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Bei dem erfindungsgemäßen Verfahren ist es nicht erforderlich, daß
sich das photoelektronische Bauelement zur Ermittlung der den Fokussierungszustand
des Objektivs wiedergebenden Fokussierungsinformation in der Fokussierungsebene
befindet, da ein Punkt der Fokussierungskennlinie, z. B. der Punkt P' in Fig. 1A,
ebenfalls einen spezifischen, von der Gestalt der Fokussierungskennlinie abhängigen
und als Grundlage für eine entsprechende Messung geeigneten Wert besitzt, wenn sich
der Maximalwert P in der
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vorgesehenen Einstellebene (Filmebene) befindet. Das photoelektronische
Bauelement kann deshalb in einer festen Entfernung von der vorgesehenen Fokussierebene
auf der optischen Achse oder einem entsprechenden optischen Pfad des Objektivs angeordnet
sein, d. h. an einer Stelle, die auf dem geneigten Teil der Fokussierungskennlinie
liegt. Wenn eine derartige Position des photoelektronischen Bauelements als Bezugspunkt
für die Messung dient, kann der genaue Fokussierungspunkt mit Hilfe eines spezifischen
Frequenzdetektors ermittelt werden, der auf diejenige Frequenz abgestimmt ist, die
der diesem speziellen Punkt der Fokussierungskennlinie eigenen Fokussierungsinformation
entspricht, wobei diese Information dann vorliegt, wenn die Schärfenebene des Objektivs
mit der vorgesehenen Einstellebene zusammenfällt.
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Vorteilhafte Weiterbildungen des erfindungsgemäßen Verfahrens sind
in den Patentansprüchen 2 bis 4 angegeben.
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Eine Vorrichtung zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens
ist durch die im Patentanspruch 5 genannten Merkmale gekennzeichnet. Durch die Umwandlung
des Ausgangssignals des im bildseitigen Strahlengang des Objektivs angeordneten
photoelektronischen Bauelements in eine Wechselspannung werden die bekannten Schwierigkeiten
und Nachteile vermieden, die einer Messung und Weiterverarbeitung von Gleichstromsignalen
anhaften. Unter diesen sind besonders die starke Temperaturabhängigkeit und die
Abhängigkeit von Schwankungen der Versorgungsspannung zu nennen.
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Um den Einfluß von Schwankungen der Objekthelligkeit zu eliminieren,
wird gemäß anderer Weiterbildungen der Erfindung vorgeschlagen, Kompensierungsschaltungen
vorzusehen, die bei sich ändernder Objekthelligkeit entweder die Schwingungsfrequenz
der durch die Fokussierungsinformation steuerbaren Oszillatorschaltung oder die
Resonanz- bzw. Durchlaßfrequenz des Frequenzdetektors derart in Abhängigkeit von
der Objekthelligkeit zu steuern, daß deren Einfluß kompensiert wird. Wenn der Frequenzdetektor
beispielsweise ein Schwingkreis ist, kann dessen Resonanzfrequenz in Abhängigkeit
von der Objekthelligkeit beispielsweise dadurch verändert werden, daß eines der
frequenzbestimmenden Elemente, insbesondere eine mit der Schwingkreiskapazität in
Reihe geschaltete Kapazitätsdiode, von einer Steuerspannung beeinflußt wird, die
von einem photoelektronischen Bauelement zur Messung der Objekthelligkeit abgeleitet
ist.
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Die von dem photoelektronischen Bauelement zur Messung der Objekthelligkeit
abgeleitete Steuerspannung bzw. ein entsprechender Steuerstrom kann jedoch auch
zur Speisung einer Antriebsvorrichtung verwendet werden, mit deren Hilfe eine Blendenvorrichtung
betätigt wird, die zur Dosierung der auf die im bildseitigen Strahlengang des Objektivs
zur Ermittlung der Fokussierungsinformation angeordneten Photoelemente auftreffenden
Lichtmenge dient.
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Der Frequenzdetektor, der in seiner einfachsten Form als Parallelschwingkreis
ausgebildet ist, kann gemäß einer anderen Weiterbildung der Erfindung auch ein abgestimmter
Verstärker sein. Die Vorteile eines solchen abgestimmten Verstärkers sind allgemein
bekannt: Es werden keine Induktivitäten als frequenzbestimmende Bauelemente benötigt,
die Selektionsschärfe ist sehr groß, die Anordnung ist leicht als integrierte Schaltung
auszuführen.
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Gemäß einer anderen Weiterbildung der Erfindung
wird die Oszillatorschwingung,
deren Frequenz für den Fokussierungszustand des Objektivs kennzeichnend ist, einem
Frequenz-Amplitudenumwandler zugeführt. In diesem wird die Frequenzänderung in eine
entsprechende Amplitudenänderung umgewandelt, deren Maximum (oder Minimum) leicht
ermittelt werden kann. Die Verwendung eines derartigen Frequenz-Amplitudenumwandlers
führt zu einer besonders fehlerfreien Ermittlung des genauen Fokussierungspunktes,
verbunden mit großer Meßempfindlichkeit.
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Bei einer anderen Weiterbildung der Erfindung dient die von dem im
bildseitigen Strahlengang angeordneten photoelektronischen Bauelement zur Messung
der Fokussierungsinformation abgegebene Ausgangsspannung zur Steuerung eines nichtlinearen
Schaltelements, z. B. eines in einem entsprechenden Bereich seiner Kennlinie betriebenen
Feldeffekttransistors, das als frequenzbestimmendes Glied des Oszillators dient.
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Durch die Nichtlinearität des gesteuerten Schaltelements ergibt sich
eine Spreizung des Frequenzbandes in der Nachbarschaft der der genauen Fokussierung
entsprechenden Frequenz, wodurch die Meßgenauigkeit und -empfindlichkeit erhöht
werden.
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Einer anderen Weiterbildung der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde,
eine Vorrichtung zu schaffen, die den Richtungssinn der Fehlereinstellung ermittelt,
also feststellt, ob die Schärfenebene des Objektivs vor oder hinter der Bildebene
liegt, und die sich deshalb nicht nur zur einfachen Ermittlung des genauen Fokussierungspunktes
eignet, sondern auch eine automatische Nacheinstellung des Objektivs bei sich änderrlder
Objektentfernung ermöglicht. Bei dieser Weiterbildung ist das photoelektronische
Bauelement in einer Position angeordnet, die einem Punkt auf dem geneigten Teil
der Fokussierungskennlinie entspricht, der als Bezugspunkt für die Messung dient.
Die diesem Punkt entsprechende Fokussierungsinformation wird ebenso wie bei den
übrigen Verkörperungen der Erfindung in eine Oszillatorschwingung entsprechender
Frequenz umgewandelt.
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Diese Oszillatorschwingung wird zwei Schwingkreisen zugeführt, deren
Resonanzfrequenzen symmetrisch zu beiden Seiten der dem genauen Fokussierungspunkt
entsprechenden Oszillatorfrequenz liegen. Sodann werden die Ausgangsspannungen der
beiden Schwingkreise gemessen und, vorzugsweise in einer Brückenschaltung, miteinander
verglichen. Die Antriebsvorrichtung, die vorzugsweise ein Servomotor ist, kann beispielsweise
im Diagonalzweig dieser Brückenschaltung angeordnet sein, so daß sie bei dem alternativen
Wirksamwerden eines der Schwingkreise alternativ in einer von zwei Richtungen erregt
wird.
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Die Wirkungsweise dieser Verkörperung der Erfindung kann dadurch
verbessert werden, insbesondere kann die Selektionsschärfe und damit die Meßempfindlichkeit
dadurch gesteigert werden, daß die im Resonanzfall an einem der beiden Schwingkreise
auftretende Resonanzspannung ein steuerbares Schaltmittel erregt, das den jeweils
anderen Resonanzkreis unwirksam schaltet. Damit wird bewirkt, daß die Resonanzkurven
der beiden Schwingkreise bei der an sich erwünschten engen Nachbarschaft der beiden
Resonanzfrequenzen einander überlagern und eine Summenkurve bilden, die ein flaches
Maximum bzw.
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eine nur geringe Einsattelung an der Stelle der Mittenfrequenz besitzt.
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Im folgenden sei die Erfindung an Hand der in den Zeichnungen dargestellten
Ausführungsbeispiele näher erläutert:
F i g. 1 zeigt den Verlauf
des Innenwiderstandes eines CdS-Photowiderstandes in Abhängigkeit von der Verschiebung
des Objektivs. Diese Kurve wird als Fokussierungskennlinie bezeichnet; Fig. 2 ist
die Resonanzkurve eines Schwingkreises; F 1 g. 3 zeigt ein Ausführungsbeispiel dei
Erfindung.
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bei der ein Schwingkreis als Frequenzdetektor dient; F i g .4 und
5 zeigen Ausführungsbeispiele der Erfindung, bei denen der Einfluß von Schwankungen
der Objekthelligkeit kompensiert wird; Fig.6 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel
der Erfindung, bei dem als Frequenzdetektor ein abgestimmter Verstärker verwendet
ist; Fig.7 zeigt neben einer Fokussierungskurve die Abhängigkeit der Oszillatorfrequenz
von der Verschiebung des Objektivs. Diese Darstellung dient zur Erläuterung der
Wirkungsweise des Ausführungsbeispiels gemäß Fig. 6; Fig.8 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel
der Erfindung, bei dem als Oszillator eine LC-Oszillatorschaltung verwendet ist;
F 1 g. 9 zeigt ein Ausführungsbeispiel der Erfindung, bei dem ein Tiefpaßfilter
als Frequenz-Amplituden-Umwandler zur Frequenzmessung dient; Fig. 10 zeigt einerseits
die Durchlaßkurve des Tiefpaßfilters und veranschaulicht andererseits den Vorgang
der Frequenz-Amplituden-Umwandlung; F i g. 11 zeigt ein Hochpaßfilter, das als Frequenz-Amplituden-Umwandler
verwendbar ist; Fig. 12 zeigt die Durchlaßkurve des Hochpaßfilters und veranschaulicht
ferner seine Wirkungsweise als Frequenz-Amplituden-Umwandler; F i g. 1 3a und 1
3b zeigen aktive Filterschaltungen, die ebenfalls als Frequenz-Amplituden-Umwandler
Verwendung finden können; F 1 g. 14 zeigt eine Fokussierungskennlinie, an Hand derer
die Wirkungsweise eines Frequenzdetektors erläutert wird, mit dessen Hilfe die Ermittlung
des genauen Fokussierungspunktes durch eine Frequenzspreizung in der Nachbarschaft
der zu messenden Frequenz erleichtert wird; Fig. 15 zeigt die Schaltung eines mit
einer Wienschen Kapazitätsbrücke ausgestatteten Oszillators; Fig. 16 zeigt die Frequenzverteilung
in Abhängigkeit von der Objektivverschiebung; F i g. 17 zeigt auszugsweise ein Ausführungsbeispiel
der Erfindung, bei dem die erwähnte Frequenzspreizung durchgeführt wird; Fig. 18
zeigt eine Kennlinie, die die Abhängigkeit des Kanal-Widerstandes eines Feldeffekttransistors
von der an der Gate-Source-Strecke-anliegenden Steuerspannung wiedergibt; Fig. 19
veranschaulicht die Frequenzspreizung bei dem in Fig. 17 dargestellten Ausführungsbeispiel;
F 1 g. 20 zeigt ein Ausführungsbeispiel der Erfindung.
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bei dem - ausgehend von der in Fig. 17 dargestellten Schaltung - eine
Schaltungsstufe zur Kompensation von Schwankungen der Objekthelligkeit vorgesehen
ist; Fig.21 zeigt aus dem Kennlinienfeld eines Transistors die Abhängigkeit des
Kollektorstromes von der Basis-Emitter-Spannung; Fig.22 zeigt eine Fokussierungskennlinie,
die zur Erläuterung eines Ausführungsbeispiels mit automatischer Fokussierung dient;
Fig.23 und 24 zeigen zwei entsprechende Ausführungsbeispiele der Erfindung; Fig.25A
bis 25C schließlich veranschaulichen den
Einfluß der Interferenz bei zwei Schwingkreisen,
deren Resonanzfrequenzen nahe beieinanderliegen.
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Fig.3 zeigt ein Ausführungsbeispiel zur Durchführung des erfindungsgemäßen
Verfahrens. Der mit einer gestrichelten Linie eingefaßte Schaltungsteil stellt eine
als RC-Phasenschiebergenerator ausgebildete Oszillatorschaltung dar. In dieser ist
der Kollektor eines Transistors 1 mit einem Anschluß eines Kondensators 2 verbunden,
dessen anderer Anschluß mit einer Reihenschaltung von CdS-Photowiderständen 3, 4
und 5 in Verbindung steht. Diese Photowiderstände sind an beliebigen Punkten auf
der optischen Achse eines Kameraobjektivs angeordnet. Die Reihenschaltung der Photowiderstände
ist mit der Basis des Transistors 1 verbunden. Die Verbindungspunkte 6, 7 und 8
zwischen dem Kondensator 2 und dem Photowiderstand 3 bzw.
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zwischen den Photowiderständen 3 und 4 bzw. zwischen den Photowiderständen
4 und 5 sind über Kondensatoren 9, 10 bzw. 11 mit der negativen Sammelleitung 12
verbunden. Der Emitter und die Basis des Transistors 1 sind über Widerstände 13
bzw. 14 ebenfalls mit der negativen Sammelleitung 12 verbunden. Mit 15 ist eine
Gleichspannungsquelle bezeichnet, deren positiver Pol über Widerstände 16 und 17
mit dem Kollektor bzw. der Basis des Transistors 1 verbunden ist und deren negativer
Pol über einen Schalter 18 mit der negativen Sammelleitung verbindbar ist.
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Wenn die Widerstandswerte der CdS-Photowiderstände 3, 4 und 5 mit
R und die Kapazität der Kondensatoren 9, 10 und 11 mit C bezeichnet wird, ergibt
sich die Frequenz jeder Oszillatorschaltung als 1 YZRÜ Das Ausgangssignal der RC-Oszillatorschaltung
OSC gelangt über den mit dem Kollektor des Transistors 1 verbundenen Kondensator
19 zu einem Wicklungsende der Spule 20, deren anderes Wicklungsende mit der negativen
Sammelleitung 21 verbunden ist. Mit 21 ist ein Schwingkreis bezeichnet, der aus
der Spule 22 und dem zu ihr parallelgeschalteten einstellbaren Kondensator 23 besteht.
Ein Ende dieser Parallelschaltung ist mit der Basis eines Transistors 24 verbunden,
das andere Ende führt zu der negativen Sammelleitung 12. Der Kollektor des Transistors
24 ist über einen Widerstand 25 mit der zu dem positiven Pol der Gleichspannungsquelle
15 führenden positiven Sammelleitung 26 sowie mit der Basis eines Transistors 27
verbunden.
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Der Emitter des Transistors 24 ist mit dem Schleifer 29 eines veränderbaren
Widerstandes 28 verbunden, der zwischen die negative Sammelleitung 12 und die positive
Sammelleitung 26 geschaltet ist. Der veränderbare Widerstand 28 ist so eingestellt,
daß der Transistor 24 nur dann leitend wird, wenn sich der Schwingkreis 21 mit dem
Ausgangssignal der Oszillatorschaltung in Resonanz befindet und sein Arbeitspunkt
entsprechend eingestellt ist. Der Emitter des Transistors 27 ist direkt mit der
positiven Sammelleitung 26 verbunden. Sein Kollektor steht über einen von einem
Siebkondensator 23 überbrückten Gleichstromzweig mit der negativen Sammelleitung
12 in Verbindung. Dieser Gleichstromzweig umfaßt ein Anzeigeinstrument 30 zur Anzeige
des genauen Fokussierungspunktes und einen Widerstand 31.
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Im folgenden sei die Wirkungsweise bei der Messung des genauen Fokussierungspunktes
beschrieben: Wenn der Schalter 18 des RC-Oszillators OSC geschlossen ist und das
Kameraobjektiv verschoben
wird und damit entsprechende Informationen
über den Fokussierungszustand des einzustellenden Aufnahmeobjekts zu den Photowiderständen
3, 4 und 5 gelangen (wobei die Blendenöffnung konstant ist), ändert sich der Innenwiderstand
der Photowiderstände 3, 4 und 5 in Abhängigkeit von der Verschiebung des Kameraobjektivs
in der in Fig. lA dargestellten Weise. Die RC-Oszillatorschaltung OSC beginnt mit
einer Frequenz zu schwingen, die von den Kapazitäten der Kondensatoren 9, 10 und
11 abhängt. Die Ausgangsschwingung wird über den Kondensator 19 und die Spule 20
zu dem Schwingkreis 21 gekoppelt.
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Wenn die Resonanzkurve des Schwingkreises 21 eine hinreichend große
Güte Q aufweist und eine dementsprechend große Resonanzschärfe besitzt, wie dies
in F i g. 2 schematisch dargestellt ist, und wenn der Schwingkreis 21 so eingestellt
ist, daß seine Resonanzfrequenz mit derjenigen Frequenz des Oszillators übereinstimmt,
die dem Innenwiderstand der CdS-Photowiderstände im Punkt P (Fig. 1A) entspricht,
wobei diesem Punkt P eine Stellung des Objektivs zugeordnet ist, bei der sich dessen
Fokussierebene mit dem Bezugspunkt für die genaue Fokussierung in Übereinstimmung
befindet, entsteht die maximale Resonanzspannung an dem Schwingkreis 21 dann, wenn
der genaue Fokussierungspunkt erreicht ist. Sobald dieser genaue Fokussierungspunkt
verlassen wird, fällt die Resonanzspannung sehr stark ab. Die Resonanzspannung wird
der Basis des Transistors 24 zugeführt und besitzt einen Wert, der größer ist als
dessen durch den veränderbaren Widerstand 28 einstellbare Schaltspannung, so daß
der Transistor 24 im Resonanzfall leitend wird. Seine Ausgangsspannung wird in dem
Transistor 27 verstärkt und dem Meßinstrument 30 zur Anzeige des genauen Fokussierungspunktes
zugeführt. Das Ansprechen des Meßinstruments 30 zeigt an, ob der genaue Fokussierungspunkt
erreicht ist. Das Meßinstrument 30 zeigt eine Spannung (entsprechend den Punkten
a" und b" in F i g . 2), die niedriger ist als die dem Resonanzpunkt Fdes Schwingkreises
21 entsprechende Spannung, wenn die Frequenz von der dem genauen Fokussierungspunkt
entsprechenden Frequenz abweicht, wenn also beispielsweise die Einstellposition
des Objektivs einer vorderen (Punkt a' in Fig.lA) oder einer hinteren (Punkt b'
in Fig. 1A) Fehleinstellung entspricht. In diesem Fall kann die an dem Schwingkreis
21 auftretende Spannung den Transistor 24 nicht in seinen leitenden Zustand steuern.
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Die Ausgangsspannung des Transistors 27 dient zur Ansteuerung eines
(nicht dargestellten) Servomechanismus zur Verschiebung des Objektivs. Da die Resonanzspitze
bei hinreichender Güte Q des Schwingkreises 21 sehr hoch ist, bereitet die Einstellung
des Schaltpegels des Transistors 24 keine Schwierigkeiten.
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Wenn der genaue Fokussierungspunkt in der vorstehend beschriebenen
Weise unter Zuhilfenahme eines Resonanzkreises ermittelt wird und die Güte Q dieses
Resonanzkreises so groß ist, daß sich eine entsprechend scharf ausgeprägte Resonanzkurve
ergibt, erhält man im Resonanzpunkt eine Ausgangsspannung, die um den Faktor Q vergrößert
ist. Dies erlaubt eine präzise Bestimmung des genauen Fokussierungspunktes und bietet
einen wirksamen Schutz gegen Fehlmessungen, die durch den Einfluß von Rauscherscheinungen
od. dgl. zustandekommen können. Da die RC-Oszillatorschaltung OSC und der Schwingkreis
21 kaum temperaturabhängig sind, wird die Meßgenauigkeit auch durch den Einfluß
der Umgebungstemperatur
nicht beeinträchtigt.
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Es sei noch erwähnt, daß der Bezugspunkt für die Fokussierung, der
bei dem vorstehend beschriebenen Ausführungsbeispiel der Punkt P' in Fig. IA ist,
auch der Punkt Psein kann.
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Bei dem in F 1 g. 3 dargestellten Ausführungsbeispiel ändert sich
der Innenwiderstand der CdS-Photowiderstände praktisch nicht, wenn die Objekthelligkeit
im wesentlichen konstant ist. Dementsprechend kann der präzise Fokussierungspunkt
mit wiederholbarer Genauigkeit ermittelt werden, wenn die Resonanzfrequenz des Schwingkreises
21 einmal eingestellt ist.
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Die F i g. 4 und 5 zeigen weitere Ausführungsbeispiele einer Vorrichtung
zur Ermittlung des genauen Fokussierungspunktes. In diesen und den folgenden Figuren
sind dreistellige Bezugszeichen verwendet; während die erste Ziffer dieser Bezugszeichen
für das jeweilige Ausführungsbeispiel kennzeichnend ist, bezeichnen die beiden letzten
Ziffern die einzelnen Bauelemente. Dabei tragen Bauelemente, die dieselbe Funktion
erfüllen, identische Ziffern in der zweiten und dritten Stelle ihres Bezugszeichens.
Dementsprechend ist die mehrfache Beschreibung dieser Bauelemente nicht erforderlich.
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In der Schaltung nach F i g.4 ist der Kollektor eines Transistors
133 mit der negativen Sammelleitung 112 verbunden. während seine Basis mit dem gemeinsamen
Schaltungspunkt 137 einer aus einem Widerstand 136 und einem CdS-Photowiderstand
135 bestehenden Reihenschaltung in Verbindung steht. Diese Reihenschaltung ist zwischen
die positive Sammelleitung 126 und die negative Sammelleitung 112 geschaltet.
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Vor der Vorderseite des Photowiderstandes 135 ist eine Diffusionsscheibe
138 angeordnet. Diese läßt die vom Aufnahmeobjekt eintreffenden Objektstrahlen durchtreten
und zerstreut sie. Der Photowiderstand 135 dient zur Messung der Objekthelligkeit.
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Der Schwingkreis 121 besteht aus der Spule 122 und der Serienschaltung
des einstellbaren Kondensators 123 und der Kapazitätsdiode 139. Die Spule 122 ist
dieser Serienschaltung parallel geschaltet. Der Verbindungspunkt zwischen dem Kondensator
123 und der Kapazitätsdiode 139 führt zu dem Schleifer 141 eines veränderbaren Widerstandes
134.
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Die Änderung der Objekthelligkeit führt bei der in F i g.4 dargestellten
Schaltung zu einer entsprechenden Änderung des inneren Widerstandes des Photowiderstandes
135. Objekthelligkeitsänderungen verändern auch die Schwingfrequenz, die die Information
zur Fokussierung darstellt. Eine Verringerung der Objekthelligkeit führt zu einer
Verringerung der Oszillatorfrequenz, so daß auch die Resonanzfrequenz des Schwingkreises
121 zu erniedrigen ist Die Verringerung der Objekthelligkeit hat ein Anwachsen des
Innenwiderstandes des Photowiderstandes 135 zur Folge, so daß der Kollektorstrom
des Transistors 133 erniedrigt wird. Dies wiederum führt dazu, daß die an dem veränderbaren
Widerstand 134 und damit an dessen Schleifer 141 auftretende Spannung erniedrigt
werden und die letztere eine Vergrößerung des Kapazitätswertes der Kapazitätsdiode
139 zur Folge hat. Diese Kapazitätsvergrößerung führt zu einer Erniedrigung der
Resonanzfrequenz des Schwingkreises 121. Da die Resonanzfrequenz bei niedriger werdender
Objekthelligkeit ebenfalls niedriger wird, kann der genaue Fokussierungspunkt nach
wie vor exakt ermittelt werden.
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Bei Vergrößerung der Objekthelligkeit kehren sich
die
vorstehend beschriebenen Funktionen entsprechend um.
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Bei dem in Fig - 4 dargestellten Ausführungsbeispiel wird die Resonanzfrequenz
des Schwingkreises 121 in Abhängigkeit von der Objekthelligkeit durch Änderung der
Schwingkreiskapazität beeinflußt. Es ist jedoch auch möglich, die Resonanzfrequenz
des Schwingkreises 121 durch Änderung der Induktivität der Spule 122 durch geeignete
Halbleiter-Schaltungen, z. B. durch einen Gyrator, zu steuern.
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In F i g .5 ist ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung dargestellt.
Bei dieser Schaltung ist der Emitter eines Transistors 242 mit der negativen Sammelleitung
verbunden, während sein Kollektor über eine elektrisch betätigte Antriebsvorrichtung,
z. B. ein kleines Drehspulinstrument 243, mit der positiven Sammelleitung 226 in
Verbindung steht. Die Basis dieses Transistors 242 führt zu dem Verbindungspunkt
einer aus einem CdS-Photowiderstand 244 und einem Widerstand 245 bestehenden Reihenschaltung,
die zwischen der negativen Sammelleitung 212 und der positiven Sammelleitung 226
angeordnet ist. Die Antriebsvorrichtung 243, deren Erregerstrom über den Photowiderstand
244 von der Objekthelligkeit abhängt, dient zum mechanischen Antrieb einer Blendenvorrichtung
246. Die auf die wirksame Oberfläche des CdS-Photowiderstandes 244 auftreffenden
Objektstrahlen werden durch eine Diffusionsscheibe 247 zerstreut.
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Wenn die Objekthelligkeit geringer wird, sinkt auch die die Fokussierungsinformation
darstellende Schwingfrequenz. Die erniedrigte Objekthelligkeit verursacht ein Anwachsen
des Innenwiderstandes des Photowiderstandes 244 und damit ein Absinken des Kollektor
stroms des Transistors 242 Dies führt dazu. daß die Antriebsvorrichtung 243 die
Blendenvorrichtung 246 weiter öffnet, so daß die Innenwiderstände der CdS-Photowiderstände
2(13. 204 und 205, die als Detektoren für die Fokussierungsinformation dienen, kleiner
werden und damit die Frequenz der RC-Oszillatorschaltung beeinflussen. Diese Frequenzbeeinflussung
erfolgt in dem Sinne, daß bei korrekter Fokussierungsposition des Objekts Resonanz
mit dem Schwingkreis 221 besteht.
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Umgekehrt wird die Biendenvorrichtung 246 durch die Antriebsvorrichtung
243 weiter geschlossen, wenn die Objekthelligkeit anwächst Dadurch werden die auf
die Photowiderstände 203, 2(14 und 205 auftreffenden Objektstrahlen, die die Fokussierinformation
darstellen.
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in ihrer Intensität derart gesteuert, daß die entsprechende Änderung
des Innenwiderstandes der Photowiderstände wieder zu einer Änderung der Schwingungsfrequenz
des RC-Generators führt, die die Ermittlung des genauen Fokussierungspunktes gewährleistet.
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Es sei noch erwähnt, daß die Antriebsvorrichtung 243, die im vorstehend
beschriebenen Ausführungsbeispiel die Blendenvorrichtung 246 antreibt, statt dessen
auch zur Betätigung von in ihrer Kapazität veränderbaren Kondensatoren verwendet
werden kann, die an Stelle der Kondensatoren 209. 210 und 211 in die Schaltung eingefügt
und so bemessen sind, daß sie unter dem Steuereinfluß der Antriebsvorrichtung 243
die gewünschte Änderung der Schwingungsfrequenz bewirken. Es ist auch möglich, diese
Kondensatoren durch Kapazitätsdioden zu ersetzen, die in ähnlicher Weise gesteuert
werden wie die Kapazitätsdiode 139 in Fig.4 und dabei eine entsprechende Änderung
der Schwingungsfrequenz der Oszillatorschaltung bewirken. Es ist überdies möglich,
die in Fig. 5 dargestellten
mechanischen Mittel auf einen veränderbaren Kondensator
wirken zu lassen, der die in der Schaltung nach Fig.4 enthaltene Kapazitätsdiode
139 ersetzt, oder aber auf einen magnetischen Kern, mittels dessen die Induktivität
der Spule 222 verändert werden kann.
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F 1 g. 6 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung. Die
Oszillatorschaltung 361 besteht aus Feldeffekttransistoren 364 und 365, aus CdS-Photowiderständen
366 und 367, die als Detektoren für die Fokussierungsinformation dienen und die
auf der optischen Achse oder einem anderen optischen Pfad des Objektivs angeordnet
sind, Kondensatoren 368 und 369 zur Schwingungsstabilisierung, einem Koppelkondensator
370, einem Überbrückungskondensator 371, einem veränderbaren Widerstand 372, Widerständen
373 zur Einstellung der Arbeitspunkte und einem Lastwiderstand 374. Die oszillierende
Ausgangsspannung der Oszillatorspannung 361 wird über einen Koppelkondensator 375
einem abgestimmten Verstärker 362 zugeführt. Der abgestimmte Verstärker 362 umfaßt
Widerstände 376 und 377 zur Frequenzeinstellung, ferner Kondensatoren 378 und 379,
die ebenfalls zur Frequenzeinstellung dienen, und einen Operationsverstärker 380.
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Im folgenden sei die Wirkungsweise dieser Schaltung beschrieben:
Die CdS-Photowiderstände 366 und 367 sind, wie erwähnt, auf der optischen Achse
oder einem anderen optischen Pfad eines Objektivs angeordnet, und zwar in einer
Position, die dem Punkt Ps auf der in F i g. 7 dargestellten Fokussierungskennlinie
A entsprechen. Wenn das Objektiv vor- oder zurückbewegt wird, nehmen die Photowiderstände
366 und 367 die Fokussierungsinformation auf und verändern die Schwingfrequenz der
Oszillatorschaltung 361 in Abhängigkeit von der Ob;ektivverschiebung in einer Weise,
die durch die gestrichelte Linie in F i g. 7 angedeutet ist.
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Wenn der Widerstand der CdS-Photowiderstände 366 und 367 mit Rund
die Kapazität der Kondensatoren 368 und 369 mit Cbezeichnet wird, ist die Schwingungsfrequenz
fi der Oszillatorschaltung 361, die einen Kapazitätsbrücken-Oszillator darstellt,
durch folgende Gleichung gegeben: = / -rr-RC;. (1) die oszillierende Ausgangsspannung
der Oszillatorschaltung 361 wird über den Kondensator 375 dem abgestimmten Verstärker
362 zugeführt. Die Kreismittenfrequenz w dieses Verstärkers 362 ist durch folgende
Gleichung gegeben: (R,R2c,Q)-'2. (2) Wenn Cl = C2 = Co und R, = R2 = Ro gewählt
ist, ergibt sich hieraus Ro Co Damit wird die Frequenz des abgestimmten Verstärkers
362 1 - = 7 (4) Wenn die Schwingungsfrequenz fi der Oszillatorschaltung 361 der
Frequenz fi des abgestimmten Verstärkers gleich wird, wird die Ausgangsspannung
der Oszillatorschaltung 361 entsprechend selektiv verstärkt und betätigt ein Meßinstrument
361, das zur Anzeige des genauen Fokussierungspunktes dient. Bei sinkender Objekthelligkeit
nimmt die Fokussierungskennlinie die Form der Kurve Bin F i g 7 an, wobei sich
der
Innenwiderstand der Photowiderstände von dem dem Punkt Pentsprechenden Wert zu dem
dem Punkt P' entsprechenden Wert verschiebt. Die Schwingungsfrequenz der- Oszillatorschaltung
361 hat dementsprecbend den- als - strihpunktierte Linie Linie in Fig.7 dargestellien
Verlauf in Abhängigkeit von der Objektiv versçhiebung.Trotzdem kann bei diesem Ausführungsbeispiel
der gewünschte genaue Fokussierungspunkt P ohne. Schwierigkeiten eingestellt werden
auch wenn sich die Schwingungsfrequenz bei wechSelnder Objekthellígkeit ándert.
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Zu diesem Zweck werden die Widerstände 376 und 377 des abgestimmten,
d. h. frequenzselektiven Verstärkers 362 durch CdS-Photowiderstände ersetzt. - Diese
errnitteln die Objekthelligkeit, wobei sich ihr Innenwiderstand entsprechend ändert,
und beeinflussen die Abstimmfrequenz h des Verstärkers 362 in einer der Änderung
der Objekthelligkeit entsprechenden Weise.
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Unter der Annahme, daß der Widerstandswert R der CdS-Photowiderstände
366 und 367 in der Oszillatorschaltung 361 ebenso, groß ist wie der Widerstandswert
Ro der- - CdS-Photowiderstände des abgestimmten Verstärkers 362 und daß ferner die
Kondensatoren 378 und 379 des abgestimmten Verstärkers 362 dieselbe Kapazität besitzen
wìe die Kondensatoren 368 und 369 der O-szillatorschaltung 361, ändern sich die
Schwiflgfrequenz fi und die Mittenfrequenz des abgestimmten Verstärkers 362 in Abhängigkeit
von der Objekthelligkeit in gleicher Weise, wie sich aus den Gleichungen (1) und
(4) ergibt. Ihre gegenseitige Beziehung fi = h wird also beibehalten. so daß eine
genaue Ermittlung des präzisen Fokussierungspunktes unabhängig von der Anderung
derObjekthelligkeit möglich ist.
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Fig. 8 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung, bei
dem die Oszillatorschaltung als LC-Oszitlator ausgebildet ist. Bei diesem Ausführungsbeispiel
kann entweder die Spule 457 oder der Kondensator 458 der LC-Schwingschaltung 456
durch die Antriebsvorrichtung 443 gesteuert werden, dessen Strom sich in Abhängigkeit
vom Innenwiderstand des als Detektor für die Fokussierungsinformation dienenden
CdS-Photowiderstands 455 abhängig ist.
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Die Schaltungsstufen 462 und 463 in Fig.8 entsprechen den Stufen
362 und 363 in F i g. 6.
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Zur Steuerung kann, wie erwähnt, entweder der Kondensator 458 beeinflußt
werden, indem er beispielsweise als Drebkondensator ausgebildet ist und unmittelbar
von der Vorrichtung 443 gesteuert wird, es es kann aber auch die Induktivität der
Spule 457 verändert werden.
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Die Schwingungsfrequenz 3 eines LC-Oszillators ist bekanntlich 1
f3 = Z;I (LC)-1 2- (5) Unter der Annahme, daß L konstant ist, während C quadratisch
geändert wird, ergibt sich hieraus tl = - I L'2. (6) Diese Gleichung (6) entspricht
der oben angeschriebenen Gleichung (1), woraus hervorgeht, daß die Erfindung auch
-mit einem- LC-Oszillator realisiert werdenkann.
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z.Fi g.9- zeigt- die Schaltung eines weiteren Ausführungsbeisp-iels
der Erfindung. Der Schaltungsabschnitt A stellt einen durch die Fokussierungsinformation
gesteuerten Frequenzwandler: dar; der wieder in an sith bekannter Weise als RC-Osziliatorschaltung
ausgebildet
ist. der Schaltungsabschnitt B bewirkt eine Frequenz-Amplituden-Umwandlung mittels
eines Tiefpaßfilters. Der Schaltungsabschnitt C enthält die Anzeigemittel zur Anzeige
des genauen Fokussierungspunktes sowie einen als Detektor dienenden Verstärker.
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Die in Fig. 9 dargestellte Schaltung enthält CdS-Photowiderstände
501 und 502, die in der vorbestimmten Einstellebene, d. h. -in der Filmebene bzw.
einer zu dieser -konjugierten Ebene angeordnet sind. Die Bezugszeichen 503 bis 508
bezeichnen Kondensatoren. Ferner sind in dem Schaltungsabschnitt A, der eine als
Wien-Brücke ausgebildete Oszillatorschaltung darstellt, Transistoren 531 und 532
enthalten.
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Der Schaltungsabschnitt B besteht aus Kondensatoren 509 und 510 und
einer Induktivität 535, die einen Tiefpaß in ir-Schaltung bilden. In Fig. l0A ist
der Frequenzverlauf eines solchen Tiefpasses dargestellt.
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Der Schaltungsabschnitt C enthält Widerstände 524 bis 529, Kondensatoren
511 bis 514, einen Transistor 533. eine Diode 534, ein Anzeigeinstrument 536 sowie
eine Speisespannungsquelle 537.
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Die CdS-Photowiderstände 501 und 502 und die Kondensatoren 503 und
504 bilden einen Phasenschieber. Die Schwingungsfrequenz f einer mit einer Wien-Brücke
ausgestatteten Oszillatorschaltung ist .1 = ~~~ 2.7 (R1R2C1C2)-1 5 (7) wobei die
Innenwiderstände der CdS-Photowiderstände 501 und 502 mit Ri bzw. R2 und die Kapazitäten
der Kondensatoren 503 und 504 mit Ci bzw. C2 bezeichnet sind. Man erkennt aus dieser
Gleichung wieder, daß,die Information zur Fokussierung als Änderung der Schwingungsfrequenz
gewonnen wird, die sich durch die Änderung der Innenwiderstände Rl und R2 ergibt.
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Die oszillierende Ausgangsspannung, deren Frequenz f in der beschriebenen
Weise von der Objektverschiebung abhängt, wird dem den Schaltungsabschnitt B bildenden
Tiefpaß zugeführt. Die Beziehung zwischen der Frequenz f und der Durchlaßkennlinie
des Tiefpasses sollte so gewählt sein, daß die tiefste Schwingungsfrequenz f auf
dem den Durchlaßbereich und den Sperrbereich trennenden abfallenden Kurventeil der
Durchlaßkurve liegt. wie dies in Fig. 10 dargestellt ist. Man erhält dann als Ausgangssignal
des Tiefpasses in Abhängigkeit von der Änderung der Eingangsfrequenz fein scharf
ausgeprägtes Maximum der Spannungsänderung, wie dies in F i g. 10 durch die Kurve
Vdargestellt ist. Diese sich in Abhängigkeit von der Frequenz ändernde Spannung
wird dem als Detektor dienenden Verstärker des Schaltungsabschnitts C zugeführt.
Dieser verstärkt und bewertet die Spannung und liefert einen (von der Oszillatorfrequenz
abhängigen) Gleichstrom, der durch das Meßinstrument 536 angezeigt wird und als
Information für die präzise Fokussierung dient. Der genaue Fokussierungspunkt wird
durch das Maximum P' der Kurve V(Fig. 10) ermittelt.
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Die beschriebene Spannungsänderung ist um so größer, d. h., das Maximum
der Kurve V in F i g. 10 ist um so ausgeprägter, je steiler der Dämpfungsverlauf
des Tiefpasses ist. Der Scheitelpunkt der Fokussierungskennlinie in F i g. 7 sowie
die Basisbreite der Frequenzkurve können ohne großen Aufwand derart gestaltet werden,
so daß das Maximum P' mit sehr hoher Empfindlichkeit ermittelt werden kann.
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Bei einem anderen Ausführungsbeispiel der Erfindung findet ein Hochpaßfilter
der in Fig. dargestellten
Art als Frequenz-Amplitudenwandler Verwendung.
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Es kann an Stelle des Tiefpasses in den Schaltungsabschnitt B in Fig.
9 eingefügt werden. Das in Fig. 11 dargestellte Hochpaßfilter besitzt zwei Kondensatoren
C und eine Induktivität L Diese Schaltungselemente sind in bekannter Weise in T-Schaltung
miteinander verbunden. Derartige Hochpaßfilter haben den in Fig. 12 als Kurve A
dargestellten Verlauf.
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Die oszillierende Ausgangsspannung des Schaltungsabschnitts A ( F
i g .9) wird diesem Filter zugeführt. Wie in Fig. 12 angedeutet ist, ist die Beziehung
zwischen der oszillierenden Ausgangsspannung und der Filtercharakteristik so gewählt.
daß die untere Frequenzgrenze der Ausgangsspannung auf dem den Sperrbereich und
den Durchlaßbereich des Hochpaßfilters miteinander verbindenden Kurvenast liegt.
Als Ausgangsspannung des Hochpaßfilters erhält man infolgedessen eine scharf ausgeprägte
V-förmige Spannungsänderung in Abhängigkeit von der Änderung der Eingangsfrequenz.
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Diese Spannung wird wieder dem Verstärker des Schaltungsabschnitts
C in Fig. 9 zugeführt und in diesem bewertet und verstärkt. Der Detektor-Verstärker
gibt einen variablen Gleichstrom ab, der in dem Meßinstrument 536 angezeigt wird
und zur Ermittlung des Minimalwerts P" zur Messung des genauen Fokussierungspunktes
B dient. Wie im vorangehend beschriebenen Fall ist die Meßempfindlichkeit um so
größer. je steiler der abfallende Ast der Filterkennlinie ist.
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Obwohl in den beschriebenen Ausführungsbeispielen, die von aus Induktivitäten
und Kapazitäten gebildeten Filterschaltungen Gebrauch machen, durch Vermehrung der
verwendeten Reaktanzelemente (Kondensatoren und Spulen) die Steilheit der Durchlaßkennlinien
und damit die Meßempfindlichkeit verbessert werden könnten, eignet sich dieser Weg
wegen des erhöhten Raumbedarfs und des vergrößerten Gewichts nicht.
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Insbesondere sind derartige Anordnungen im Bereich tiefer Frequenzen
für miniaturisierte Schaltungen ungeeignet. Um diesen Nachteil zu vermeiden. können
aktive Filterschaltungen verwendet werden, die aus einer Kombination von Kondensatoren,
Widerständen und Verstärkern bestehen und die steile Frequenzkurven besitzen. In
den F i g. 1 3a und 1 3b sind derartige Schaltungen dargestellt. Sie umfassen einen
Operationsverstärker OA, Kondensatoren Cl bis Ci, Widerstände R, bis R3, einen veränderbaren
Widerstand P, eine Eingangsklemme 551 bzw. 553 und eine Ausgangsklemme 552 bzw.
554. Fig. 1 3a stellt ein Bandpaß-Filter dar, Fig. 13b zeigt die Kombination eines
Tiefpasses mit einer Bandsperre.
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Die vorstehend beschriebenen Ausführungsbeispiele machen zur Frequenz-Amplituden-Umwandlung
von Filterschaltungen Gebrauch, indem sie diejenigen Bereiche von deren Frequenzkennlinien
ausnutzen, in denen eine starke Abhängigkeit der Dämpfung von der Frequenz besteht,
also beispielsweise die Kurvenäste, die Sperrbereich und Durchlaßbereich voneinander
trennen. Zur Realisierung der Erfindung können selbstverständlich auch andere geeignete
Mittel, z. B.
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Frequenz-Diskriminatoren, verwendet werden, die eine Frequenz-Amplitudenumwandlung
mit scharf ausgeprägter Frequenzempfindlichkeit ermöglichen.
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Vor der Beschreibung des folgenden Ausführungsbeispiels sei zunächst
der Fall betrachtet, daß die CdS-Photowiderstände auf der optischen Achse in einer
Position angeordnet sind, die der Fokalebene entspricht, und daß diese Photowiderstände
die Widerstände Rr
und R2 in der mit einer Wien-Brücke ausgestatteten Oszillatorschaltung
in F i g. 15 (bzw. F i g .6) ersetzen.
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Wenn das Objektiv bewegt wird und dabei die den Fokussierungswiderstand
kennzeichnende Information auf den wirksamen Oberflächen der Photowiderstände abbildet,
ergibt sich eine Frequenzverteilung der Ausgangsspannung des Oszillators, wie sie
in F i g. 16 andeutungsweise dargestellt ist. In dieser kennzeichnet die senkrechte
Linie Pdie der genauen Fokussierung entsprechende Frequenz, die senkrechten Linien
a und b kennzeichnen Frequenzen, die in der Nachbarschaft der genauen Fokussierung
liegenden Einstellpositionen entsprechen. Aus Fig. 16 ist ersichtlich, daß die Frequenzen
um so höher sind, je weiter die korrekte Fokussierungsposition verlassen wird; die
den senkrechten Linien a und b entsprechenden Frequenzen sind also höher als die
der Linie P entsprechende Frequenz.
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Wenn die dem genauen Fokussierungspunkt entsprechende Frequenz beispielsweise
mittels eines Resonanzkreises ermittelt wird, besteht die Möglichkeit einer Fehlmessung,
da die den benachbarten fehlerhaften Fokussierungspositionen entsprechenden Frequenzen
vergleichsweise dicht bei der »richtigen« Frequenz liegen. Um diesen Nachteil zu
vermeiden, empfiehlt es sich, die Differenz zwischen der dem genauen Fokussierungspunkt
entsprechenden Frequenz und den durch die Linien a und b repräsentierten Frequenzen
zu vergrößern. Eine Möglichkeit zur Verwirklichung dieser Forderung ist in dem folgenden
Ausführungsbeispiel der Erfindung verkörpert.
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In der in Fig. 17 dargestellten Schaltung stellt der Schaltungsabschnitt
A eine Stufe zur Ermittlung der Fokussierungs-lnformation dar. Sie enthält einen
CdS-Photowiderstand 608. Der Schaltungsabschnitt B ist ein mit einer Wien-Brücke
ausgestatteter Oszillator, der die von dem Photowiderstand 608 gelieferte Fokussierungs-Information
in eine elektrische Schwingung umwandelt, die entsprechend frequenzmoduliert ist.
Die Schaitungsstufe 603 dient zur Ermittlung des präzisen Fokussierungspunktes,
sie enthält einen Resonanzkreis oder einen abgestimmten Verstärker. Mit 604 ist
eine Schaltungsstufe zur Messung und Auswertung der präzisen Fokussierungsposition
bezeichnet. Eine negative Sammelleitung 605 und eine positive Sammelleitung 606
sind mit den beiden entsprechenden Polen einer (nicht dargestellten) Speisespannungsquelle
verbunden. Zwischen diesen beiden Sammelleitungen sind ein Widerstand 607 und der
CdS-Photowiderstand 608 in Reihe geschaltet. Der Photowiderstand 608 dient als Detektor
für die Fokussierungsinformation und ist auf der optischen Achse oder einem entsprechenden
optischen Pfad des Kameraobjektivs angeordnet. Der Verbindungspunkt dieser Reihenschaltung
ist mit der Basis eines Transistors 609 verbunden. Dessen Kollektor steht unmittelbar
mit der negativen Sammelleitung 606 in Verbindung, während sein Emitter über einen
veränderbaren Widerstand 610 mit der positiven Sammelleitung 605 verbunden ist.
Der Schleifer des veränderbaren Widerstandes 610 ist mit den Gate-Elektroden zweier
Feldeffekttransistoren 612 und 613 verbunden. Die Drain-Elektrode des Feldeffekttransistors
612 steht mit dem Gate des Feldeffekttransistors 615 in Verbindung. Die Drain- und
Source-Elektrode des Feldeffekttransistors 615 sind über Widerstände 616 bzw. 617
mit der positiven bzw. negativen Sammelleitung verbunden. Die Drain-Elektrode des
Feldeffekttransistors 615 ist ferner über einen Kondensator 618 mit dem Gate eines
weiteren Feldeffekttransistors 619
und über einen Widerstand 620
mit der positiven Sammelleitung 605 verbunden, Die Drain-Elektrode des Feldeffekttransistors
619 steht üter einen Widerstand 621 mit der negativen Sammelleitung 606 in Verbindung,
während seine Source-Elektrode über einen Widerstand 622 und einen dazu parallelgeschalteten
Kondensator 623 mit der positiven Sammelleitung 605 in Verbindung steht. Die Drain-Elektrode
des Feldeffekttransistors 619 ist mit der Drain-Elektrode des Feldeffekttransistors
613 zusammengeschaltet. Die Source-Elektrode des letzteren ist einerseits über Kondensatoren
624 und 625 zur Schwingungsstabilisierung mit der positiven Sammelleitung 605 und
andererseits über einen veränderbaren Widerstand 626 zur Einstellung des Rückkopplungsfaktors
mit der Source-Elektrode des Feldeffekttransistors 615 verbunden. Der Verbindungspunkt
der beiden Kondensatoren 624 und 625 führt zu der Drain-Elektrode des Feldeffekttransistors
612 und zu dem Gate des Feldeffekttransistors 615. Die Drain-Elektrode des Feldeffekttransistors
619 ist über einen Koppelkondensator 627 mit der Schaltungsstufe 603 zur frequenzselektiven
Bestimmung des genauen Fokussierungspunktes verbunden. 628 stellt eine Vorrichtung
zur Kompensierung unterschiedlicher Objekthelligkeiten dar. Die durch Frequenzselektion
gebildete Ausgangsspannung der Schaltungsstufe 605 wird in der Schaltungsstufe 604
angezeigt.
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Die frequenzbestimmenden Widerstände der Wien-Brücke der Oszillatorschaltung
werden von Feldeffekttransistoren 612 bzw. 613 gebildet. Je niedriger der Bereich
ist, in dem sich die Spannung zwischen den Drain- und Source-Elektroden der Feldeffekttransistoren
612 und 613 bewegt, um so stärker ist die Widerstandsänderung des Source-Kreises.
Dieser Widerstand kann also durch die zwischen dem Gate und -der Source-Elektrode
liegende Spannung gesteuert werden. Der dieser Widerstandskennlinie entsprechende
Widerstand ist im folgenden als spannungsvariabler oder Kanal-Widerstand RDs bezeichnet.
Er ist durch die Gleichung
gegeben, in der los des Drain-Strom bei Spannung 0, VP die pinch-off-Spannung des
Feldeffektors und VGS die Spannung zwischen Gate- und Source-Elektrode bezeichnen.
Die Gleichung (8) ist in Fig.18 veranschaulicht. Man erkennt aus der Gleichung (8),
daß der Widerstand RDs ein Minimum besitzt, wenn die Spannung VGSZU 0 wird. Dies
wird durch den Punkt din F i g. 18 dargestellt. Wenn die Gate-Spannung anwächst,
wird auch der Widerstand Rosgrößer. Wenn sie den Wert der pinch-off-Spannung Vp
erreicht, zeigt der Kanal-Widerstand einen größeren Wert, der bei weiterer Spannungszunahme
praktisch unbeschränkt anwächst.
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Man erkennt aus Fig. 18, daß die den Widerstandsverlauf kennzeichnende
Kurve in der Nachbarschaft des Punktes e einen starken exponentiell verlaufenden
Anstieg besitzt. Die vorstehende Beschreibung bezieht sich auf den Aufbruchsbereich
eines Feldeffekttransistors, sie entspricht also seinem Betrieb im sogenannten Trioden-Bereich.
In dem sogenannten Pentodenbereich, das ist der Bereich, in dem die Spannung zwischen
der Drain- und der Source-Elektrode höher ist als die pinch-off-Spannung, ist der
Innenwiderstand im Bereich
kleiner Werte von VGS sehr hoch, so daß dieser Bereich
für den vorliegenden Zweck wirksam nutzbar ist: Aus F i g. 18 ist ersichtlich, daß
die Veränderung von RDs bei einer Gate-Source-Spannung VGS im Bereich von 0 V bis
- 1 V klein ist und sehr stark anwächst, wenn VGS größer wird als -1 V, so daß sich
dieser Teil der Kennlinie zur Spreizung des Frequenzbereichs eignet.
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Wenn für VGS der Bereich von - 1 V bis -2 V verwendet wird, ist der
Kennlinienteil mit weniger starker Widerstandsänderung, z. B. der der Bereich von
0 V bis V für die Spreizung des Frequenzbereiches geeignet. Die Steigerungsrate
von VGS sollte im Vergleich zu dem Verschiebungsgrad des Objektivs auf ein geringeres
Maß eingestellt sein. Aus der Steigung der in Fig. 18 dargestellten Kennlinie ist
ersichtlich, daß das Ansteigen des Ordinatenwertes im Vergleich mit einer äquidistanten
Verschiebung des Abszissenwertes außerordentlich hoch ist. woraus sich die Möglichkeit
ergibt, den »Verstimmungs«-Abstand zwischen der dem genauen Fokussierungspunkt entsprechenden
Frequenz und den Nachbarfrequenzen auf Grund der vorbeschriebenen Widerstandsabhängigkeit
zu vergrößern. Hierdurch wird die Ermittlung des genauen Fokussierungspunktes erleichtert.
Es sei noch erwähnt, daß diese Spreizung des Frequenzbereiches auch durch andere
spannungsabhängige Widerstände erzielbar ist, die einen ähnlich ausgeprägten Bereich
in ihrer Widerstandskennlinie aufweisen.
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Im folgenden sei die Wirkungsweise des in Fig. 17 dargestellten Ausführungsbeispiels
kurz erläutert: Wenn der CdS-Photowiderstand 608 mit der Fokussierungsinformation
beaufschlagt wird, entsteht an seinen beiden Anschlußklemmen eine entsprechende
Spannung. Diese Spannung wird durch den veränderbaren Widerstand 610, der in den
Emitterkreis des nachgeschalteten, als Pufferstufe dienenden Transistors 609 eingefügt
ist, an dessen Schleifkontakt 611 geteilt, so daß er eine geeignete Steuerspannung
für die Gate-Source-Strecke der Feldeffekttransistoren 612 und 613 bildet. Wenn
das Objektiv, beginnend von dem Punkt O der Fokussierungskennlinie (Fig. 14), verschoben
wird und über den Punkt a zu dem genauen Fokussierungspunkt b gelangt, wird der
Innenwiderstand des CdS-Photowiderstandes 608 zwischen den Punkten O und a infolge
der Objektivverschiebung in einen entsprechenden Kanalwiderstand des Feldeffekttransistors
(Bereich zwischen den Punkten d und e in Fig. 18) umgewandelt, so daß die Schwingungsfrequenzen
wesentlich höher liegen als die dem genauen Fokussierungspunkt entsprechende Schwingungsfrequenz
Dies wird durch die in F i g. 19 wiedergegebene Frequenzverteilung veranschaulicht,
in der die Punkte a und b in großem Abstand von dem genauen Fokussierungspunkt P
liegen. Dementsprechend ergibt sich eine größere Verstimmungsrate, d. h. eine größere
Verstimmung des Oszillators in Abhängigkeit von der Objektivverschiebung. Bei weiterer
Verschiebung des Objektivs wird der Punkt a' erreicht (der dem Punkt a' in der Nachbarschaft
des Punktes f' entspricht). Der Kanalwiderstand ändert sich sodann in bezug auf
den Punkt e äußerst stark. Hieraus folgt, daß die der senkrechten Linie at entsprechende
Frequenz von der den senkrechten Linien a und b entsprechenden Frequenzen sehr stark
abweicht und damit von diesen leicht unterscheidbar ist. Wenn das Objektiv weiter
in die dem genauen Fokussierungspunkt P entsprechende Position verschoben wird,
wächst der Kanal-Widerstand des Feldeffekttransistors weiter und erreicht den
Punkt
fin Fig. 18. Hieraus ergibt sich, daß die dem Punkt Pentsprechende Frequenz von
der dem Punkt a entsprechenden Frequenz einen hinreichenden Abstand hat und damit
durch die als Resonanzkreis. Filter oder abgestimmter Verstärker ausgebildete frequenzabhängige
Schaltungsstufe 603 zur Ermittlung des genauen Fokussierungspunktes leicht selektiert
werden kann.
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Das Ergebnis wird durch die Anzeigestufe 604 angezeigt.
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Fig.20 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung, das
mit einer Anordnung zur Kompensierung wechselnder Objekthelligkeit ausgestattet
ist.
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Diese Anordnung enthält einen aus den beiden Transistoren 729 und
730 gebildeten Differentialverstärker. Ein CdS-Photowiderstand 731 dient zur Messung
der Objekthelligkeit. Mit 732 ist eine transparente Diffusionsscheibe bezeichnet;
die Transistoren 733 und 734 bilden eine Pufferstufe. Die Anordnung umfaßt ferner
einen Widerstand 742 sowie Transistoren 736 und 737, die die Funktion der beiden
Feldeffekttransistoren 612 und 613 der in Fig.7 dargestellten Schaltung übernehmen.
Die die Abhängigkeit des Koilektorstroms von der Basis-Emitter-Spannung wiedergebende
Kennlinie dieser Transistoren ist in Fig. 21 angedeutet. Es ist erkennbar, daß die
Transistoren auf Grund dieses Kennlinienverlaufs in ähnlicher Weise als spannungsabhängige
Widerstände eingesetzt werden können, wie die genannten Feldeffekttransistoren.
Der in Fig. 21 wiedergegebene Kennlinienverlauf der Transistoren sei im folgenden
kurz erläutert: Der Kollektorstrom 1 eines Transistors. der einen hohen Stromverstärkungsfaktor
besitzt und mit sehr kleinem Strom angesteuert wird (Kleinsignalbetrieb), ist durch
folgende Gleichung gegeben: - tl,,, = 1« q Al. (9> in der Vgo dem Energiesprung
bei T= 0° K entspricht und z. B. für Silizium den Wert Vpu = 1,205 V hat. aci bedeutet
einen auf einen Parameter in der Basisregion bezogenen Koeffizienten, r ist eine
Konstante. die auf die Temperatur des Diffusionsfaktors der in der Minderzahl befindlichen
Ladungsträger bezogen ist und für einen npn-Siliziumtransistor beispielsweise etwa
den Wert r = 1,5. VBE ist die an der Basis-Emitter-Strecke anliegende Spannung,
q ist die Elementarladung, T bedeutet die absolute Temperatur und K die Boltzman-Konstante.
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Aus Gleichung (9) ergibt sich, daß der Kollektorstrom le exponentiell
mit der Basis-Emitter-Spannung VBE ansteigt. Die Kennlinie hat dementsprechend den
in F i g. 21 dargestellten Verlauf und gleicht in wesentlichen Bereichen der in
Fig. 18 dargestellten Kennlinie.
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Im folgenden sei die Wirkungsweise des in Fig.20 dargestellten Ausführungsbeispiels
beschrieben: Zunächst sei angenommen, daß die von dem Photowiderstand 708 gemessene
Spannung zuvor auf denselben Wert wie bei einer bestimmten Objekthelligkeit an dem
Photowiderstand 731 gemessene Spannung eingestellt ist und daß sich das Objektiv
zu dieser Zeit in einer Position befindet, die dem Rand der Fokussierungskennlinie.
d h. dem Punkt O entspricht. Wenn das Objektiv verschoben wird, wächst die Spannung
an den Klemmen des Photowiderstandes 708 entsprechend dem Verlauf der Fokussierungskennlinie
an. Damit wird die Spannung Großer als die Spannung Vo, so daß der Transistor 729
in seinen leitenden Zustand gelangt.
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Infolgedessen erzeugt dieser Transistor zwischen dem Schleifer 711
des veränderbaren Widerstandes 710 und
der positiven Sammelleitung 705 eine Teilspannung
K.
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Diese Spannung Vi wird der Basis der Transistoren 736 und 737 zugeführt
und beeinflußt diese in ähnlicher Weise, wie dies für die Feldeffekttransistoren
612 und 613 an Hand von Fig. 17 beschrieben wurde.
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Aus Fig. 21 ist ersichtlich, daß der Innenwiderstand der Transistoren
736 und 737 abnimmt, wenn die Basisspannung größer wird. Hieraus ergibt sich eine
Änderung der Schwingungsfrequenz, die sich von den eingangs beschriebenen Ausführungsbeispielen
unterscheidet.
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Und zwar wird die Schwingungsfrequenz um so höher, je größer die Nähe
zum genauen Fokussierungspunkt ist und umgekehrt um so tiefer, je mehr man sich
von diesem entfernt. Durch die Verwendung der Innenwiderstände der Transistoren
436 und 437 als frequenzbestimmende Elemente wird die von dem Oszillator erzeugte
Frequenz entsprechend dem Kennlinienteil d-e in Fig.21 komprimiert und steigt anschließend
exponentiell an. In dieser Wirkungsweise gleicht die Schaltung dem Ausführungsbeispiel
nach Fig. 17.
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Wenn die Objekthelligkeit niedriger wird, steigt der Innenwiderstand
des Photowiderstandes 708 an, so daß die Spannung V am Schaltungspunkt m auf den
Wert V + d Vansteigt. Entsprechendes gilt für die Spannung am Schaltungspunkt II,
so daß der Fokussierungsvorgang bei der Spannung V + A V = Vo + dVo beginnt Wenn
A V = d Vo eingestellt wird, ist auch V = Vo, d h der Einfluß der Änderung der Objekthelligkeit
ist eliminiert.
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Bei den in den F i g. 17 und 20 dargestellten Ausführungsbeispielen
dienen mit Wien-Brücken ausgestattete Oszillatorschaltungen als Schwingungserzeuger.
statt dessen kann selbstverständlich auch eine übliche RGOszillatorschaltung Verwendung
finden.
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Außerdem sind die Ausführungsbeispiele so gestaltet, daß der genaue
Fokussierungspunkt durch Ermittlung des an dem CdS-Photowiderstand auftretenden
Maximalwertes bestimmt wird. Der genaue Fokussierungspunkt kann jedoch auch bestimmt
werden. wenn der Photowiderstand auf der optischen Achse oder einem entsprechenden
optischen Pfad des Objektivs an einer Stelle angeordnet ist, die dem Punkt Pl der
Fokussierkennlinie in Fig. 14 entspricht, da die Frequenzänderung mit den vorstehend
beschriebenen Mitteln leicht gemessen werden kann.
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In Fig 23 ist ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung dargestellt.
Mit 801 ist ein RC-Oszillator bezeichnet, dessen frequenzbestimmendes Element wieder
ein photoelektrisches Bauelement, z.B. ein CdS-Photowiderstand ist. das auf der
optischen Achse eines Objektivs in einer vorbestimmten Entfernung von der Fokalebene
angeordnet ist und als Detektor für die Fokussierungsinformation dient. wobei das
von dem Objektiv auf seiner wirksamen Oberfläche entworfene Bild des Aufnahmegegenstandes
in Abhängigkeit von der Einstellposition des Objektivs einen unterschiedlichen Innenwiderstand
bzw. Photostrom hervorruft.
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Zwei Kopplungskondensatoren 803 und 804 verbinden den Ausgang der
Oszillatorschaltung 801 mit zwei Schwingkreisen. die je aus einem Abstimmkondensator
805 bzw. 807 und einer Spule 806 bzw. 808 bestehen. Mit 809 ist eine an den ersten
Schwingkreis angekoppelte Spule bezeichnet, die mit ihrem einen Wicklungsende mit
der Basis und mit ihrem anderen Wicklungsende über einen Widerstand 815 mit dem
Emitter eines Transistors 811 verbunden ist. Analog ist eine mit dem zweiten Schwingkreis
gekoppelte Spule 810 mit der Basis und über einen Widerstand 816 mit dem Emitter
eines
Transistors 812 verbunden. In die Kollektorstromkreise der Transistoren 811 und
812 sind Anzeigelampen 813 bzw. 814 eingefügt. Die Anzeigelampe 813 verbindet den
Kollektor des Transistors 811 mit dem positiven Pol einer Gleichspannungsquelle
821, die Anzeigelampe 814 ist zwischen den Kollektor des Transistors 812 und den
Verbindungspunkt der Spule 809 mit dem Widerstand 815 geschaltet. Zwischen diesen
Verbindungspunkt und den Verbindungspunkt der beiden Gleichspannungsquellen 821
und 822 ist ein Motor 819 geschaltet, der zur Fokussierung, d. h. zur Verschiebung
des Objektivs dient. Die beiden Spannungsquellen 821 und 822 besitzen die gleiche
Spannung und sind miteinander in Reihe geschaltet. Der negative Pol der Batterie
822 führt zu dem Verbindungspunkt zwischen der Spule 810 und dem Widerstand 816.
Die Schaltungsanordnung besitzt ferner noch zwei Überbrückungskondensatoren 817
bzw. 818 und einen Schalter 820 zur Überbrückung der Anschlußklemmen des Motors
819.
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Bei diesem Ausführungsbeispiel ist der Punkt P' auf dem geneigten
Teil der Fokussierungskennlinie (F i g. 22) Bezugspunkt für die Messung. Die frequenzbestimmenden
Größen des ersten und des zweiten Resonanzkreises sind so bemessen, daß ihre Resonanzfrequenzen
symmetrisch zu beiden Seiten der Schwingungsfrequenz des Oszillators 801 liegen,
die sich bei korrekter Fokussierung einstellt. Der frequenzbestimmende Photowiderstand
802 des Oszillators 801 ist auf der optischen Achse oder einem entsprechenden optischen
Pfad des Kameraobjektivs in einem vorbestimmten Abstand von der Einstell- bzw. Filmebene
angeordnet. Diese Entfernung entspricht dem Punkt P' in F i g. 22. Der diesem Kurvenpunkt
zugeordnete Ordinatenwert stellt denjenigen Innenwiderstand des Photowiderstandes
dar, bei dem der Oszillator 801 die zwischen den Resonanzfrequenzen der beiden Schwingungskreisen
liegenden Schwingungsfrequenz hat.
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Es sei angenommen, daß die Schärfe zunächst manuell eingestellt wird.
Die Einstellebene entspricht dann dem genauen Fokussierungspunkt P in F i g. 22,
und der Oszillator 801 schwingt mit der dem Punkt P' entsprechenden Frequenz. Da
diese Frequenz mitten zwischen den Resonanzfrequenzen der beiden Schwingungskreise
liegt, spricht keiner dieser beiden Resonanzkreise an, so daß die beiden Transistoren
811 und 812 gesperrt sind. Der Motor 819 steht still, und die beiden in die Kollektorstromkreise
der Transistoren eingefügten Anzeigelampen 813 bzw. 814 sind erloschen. Dieser Zustand
kennzeichnet die genaue Scharfeinstellung. Der Kamerabenutzer findet dies durch
einen Blick in den Sucher bestätigt. Wenn sich nun der Aufnahmegegenstand bewegt,
verlagert sich die Schärfenebene des Objektivs, d. h., das von dem Objektiv in der
Einstell- bzw. Filmebene entworfene Bild beginnt unscharf zu werden. Falls die Bewegung
des Aufnahmegegenstandes zu dem Punkt a der Fokussierungskennlinie ( F i g. 22)
gerichtet ist, wird der Innenwiderstand des CdS-Photowiderstandes 802 kleiner, so
daß die Frequenz des Oszillators 801 ansteigt und schließlich die Resonanzfrequenz
des ersten Schwingkreises (der die höhere Resonanzfrequenz haben möge) erreicht.
Die im Resonanzfall in der Sekuidärspule 809 induzierte Spannung steuert den Transistor
811 in seinen leitenden Zustand, so daß die in seinem Kollektorkreis angeordnete
Anzeigelampe 813 aufleuchtet. Gleichzeitig fließt durch die Wicklung des Motors
819 ein Strom (von links nach rechts), so daß
dieser sich dreht und das Objektiv
derart verschiebt, daß der genaue Fokussierungspunkt beibehalten wird.
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Wenn sich der Aufnahmegegenstand nach links, d. h.
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in Richtung auf den Punkt P( Fig. 22) bewegt, sinkt die Oszillatorfrequenz
ein wenig ab. Dadurch gelangt der Schwingkreis mit der niedrigeren Resonanzfrequenz
in seinen Resonanzzustand. Die hierbei in der Sekundärspule 810 induzierte Spannung
steuert den Transistor 812 in seinen leitenden Zustand und bewirkt damit ein Aufleuchten
der Anzeigelampe 814. Gleichzeitig fließt ein Strom in der Spannungsquelle 822 durch
die Wicklung des Motors 819 von rechts nach links. Der Motor dreht sich deshalb
in der entgegengesetzten Richtung und verschiebt dementsprechend auch das Objektiv
in entgegengesetzter Richtung, wodurch wieder der genaue Fokussierungspunkt erhalten
bleibt.
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Beim praktischen Gebrauch wird die Fokussierung zweckmäßigerweise
folgendermaßen durchgeführt: Zunächst wird der Kurzschlußschalter 820 des Motors
819 geschlossen. Dann wird das Objektiv manuell nach vorwärts bzw. rückwärts verschoben,
wodurch die beiden Anzeigelampen 813 und 814 alternativ eingeschaltet werden und
wieder erlöschen. Die beiden Anzeigelampen sind so justiert, daß sie beide erloschen
sind, wenn der genaue Fokussierungszeitpunkt erreicht ist. Wenn diese Operation
in hinreichend kurzer Zeit durchgeführt werden und damit keinen Einfluß auf den
Motor ausüben kann, kann der Kurzschlußschalter 820 auch entfallen.
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In Fig. 24 ist ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung dargestellt
Dieses unterscheidet sich in seinem Aufbau von dem in Fig .23 dargestellten Ausführungsbeispiel
dadurch. daß zwei weitere Transistoren 923 bzw. 924 und zwei Relaisschalter 925
bzw.
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926 zusätzlich vorgesehen sind. Die Basis des Transis stors 923 ist
mit dem Emitter des Transistors 911, sein Emitter mit dem Verbindungspunkt zwischen
der Spule 909 und dem Widerstand 915 verbunden. Sein Kollektor ist über die Erregerspule
eines Relaisschalters 926 mit der Gleichspannungsseite der Anzeigelampe 913 verbunden.
Analog ist die Basis des Transistors 924 mit dem Emitter des Transistors 912 und
sein Emitter mit dem Verbindungspunkt zwischen der Spule 910 und dem Widerstand
916 verbunden. Sein Kollektor ist über die Erregerspule eines Relaisschalters 925
mit der Gleichspannungsseite der Anzeigelampe 914 verbunden.
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Die Wirkungsweise dieser Schaltungsanordnung ist die folgende: Wenn
der aus dem Kondansator 905 und der Spule 907 bestehende Schwingkreis in Resonanz
ist, wird der Transistor 912 leitend. Die Anzeigelampe 913 wird eingeschaltet, und
der Motor 919 beginnt sich zu drehen. Der Transistor 923 wird durch die an dem Emitterwiderstand
915 des Transistors 911 auftretende Spannung ebenfalls in seinen leitenden Zustand
gesteuert, so daß der in seinem Kollektorkreis angeordnete Relaisschalter 926 erregt
wird und die Verbindung zwischen dem Transistor 912 und seiner zugeordneten Spannungsquelle
922 auftrennt. Damit ist eine Beeinflussung durch die Ausgangsspannung des aus dem
Kondensator 906 und der Spule 908 bestehenden zweiten Schwingkreises vermieden.
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Selbstverständlich kann an Stelle eines elektromagnetischen Relaisschalters
auch ein anderes Schaltelement, beispielsweise ein Schalttransistor, zur Auftrennung
des Stromkreises verwendet werden. Außerdem kann an Stelle des Speisestromkreises
auch ein anderer Stromkreis, beispielsweise der Resonanzkreis selbst,
aufgetrennt
werden. Selbstverständlich darf dabei die Wirkungsweise der jeweils anderen Schaltungsseite
nicht beeinträchtigt werden.
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Die bei dem Ausführungsbeispiel nach F i g. 24 vorgesehene Ausschaltung
der jeweils anderen Schaltungsseite durch die jeweils im Resonanzzustand befindliche
Schaltungsseite bietet folgende Vorteile: Um eine gute Meßempfindlichkeit zur Ermittlung
des genauen Fokussierungspunktes zu erzielen, ist es wünschenswert, die Resonanzfrequenzen
der beiden Schwingungskreise möglichst dicht nebeneinander zu legen. Die Resonanzkurve
eines Schwingungskreises hat jedoch niemals den Verlauf einer Rechteckkurve, d.
h. einer Kurve mit senkrechter Steigung in der Nachbarschaft des Resonanzpunktes,
sie fällt vielmehr beiderseits des Resonanzpunktes mehr oder weniger flach ab. Daher
müssen die beiden Resonanzfrequenzen einen der Steigung der Resonanzkurve entsprechenden
Mindestabstand voneinander haben, damit die Resonanzspannungen voneinander trennbar
sind und keine Überlappung zwischen ihnen stattfindet, die eine genaue Identifizierung
der Mittellage zwischen beiden Resonanzpunkten beeinträchtigen würde. Diese Verhältnisse
sind in Fig. 25a angedeutet, bei der die beiden Resonanzpunkte a und b so weit auseinanderliegen,
daß die entsprechenden Resonanzspannungen einander nicht überlagern. Wenn nun zur
Erhöhung der Meßgenauigkeit die beiden Resonanzpunkte a und b näher zusammengelegt
werden, wie dies in F i g. 25b angedeutet ist, überlappen sich die beiden Resonanzkurven,
so daß der Kurvenverlauf zwischen den Punkten a und b flach verläuft, wodurch die
Ermittlung des genauen Fokussierungspunktes erschwert wird.
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Bei dem in Fig.24 dargestellten Ausführungsbeispiel der Erfindung
bewirkt der Resonanzzustand des einen Schwingkreises automatisch, daß der jeweils
andere Schwingkreis nicht wirksam werden kann.
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Dadurch werden Interferenzen zwischen den beiden Schwingkreisen eliminiert,
so daß die Resonanzfrequenzen der beiden Schwingkreise näher zusammengelegt werden
können. Selbst wenn die beiden Resonanzfrequenzen noch näher zusammenrücken als
in F i g. 25b, ergibt sich keine Überlagerungskurve der in F i g. 25C dargestellten
Art. Die Resonanzspannung zwischen den Punkten a und b besitzt vielmehr eine ausgeprägte
»Einsattelung« und erlaubt eine Messung mit entsprechend hoher Empfindlichkeit.
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Abschließend seien die hauptsächlichen Merkmale und Vorteile der
Erfindung, die sich bei ihrer Anwendung auf Kameras oder ähnliche Geräte ergeben,
noch einmal kurz zusammengestellt: Die Erfindung schafft ein Verfahren und eine
Vorrichtung zur genauen Ermittlung des die exakte Scharfeinstellung
kennzeichnenden
Fokussierungspunktes. Sie bedient sich dabei des folgenden Prinzips: Die durch ein
im bildseitigen Strahlengang angeordnetes photoelektronisches Bauelement gemessene
Fokussierungsinformation, d. h, die Information, die durch die Abhängigkeit des
Innenwiderstandes bzw. des Photostroms des photoelektronischen Bauelements von der
Einstellposition des Objektivs gegeben ist, wird zur Frequenzmodulation eines Wechselstromsignals
verwendet. Zur Ermittlung des genauen Fokussierungspunktes dienen hochempfindliche
Frequenzdetektoren, beispielsweise Resonanzkreise, abgestimmte Verstärker oder Frequenz-Amplituden-Umwandler,
mittels derer die dem genauen Fokussierungspunkt entsprechende Frequenz selektiert
wird. Hieraus ergeben sich eine gesteigerte Meßempfindlichkeit, Unempfindlichkeit
gegenüber der Temperaturdrift der Bauelemente, Vermeidung von Fehlmessungen infolge
von Rauscherscheinungen od. dgl., ferner genaue und reproduzierbare Messungen auch
bei wechselnder Objekthelligkeit.
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Bei einigen Ausführungsbeispielen findet eine Spreizung des Frequenzbandes
in der Nachbarschaft des genauen Fokussierungspunktes statt. Dadurch kann die diesem
Punkt entsprechende Frequenz besonders einfach bzw. mit verbesserter Genauigkeit
und Meßempfindlichkeit ermittelt werden.
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Andere Ausführungsbeispiele ermöglichen eine automatische Fokussierung.
Wenn bei ihnen das angezielte Aufnahmeobjekt einmal so fokussiert ist, daß sich
die Schärfenebene im »Fangbereich« der Automatik befindet, erfolgt eine automatische
Nachfokussierung, zB. wenn sich die Entfernung zwischen Kamera und Aufnahmeobjekt
ändert. Hierzu bedient sich die Erfindung eines »Differentialresonanz-Effekts«.
der durch die Verwendung zweier Schwingkreise mit scharf ausgeprägter Resonanzkurve
zustandekommt. Die Frequenzmodulation des Eingangswechselsignals erfolgt dabei über
einen geneigten Teil der Fokussierungskennlinie, so daß die Differenz der von dem
erwähnten photoelektronischen Bauelement gelieferten Fokussierungsinformation zu
dem der korrekten Scharfeinstellung entsprechenden Bezugspunkt sowohl nach Richtung
als auch nach Betrag identifizierbar ist. Im Gegensatz zu bekannten Vorrichtungen
zur automatischen Fokussierung, bei denen sowohl der aufsteigende als auch der absteigende
Ast der Fokussierungskennlinie zur Identifizierung der vorderen bzw. rückwärtigen
Fehleinstellung verwendet werden. bringt die Beschränkung auf einen Kurvenast den
Vorteil mit sich, daß Fehlmessungen vermieden werden können, die auf einen unsymmetrischen
Verlauf der Fokussierungskennlinie zurückzuführen sind.