsformer-Gruppen bestimmt wird.

Da nur digitale Signale auftreten, können die Logikstufen eine einfache logische Funktion ausführen, wie das allgemein bekannt ist. Der Ausgang der Logikstufe 17 leitet die Signale zu den Doppeldemodulatoren, die die Begrenzer 7 und 8 sowie die Demodulatoren 9 und 10 ersetzt haben. Durch Digitalisierung und Verwendung von Sägezahn-Phasendetektoren sind keine gesonderten Begrenzer notwendig, die im hinblick auf eine optimale Arbeitsweise in Ver-

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bindung mit dem Stand der Technik notwendig waren. Die Doppeldemodulatoren 9¹ und 10' haben gegenüber herkömmlichen Demodulatoren den Vorzug, daß ihr Phasendetektor-Ausgang für größere Werte des Phasenfehlers linear ist. Wenngleich jedoch Phasenfehler sich sehr rasch und über einen großen Bereich von Phasenfehlern erfassen lassen, wenn der Sägeζahn-Phasenkomparator in der phasenverriegelten Schleife verwendet wird, wie das von D. J. Byrne beschrieben und zuvor erläutert wurde, so besteht doch eine Beschränkung insofernn, als die zur Unterscheidung eines Phasenfehlers erforderliche Zeit durch die Zeit zwischen den positiven Anstiegsflanken des EingangsSignaIs bestimmt wird. Das liegt daran, daß die verwendeten Flipflops, deren Arbeitsweise weiter unten erläutert wird, an ihren Setzeingängen durch positive Anstiegsflanken von Impulsen gesteuert werden, die digital von ursprünglich sinusförmigen EingangsSignalen abgeleitet werden. Für den Fall des SECAM-Verfahrens ist die Abweichung£les Subträgers kein kleiner Prozentsatz der nicht abweichenden Subträgerfrequenz. Um diese Art Phasenkomparator für den Verwendungszweck anzupassen, verwendet die vorliegende Erfindung zwei solcher Flipflops. Die positiven Kanten werden wie zuvor ausgewertet, jedoch werden ebenso die negativen Anstiegsflanken des Eingangssignals und die negativen Anstiegsflanken des Vco-Signals ausgewertet, um das zweite Flipflop zu speisen. Dadurch wird die Verstärkung der Phasenkomparatoren verdoppelt und die Zeit zwischen der Eingangsphasen-Änderung und dem Ausgangs-Ansprechen der Phasenkompartoren verringert, so daß praktisch bei jedem Null-Durchgang eines Eingangssignals und nicht nur bei den positiven Nulldurchgängen eine Austastung erfolgt. Ferner sind die Ausgänge der Phasendetektor-Flipflops in besonderer Weise zusammengefaßt, um die Kapazitäten der phasenverriegelten Schleife zu erhöhen. Die Ausgänge der Doppeldemodulatoren werden dann den übrigen Stufen in der zuvor in Verbindung mit dem Stand der Technik erläuterten Weise zugeführt.

Die Arbeitsweise der vorliegenden Erfindung, insbesondere im Hinblick auf die Digitalisierung des Subträgers der Farbdifferenzsignale E'_R und E'_ß wird am besten unter Bezugnahme auf Fig. 3

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und 4 in Verbindung mit Fig. 2 verständlich. Wie in Fig. 3 gezeigt, erhält der Rechteckimpulsformer 14 als Eingangssignal das FM-Signal entsprechend den FarbdifferenzSignalen D' oder D' , so daß ein digitales Ausgangssignal erzeugt wird. Das in Fig. 4 gezeigte digitale Ausgangssignal wurde aus den Nulldurchgängen des Eingangs-Sinussignals erhalten.

Das sinusförmige Eingangs-FM-Signal beaufschlagt gleichzeitig einen Schmitt-Trigger 20 und die Basis eines Transistors 21. Da Aufbau und Funktion eines Schmitt-Triggers dem einschlägigen Fachmann geläufig sind, genügt es zu wissen, daß die Kurve W₁ der Fig. 4 erzeugt wird, vorausgesetzt, daß die Triggerwerte + V. und - V₁ entsprechend Fig. 4 an seinem Eingang überschritten werden.

Der Emitter des Transistors 21 liegt am Emitter eines Transistors 22 sowie an einer Quelle geeigneten elektrischen Potentials - Vee (Stromquellen werden durch Pfeile in kleinen Kreisen angegeben). Die Basis des Transistors 22 liegt an einer Quelle geeigneten elektrischen Potentials, nämlich Masse. Die Kollektoren der Transistoren 21 und 22 liegen unmittelbar an Transistorpaaren 23, 24 bzw. 25, 26, wobei jedes Transistorpaar miteinander verbundene sowie an die Kollektoren der Transistoren 21 bzw. 22 angeschlossene Emitter hat. Die Basis des Transistors 24 und die Basis des Transistors 25 sowie der Kollektor des Transistors 23 und der Kollektor des Transistors 23 und der Kollektor des Transistors 25 sind jeweils miteinander verbunden und an eine Quelle geeigneten elektrischen Potentials - V_n-, bzw. + V__, angeschlossen. Die

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Basen der Transistoren 23 und 26 sind miteinander sowie mit dem Ausgang des Schmitt-Triggers 20 verbunden. Die Kollektoren der Transistoren 24 und 26 sind miteinander verbunden und über einen Vorwiderstand 27 an eine Quelle geeigneten elektrischen Potentials + V_n-¹ angeschlossen. Außerdem ist an die Kollektoren der Transistören 24 und 26 unmittelbar die Basis eines Inversxonstransxstors 28 angeschlossen, dessen Emitter unmittelbar an einer Quelle geeigneten elektrischen Potentials +"V liegt und dessen Kollektor an eine Quelle geeigneten elektrischen Potentials, nämlich Masse, über einen Vorwiderstand 29 angeschlossen ist. Ein flankenge-

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triggertes Flipflop 30 liegt mit seinem Dateneingang D ebenfalls am Ausgang des Schmitt-Triggers 20, während sein Takteingang C unmittelbar an den Kollektor des Transistors 28 angeschlossen ist. Das Ausgangs signal W. des gesamten Schaltkreises wird am einer Logischen "1" entsprechenden Ausgang des Flipflops 30 abgenommen.

Zum weiteren Verständnis der Arbeitsweise der Schaltung sei davon ausgegangen, daß für einen Zeitpunkt gerade vor dem Zeitpunkt t die folgenden Schaltkreisbedingungen bestehen. Zu einem solchen Zeitpunkt wird das FM-Signal als die Nullachse in positiver Richtung schneidend angenommen, so daß der Schmitt-Trigger so rückgesetzt worden ist, daß er die Kurve W₁ erzeugt, wenn das Eingangssignal in negativer Richtung durch den Schaltpunkt - V₁ läuft. Die Transistoren 21, 23 und 26 sind in Sperrichtung vorgespannt, während die Transistoren 22, 24 und 25 in Durchlaßrichtung vorgespannt sind. Infolgedessen fließt ein Strom über die Transistoren 22 und 25 von der + V -Quelle an die - V_cc-Quelle. Der Spannungsabfall am Widerstand 27 ist Null, so daß das Signal W- sich auf einem "hohen" Niveau befindet. Der Transistor 28 ist in Sperrrichtung vorgespannt, so daß am Vorwiderstand 29 keine Spannung abfällt. Die Kurve W- befindet sich daher auf einem niedrigen Niveau. Die den Takteingang C des Flipflops 30 mit ihrem niedrigen Niveau beaufschlagende Signalkurve W_ verhindert eine Änderung des Zustande des Flipflops 30, und die Signalkurve W. steht am "1"-Ausgang eines solchen Flipflops mit einem hohen Niveau zur Verfügung.

Zum Zeitpunkt t wird der Transistor 21 in Durchlaßrichtung durch das Eingangs-FM-Signal vorgespannt, wenn dieses die Nullachse schneidet. Infolgedessen fließt jetzt Strom durch die Transistoren 21 und 24 von der Quelle + V-,' über den Vorwiderstand 27 an die Quelle - V . Der Spannungsabfall am Widerstand 27 spannt den Transistor 28 in Durchlaßrichtung vor. Der Strom, der infolge des Leitens des Transistors 28 den Widerstand 29 durchfließt, erzeugt einen Spannungsabfall an dem Widerstand, der den Takteingang des Flipflops 30 beaufschlagt. Der übergang vom "niedrigen" Niveau auf das "hohe" Niveau der Signalkurve W₃ bringt das Niveau

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der Signalkurve W₁ zum Ausgang, so daß die Signalkurve W₄ niedrig ist.

Zu einem nächsten Zeitpunkt t.. wird der Schmitt-Trigger 20 durch das Eingangs-FM-Signal ausgelöst, wenn dieses eine zweite Auslösespannung + V₁ erreicht. Die Transistoren 23 und 26 werden in Durchlaßrichtung vorgespannt, während die Transistoren 24 und 25 in Sperrichtung vorgespannt sind. Da jetzt der Transistor 22 in Sperrrichtung vorgespannt ist, fließt kein Strom durch den Vorwiderstand 27, so daß der Translator 28 in Sperrichtung vorgespannt wird und die Signalkurve W₃ erzeugt. Der Ausgang der Signalkurve W. bleibt daher auf dem niedrigen Niveau. Zu einem nächsten Zeitpunkt t₀ geht die Signalkurve W.,offensichtlich auf ein hohes Niveau über. Wie aus der vorstehenden Untersuchung ersichtlich, ändert sich der Ausgang der Signalkurve W₄ bei jedem Nulldurchgang des Eingangs-FM-Signals von seinem hohen auf seinen niedrigen Zustand oder umgekehrt. Die Nulldurchgänge bleiben so erhalten, wie das für eine einwandfreie Arbeitsweise der Doppeidemodulatoren erforderlich ist, was weiter unten genauer erläutert wird.

Es ist darauf hinzuweisen, daß die Transistoren 21 - 25 in bekannter Weise zu einer Modulator-/Demodulatorschaltung zusammengeschlossen sind und von diskreten Bauteilen oder auch einem integrierten Schaltkreis gebildet sein können, wie das mit gestrichelten Linien angedeutet ist, beispielsweise von einem Motorola, Inc. - MC 14966 Modulator-/Demodulator. Ferner sind die Rechteckstufen 15, 15', 15" und 15'" hinter den Verzögerungsleitungen identisch der nach Fig. 3.

Um die Arbeitsweise des SECAM-Dekoders zwischen dem Ausgang des ersten Rechteckimpuls formers 14 und dem Eingang der Doppeidemodulatoren 9' und 10' zu verstehen, wird auf Fig. 5 Bezug genommen. Fig. 5 läßt im einzelnen die Arbeitsweise mit zwei Verzögerungsleitungen 4¹, 4" erkennen. Wie schon zuvor festgehalten, soll die Arbeitsweise nicht auf zwei solche Verzögerungsleitungen begrenzt sein. Wenn beispielsweise vier Verzögerungsleitungen verwendet würden, so würden die Logikstufen 16 und 17 zusätzliche Logik er-

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fordern. Grundsätzlich wird das digitale Eingangssignal den Doppeldemodulatoren 9' und 10¹ abwechselnd direkt und verzögert zugeführt. ^r

Eine Schalter steuerung 6' erzeugt Zeitsignale entsprechend H, H (Logisches Nicht-H), H und H (Logisches Nicht-H/2) . Diese Zeitsignale sind synchro^ mit äem Synchronisieranteil des dem Eingang des Dekodierers zugeführten zusammengesetzten Videosignals. Die Zeitsignale und das digitale Eingangssignal werden unter Verwendung logischer "NANDⁿ-Stufen 32 - 45 einer gemeinsamen "NAND"-Verknüpfung unterworfen. Die erforderlichen logischen Funktionen können in mannigfacher Weise erzeugt werden. Da diese Art logischer Operationen allgemein bekannt ist, wird auf eine weiter ins einzelne gehende Untersuchung derselben verzichtet. Wie njit Fig. 5b gezeigt, kann der gesamte Bereich A der Fig. 2 als aus drei Schaltern 46, 47 und 48 aufgebaut angesehen werden. Jeder Schalter wird mit einer Η-Geschwindigkeit betätigt, so daß der Ausgang eines solchen Bereichs den Doppeldemodulatoren 9¹ und 10' abwechselnd direkt, verzögert etc. zugeführt wird. Fig. 5c ist zusammen mit Pig. 5b ein Diagramm, das zeigt, wie beispielsweise jedes Signal in Bezug auf die Zeitsignale zu den Demodulatoren gelangt. Da die Arbeitsweise der Rechteckimpulsformer 15' und 15 bereits in Verbindung mit dem /rlinweis darauf, weshalb sie notwendig sind, erläutert wurde, ist ein weiteres Eingehen darauf entbehrlich.

Ein Demodulator mit einem Doppel-Sägezahnphasenkomparator, der in einer phasenverriegelten Schleife entsprechend der vorliegenden Erfindung verwendet wird, ist mit Fig. 6 gezeigt. Da die Doppeldemodulatoren 9' und 1ο¹ identisch sind, wird nur der Doppeidemodulator 9' erläutert. Grundsätzlich wertet die Stufe die zuvor erwähnten Nulldurchgänge des Digitalsignals entsprechend dem Subcarrier der Farbdifferenzsignale D¹ und D¹ aus, um ein ' Ausgangssignal zu liefern, das der Abweichung der augenblicklichen Frequenz des erhaltenen D¹ _R una d«_ß-Subträgers proportional ist.

Der digitale Farbdifferenz-Subträg_er beaufschlagt gleichzeitig

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einen Kantenimpuls former 50 und einen Inverter 68. Der Kantenimpulsformer 50 kann als Differentiierglied angesehen werden, so daß für jede positive Abweichung des digitalen Eingangs signals ein Kanten- oder Flankenimpuls erhalten wird, in der Praxis besteht der Kanten- oder Flankenimpulsformer; 50 jedoch aus mehreren Logikfunktionen, so daß der erhaltene Impuls eine Dauer hat, die ausreicht, um die nachfolgenden Flipflops in geeigneter Weise zu speisen. Ein solcher Flankenimpuls fällt mit seiner Anstiegsflanke mit der positiven Auslenkung des digitalen Eingangssignals zusammen. Der Inverter 68 invertiert das digitale Eingangssignal "in herkömmlicher Weise und liefert es an einen zweiten Flankenimpulsformer 66. Der Flankenimpuls former 66 ist identisch dem Flankenimpuls former 50, so daß an seinem Ausgang ein Flankenimpuls erhalten wird, der jedoch mit der Anstiegsflanke der negativen Auslenkung der digitalen Eingangssignale zusammenfällt. Die von den Flankenimpulsformern 50 und 66 erzeugten Flankenimpulse speisen dann die Setzeingänge der Setz-/Kücksetz-Flipflops 51 bzw. 64.

Die "1 "-Ausgänge dieser -Flipflops 51 und 64 sind an die Anoden von Dioden 52 bzw. 61 angeschlossen. Die Kathoden der Dioden 52 und 61 sind an die Kathoden von Dioden 53 und 60 sowie an gesonderte geeignete Potentiale - V über^ Stromquellen 6 3 bzw. 62 angeschlossen. Die Anoden der Dioden 53 und 60 sind miteinander verbunden und liegen außerdem über eine Stromquelle 56 an einer geeigneten Potentialquelle + V. Außerdem ist an einen gemeinsamen Verbindungspunkt zwischen der stromquelle 56, der Diode 53 und der Diode 60 der Eingang eines Operationsverstärkers 54 angeschlossen, dessen Ausgang an diesem gemeinsamen Verbindungspunkt über einen Widerstand 57 liegt, dem eine Reihenschaltung aus einem Widerstand 58 und einem Kondensator 59 parallelgeschaltet ist.

Der Ausgang des Operationsverstärkers ist außerdem an den Eingang eines Tiefpaßfilters 71 und die Eingangssteuerstufe des spannungsgeregelten Oszillators 70 angeschlossen. Der Ausgang des span-

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nungsgeregelten Oszillators 70 beaufschlagt gleichzeitig einen dritten Flankenimpulsformer 65 und einen zweiten Inverter 69. Der Ausgang des dritten Flankenimpulsformers 65 ist mit dem Rücksetzeingang des Setz-/Rücksetz-Flipflops 51 verbunden. Der Ausgang des Inverters 69 speist einen vierten Flankenimpulsformer 67, dessen Ausgang an den Rücksetzeingang des Setz-/Rücksetz-Flipflops 64 angeschlossen ist. Der Ausgang des Doppeidemodulators 9¹ ist der Ausgang des Tiefpaßfilters 71 und dient zur Speisung des Abschwächers 11'. Es sei darauf hingewiesen, daß die Flankenimpulsformer 50, 65, 66 und 67 identisch sind, wenn identische Setz-/ Rücksetz-Flipflops verwendet werden.

Zum Verständnis der Arbeitsweise des Doppeidemodulators wird auf Fig. 7 Bezug genommen. Fig. 7 zeigt ein Spannungs-/Zeit-Diagramm verschiedener Signalkurven an einzelnen Punkten des Demodulators. In Fig. 7a sind Signalkurven gezeigt, wie sie auftreten, wenn kein Phasenfehler zwischen dem digitalen Eingangssignal und dem spannungsgeregelten Oszillator oder aber im wesentlichen normale Verriegelung in Bezug auf die Vco-Mittenfrequenz besteht. Fig. 7b und 7c zeigen die Signalkurve an identischen einzelnen Punkten innerhalb des Doppeidemodulators, wenn ein Phasenfehler zwischen dem digitalen Eingangssignal und dem spannungsgeregelten Oszillator infolge einer erhöhten bzw. einer verringerten Frequenz besteht.

Die nachstehende Beschreibung geht davon aus, daß kein Phasenfehler besteht, so daß die Signalkurven entsprechend Fig. 7a erläutert werden. Es wird ferner ein Zeitpunkt angenommen, der gerade vor dem Zeitpunkt t liegt. Das digitale Eingangssignal, das Setzeingangssignal des Flipflops 51, das Rücksetzeingangssignal des Flipflops 51, das "1"-Ausgangssignal des Flipflops 51, das Setzeingangssignal des Flipflops 64 und das Rücksetzeingangssignal des Flipflops 64 befinden sich auf einem niedrigen Niveau, während das Ausgangssignal des spannungsgeregelten Oszillators 70 und das "1"-Ausgangssignal des Flipflops sich auf einem hohen Niveau befinden. Wie allgemein bekannt oder auch aus den Signalkurven der Fig. 7a ersichtlich, sind das digitale Eingangssignal

B 0 g 8 0 9 / 0 9 9 5

und das Vco-Ausgangssignal im Verhältnis zueinander um 180° phasenverschoben. Zum Zeitpunkt t geht das digitale Eingangssignal ins Positive, so daß der Flankenimpulsformer 50 einen positiven Impuls erzeugt, der das "1"-Ausgangssignal des Flipflops 51 ein hohes Niveau annehmen läßt. Gleichzeitig mit dem vorstehend erwähnten Vorgang erzeugt der spannungsgeregelte Oszillator Vco 70 einen niedrigen Ausgang, der durch den Inverter 69 so invertiert wird, daß er den Flankenimpulsformer 67 speist. Der Flankenimpulsformer 69 erzeugt einen Flankenimjmls, der mit dem von dem Flankenimpulsformer 50 erzeugten Flankenimpuls zusammenfällt, und ferner wird am "!"-Ausgang des Flipflops 64 ein niedriges Niveau erhalten. Die Diode 52 und die Diode 61 werden daher in Durchlaß- bzw. Sperrrichtung vorgespannt. Das Vorspannen der Diode 52 in Durchlaßrichtung bewirkt eine Vorspannung der Diode 53 in Sperrichtung, während die Diode·60 in Durchlaßrichtung vorgespannt wird. Unter diesen Umständen fließt der gesamte verfügbare Strom "I" durch die Diode 60 und die Stromquelle 62. Infolgedessen hält der Operationsverstärker 65 seinen Ausgang auf dem Referenzpotential Ref. Das Tiefpaßfilter 51 filtert diese Referenzspannung und beaufschlagt den Abschwächer 11' damit. Wie ersichtlich, ist die Vco 70-Eingangsspannungssteuerung das. Spannungen!veau, das für ein normales Verriegeln bei der Ruhefrequenz erforderlich ist. Beim ersten übergang des digitalen Eingangssignals nach dem Zeitpunkt t wird der vorstehend erläuterte Ablauf umgekehrt, und der verfügbare Strom "I" passiert die Diode 53.

Liegt ein Phasenfehler vor, wie das mit Fig. 7 gezeigt ist, so ist ersichtlich, daß die Dioden 52 und 61 gleichzeitig in Sperrrichtung vorgespannt werden. Die Dioden 63 und 60 müssen daher jeweils einen Strom "I" führen. Somit muß über den Widerstand 57 ein zweiter Strom ¹¹I" geliefert werden, um in jeder Diode einen Strom "X" aufrechtzuerhalten. Der Strom durch den Widerstand 57 ruft am Ausgang des Operationsverstärkers 54 eine Spannungsänderung hervor, die dazu verwendet wird, den Oszillator 70 "in Schritt" mit dem eintreffenden digitalen Signal zu bringen. Diese Spannungsänderung erzeugt nach Filterung durch das Tiefpaßfilter 71 eine Ausgangsspannung, die größer als die Referenzspannung ist.

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Sinkt die Frequenz entsprechend Fig. 7c ab, so werden die Dioden 53 und 60 gleichzeitig in.Sperrichtung vorgespannt, und der Strom "I" fließt durch den Widerstand 57 in einer solchen Richtung, daß die Spannung für Vco 70 verringert und damit Vco 70 "in Schritt" mit dem digitalen Eingangssignal gebracht wird. Diese Spannungsänderung erzeugt nach Filterung durch das Tiefpaßfilter 71 einen mittleren Dekodierausgang, der niedriger als der Referenzwert ist.

Mit Fig. 8 ist eine weitere Ausführungsmöglichkeit des Doppeldemodulators der Fig. 6 wiedergegeben. Bei dieser Ausführungsmöglichkeit ist ein veränderlicher Widerstand 72 zwischen eine Potentialquelle 74 und Masse geschaltet. Ein Schleifer 73 ist an den durch eine veränderliche Spannung geregelten Oszillator 70' des Doppeidemodulators 9' angeschlossen. Zwischen den Ausgang des Filters 71' und den ersten Eingang des Operationsverstärkers 77 ist ein Schalter 80 so geschaltet, daß er im geschlossenen Zustand den Ausgang des Tiefpaßfilters 71^l mit dem ersten Eingang des Operationsverstärkers 77 verbindet, während im geöffneten Zustand eine solche Verbindung entfällt. Der Ausgang des Operationsverstärkers 77 ist an eine Anzeige 75, den Oszillator 70' sowie einen Kondensator 76 angeschlossen. Die andere Seite des Kondensators 76 liegt an dem ersten Eingang des Operationsverstärkers 77, während die andere Seite der Anzeige 75 an Masse liegt. Der zweite Eingang des Operationsverstärkers 77 ist an eine Referenzpotentialquelle V ~ angeschlossen. Das Referenzpotential V ψ ist die Spannung, die dem richtigen Wert des Gleichstromausgangs des Demodulators entspricht, wenn Referenz-Weiß demoduliert wird.

Während der Übertragung des Referenz-Weiß-Subträgers in der Rückschulter des zusammengesetzten SECAM-Videosignals ist der Schalter 80 geschlossen. Da der gefilterte Ausgang des Filters 71' den Wert des eintreffenden Referenz-Weiß oder genauer die Referenzspannung repräsentiert, wenn kein Phasenfehler auftritt, so liefert der Operationsverstärker 77 keinen Ausgang bzw. kein Ausgangssignal.

Wenn dagegen ein Phasenfehler existiert, so ruft der Ausgang des

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Operationsverstärkers eine Auslenkung der Anzeige 75 hervor, so daß die Anzeige 75 als Driftanzeige wirkt.

Der veränderliche Widerstand 72 kann zur Eichung des Demodulators verwendet werden. Wenn ein Standardweiß-Referenzsignal den Demodulator beaufschlagt, so kann der Widerstand 72 verwendet werden, um die Mittenfrequenz des Oszillators 70' einzustellen, so daß das gefilterte Ausgangssignal genau mit der Referenzspannung V _f übereinstimmt.

Es versteht sich, daß neben dem erläuterten bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung eine Reihe von Abwandlungen und Änderungen möglich sind, ohne daß dadurch der Rahmen der Erfindung verlassen würde. Beispielsweise kann in dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 8 der Schalter 80 von einem Feldeffekttransistor gebildet sein, um den Schalter automatisch oder elektrisch zu öffnen bzw. zu schließen. Ferner kann der Schaltung nach Fig. 8 leicht so angepaßt werden, daß dadurch für eine automatische Eichung oder einen automatischen Betrieb des Demodulators gesorgt wird.

Patentansprüche;

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Claims (12)

1. Patentansprüche ;

   SECAM-Dekoder, gekennzeichnet durch eine Einrichtung zur Trennung von Teilen eines zusammengesetzten Videosignals mit einem Synchronisierinformation entsprechenden ersten Teil, einem Luminanζinformation entsprechenden zweiten Teil sowie einem Chrominanzinformation entsprechenden dritten Teil; eine Verstärker- und Verzögerungseinrichtung für den zweiten Teil; eine Abbildeinrichtung für den Empfang des verstärkten und verzögerten zweiten Teils, so daß durch diesen Teil ein Bild bestimmt wird; eine Umwandlungseinrichtung zur Änderung des dritten Teils in ein zweites Signal mit zwei stabilen Zuständen; eine Schalteinrichtung zur Bestimmung der .Weiterführung des zweiten Signals; eine Verzögerungseinrichtung zur Verzögerung des zweiten Signals; eine zweite Umwandlungseinrichtung zur Änderung des Verzögerungssignals in ein drittes Signal mit zwei stabilen Zuständen; eine zweite Schalteinrichtung zur Bestimmung der Weiterführung des zweiten und dritten Signals; eine erste Demoduliereinrichtung zur sequentiellen Aufnahme des zweiten und dritten Signals zur Erzeugung eines AusgangesignaIs davon; eine zweite Demoduliereinrichtung zur sequentiellen Aufnahme des zweiten und dritten Signals zur Erzeugung eines Ausgangssignals davon; eine erste Abschwächeinrichtung zur Aufnahme des Ausgangssignals der ersten Demoduliereinrichtung, in der die hochfrequenten Komponenten jedes Signals unmittelbar entgegengesetzt zu einer Verformung eines solchen Ausgangssignals geschwächt werden; eine zweite Abschwächeinrichtung zur Aufnahme des Ausgangssignals der zweiten Demoduliereinrichtung, in der die hochfrequenten Komponenten eines solchen Signals unmittelbar entgegengesetzt zu einer Verformung eines solchen Ausgangssignals geschwächt werden; eine Zusammenfaßeinrichtung zur Aufnahme des Ausgangs der ersten und zweiten Abschwächeinrichtung und zur Bildung eines AusgangssignaIs daraus, das der algebraischen Summe der Ausgänge entspricht; sowie durch eine

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   Einrichtung zur Beaufschlagung der Abbildeinrichtung mit den AusgangsSignalen der ersten und zweiten Abschwächeinrichtung und dem Ausgang der Zusammenfaßeinrichtung gesondert von dem zweiten Teil des zusammengesetzten Videosignals.
2. 2. Dekoder nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Abbildeinrichtung ein den Ausgängen der ersten und zweiten Abschwächeinrichtung sowie dem Ausgang der Verstärkungsund Verzögerungseinrichtung proportionales Abbild erzeugt.
3. 3. Dekoder nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zur Trennung ein Bandpaßfilter zur Trennung des zusammengesetzten Videosignals und ferner ein "Bell"-Filter zur VorSchwächung der hochfrequenten Komponenten aufweist.
4. 4. Dekoder nach einem der Ansprüche 1-3, dadurch gekennzeichnet, daß der Chrominanzinformation entsprechende dritte Teil das Farbdifferenzsignal ist.
5. 5. Dekoder nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß das dem dritten Teil entsprechende Farbdiffferenzsignal sequentiell die Farbdifferenzsignale D' oder D' bildet.

   K ti
6. 6. Dekoder nach einem der Ansprüche 1-5, dadurch gekennzeichnet, daß die erste und zweite Umwandlungseinrichtung eine Mehrzahl identischer Rechteckimpulsformer aufweist.
7. 7. Dekoder nach einem der Ansprüche 1-6, dadurch gekennzeichnet, daß die Verzögerungseinrichtung eine Mehrzahl Verzögerungsleitungen aufweist.
8. 8. Dekoder nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Mehrzahl Verzögerungsleitungen elektrisch und/oder mechanisch sind.

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   ²² " I NAOHGER
9. 9. Dekoder nach einem der Ansprüche 1 - 8, dadurch gekennzeichnet, daß die erste und die zweite Schalteinrichtung eine Mehrzahl Logikstufen aufweisen.
10. 10. Dekoder nach einem der Ansprüche 1-9, dadurch gekennzeichnet, daß die erste und zweite Demoduliereinrichtung Phasenverriegelungs-Schleifen-Demodulatoren mit digitalen Doppel-Detektoreinrichtungen aufweist.
11. 11. Dekoder nach einem der Ansprüche 1-10, dadurch gekennzeichnet, daß die Abbildeinrichtung eine Kathodenstrahlröhre aufweist.
12. 12. Dekoder nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Kathodenstrahlröhre eine Fernseh-Farbbildröhre ist.

    KN/sg 3

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