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Schaltungsanordnung für ein fahrweggebundenes Triebfahrzeug (Zusatz
zum Patent .... (Patentanmeldung P 23 56 679.2 -VPA 73/3323)) Das Hauptpatent ...
(Patentanmeldung P 23 56 679.2 - VPA 73/3323) bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung
für ein fahrweggebundenes Triebfahrzeug, das mit einer Einrichtung zum Schweben
über der Trasse und mit einem synchronen Linearmotor ausgerüstet ist, dessen Stator
entlang der Trasse als Wanderfeldwicklung verlegt und dessen Erreger auf dem Triebfahrzeug
als mitbewegbarer Translator angeordnet ist.
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Beim Betrieb eines solchen fahrweggebundenen Triebfahrzeugs mit Schwebe
einrichtung treten, wie die Erfahrung lehrt,senkrecht zur Pahrwegebene mechanische
Schwingungen oder Pendelungen auf, die höchst unerwünscht sind. Das durch die Schwebeeinrichtung
über der Trasse in Schwebe gehaltene Triebfahrzeug stellt nämlich ein schwingendes
oder federndes System dar. Die Vertikalpendelungen des Triebfahrzeugs beeinträchtigen
nicht nur den Fahrkomfort, sie können auch dazu führen, daß ein stabiler Betrieb
der Schwebe einrichtung nicht möglich ist.
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Das Hauptpatent .... (P 23 56 679.2 - VPA 73/3323) hat sich die Aufgabe
gestellt, eine Schaltungsanordnung zur Dämpfung der Vertikalpendelungen des Triebfahrzeugs
anzugeben, die sich durch einen einfachen und kostensparenden Aufbau auszeichnet.
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Diese Aufgabe wird dort dadurch gelöst, daß die Wanderfeldwicklung
des synchronen Linearmotors mit einer bezüglich Amplitude
und Phasenlage
veränderlichen Wechselspannung gespeist ist, welche über einen steuerbaren statischen
Umrichter durch ein Steuersignal einstellbar ist, das von einer Dämpfungs-Regeleinrichtung
geliefert wird, die von einem Meßglied mit einer von den Vertikalpendelungen des
Triebfahrzeugs abhängigen Größe beaufschlagt ist.
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Das erwähnte Meßglied kann nach dem Hauptpatent so beschaffen sein,
daß es neben der von den Vertikalpendelungen z. B. proportional abhängigen Größe
eine konstante Größe liefert. In diesem Fall ist es zur Abtrennung der allein interessierenden
zeitlich veränderlichen Größe angebracht, einen Abtrennkondensator als Hochpaßfilter
oder insbesondere ein auf den Frequenzbereich der Vertikalpendelungen abgestimmtes
Bandpaßfilter vorzusehen, dessen Eingang mit dem Meßglied und dessen Ausgang mit
dem Eingang der Regeleinrichtung verbunden ist. Als Meßglieder können nach dem Hauptpatent
auch solche verwendet werden, die auf einer Messung einer mechanischen Größe beruhen,
oder solche, die von einer Messung der elektrischen teistungspendelungen in der
Wanderfeldwicklung ausgehen. Zu der ersten Gruppe von Meßgliedern zählt z. B. ein
Beschleunigungsmeßglied, das auf dem Triebfahrzeug angeordnet ist. Da die von dem
Meßglied abgegebene Information in einer Umrichterstation benötigt wird, die ortsfest
an der Trasse angeordnet ist, muß die Übertragung dieser Informationen durch Punk
erfolgen.
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Zu der zweiten Gruppe von Meßgliedern zählt ein elektrisches Beistungsmeßglied,
welches am Einspeisepunkt an der Wanderfeldwicklung angeordnet ist. Ein solches
elektrisches Beistungsmeßglied zu verwenden ist deshalb möglich, weil die mechanischen
Vertikalpendelungen zu veränderlichen Bremsverlusten und diese zu Wirkleistungsänderungen
führen. Mit einem solchen Beistungsmeßglied läßt sich also eine indirekte Messung
des Schwingungezustandes des Triebfahrzeugs in seiner Normalrichtung am Ort der
Energieeinspeisung in die Wanderfeldwicklung durchführen.
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Eine Funkübertragung ist daher nicht erforderlich.
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Bei Verwendung eines Beistungsmeßgliedes werden auch Wirkleistungsänderungen
erfaßt, die nicht auf eine Vertikalpendelung des Triebfahrzeugs zurückzuführen sind,
z. B. auf das Triebfahrzeug auftreffende Windböen oder Wirkleistungsänderungen,
die bei einer Berg- oder Talfahrt auftreten. Auch bei Kurvenfahrten treten Wirkleistungsänderungen
auf, die mit Vertikalpendelungen nichts zu tun haben.
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Aufgabe der vorliegenden Zusatzerfindung ist es, ein Meßglied anzugeben,
das gleichfalls ohne Funkübertragung auskommt und das ein Signal für die Vertikalpendelungen
abgibt, welches unabhängig von Störungen der genannten Art ist.
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Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß als Meßglied
eine Reihenschaltung vorgesehen ist, die als von den Vertikalpendelungen abhängige
Größe den Betrag der Hauptfeldspannung berechnet.
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Hierbei wird also der Schwingungszustand des Triebfahrzeugs am Ort
des Umrichters aus dem berechneten Betragswert der vom Triebfahrzeug in der Wanderfeldwicklung
induzierten Hauptfeldspannung abgeleitet. Diese Hauptfeldspannung ist bei bekannter
Geschwindigkeit des Triebfahrzeugs nur noch von der Schwebehöhe abhängig.
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Eine bevorzugte Weiterbildung der Zusatz erfindung zeichnet sich dadurch
aus, daß ein Regelkreis zur Regelung des Vortriebs des Triebfahrzeugs auf optimalen
Arbeitspunkt vorgesehen ist, daß das von der Dämpfungs-Regeleinrichtung abgegebene
Zusatzsteuersignal der Regelabweichung dieses Regelkreises aufgeschaltet ist, und
daß zur Bildung des Istwerts dieses Regelkreises und zur Berechnung des Betrags
der Hauptfeldspannung eine gemeinsame Rechenschaltung vorgesehen ist.
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Um den Gleichanteil des Meßsignals abzutrennen, sollte zwischen dem
Ausgang der Rechenschaltung und der Dämpfungs-Regeleinrichtung ein Hochpaßfilter
vorgesehen sein.
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Ein Ausführungsbeispiel der Zusatzerfindung wird im folgenden anhand
der Zeichnungen näher erläutert. Für gleiche Bauteile werden dabei dieselben Bezugszeichen
verwendet. Es zeigen: Figur 1 eine schematische Darstellung eines synchronen Linearmotors
in Langstatorausführung mit einer Steuer- und Regeleinrichtung, Figur 2 eine schematische
Darstellung eines synchronen Linearmotors mit einer bevorzugten Steuer- und Regeleinrichtung
und mit einer Rechenschaltung zur Berechnung der Hauptfeldspannung, Figur 3 ein
Zeigerdiagramm für den Betrieb des Umrichters nach Figur 1 und 2, Figur 4 ein Zeigerdiagramm
für den optimalen stationären Betrieb des Umrichters nach Figur 1 oder 2, Figur
5 ein Diagramm, in dem die Vortriebs- und die Normalkraft des linearen Synchronmotors
in Abhängigkeit von einem Phasenwinkel dargestellt sind, und Figur 6 ein Ausführungsbeispiel
des in Figur 2 eingezeichneten Entkopplers.
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Nach Figur 1 enthält ein Magnetschwebefahrzeug einen synchronen Linearmotor
2, der zum Antrieb in Richtung des Doppelpfeiles 3 dient. Das Magnetschwebefahrzeug
kann dabei eine Hochleistungsschnellbahn für den Fernverkehr sein. Der Linearmotor
2 umfaßt im wesentlichen eine Erregerwicklung 4 und eine dreiphasige Wanderfeldwicklung
5, die für die Vortriebsleistung bemessen ist. Die Erregerwicklung 4 kann in einem
Polschuh 6 aus ferromagnetischem Material untergebracht sein. Dieser Polschuh 6
ist dann Bestandteil des im einzelnen nicht näher dargestellten Magnetschwebefahrzeugs.
Ein solcher Polschuh 6 kann aber auch fehlen. Das Magnetschwebefahrzeug wird durch
eine nicht gezeigte elektrodynamische Schwebeeinrichtung über der Trasse 7 in Schwebe
gehalten. Zwischen beiden klafft somit ein Spalt 8, der im wesentlichen überall
gleiche Höhe hat.
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Die Erregerwicklung 4 kann sich über die gesamte Länge des Magnetschwebefahrzeugs
erstrecken. Sie wird im vorliegenden Fall von einer Gleichspannungsquelle 9 mit
Gleichstrom gespeist. Eine Speisung mit Wechselstrom oder veränderlichem Gleichstrom
ist ebenfalls möglich. Die Erregerwicklung 4 wird auch als Translator bezeichnet.
Sie kann z. B. aus einem supraleitenden Material gewickelt sein. Es ist aber auch
möglich, daß stattdessen Permanentmagnete oder eine konventionell mit einem Eisenkern
ausgerüstete Erregerwicklung verwendet werden.
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Die dreiphasige Wanderfeldwicklung 5 ist in der Trasse 7 ortsfest
untergebracht. Sie kann sich dabei über größere Entfernungen in Fahrtrichtung erstrecken
und ist somit als Langstator anzusehen. Der Gesamtfahrweg des Magnetschwebefahrzeugs
kann dabei in eine Anzahl von Streckenabschnitten unterteilt sein, von denen jeder
eine solche dreiphasige Wanderfeldwicklung 5 enthält, die jeweils mit der darüber
hinwegbewegten Erregerwicklung 4 als synchroner Linearmotor 2 wirkt. Die auf das
Triebfahrzeug in Vortriebsrichtung ausgeübte Kraftkomponente ist mit Fx bezeichnet.
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Die Wanderfeldwicklung 5 ist am Einspeisepunkt 10 über ein Meßglied
11, das zur Messung der eingespeisten Leistung vorgesehen ist, an den Ausgang eines
ortsfesten, steuerbaren statischen Umrichters 12 angeschlossen. Dieser Umrichter
12, der bevorzugt mit Halbleiter-Ventilen wie z. B. Thyristoren und Dioden ausgerüstet
ist, wird aus einem dreiphasigen Wechselspannungsnetz 13 mit den Phasenleitern R,
S, T gespeist.
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Es kann sich dabei um ein übliches Wechselspannungsnetz handeln, dessen
Frequenz z. B. 50 oder 60 Hz beträgt. Die den Umrichter 12 speisende Wechselspannung
beträgt z. B. 10 kV.
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Zwischen dem Wechselspannungsnetz 13 und dem Umrichter 12 kann ein
Transformator angeordnet sein. Als Umrichter 12 kann z. B. ein Direktumrichter oder
ein Umrichter mit Gleichspannungs-Zwischenkreis verwendet werden. Auch jeder andere
durch ein Steuersignal steuerbare Umrichter, der eine bezüglich Amplitude und Phasenlage
veränderliche Wechselspannung abgibt, kann hier eingesetzt werden.
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Dem Umrichter 12 ist ein Steuersatz 14 zugeordnet. Entsprechend einem
Steuersignal x, das dem Steuersatz 14 vorgegeben ist, ist es möglich, Leistung aus
dem Wechselspannungsnetz 13 mit gewünschter Spannung, Frequenz und Phasenlage über
den statischen Umrichter 12 in die Wanderfeldwicklung 5 einzuspeisen. Das Steuersignal
x wird dabei durch eine Steuer-und Regeleinrichtung 15 erzeugt, an die das Meßglied
11 angeschlossen ist. Die Wanderfeldwicklung 5 erzeugt im Spalt 8 ein Wanderfeld,
das unter Mitnahme des Magnetschwebefahrzeugs wahlweise in eine der beiden Richtungen
des Doppelpfeiles 3 wandert.
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Um Pendelungen in normaler Richtung des Magnetschwebefahrzeugs, also
Pendelungen in vertikaler Richtung zur Fahrbahnebene und senkrecht zum Doppelpfeil
3, zu vermeiden, ist innerhalb der Steuer- und Regeleinrichtung 15 eine Schaltungsanordnung
zur Dämpfung dieser systemeigenen Vertikalpendelungen vorgesehen.
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Diese Schaltungsanordnung besteht im wesentlichen aus einem Regelkreis,
zu dessen Bestandteilen das Meßglied 11 und der Umrichter
12 zählen.
Bemerkenswert ist hierbei, daß die Maßnahmen zur Pendelungsdämpfung nicht an der
(nicht gezeigten) Schwebeeinrichtung, sondern an der Vortriebseinrichtung des Magnetschwebefahrzeugs
vorgenommen werden. Diese Maßnahmen beruhen auf der Erkenntnis, daß bei einem synchronen
Linearmotor 2 Kraftkomponenten Fx Fz in Vortriebs- bzw. Normalrichtung auftreten
und eine getrennte Steuerung dieser Kraftkomponenten Fx, Fz möglich ist. Da die
erwähnten Maßnahmen zur aktiven Dämpfung der Fahrzeugschwingungen an der ohnehin
vorhandenen Vortriebseinrichtung vorgenommen werden, können zusätzliche Stellglieder
an der Schwebeeinrichtung entfallen.
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Figur 2 zeigt eine schematische Darstellung eines synchronen Linearmotors
2 mit einer bevorzugten Steuer- und Regeleinrichtung 15 in prinzipieller Darstellung.
Der Umrichter 12, der an das dreiphasige Wechselspannungsnetz 13 angeschlossen ist,
besteht hier aus einem ungesteuerten Gleichrichter 16 und einem vom Steuersatz 14
aus steuerbaren Wechselrichter 17.
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Gleichrichter 16 und Wechselrichter 17 sind über einen Gleichspannungs-Zwischenkreis
mit einem Glättungskondensator 18 und mit eingeprägter Zwischenkreisspannung miteinander
verbunden.
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Der Wechselrichter 17 kann als Pulswechselrichter ausgebildet sein.
Er speist einen synchronen Linearmotor, dessen Einspeisepunkt 10 unmittelbar am
Ausgang des Wechselrichters 17 liegt.
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Der synchrone Linearmotor 2 ist(abweichend von Figur 1) unter Einbeziehung
der Wirkung der Erregerwicklung 4 im Ersatzschaltbild gezeichnet. Er besteht danach
aus der Reihenschaltung eines ohmschen Widerstandes mit dem Widerstandswert R, eines
induktiven Widerstandes mit der Induktivität L und einer fiktiven Gegenspannungsquelle
mit der Hauptfeldspannung Uh. Es kann sich dabei um einen synchronen Linearmotor
handeln, der entweder mit einer supraleitenden Magnetspule als eisenloser Motor,
mit einer Magnetspule mit Magnetkern als eisenbehafteter Motor.
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oder mit einem Permanentmagneten als permanenterregter Motor ausgerüstet
ist.
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Im folgenden wird zunächst Figur 3 betrachtet. Darin ist das quasistationäre
Betriebsverhalten des synchronen Linearmotors in einem Zeigerdiagramm dargestellt.
Die Darstellung enthält auch ein Referenzsystem, das durch die senkrecht aufeinander
stehenden Zeiger r und j gebildet wird. Der Zeiger r stellt eine reelle Achse und
der Zeiger j etellt eine imaginäre Achse dar. E ist der Einheitsvektor in Richtung
der reellen Achse r. Das Zeigerdiagramm läuft mit der Frequenz f im eingezeichneten
Drehsinn um.
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In Figur 3 sind der Spannungszeiger U und der Statorstromzeiger I
am Einspeisepunkt 10 (vergl. Figur 1 und 2) gezeigt. Der Spannungszeiger U setzt
sich aus der geometrischen Summe der vom Triebfahrzeug in der Wanderfeldwicklung
5 induzierten Hauptfeldspannung Uh und den Spannungsabfällen IR und jI27;fS am ohmschen
bzw. induktiven Widerstand zusammen. Mit dem Zeiger r schließt der Spannungszeiger
U den Spannungsphasenwinkel der ar Statorstromzeiger I den Stromphasenwinkel gi
und der Hauptfeldspannungszeiger Uh den Phasenwinkel x ein.
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Es wird davon ausgegangen, daß der Differenzwinkel (A also der Winkel
zwischen dem Spannungszeiger U am Einspeisepunkt 10 einerseits und dem Zeiger der
fiktiven, nicht direkt meßbaren Hauptfeldspannung Uh, die durch die Bewegung des
Translators in der Wanderfeldwicklung 5 induziert wird, andererseits ein Maß für
die Polstellung des Translators ist. Das ergibt sich aus der Analogie zum rotierenden
Synchronmotor.
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Demzufolge ist auch der Phasenwinkel Ä ein Maß für die Polstellung
des Translators. Aus Figur 3 ergibt sich nun, daß der Phasenwinkel X und der Betrag
der fiktiven Hauptfeldspannung Uh bei Kenntnis der Werte U, I, f, R und L entsprechend
dem dargestellten Zeigerdiagramm ohne weiteres berechnet werden können.
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Der Wirkungsgrad des synchronen Linearmotors 2 hängt stark von der
Höhe der Leitungsverluste I2R entlang der Strecke ab, wobei I der speisende Statorstrom
und R der ohmsche Widerstandswert der Wanderfeldwicklung 5 bedeutet. Daher sollte
ein Betrieb mit möglichst geringem Statorstrom I angestrebt werden, wobei die erforderliche
Vortriebskraftkomponente Fx durch eine hohe Zahl von Magnetpolen im Triebfahrzeug
aufgebracht werden kann. Bei gegebenem Statorstrom I wird eine maximale Vortriebskraftkomponente
Fx erzeugt, wenn die Strombelagswelle der Wanderfeldwicklung 5 mit der Induktionswelle
des Erregersystems in Phase ist. Mit anderen Worten: Dieser Zustand, der als optimaler
Betriebspunkt bezeichnet werden soll, liegt dann vor, wenn der Statorstromzeiger
I in Figur 3 in dieselbe Richtung weist wie der Hauptfeldspannungszeiger Uh. Es
muß dann also die Winkelbeziehung Å = ti gelten.
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Figur 4 zeigt das Zeigerdiagramm für den optimalen stationären Betrieb,
der unter Beachtung dieser Winkelbeziehung aus dem Zeigerdiagramm von Figur 3 hervorgeht.
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Zusammenfassend läßt sich also sagen: Bei einem synchronen Linearmotor
2 in Langstatorausführung entsteht die Vortriebskraftkomponente Fx durch Wechselwirkung
zwischen der durch die Wanderfeldwicklung 5 hervorgerufenen Strombelagswelle und
dem Erregerfeld, das durch den im Triebfahrzeug angeordneten Erreger hervorgerufen
wird. Die Vortriebskraftkomponente Fx ist maximal im optimalen Arbeitspunkt (vergl.
Figur 4), der im Zeigerdiagramm durch gleiche Phasenlage vom Statorstromzeiger I
und Hauptfeldspannungszeiger Uh definiert ist.
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In Figur 5 sind die Vortriebskraftkomponente Fx und die Normalkraftkomponente
F eines synchronen Linearmotors 2 als Funktion des Phasenwinkels ( + ) aufgezeichnet.
Der gestrichelte Verlauf unterscheidet sich von dem durchgezogenen Verlauf jeweils
durch einen höheren Statorstrom I. Aus Figur 5 geht hervor, daß im optimalen Arbeitspunkt
ti = Å keine Kraftkomponente
F in Richtung der Normalen z der Fahrbahnebene
besteht. Die Kraftkomponente Fx in Richtung der Vortriebsrichtung x besitzt hier
ihren Maximalwert. Eine Normalkraftkomponente F tritt erst dann auf, wenn der Betriebspunkt
nicht mehr mit dem optimalen Arbeitspunkt 9. h, zusammenfällt. Befindet sich der
Betriebspunkt jedoch in der Nähe des optimalen Arbeitspunktes = )L , 90 weicht die
Vortriebskraftkomponente Fx nur geringfügig von ihrem Maximalwert ab. Die Normalkraftkomponente
ändert sich jedoch schon bei kleinen Abweichungen vom optimalen Arbeitspunkt beträchtlich.
Dabei ist das Vorzeichen dieser Normalkraftkomponente F z vom Vorzeichen des Phasenwinkels
( ) abhängig.
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Aus Figur 5 geht weiter hervor, daß mit steigender Abweichung vom
optimalen Arbeitspunkt fi = A eine größer werdende Normalkraftkomponente Fz auftritt.
Wird der Phasenwinkel ( d mit der Taktfrequenz der Vertikalpendelungen des Triebfahrzeugs
verändert, so bildet sich erzwungenermaßen eine mit derselben Taktfrequenz pendelnde
vertikale Stellkraft aus. Diese Stellkraft wirkt den Vertikalpendelungen des Triebfahrzeugs
entgegen und dämpft diese. Auf diese Weise lassen sich also die Vertikalpendelungen
vom linearen Synchronmotor gelieferte Stellkräfte kompensieren. Dabei kann gleichzeitig
durch Veränderung der Größe des Statorstroms I dafür gesorgt werden, daß die Vortriebskraftkomponente
Fx konstant bleibt. Diesem Zweck dient ein Entkoppler. Mit diesem lassen sich die
Vortriebskraftkomponente F und die Normalkraftkomponente F unabhängig voneinander
steuern, wenn als Stellgrößen der Phasenwinkel (q i ~ k und die Amplitude des Statorstroms
I verändert werden.
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Ein Dämpfungsregelkreis zur Dämpfung der Vertikalpendelungen erfordert
ein Meßglied, welches den Schwingungszustand des Triebfahrzeugs in Richtung der
Normalen z, also senkrecht zur Fahrbahnebene feststellt. Die Information hierüber
muß in der ortsfesten Umrichterstation entlang der Trasse verfügbar sein. Es ist
z. B. möglich, die pendelnde Schwebehöhe am bewegten Triebfahrzeugs: optisch zu
messen und in Form eines Meßsignals über
einen drahtlosen Nachrichtenkanal
an die Umrichterstation zu übertragen. Bei der Dämpfungsregeleinrichtung nach Figur
2 wird ein solcher Nachrichtenkanal eingespart, da ein indirektes Meßverfahren angewendet
wird.
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Bei diesem indirekten Meßverfahren wird von folgender uberlegung ausgegangen:
Der Betrag der Hauptfeldspannung Uh ändert sich als Funktion der Schwebehöhe. Bei
einer großen Schwebehöhe tritt eine kleine und bei einer kleinen Schwebehöhe tritt
eine große Hauptfeldspannung Uh auf. Bei vorgegebener Geschwindigkeit des Triebfahrzeugs
läßt sich somit der Schwingungszustand des Triebfahrzeugs in Richtung der Normalen
z aus der Hauptfeldspannung Uh bestimmen. Der Betrag der Hauptfeld spannung wird
durch äußere Störungen (Windböen, Berg-oder Talfahrten), die auf die Wirkleistung
des Triebfahrzeugs einwirken, nicht beeinflußt. Die Hauptfeldspannung Uh besteht
aus einem Gleichanteil, dem beim Auftreten von Vertikalpendelungen zusätzlich ein
Wechselanteil verlagert ist. Der von den Vertikalschwingungen des Triebfahrzeugs
herrührende Wechselanteil läßt sich über ein Hochpaßfilter abtrennen und weiterverarbeiten.
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Im folgenden wird wieder Figur 2 betrachtet. Danach wird ein besonderes
Meßglied 11 für die Messung der Vertikalpendelungen des Triebfahrzeugs eingespart.
\e später noch näher erläutert wird, erhält man auf rechnerischem Wege ein Signal
für den Betrag 1 Uh! der Hauptfeldspannung Uh. Dieses Signal, das direkt am Ort
des Umrichters 12 verfügbar ist, wird dem Eingang eines Hochpaßfilters 23a zugeführt.
Das am Ausgang des Filters 23a abgegebene Signal 1Uh1w schwankt in seiner Amplitude
mit der Taktfrequenz der Vertikalpendelungen des Triebfahrzeugs. Der Gleichspannungsanteil
ist abgetrennt und wird nicht weiterverarbeitet. Das Signal 1Uhtw wird dem Eingang
einer DämDfungs-Regeleinrichtung 24 zugeführt, die aus einem Vergleicher 25 und
einem nachgeschalteten Regler 26 besteht. Im Vergleicher 25 wird es mit
einem
Sollwert 1Uh |w verglichen, der auf den Wert Null eingestellt ist. Das Ausgangssignal
s des Reglers 26 wird als Zusatzsteuersignal für einen Regelkreis verwendet, der
zur Regelung des Vortriebs des Triebfahrzeugs auf optimalen Arbeitspunkt vorgesehen
ist. Das Ausgangssignal s des Reglers 26 wird dabei der Regelabweichung dieses Regelkreis
es zusätzlich aufgeschaltet.
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Hat das Zusatzsteuersignal s den Wert Null, so arbeitet der synchrone
Linearmotor bei sonst festen Bedingungen mit Hilfe des besagten Regelkreis es im
optimalen Arbeitspunkt 9 = (vergl. Figur 5); er erzeugt dabei keine Normalkraftkomponente
Fz. Hat das Zusatzsteuersignal s einen Wert ungleich Null, so wird der besagte Regelkreis
verstimmt. Er arbeitet jetzt außerhalb des optimalen Arbeitspunktes, so daß eine
Normalkraftkomponente F z auftritt. Diese schwankt im Takte und nach Größe des Zusatzsteuersignals
s und kompensiert dadurch die Vertikalschwingungen des Triebfahrzeugs.
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Bei einer Abweichung vom optimalen Arbeitspunkt ¢i = A ergibt sich
eine Normalkraftkomponente Fz; gleichzeitig ergibt sich (nach Figur 5) aber auch
eine Reduzierung der maximalen Vortriebskraftkomponente Fx Zur Kompensierung dieser
Reduzierung wird im vorliegenden Fall das Zusatzsteuersignal s gleichzeitig so in
den besagten Regelkreis eingegeben, daß sich eine Erhöhung des Statorstroms I einstellt.
In Figur 5 wird dabei also vom durchgezogenen auf den gestrichelten Verlauf der
Kraftkomponenten Fx Fz übergegangen.
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Nach Figur 2 besteht der Regelkreis zur Regelung auf optimalen Arbeitspunkt
aus einem Stromwinkelregelkreis und einem Strombetragsregelkreis. Der Stromwinkelregelkreis
enthält eine Regeleinrichtung 27 mit einem Stromwinkel-Vergleicher 28 und einen
Stromwinkel-Regler 29. Der Strombetragsregelkreis enthält eine Regeleinrichtung
30 mit einem Strombetrags-Vergleicher 31 und einem Strombetrags-Regler 32. Diesem
Regelkreis zur Regelung auf optimalen Arbeitspunkt ist als wichtiges Bauelement
ein Entkoppler 33 zugeordnet.
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Als erstes wird der Stromwinkelregelkreis in Figur 2 betrachtet. Der
Stromwinkel-Vergleicher 28 ist zur Bildung des Phasenwinkels ( q ) aus der Differenz
zwischen dem Phasenwinkel ti und dem Phasenwinkel k vorgesehen. Der Phasenwinkel
x , der die Phasenlage der Hauptfeldspannung Uh nach Figur 3 festlegt, wird dabei
durch einen Pollagegeber erfaßt.
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Der Pollagegeber kann nach der älteren deutschen Patentanmeldung P
23 41 761.0 - VPA 73/3212 insbesondere eine Rechenschaltung 34 sein, die gemäß dem
Zeigerdiagramm von Figur 3 die Berechnung des Betrags 1Uh1 und des Phasenwinkels
Xder Hauptfeldspannung Uh vornimmt. Danach werden in die Rechenschaltung 34 insgesamt
sieben Signale eingegeben. Zunächst einmal sind es zwei Signale für die Spannung
U am Einspeisepunkt 10, die am Spannungswandler 21 abgegriffen und einem Vektoranalysator
35 zugeführt wird. Diese spannung U wird im Vektoranalysator 35 mit Hilfe eines
Referenzsignals, das dem Zeiger r in Figur 3 und 4 entspricht, in ein Signal lUl
, das ein Maß für ihren Betrag ist, und in ein Signal 9 das ein Maß für ihren auf
das Referenzsignal bezogenen Phasenwinkel ist, aufgesgalten. Weiterhin sind es zwei
Signale für den Statorstrom I. Der am Stromwandler 20 abgegriffene Statorstrom I
wird einem weiteren Vektoranalysator 36 zugeführt. Dieser spaltet den Statorstrom
I entsprechend in ein Signal II( , das ein Maß für seinen Betrag ist, und in ein
Signal Qi das ein Maß für seinen auf das Referenzsignal r bezogenen Phasenwinkel
ist, auf. Dazu wird wiederum das Referenzsignal r benötigt. Schließlich werden in
die Rechenschaltung 34 noch der ohmsche Widerstandswert R, die Induktivität B und
die Arbeitsfrequenz f des synchronen Linearmotors eingegeben. Die beiden Signale
R und B können entweder fest vorgegeben werden oder - was für die Berechnung genauer
ist - durch direkte Messung am betreffenden Streckenabschnitt ermittelt werden.
Die als Pollagegeber 34 verwendete Rechenschaltung berechnet aus den sieben eingegebenen
Signalen den Betrag (U (und den Phasenwinkel
A der fiktiven, nicht
direkt meßbaren Hauptfeldspannung Uh.
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Im optimalen Arbeitspunkt muß der Statorstrom I dieselbe Phasenlage
haben wie die Hauptfeldspannung Uh. Es muß also S gelten. Der durch Aufspaltung
aus dem Statorstrom I gewonnene Phasenwinkel ¢i i wird dem Stromwinkel-Vergleicher
28 zugeführt. Diesem wird auch der Phasenwinkel X zugeführt.
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Die Abweichung, also der Phasenwinkel (t ), wird hier durch Phasendifferenzmessung
gebildet und dem Eingang des Stromwinkel-Reglers 29 über ein Additionsglied 37 zugeführt.
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Diesem Additionsglied 37 wird zusätzlich von dem Entkoppler 33 ein
Aufschaltsignal p zugeführt, welches ein Maß für die gewünschte Abweichung ( 9 )vom
optimalen Arbeitspunkt ist. Der Ausgang des Stromwinkel-Reglers 29 ist an den Steuereingang
eines Phasendrehers 38 angeschlossen.
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Das Referenzsignal r wird auch zur Taktung des Wechselrichters 17
herangezogen. Dazu wird es über den Phasendreher 38 als Taktsignal t auf den Steuersatz
14 des Umrichters 12 gegeben.
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Die zur Einhaltung des optimalen Arbeitspunktes + = erforderliche
Phasenlage des Taktsignals t wird mittels des Phasendrehers 38 eingestellt. Die
Einstellung erfolgt am Steuereingang des Phasendrehers 38 vom Stromwinkel-Regler
29 her.
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Als nächstes wird der Strombetragsregelkreis in Figur 2 betrachtet.
Der Istwert (I( dieses Strombetragsregelkreises wird vom Vektoranalysator 36 geliefert.
Dieser Istwert III wird dem einen Eingang des Strombetrags-Vergleichers 31 zugeführt.
Dem anderen Eingang wird ein Sollwert 111* des Strombetrages zugeführt. Dieser Sollwert
IIl* wird über den Entkoppler 33 von einem übergeordneten (nicht dargestellten)
Regelkreis geliefert. Er hängt vom Sollwert * der gewünschten Schubkraft Fx des
synchronen Linearmotors 2 ab. Die vom Strombetrags-Vergleicher 31 gebildete Regelabweichung
lI1* - sII
wird über den Strombetrags-Regler 32 als Steuersignal
x dem Steuersatz 14 zugeführt.
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Das Referenzsignal r wird in einen Regler 39 geliefert. Dessen vorgeschalteter
Vergleicher 40 ist einerseits mit dem Phasenwinkel # als Istwert und einem auf Null
gesetzten Phasenwinkel X* als Sollwert beaufschlagt. Der Regler 39 sorgt dafür,
daß der Zeiger r in Figur 3 im stationären Zustand mit dem Hauptfeldspannungszeiger
Uh zusammenfällt, daß also der Phasenwinkel # Null ist.
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Als nächstes wird wieder der Dämpfungs-Regelkreis betrachtet.
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Es soll hervorgehoben werden, daß das Ausgangssignal des Reglers 26
als Sollwert F*z für die Normalkraftkomponente F z angesehen werden kann. Das Ausgangssignal
(Zusatzsteuersignal s) wirkt im wesentlichen auf das Aufschaltsignal p ein, welches
andererseits aber auch vom Sollwert X abhängt. Ebenso ist auch der Sollwert |I|
* von den Signalen s und F*x abhängig.
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x Die Relationen werden durch den Entkoppler 33 gebildet.
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Dabei wird von folgenden tberlegungen ausgegangen: Nach Figur 5 läßt
sich für die Vortriebskraftkomponente Fx und für die Normalkraftkomponente F schreiben:
FX = kx |I| cos(#i - #) und Fz = kz |I| sin (#i -#), wobei kx, kz Konstanten sind.
Durch elementare Umformung ergibt sich hieraus: - Ä) = -arctan ( Pz/Fx) (1) |I|
= (FX2/k2+ F 2/k2)1/2 (2) Der Phasenwinkel (#i - ) ist hier die zur Kompensation
der Pendelungen erforderliche und gewünschte Abweichung vom optimalen
Arbeitspunkt
und entspricht somit dem Aufschaltsignal p. Um den Statorstrom ilJkonstant zu halten,
muß die angegebene Bezeichnung (2) bei jedem Wertepaar Fx, Sz erfüllt sein.
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Auf diesen flberlegungen beruht der in Figur 6 gezeigte Entkoppler
33. Danach werden die Signale p und II I * aus den Signalen Fx und Fz* gebildet.
Das Zusatzsteuersignal s, das dem Sollwert Fz* der Normalkraftkomponente entspricht,
wird -1 nach Multiplikation mit der Konstanten kz mittels eines nicht näher bezeichneten
Multipliziergliedes in ein Quadierglied 42 gegeben. Ebenso wird das Signal Fx* nach
Multiplikation mit mit der Konstanten kx 1 mittels eines weiteren nicht näher bezeichneten
Multipliziergliedes in ein weiteres Quadrierglied 43 gegeben. Die Ausgangssignale
beider Quadrierglieder 42, 43 werden in einem Additionsglied 44 zum Summensignal
(Fx*2/kx2+ Fz /kz) addiert. Aus diesem wird in einem Radizierglied 45 die Wurzel
gezogen. Gemäß Gleichung (2) entsteht somit am Ausgang das Signal |i|*.
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Weiterhin werden die beiden Signale P* und F* in einem Diviz x dierglied
46 dividiert. Das Quotientensignal Fz*/Fx wird in einen Funktionsgeber 47 geleitet,
der daraus in allen vier Quadranten den Arcustangens bildet. Gemäß Gleichung (1)
entsteht somit das Signal p.
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Das Signal p, das im Additionsglied 37 zur unerwünschten Abweichung
(t ) addiert wird, bewirkt die Kompensation der Pendelungen, und das Signal I bewirkt
die Konstanthaltung der Vortriebskraftkomponente Fx Beide Steuermaßnahmen werden
getrennt voneinander, aber gleichzeitig durchgeführt.
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Der in Figur 2 dargestellte Dämpfungs-Regelkreis hat eine weitere
vorteilhafte Eigenschaft. Er gewährleistet, daß eine für die Dämpfung ausreichende
Normalkraftkomponente F z auch dann verfügbar ist, wenn in gewissen Betriebszuständen
die Vortriebskraftkomponente Fx zu gering ist. Wenn diese Vortriebskraftkomponente
Fx gering ist, weil nur ein geringer Vortrieb erforderlich
ist,
verlaufen die beiden Kurven Fx, Fz in Figur 5 wegen des geringen Statorstroms I
wesentlich flacher als eingezeichnet. Auch in diesem Fall kann eine ausreichende
Normalkraftkomponente F z erzeugt werden, nämlich dann, wenn der Phasenwinkel (#i
- #) große Werte annimmt, die in der Nähe von t 90 liegen. Dann kann der Statorstrom
I groß gemacht werden, ohne daß sich eine große Vortriebskraftkomponente Fx einstellt.
Dieses gewünschte Regelverhalten wird durch den beschriebenen Entkoppler 33 erzielt.
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3 Patentansprüche 6 Figuren