DE2362917B2

DE2362917B2 - Spitzendetektor

Info

Publication number: DE2362917B2
Application number: DE19732362917
Authority: DE
Inventors: Roger Thomas Flackwell Heath Griffin (Grossbritannien)
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Corp
Priority date: 1972-12-18
Filing date: 1973-12-18
Publication date: 1977-10-13
Also published as: HK74779A; USB389726I5; SU940657A3; JPS507566A; DE2362917C3; CH1773873A4; US3921010A; CH607041A5; FR2210768A1; GB1441928A; CH604244B5; DE2362917A1; IT1005112B; JPS5416429B2; FR2210768B1

Description

Die Eiiindung betrifft einen Spitzendetektor wie er im Oberbegriff des Anspruchs 1 als Dckannt vorausgesetzt ist.

Eine derartige Schaltung ist aus der britischen Patentschrift 12 97 252 bekannt. Fig. 2 dieser Patentschrift zeigt eine Spitzenspannungs-Speicherschaltung, bei welcher der Ausgang einer Umkehrstufe, deren Eingang das zu untersuchende Signal zugeführt wird, über einen Gleichrichter an einen Spexherkondensator geschaltet ist, der bei Auftreten einer negativen Eingangssignalspitze über die dann leitende Diode schnell auf einen positiven Spannungswert aufgeladen wird. Nach Verschwinden dieser Eingangsspannungsspitze sperrt die Diode wegen der entsprechenden Änderung der Ausgangsspannung des Inverters wieder, und der Speicherkondensator entlädt sich anschließend langsam über einen Entladewiderstand, der mit seinem dem Kondensator abgewandten Ende auf den Eingang des Inverters und gleichzeitig über die Reihenschaltung eines Widerstandes mit einer weiteren Diode auf den Ausgang des Inverters geführt ist. Die zuletzt genannte Diode ist in entgegengesetzter Richtung wie die zuerst genannte Diode gepolt, so daß sie beim Aufladen des Speicherkondensators gesperrt ist, bei dessen Entladung jedoch leiten kann. Der Speicherkondensator ist ferner mit seinem den Dioden zugewandten Ende auf einen Eingang einer nachfolgenden Vergleichsschaltung geführt, deren anderem Eingang ebenfalls das Eingangssignals des Inverters zugeführt wird. Das Ausgangssignal der Vergleichsschaltung, die den gespeicherten und verstärkten Spitzenwert mit dem Signal selbst vergleicht, wird über eine C/?-Differenzierschaltung der weiteren Verwendung zugeführt.

Die Aufgabe der Erfindung besteht gegenüber der bekannten Schaltung in einer wesentlichen Vereinfachung und wird durch die im kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst.

Die erfindungsgemäße Schaltung unterscheidet sich von der bekannten Schaltung gemäß Fig.2 der Entgegenhaltung nicht nur dadurch, daß sie weniger Bauelemente verwendet, sondern auch in ihrer Funktionsweise. Während nämlich die bekannte Schaltung den Maximalwert einer im Signal auftretenden Spitze speichert (etwa nach Art einer sogenannten sampleand-hold-Schaltung) wie dies in Fig.4a der Entgegenhaltung dargestellt ist, stellt die erfindungsgemäße Schaltung das Auftreten einer Spitze im Signal überhaupt fest und gibt ein Ausgangssignal ab, solange die betreffende »Spitzenhalbwelle« einen bestimmten vorgegebenen Pegelwert überschreitet. Man könnte also sagen, daß die erfindungsgemäße Schaltung mit einem Amplitudenkriterium arbeitet, während der mit der erfindungsgemäßen Schaltung verglichene linke Teil in Fig.2 der bekannten Schaltung einen Spitzenwert speichert (Speicherkondensator 22), bis der nächste Spitzenwert auftritt, der dann wiederum gespeichert wird.

Die Funktion eines Spitzendetektors wird durch das Zusammenwirken des linken Schaltungsteils gemäß s Fig. 2 der erwähnten britischen Palentschrift mit der im rechten Teil der Schaltung dargestellten Vergleichsschaltung bewirkt, deren zweitem Eingang über einen Widerstand das Eingangssignal von der Eingdiigsklemme ebenfalls zugeführt wird. Es ist dieser Literaturstelle

ίο keinerlei Anregung zu entnehmen, wie man etwa einen Spitzendelektor (im Gegensatz zu einem Signalspitzenspeicher) in der erfindungsgernäßen einfachen Weise realisieren könne, also ohne die Notwendigkeit der im bekannten Falle nachgeschalteten Vergleichsschaltung.

Die erfindungsgemäße Schaltung benötigt eine solche Vergleichsschaltung nicht, sondern gestaltet die Rückkopplungsschaltung derart aus, daß sie nur bei Auftreten einer Eingangssignalspitze zeitweilig aktiviert wird, indem sie zu Beginn der Signalspitze (bestimmt durch einen Schwellenpegel) in einen aktiven Zustand versetzt wird und am Ende der Signalspitze (wiederum bestimmt durch den erwähnten Schwellenpegel) wieder desaktiviert wird. Auf diese Weise wird während des durch den erwähnten Schwellenpegel bestimmten Zeitraums des Auftretens einer Signalspitze eine Ausgangsspannungsänderung hervorgerufen, also ein Ausgangsimpuls erzeugt, der das Auftreten einer Signalspitze anzeigt. Die erfindungsgemäße Schaltung benötigt also hierfür lediglich eine Inverterstufe mit einer entsprechend ausgebildeten Rückkopplungsschaltung, die nur während des Auftretens einer Signalspitze aktiviert wird, und unterscheidet sich damit sowohl im Aufbau als auch in der Funktion ihrer Elemente von der bekannten Schaltung, die eine Inverterschaltung mit einer ständig aktivierten Rückkopplungsschaltung sowie einem Speicherkondensator und eine nachgeschaltete Vergleichsschaltung benötigt.

Im bekannten Falle bewirkt der Speicherkondensator einen gewissen Integrationseffekt, der im Mittel eine Nivellierung der Speicherkondensatorspannung gegenüber der ursprünglichen Signalspannung bewirkt. Im Gegensatz dazu tritt bei der erfindungsgemäßen Schaltung eine Akzentuierung der Signalspitzen aul', weil das Ausg.ingssignal nur dann impulsförmig ansteigt, wenn eine Spitze im Eingangssignal vorhanden ist, in den übrigen Zeiten dagegen auf einem konstanten Ruhewert verbleibt.

Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.

Nachfolgend werden Ausführungsbeispiele der Erfindung anhand der Zeichnungen näher erläutert. Es zeigt

F i g. 1 ein Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels des erfindungsgemäßen SpitzenJetektors, Fig. 2 ein detaillierteres Schaltbild des in Fig. I

SS dargestellten Spitzendetektors,

Fig.3 eine Übertragungscharakteristik, die für die beiden in den Fig. 1 und 2 dargestellte Inverterschaltung gilt,
Fig.4 ein Schaltbild eines zweiten Ausführungsbei-

(10 spieles der Erfindung, das auf positive Spannungsspitzen anspricht,

Fig.5 und 6 Schaltbilder eines dritten und vierten Ausführungsbeispieles der Erfindung,

Fi g. 7 ein teilweise durch Blockdarstellungen vereinig fachtes Schaltbild eines fünften Ausführungsbeispieles der Erfindung,

F i g. 8 ein mehr ins Einzelne gehendes Schaltbild des Äusführungsbeispieis gemäß F i g. 7,

Fig.9 eine graphische Darstellung des zeitlichen Verlaufes von Signalen und Schwingungen, auf die bei der Erläuterung der Arbeitsweise der Ausführungsform gemäß F i g. 1 und 2 Bezug genommen wird,

F i g. 10 ein Schaltbild eines sechsten Ausführungsbeispieles der Erfindung, das sich besonders für den Antrieb eines Schrittmotores eignet,

Fig. 11 eine graphische Darstellung des zeitlichen Verlaufes von Schwingungen, die in! Betrieb der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 10 auftreten,

Fig. 12 und 13 Schaltbilder zweier weiterer Ausführungsbeispiele der Erfindung,

Fig. 14 eine graphische Darstellung des Verlaufes einer Spannung, auf die bei der Erläuterung der Arbeitsweise der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 10 Bezug genommen wird,

Fig. 15 und 16 Blockschaltbilder von Schaltungsanordnungen zur Erzeugung verschiedener Steuersignale für die Schaltungsanordnung gemäß Fig. 10,

Fig. 17 eine graphische Darstellung des zeitlichen Verlaufes von Signalen, die in der Schaltungsanordnung gemäß F i g. 16 auftreten, und

Fig. 18 und 19 Schaltbilder zweier weiterer Ausführungsbeispiele der Erfindung.

Die in den Fig. 1 und 2 dargestellten Spitzendetektorschaltungen enthalten einen ersten Inverter 10, der mit seiner Ausgangsklemme Can die Eingangsklemme eines zweiten Inverters 12 angeschlossen ist. Die Inverter sind CMOS-Inverterschaltungen und enthalten jeweils einen Transistor vom p-Typ und einen Transistor vom η-Typ. Beim Inverter 10, der als Beispiel betrachtet werden soll, sind die steuerbaren Stromstrekken der beiden Transistoren P\ und N\ in Reihe zwischen eine erste Klemme 13, der eine erste Betriebsspannung + Vdd zugeführt wird, und eine zweite Klemme 15, der eine zweite Betriebsspannung - Vss zugeführt wird, geschaltet. Die beiden Steuerelektroden sind miteinander verbunden und bilden eine Eingangsklemme B, während die Verbindung der Stromstrecken der beiden Transistoren die Ausgangsklemme Cbildet.

Der Spitzendetektor hat eine Eingangsklemme A, die mit der Eingangsklemme B des ersten Inverters IO über einen Kopplungskondensator 16 verbunden ist. Bei den in den F i g. 1 und 2 dargestellten Ausführungsbeispielen ist ein Widerstand 18 zwischen die Klemme 15 und die Eingangsklemme B des Inverters IO geschaltet. Bei anderen Ausführungsbeispielen der Erfindung ist es nicht wesentlich, daß dieser Widerstand vorhanden ist. Die Ausgangsklemme C ist über eine Rückkopplungsstrecke, die bei dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 1 und 2 eine Diode 14 enthält, mit der Eingangsklemme B gekoppelt.

Für die Erläuterung des Betriebes der Schaltung gemäß Fig. 1 und 2 kann angenommen werden, daß sich die Eingangsklemme B anfänglich auf einer relativ negativen Spannung befindet, da der durch die Eingangsklemmc B gebildete Schaltungsknoten über den Widerstand 18 mit der Klemme 15 verbunden ist, an der die Betriebsspannung - Vss liegt. Die Stromstrecke des Transistors Pi hat daher eine relativ niedrige Impedanz, während die Stromstrecke des Transistors /Vi eine hohe Impedanz darbiclct. Es fließt dementsprechend ein Strom von der auf positiver Betriebsspannung liegenden Klemme 13 durch die Stromstrecke des Transistors P\ und durch die Diode 14 und den Widerstand 18 zur Klemme 15. Infolge dieses Stromflusscs, wird die Eingangsklemmc B relativ positiv, d. h., sie nimmt eine Spannung an, die um einen

Diodenspannungsabfall kleiner ist als die Spannung an der Ausgangsklemme C. Mathematisch ausgedrückt ist also Vc = V_{8 +} V₁₄, _WODei V₍ die Spannung an der Ausgangsklemme C ist, V₁₄ den Spannungsabfall an der Diode 14 bedeutet und mit V„ die Spannung an der Eingangsklemme ^bezeichnet ist.

Bei flüchtiger Betrachtung könnte man annehmen, dau die oben beschriebene Vorspannung den Zustand der Schaltungsanordnung ändern könnte; die Schal-.0 tungsparameter sind jedoch so gewählt, daß dies nicht eintritt Der Transistor Λ/, wird zwar leitend, der I ransistor P₁ leitet jedoch weiter, da seine Quellenelektrode im Vergleich zu seiner Steuer- und Abflußelektrode genügend positiv ist. Die Schaltungsanordnung kann is daher einen Ruhezustand annehmen, bei dem P₁ und N₁ leiten und V_c =V_{B +} V₁₄ ist. Der Ruhearbeitspunkt befindet sich auf einem vertikalen Teil der Kennlinie in der Nahe des Kennlinienknicks. Für einen Betrieb mit niedrigsten Speisespannungen ist es wünschenswert, daß die Kanalbreite des n-Ieitenden Transistors größer gemacht wird als die des p-leitenden Transistors. Hierdurch wird die in F i g. 3 dargestellte Übertragungscharakteristik bezüglich des Schaltungsarbeitspunktes nach links verschoben, und man erhält dadurch, wie as dargestellt, eine relativ stabile Vorspannung etwas über aas Kenniinienknie hinaus, selbst bei kleinen Werten ™ⁿ _T ⁿ" 7 ^Vss- ^{Das Ver}hältnis der Breiten der Kanäle der Transistoren P_t und /V₂ im Inverter 12 wird gleich dem des Inverters IO gewählt.

Die Übertragungscharakteristiken der Inverter IO und 12 können in der oben angegebenen Weise gut angepaßt werden, wenn sie in einer integrierten schaltung nebeneinander hergestellt werden. Mit der angegebenen Vorspannung und den in der beschriebe-3.·. nen Weise angepaßten Charakteristiken ist die an der Ausgangsklemme C auftretende Spannung relativ positiv und die Spannung am Schaltungspunkt D ist verhaltn.smäß_lg negativ und ungefähr gleich - V_ss. Die Ausgangsspannung V„ist negativ, da sich der Transistor A/_? ,m Zustand niedriger Impedanz und der Transistor P₂ im Zustand hoher Impedanz befinden. Für die Zwecke

ILH ^Υ0ΓΪΤ?^{den Anmeld}"ng kann angenommen werden, daß die erwähnte, relativ negative Spannung die Binarzahl 0 darstellt und eine relativ positive 4S Spannung die Binärzahl 1 darstellt

Angenommen, der Eingangsklemme A werde nun ΞΓβ P?n «'·" ^reS^elmäßig^er Weise ändernde Spannung, ZJ ^"""Pannung, zugeführt. Während der ersten de? Knn"i T^ngü^{ng der Ein}gangsspannung, lädt sich den ^^Pp'^un^^ondensator 16 durch die Diode 14 und den le.tenden Transistor P auf d bikt dß i

den ^^Pp'^un^^ondensator 16 durch die Diode 14 und den le.tenden Transistor P₁ auf und bewirkt, daß eine

aufbin ^gH^{ZWISChen den} E'ngangsklemmen A und B auftritt, die in B relativ positiv ist. Wenn die

,,'"^ε,^αηε55Ρ^αη™^ηβ ihren negativsten Punkt durchläuft

ΐίίΤΖic"^{POsiliver wird}'^{hört die} Diode 14 auf zu ι-^{1C Spannun}g ^an der Eingangsklemme B, die Ξη η H^{anger auf einen Wert} geklemmt wird, der um unen Diodenspannungsabfall kleiner als K ist. beginnt

(„ S?""^{Ung an der Ein}gangsklemme A zu folgen. Eine ESP ^{P0SltlVC Zunahme d}er Spannung an der E «klemme «bewirkt dann, daß die SchaUungsan-

erwK ^raS? ^{lhrCn Zustand andert}· ^Wic bereits Schnlhm ^WUrde,^{Und in} Pig-3 dargestellt ist, ist die (s len ToH^gH^an<S^{nUng im Ruhe}*ustand auf den vcrt.kavorJJl T ^{Charakteristik} "«he beim oberen Knie bSdTh ^emC ^""gttgige ^Z"nahme von V₁₁

bcw.rkt daher eine viel größere Änderung (Abnahme) von Vr. Wenn bei der in Fig. 2 dargestellten

Schaltungsanordnung die Ableitung d Wd/ sich von 0 (entsprechend dem negativsten Punkt der veränderlichen Eingangsspannung) auf einen positiven Wert ändert (V_A ist dabei immer noch negativ, sein Wert nimmt jedoch nun zu, und die Steigung ist nun positiv geworden), wird der Transistor P₁ schnell gesperrt und der Transistor /V₁ in den leitenden Zustand ausgesteuert. Dies wiederum hat zur Folge, daß der Transistor P₂ in den leitenden Zustand ausgesteuert und der Transistor N₂ gesperrt wird, wobei V_D positiv wird und ungefähr auf + VoD, entsprechend dem Binärwert 1, ansteigt. Solange also der Vorspannungspunkt die angegebene Lage hat und die Charakteristiken der Inverter IO und 12 angepaßt sind, wie es bei einer integrierten Schaltung der Fall ist, wird ein ordnungsgemäßer Betrieb von absoluten (im Gegensatz zu relativen) Änderungen der Lage der Übertragungscharakteristik infolge von Verfahrensparameterschwankungen nicht beeinträchtigt.

Wenn die Zeitkonstante des RC-GYiedes groß im Vergleich zur Periode der Eingangsschwingung ist, bleibt der Schaltungspunkt D bis zur nächsten negativen Halbwelle der Eingangsschwingung auf der dem Binärwert 1 entsprechenden Spannung und schaltet erst im negativsten Punkt der Eingangsschwingung auf eine dem Binärwert 0 entsprechende Spannung. Anhand von F i g. 2 war oben erläutert worden, wie d Wd/ nach dem ersten negativen Extremwert bei A von 0 aus positiv wird, Vb bezüglich Vc positiv wird, die Diode 14 aufhört zu leiten, der Transistor Pt sperrt und der Transistor /Vi leitend wird. Der Kondensator 16 war vorher durch die Diode 14 und den Stromfluß durch den Transistor P\ aufgeladen worden. Die Ladung dieses Kondensators neigt nun dazu, abzufließen. Wenn der Widerstand 18 jedoch einen verhältnismäßig großen Wert hat, ist die hierfür erforderliche Zeit verhältnismäßig lang. Der Transistor P_x bleibt daher gesperrt, und der Transistor /V, bleibt leitend. Die Spannung an der Eingangsklemme A ist jedoch eine veränderliche Spannung, die nach eiern Erreichen eines negativen Spitzen- oder Extremwertes wieder positiver und nach dem Erreichen eines positiven Spitzen- oder Extremwertes v/ieder negativer wird. Beim positiven Extremwert ist die Eingangsklemme B stark positiv und der Zustand der Transistoren P\ und N\ bleibt ungestört, d. h., P\ sperrt und N\ leitet. Wenn jedoch die Spannung an der Eingangsklemme A immer negativer wird, fällt die Spannung an der Klemme B entsprechend ab. Die Schaluingsparameter können derart gewählt sein, daß, wenn die Spannung an der Eingangsklemme A in die Nähe eines negativen Extremwertes kommt, die Spannung an der Klemme B im Verhältnis ausreichend negativ wird, um den Leitungszusland der Transistoren P\ und N\ zu ändern, d. h. den Transistor P\ in den leitenden Zustand und den Transistor N₁ in den gesperrten Zustand zu schalten. Dies hat wiederum zur Folge, daß sieh V_n von -I- Vm, entsprechend dem Binärwert 1 auf - V_ss entsprechend dem Binärwert 0 ändert.

Die eben beschriebene Zustandsänderung tritt beim negativen Spitzen· oder Extremwert des F'iingiirifissi gnals an der liingangsklemrne A auf. Wenn die Zustandsänderung eintritt, wird die Kückkopplurigsschleife mit der Diode 14 wieder aktiv und die eventuell vom Kondensator 16 abgeflossene Ladung wird über diese Schleife ergänzt, d. h. durch einen Strom, der von der Klemme 1.3 durch die Strömst recke des Transistors P\ und die Diode 14 zum Kondensator Ifcfließi.

Wenn die Spannung an der l-iirigangsklerntnc: Λ ihren negativen Extremwert durchläuft und dann wieder positiver zu werden beginnt, d. h. wenn sich die Steigung von Va von 0 auf einen positiven Wert ändert, wiederholen sich die oben erläuterten Vorgänge. Die Spannung Vb beginnt bezüglich V_c positiv zu werden, wodurch die Diode 14 und der Transistor Pt gesperrt werden, N\ leitend wird und Vp sich wieder von 0 auf 1 ändert. Die Schaltungsanordnung gemäß Fig. 1 und 2 liefert also einen Ausgangsimpuls (in negativer Richtung) kurzer Dauer, der zeitlich mit den negativen Spitzen- oder Extremwerten der Eingangsschwingung an der Eingangsklemme A zusammenfällt.

Die oben erläuterte Arbeitsweise der beschriebenen Schaltungsanordnung sei anhand der in Fig.9 dargestellten Schwingungen für eine spezielle Anwendung erläutert. Die Eingangsschwingung V_A hat einen Verlauf, wie er durch die Unruhe einer elektronischen Uhr, z. B. einer Armbanduhr, erzeugt wird. Die Bewegung der Unruhe wird aufrechterhalten, indem man die Lage der Unruhe aufgrund des Durchganges kleiner, an der Unruhe angebrachter Permanentmagnete durch eine feststehende Spule feststellt und der Unruhe Energie im richtigen Zeitpunkt zuführt. Die Schwingung Va ergibt sich bei einem solchen System durch die Spannung, die in der Spule erzeugt wird, während die Magnete an ihr vorbeischwingen. Diese Schwingung wird dann der Eingangsklemme A der Schaltungsanordnung gemäß F i g. 1 und 2 zugeführt.

Die Schaltungsanordnung ist anfänglich so vorgespannt, wie es in Fig.3 dargestellt ist. Der Vorspannungs- oder Arbeitspunkt entspricht einer Ruhespannung Vtf an der Klemme B der Schaltungsanordnung, wie in Fig. 2 durch die Kurve Vn dargestellt ist. Eine erste negative Halbwelle 80 der Schwingung Va bewirkt, daß die Diode 14 leitet und die Spannung Vn an der Klemme ßder Spannung an der Eingangsklemme A folgt. Wenn V_A positiv wird, ändert sich der Zustand des Inverters 10, d. h., der Transistor P\ wird gesperrt, und der Transistor N\ leitet, und der Inverter 12 ändert ebenfalls einen Zustand. Als Folge davon ändert sich die als dritte Kurve in F i g. 9 dargestellte Spannung Vc von ihrem Anfangswert V₇₇- + V_W,_OW:- (wobei Vpi_OI)i die Spannung an der Diode 14 bedeutet) auf den Wert Vss. der als Massepotential angenommen worden ist. Dies ist

4s durch den Spannungssprung 82 in der die Spannung V₁ darstellenden Kurve gezeigt. Die Spannung Vp, die in der vierten Kurve dargestellt ist, ändert sich dementsprechend von 0 Volt auf Vpp, wie bei 84 in F i g. 9 dargestellt ist.

Eine anschließende positive Halbwelle 86 der Eingangsschwingung Va bewirkt, daß die Spannung V_t, dieser Halbwellc folgt, wie bei 88 dargestellt ist. (Eis wurde angenommen, daß die Zeitkon.stantc des ÄC-Glicdes aus dem Kondensator 16 und dem

v, Widerstand 18 groß im Vergleich zur Schwingungsperiocle der Unruhe ist, die bei einer 4-llz-Unruhe 250 ms betrügt.) Da der Transistor P\ gesperrt und der Transistor /Vi leitend bleibt, behalten V, den Wen Vw -OVoIt und VpderiWerl V„_n

(v, Wenn tue liingangsschwingung V_A nach der ersten positiven Spitze wieder abfüllt, wie es bei 90 dargestellt ist, folgt die Spannung Vieler Spannung Va, wie es bei 92 dargestellt ist. Wegen des Vorhandenseins des Wider-Standes IK, durch den sich der Kondensator 16

(,; geringfügig entlädt, erreicht die Klemme B den Spiinniin);swert Vu kurz bevor die F.ingangsschwinihr zweites Minimum erreicht. Wenn die f: V_n den Werl V₁, erreicht, ändert sich der

Betriebszustand des Inverters 10, die Diode 14 und der Transistor P\ leiten und der Zustand des Inverters 12 ändert sich. Eine kurze Zeitspanne danach, wenn die Eingangsschwingung Vb beginnt positiv zu werden, sperrt die Diode 14, und die Inverter 10 und 12 ändern s erneut ihren Betriebszustand. Dies ist in F i g. 9 durch den positiven Impuls 94 der Spannung Vc und den entsprechenden negativen Impuls 96 der Spannung V_n dargestellt.

Die größere negative Halbwelle 98 der Eingangs- ι ο schwingung Va, die als nächstes an der Eingangsklemme A auftritt, hat eine ähnliche Wirkung wie oben. Wenn die Eingangsschwingung V_A ihren negativen Extremwert erreicht, wird in der Spannung V₁- ein positiver Impuls 100 und in der Spannung Vp ein negativer Impuls is 102 erzeugt. Wenn die Zeitkonstante für den Widerstand 18 und den Kondensator 16 richtig gewählt sind, bleibt die Klemme B trotz der Entladung des Kondensators zwischen aufeinanderfolgenden, in negativer Richtung verlaufenden Signalwerten, auf einem Spannungswert über Vn; bis die jeweilige größere negative Spitze kleiner wird. So ist z. B. die Spannung der Schwingung V/; im F'unkt 104 kurz vor der positiven Auswanderung 106 größer als Wy. Wenn in entsprechender Weise Va geringfügig negativ wird, wie es bei 108 dargestellt ist, folgt die Schwingung V« zwar, wie es bei 110 dargestellt ist, sie wird jedoch nicht so negativ, daß der Wert Wr erreicht wird. Der Transistor P| in Fig.2 bleibt daher gesperrt und die Diode 14 leitet nicht. Mit anderen Worten gesagt, ändern die Inverter 10 und 12 bei negativen Impulsen verhältnismäßig kleiner Amplitude, wie den Impulsen 108 und 109, ihren Zustand nicht und die Schaltungsanordnung hat in diesem Sinne also praktisch einen Schwellwert.

Zusammenfassend kann also festgestellt werden, daß v; die Spannung Vr für alle Perioden, in denen Vn größer als V/r ist, den Wert 0 Volt (und die Spannung Vp den Wert V/;/) Volt) hat. Wenn die Spannung V» den Wert V/Y Volt hat (oder geringfügig darunter liegt), hat die Spannung Vc den Wert Wr -f Vmooi-: Volt. Da die Übertragungscharakteristikcn der Inverter JO und 12 aneinander angepaßt sind, schaltet die Spannung Vc von Vpi) auf 0 Volt nur dann, wenn die Klemme B die Spannung Vn Volt erreicht. Die Spannung Vp bleibt auf dem Wert Vpp Volt für alle Zeiträume, wenn Vn größer js als V// ist.

Die Breite des Ausgangs- oder Antwort-Impulses an der Klemme D kann durch Änderung der Zeitkonstante des KC-Gliedcs beeinflußt werden. Bei Verringerung des Widerstandswertes des Widerstandes 18 entlädt ;o sich der Kondensator 16 offensichtlich schneller und die Breite des Ausgangsimpulses wird für eine spezielle Eingangssignalfrequenz größer. Das Umgekehrte gill, wenn der Wert des Widerstandes 18 erhöht wird. Die Verwendung eines sehr großen Widcrstandswertcs ist ·,·, vein besonderem Interesse für Fälle, bei denen die Eingangsfrequcnz sehr niedrig ist, und für Fälle mit höheren Frequenzen, bei denen die Ansprache ganz genau an den Spitzen einer in negativer Kichlung verlaufenden Eingangsschwingung gefordert wird. Im im (irenzfall kann der Widerstand 18 vollständig entfallen und der Isolatioiiswideistand des Kondensators sowie die Eingangsimpedaiiz des (MOS Inverters IO als Entladungsstrecke für den Kondensator If) dienen. |e größe τ die Impedanz dieser Eiiiladiingssliecke ist, um so ι>·, kleiner ist die Hreilc lies Antworiimpulscs bei einer vorgegebenen Eingaiigsfrequeii/.

Welche Werte man für «lic verschiedenen Parameter der Schaltungsanordnung gemäß Fig.2 verwende! hängt von der speziellen Anwendung der Schaltungsan Ordnung ab. Der Kondensator 16 kann im allgemeine! einen Wert in der Größenordnung von 1000 pf bis 1 μΙ haben. Bei einer Schaltungsanordnung, die sich z. B. füi die Wahrnehmung der Lage einer Unruhe eignet, di< mit 4 Hz schwingt, können der Kondensator einen Wer von 0,5 μΡ und der Widerstand einen Wert von K Megohm haben. Die Spannung Vm) kann von einei kleinen Batterie geliefert werden und z.B. 1,3 VoI betragen und - Vw kann Masse sein; selbstverständlicl sind auch andere Werte möglich. Die relativen Breiter der p-Kanal- und n-Kanal-Transistoren können ζ. Β 50 μπι für den p-Kanal und 355 μιη für den n-Kana betragen.

Der in F i g. 4 dargestellte Spitzendetektor entsprich demjenigen gemäß F i g. 1 mit der Ausnahme, daß er füi die Wahrnehmung positiver und nicht negative: Spitzen- oder Extremwerte ausgelegt ist. Man beachte daß die Diode 14a umgekehrt gepolt ist wie die Diode des Ausführungsbeispiels 14 gemäß Fig. 1 und 2 unc daß der Widerstand 18<i zwischen die Eingangsklemrm Sund die die Spannung + Β_ηυ führende Klemme unc nicht die die Spannung - V.« führende Klemme geschaltet ist.

Um den Leistungsverbrauch möglichst klein zu halter und den bereits erwähnten Vorteil durch das Verschieben der in F i g. 3 dargestellten Übertragungscharakteristik nach links zu erreichen, ist es wünschenswert, daE die p-Kanal-Transistoren P, und P₂ der Schaltungsanordnung gemäß F i g. 2 relativ klein sind. Hierdurch wird jedoch der für die Aufladung des Kondensators 16 zur Verfügung stehende Strom begrenzt, da dieser durch die Stromstrecke des Transistors P, fließen muß, die nur ein relativ beschränktes Leitungsvermögen hat. Die Schaltungsanordnung gemäß F i g. 5 stellt eine Lösung dieses Problems dar. Hier wird die Rückkopplung von der Klemme C dazu verwendet, den Leitungszustand eines npn-Transistors 20 zu steuern. Der Transistor 20 ist mit seiner Basis 22 an die Ausgangsklemme C und mit seinem Emitter 24 an die Eingangsklemme B angeschlossen. Der Kollektor des Transistors 24 ist mit der Klemme 13 für die Betriebsspannung + V_/w verbunden. Bei der Ausführungsform gemäß F i g. 5 wird die Arbeitsweise der Schaltungsanordnung durch das begrenzte Stromführungsvermögen des Transistors P\ des Inverters 10 (siehe Fig. 2) nicht beeinträchtigt. Es reicht zur Versorgung des Transistors 20 mit einem Basis-Emitter-Strom aus, der das Fließen eines relativ starken Kollektor-Emitter-Stromes in diesem Transistor zuläßt. Der Strom zur Aufladung des Kondensators 16 wird also von der Klemme 13 über die Kollektor-■.mitter-Strecke des Transistors 20 direkt zugeführt und hangt nicht von den Leitungseigcnschaftcn des Transistors /', des Inverters IOab.

ber bipolare npii-Transistor 20 der Schaltungsanordnung Beinäß I· ig. -3 kann ein Lateraltransistor sein und unter Anwendung der CMOS-Technik hergestellt werden, indem man die P-Wannen-Diflusion (d.h. die Substraldiffu.sK,,, Iu,- die n-Kanal-MOS-Transistoren)

in· die Basis um! die Quollen- und Abfluß-Diffusionen

^" ^S|Kvifisih<-'ⁿ Widerstandes) der n-Kanalransisloreii als Kollektor und Emitter verwendet; der npnTiansio,,.- |_;;,_{nn ;illdl un(LT} Verwendung ili-T η ' - IMIuSiOM als Emitter, der p- Wannendiffiision als !Susis und des nSiihslrats als Kollektor gebildet werden, i'.s im manchmal wünschenswert, das Arbeiten der l >elektorschaltiing zu verhindern, z. H. um ,-in,· Auswahl

unter verschiedenen Minima (oder Maxima) im Eingangssignal zu treffen. Fig.6 zeigt eine Schaltungsanordnung für diese Betriebsweise. Sie enthält eine CMOS-Doppel-Torschaltung 30, die zwischen die Ausgangsklemme C und die Basis 22 des Transistors 20 s geschaltet ist. Eine Sperrsignalklemme 32 ist mit der Steuerelektrode des einen MOS-Transistors der Doppel-Torschaltung 30 direkt und mit der Steuerelektrode des anderen MOS-Transistors der Doppel-Torschaltung über einen Inverter 34 verbunden.

Wenn das Sperrsignal im Betrieb einen ersten Wert hat, arbeiten die beiden Transistoren der Doppel-Torschaltung 30 im Zustand hoher Impedanz und die Rückkopplungsstrecke ist praktisch unterbrochen. Wenn aber die Rückkopplungsstrecke unterbrochen ist, ι _s arbeitet die Schaltungsanordnung nicht, d. h., sie spricht auf die Spitzen- oder Extremwerte des der Eingangsklemme A zugeführten Eingangssignal nicht an. Wenn das Sperrsignal einen zweiten Wert annimmt, werden beide Transistoren der Doppeltorschaltung 30 in den Zustand niedriger Impedanz geschaltet und die Ausgangsklemme C ist dann über einen Stromweg niedriger Impedanz mit der Basis 22 des Transistors 20 verbunden. In diesem Zustand arbeitet die Schaltungsanordnung wie es anhand von Fig.5 erläutert wurde. Selbstverständlich kann anstelle des Transistors 20 auch eine Diode, wie die Diode 14 in Fig. 1, f\ir die Rückkopplung verwendet werden, wenn dies wünschenswert ist.

Die in Fig. 7 und 8 dargestellte Ausführungsform ^o ermöglicht ebenfalls einen Betrieb mit Sperrung. Hier ist der Inverter 10 der bisher beschriebenen Ausführungsbeispiele durch ein NOR-Glied 40 ersetzt. Das NOR-Glied enthält vier Transistoren (F i g. 8), und zwar zwei Transistoren P₁, und Pb vom p-Typ sowie zwei ?s Transistoren N₁, und Nh vom η-Typ. Die Stromstrecken der Transistoren P₁₁, Pi, und N₁, sind in Reihe zwischen die Betriebsspannungsklemmen geschaltet, während die Stromstrecke des Transistors Ni, der des Transistors N₁, parallel geschallet ist. Die Eingangsklemme A ist über den Kondensator 16 mit der Eingangsklemme B des NOR-Gliedes verbunden, die an die Steucrelektroden der Transistoren P₁, und Ni, angeschlossen ist. Die Steuerelektrode!! der Transistoren Pi, und N₁, sind mit einer Sperrsignalklemme 42 verbunden.

Wenn im Betrieb die Sperrspannung relativ positiv ist, wird der Transistor Pi, gesperrt, und die Ausgangsklemme C des NOR-Gliedes wird über den leitenden Transistor N₁, auf der dem Binürwert 0 entsprechenden Spannung — Vss gehalten. Die Aiisgangsklcmme D des so Inverters 12 wird auf der den Binürwert 1 darstellenden Spannung + Von gehalten. Ein etwa an der Eingangsklemnie A vorhandenes Signal hat keinen Einfluß auf die Arbeitsweise der Schaltung.

Wenn die Sperrspannung relativ negativ gemacht ss wird, nimmt der Transistor /'/, den Zustand niedriger Impedanz an, während der Transistor /V₁, gesperrt wird. Nun arbeitet die Schaltungsanordnung wie oben beschrieben, wobei die Stromstrecken der Transistoren /'·, und N/, effektiv in Reihe (über /'/1) zwischen die im Speisespannungsklemmen geschaltet sind und ihre Steuerelektroden gemeinsam an die Klemme Il angeschlossen sind. Kur/ gesagt, wenn man annimmt, daß die Klemme H anfänglich relativ negativ ist, leitet tier Transistor /',und die Klemme ('wird relativ positiv. <>■, Hierdurch wird der Transistor 20 leitend (er erhält IJasisstrom von -|- Vm, über die Slroinstrcckcii tier Transistoren /',,und /'/,) und die Klemme Mwird relativ positiv, jedoch nicht so positiv, daß der Transistor / gesperrt wird. Die Schaltungsanordnung ist auf einei Arbeitsdruck an der vertikalen Flanke der Charakteri stik nahe dem oberen Knie vorgespannt, wie es in F i g. dargestellt ist. Im übrigen arbeitet die Schaltungsanord nung genauso, wie es oben im einzelnen schon erläuter worden ist.

Fig. 10 zeigt eine andere Anwendung des Detektor gemäß der Erfindung für Uhrenschaltungen, und zwar ii diesem Falle für die Verwendung mit einem Schrittmo tor. Der Schrittmotor wird durch Impulse von einen MOS-Treibertransistor 62 gespeist und hat die ii Fig. 14 dargestellte Charakteristik. Die Spannung an MOS-Treibertransistor fällt anfänglich im Zeitpunkt : (Fig. 14) auf Vss ab, was für die vorliegendei Erläuterungen mit Massepotential gleichgesetzt werder kann. Die Spannung steigt dann mit zunehmenden Strom in einer induktiven Wicklung 71 des Schrittmo tors bis zum Punkt 2 an. Nachdem der Motor einma begonnen hat, sich zu bewegen, entsteht eine Gegen EMK, die den Strom effektiv verringert. Dies setzt siel fort, bis die Geschwindigkeit des Motors durch eir Maximum gegangen ist (Punkt 3 in Fig. 14) unc verlangsamt sich bei der Annäherung an die nächste Ruhestellung, wo der Strom (und damit die Spannung am MOS-Transistor) auf ihren Ruhewert ansteigt, wie ei im Punkt 4 dargestellt ist. Alle Energie, die dem Motoi nach dem Erreichen seiner maximalen Geschwindigkeii zugeführt wird, ist verschwendet. Der Antriebsimpuls für den Motor kann also in diesem Punkt beende! werden.

Aus den oben erläuterten Gründen ist für ein System mit optimalem Wirkungsgrad eine Schaltungsanordnung höchst wünschenswert, die die Breite oder Dauer des Motorantriebsimpulses automatisch auf den Optimalwert einjustiert. Beispielsweise kann bei einer Armbanduhr alle 24 Stunden einmal ein breiter Impuls erforderlich sein, um die zusätzliche Energie zu liefern, die zum Weiterschaltcn einer Datumsanzeige erforderlich ist, während die Impulsbreite für den Rest der Zeit kleiner sein kann.

Die in Fig. 10 dargestellte Schaltungsanordnung enthält die Detektorschaltung gemäß Fig. I und 2 und zusätzlich noch einen bipolaren Transistor 61, wie bei F i g. 5 und eine mit einem NOR-Glied 63 verbundene Sperrsignalklemmc 68 wie bei F i g. 7. Die Schaltungsanordnung gemäß Fig. 10 enthält also die Schaltungsanordnung gemäß Fig. 7 mit zwei nachfolgenden Impulsformungsinvcrtcrn 65;/ und 65ö, von denen der Inverter 65b eine Tuklklcmmc CL eines durch eine positive Flanke unsteuerbaren, riickstellbaren Flipflops 67 vom D-Typ ansteuert.

Die Rückstellklemme R des Flipflops 67 erhalt ein Eingangssignal von einer in Fig. 15 dargestellten Zählerkette, die einen (in negativer Richtung verlaufenden) Impuls der maximalen Breite liefert, wie sie zum Antrieb des Schrittmotors unter allen möglichen l.astbedingungen ausreicht. Ein Ausgang der Zählcrket-IL' gemäß Fig. 15 isl mit einer Klemme 66 verbunden, die sowohl an ein NOR-Glied 64 als auch an die Rückstellklcmmc R des Flipflops 67 angeschlossen ist. Das zweite Eingangssignal für die NOR-Glied 64 wird vom Q)-Aiisgaiig des Flipflops 67 geliefert. Das NOR-Glied 64 steuert einen großen MOS-Transistor 62 vom M-Typ, der ni'l tier einen Klemme 69 der Wicklung 71 des Schrittmotors verbunden ist, Die Klemme 69 isl ferner über den Kondensator 16 mit der Eingangsklem-ItIC WllesNOR-flliftli^filvi.rhiiiuli.n

Im Betrieb der Schallungsanordnung gemäß Fig. 10 stellt die der Klemme 66 zugeführie Schwingung normalerweise den Binärwert 1 dar (sie hat dann also einen verhältnismäßig hohen Spannungswert, wie Vi>»), so daß das Flipflop bS zurückgesetzt und das s NOR-Glied 64 gesperrt ist. Das NOR-Glied 64 liefert im gesperrten Zustand ein dem Binärwert 0 entsprechendes Ausgangssignal (also eine niedrige Spannung wie Vss=0 Volt), das der Steuerelektrode des Transistors 62 zugeführt wird und diesen Transistor sperrt. _H1

Im Zeitpunkt /, (F i g. 11) ändert der Steuerimpuls an der Klemme 66 seinen Wert von 1 auf 0. Da das Flipflop 67 zurückgesetzt ist, hat Q ebenfalls den Wert 0, so daß das NOR-Glied 64 anspricht (und das Ausgangssignal I liefert), wodurch der Transistor 62 aufgetastet wird. Gleichzeitig mit der Änderung des Signalwertes an der Klemme 66 von 1 auf 0 schaltet der der Klemme 68 zugel'ührte Sperrimpuls vom Wert 0 auf 1 (Zeitpunkt t\ in F i g. 11). Dieser Sperrimpuls wird ebenfalls durch die in Fig. 15 dargestellte Schaltungsanordnung geliefert, ^o wie gleich noch erläutert werden wird. Der Sperrimpuls bleibt für eine festgelegte Zeitspanne (t\ bis tj in Fig. ! 1) auf dem Wert 1; die Dauer dieser Zeitspanne ist im allgemeinen so lange gewählt, daß die Spannung am MOS-Transistor ihren Maximalwert entsprechend dem Punkt 2 in Fig. 14 durchlaufen kann. Dies ist erforderlich, um ein Ansprechen der Detektorschaltung auf den ersten negativen Impuls zu verhindern.

Nach dem Abschalten des Sperrimpulses im Zeilpunkt 12 ist die Detektorschaltung betriebsbereit. Wenn im Zeitpunkt ti (Punkt 3 in Fig. 14) das nächste Minimum der Spannung an der Wicklung 71 des Motors erreicht wird, liefert der Detektor einen Ausgangsimpuls und eine geformte Version dieses Impulses wird durch den Inverter 65σ der Taktklemme CL des 3s Flipflops 67 zugeführt. Der Impuls ändert sich zuerst vom Wert 1 auf den Wert 0. Wenn dann die Spannung am MOS-Transistor ihren Minimalwert durchlaufen hat und wieder zuzunehmen beginnt, ändert sich der Impuls wieder vom Wert 0 auf den Wert 1. Diese letzterwähnte Änderung des Impulswertes schaltet den Zustand des Flipflops um, d. h., sie bewirkt, daß sich Q von 0 auf 1 ändert. Hierdurch werden das NOR-Glied 64 und der Transistor 62 gesperrt und damit der dem Motor zugeführte Impuls im optimalen Zeitpunkt beendet, wie in F i g. 11 dargestellt ist.

Gewünschtenfalls kann der einzelne Transistor 62 durch einen komplementär-symmetrischen (CMOS) Inverter ersetzt werden. Das Vorhandensein eines p-Kanal-Transistors in einem solchen Inverter trägt zu einer positiveren Abschaltung des Motors und außerdem auch zu einer Vernichtung der in der induktiven Wicklung des Motors gespeicherten Energie bei.

Die bereits erwähnte Schaltungsanordnung gemäß F i g. 15 enthält einen Oszillator 150, einen Frequenzteiler 152, der aus fünfzehn Flipflops FFl bis FF 15 besteht und zwei zusätzlichen Flipflops FF16 und FF17. Der Oszillator 150 ist vorzugsweise kristallgesteuert und liefert das Eingangssignal für den Frequenzteiler 152. Das letzte Flipflop FF15 des Frequenzteilers steuert die Flopflops FF16 und FF17 parallel an. Die Rückstellklemme R des Flipflops FF16 wird durch den (^-Ausgang Q₉ des Flipflops FF9 gespeist, während die Rückstellklemme R des Flipflops FF17 mit der (?-Ausgangsklemme Q$ des Flipflops FF8 verbunden ist.

Bei der dargestellten Schaltungsanordnung ändert Q\6 seinen Wert von 1 auf 0 bei Eintreffen der negativen

Flanke von Q^ und schaltet wieder zurück auf 1 nach 7,81 ms, wenn das Q-Ausgangssignal des Flipflops FFI seinen Wert von 0 auf ! ände. 1. Das Signa' Q_ib wird der Klemme 66 der Schaltungsanordnung gemäß F'ig. 10 zugeführt. Der Sperrimpuls für die Klemme 68 der Schaltung gemäß Fi g. 10 wird in ähnlicher Weise durch das Flipflop FF17 erzeugt, und zwar von dessen (?-Ausgang,dervon0auM umschaltet und dann 3,91 ms später durch den vom Q-Ausgang des Flipflops FF8 eintreffenden, in positiver Richtung verlaufenden Impuls wieder auf 0 zurückgeschaltet wird. Es ist selbstverständlich möglich, sowohl die Breite des Steuerimpulses als auch die Breite des Sperrimpulses anders zu wählen, indem man die Rückstellanschlüsse der Flipflops FF16 und Fn7 mit anderen Flipfiops der Teilerkette des Frequenzteilers 152 verbindet.

Bei der Schaltungsanordnung gemäß F i g. 15 sind die Werte der Impulsbreiten gleich 2 ", wobei η eine ganze Zahl ist. Von besonderem Interesse ist jedoch häufig der Fall, andere Werte als 2 " zu erhalten, also z.B. 2~"i+2 "². Fig. 16 zeigt eine Abwandlung der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 15, bei der dies möglich ist. In diesem Falle werden die Rückstellklemmen Ader Flipflops FF16und FF17 jeweils durch eines von zwei NOR-Gliedern 154 und 156 gespeist. Das NOR-C;lied 154 erhält als Eingangssignale Q* und Q₇, während dem NOR-Glied 156 die Eingangssignale Q₇ und Qs zugeführt sind. Bei der in Fig. 16 dargestellten speziellen Schaltungsanordnung beträgt die Breite oder Dauer des Steuer- oder Antriebsimpulses 5,86 ms = 3,91 +1,95 ms und die Dauer des Sperrimpulses 2,93 ms -1,95 + 0,98 ms. Fig. 17 zeigt den Verlauf der Schwingungen, die beim Betrieb der Schaltungsanordnung gemäß F i g. 16 auftreten.

Bei den bisher beschriebenen Schaltungsanordnungen wirkt die Rückkopplungsstrecke oder -schleife, die entweder eine einfache Diode oder die Emitter-Basis-Diode eines Transistors enthält, als Belastung für die Schaltungsanordnung, d. h., die Rückkopplungsstrecke zieht Strom, wenn sie aktiv ist. fm Falle einer Schaltungsanordnung, wie der in F i g. 7 und 8 dargestellten, bei der die Transistoren des η-Typs im Vergleich zu den Transistoren des p-Typs eine verhältnismäßig niedrige Impedanz haben können, kann dieser Stromfluß unter gewissen Betriebsbedingungen zur Folge haben, daß die Spannung an der Klemme C verfrüht so weit abfällt, daß der Inverter 12 umschaltet.

Außerdem kann es Probleme bei einer Schaltungsanordnung, wie der gemäß F i g. 5, geben, die mit einer Speisespannung V_Dd - Vss relativ geringen Wertes betrieben wird. Für die folgenden Erläuterungen soll wieder angenommen werden, daß Vss das Massepotential ist. Die Spannung an der Klemme B ist eine Ruhevorspannung Vjh um einen Diodenspannungsabfall (Basis-Emitter-Spannungsabfall) kleiner als Vdd-Der Stromfluß verläuft von V_DD über P\ (siehe F i g. 2) über 22 und 24 zur Klemme B. Bei Verwendung eines bipolaren Siliciumtransistors bedeutet dies, daß die Klemme B im Ruhezustand auf V_Dp—0,4 bis 0,5 Volt vorgespannt werden muß und wenn Vdd etwa in der Größenordnung von 1 bis 1,5 Volt Hegt, stellt dies einen wesentlichen Teil von Vdd dar. Hierdurch wird wiederum die obere Grenze für die Schwellwertspannung des n-Kanal-Tninsistors bestimmt, nämlich Vt < Vdd - Vu. Durch Ausschaltung oder Verringerung des Diodenspannungsabfalls könnten diese Schwierigkeiten erleichtert und es könnte eine niedrigere Speisespannung Vdd verwendet werden.

Die in Fig. 12 dargestellte Schaltungsanordnung wurde im Hinbück auf diese Probleme entwickeil, wenn sie auch noch gewisse Schwächen hai, wie innen erläutert werden wird. Die Rückkopplungsstrecke enthält hier einen MOS-Transistor P₁ vom p-Typ. Die Steuerelektrode 50 dieses Transistors ist mit der Ausgangsklemme D der Schaltung und nicht mit der Klemme C verbunden, wie bei den vorangegangenen Figuren. Die Stromstrecl e des Transistors />, ist zwischen die Klemme für die Betriebsspannung + V,_)U ,„ und die Eingangsklemme D geschaltet. Die mit einer gestrichelten Verbindung dargestellte Diode 51 ist ein parasitäres Schaltungselement, das zwischen dem Substrat 53 und der Abflußelektrodfi des Transistors 55 gebildet wird, und da das Substrat bei dieser speziellen ι s Schaltungsanordnung mit V_no verbunden ist, ist auch die Kathode der Diode 51 an V_m, angeschlossen. Unter der Voraussetzung, daß kein Sperrsignal anliegt (Sperrsignaleingangsklemme relativ negativ) und daß sich die Klemme B auf einer relativ negativen Spannung :o befindet, leitet im Betrieb der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 12 das NOR-Glied 40, die Klemme C ist relativ positiv und der Schaltungspunkt D ist relativ negativ. Die negative Spannung V_D(die gleich - Vysisi) bildet eine Flußvorspannung für den p-Transistor P₁. Da die Eingangsimpedanz des Transistors P/ jedoch extrem hoch ist, wird von der Steuerelektrode 50 praktisch kein Strom aufgenommen. Der Transistor P_f stellt daher sowohl für das NOR-Glied als auch für den Ausgangs-Inverter 12 eine kleine Belastung dar.

Wenn der Transistor Pf, wie angegeben, in Flußrichtung vorgespannt ist, hat die Stromstrecke dieses Transistors eine verhältnismäßig niedrige Impedanz, und die Klemme B wird relativ positiv. Die Schallungsparameter können jedoch so gewählt werden, daß das NOR-Glied 40 auch weiterhin leitet und die Schaltungsanordnung auf einen Ruhearbeitspunkt auf der vertikalen Flanke der Charakteristik nahe dem Knick vorgespannt ist, wie Fig.3 zeigt. Wenn die Impedanz der Stromstrecke oder des Kanals des Transistors P/(die sorgfältig gewählt werden muß um ein einwandfreies Arbeiten dieser Schaltungsanordnung zu gewährleisten) im leitenden Zustand des Transistors noch einen vernünftig hohen Wert hat, steigt die Spannung an der Klemme B wegen der relativ hohen Zeitkonstante, die sich mit dem Kondensator 16 ergibt, verhältnismäßig langsam, und der Spannungsanstieg an diesem Schaltungspunkt erfolgt nicht so rasch.

Die parasitäre Diode 51 in der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 12 ist von Nutzen, wenn die Schaltungsan-Ordnung zur Speisung eines Schrittmotors verwendet wird, wie es in Verbindung mit F i g. 10 erläutert wurde. Bei einem solchen Betrieb ist es wünschenswert, den Kondensator zwischen aufeinanderfolgenden Impulsen zu entladen, um geringfügige Schwankungen der Amplitude zwischen diesen Impulsen zu ermöglichen. Diese Entladung erfolgt durch die Diode, wenn das Eingangssignal an der Eingangsklemme A positiv wird und die Klemme B über Vdd anzuheben strebt. Ein ähnliches Arbeiten kann bei den Schaltungsanordnungen gemäß Fig. 1, 2, 5 und 7 erreicht werden, indem man zusätzlich die übliche CMOS-Eingangs-Schutzschaltung vorsieht, welche eine zwischen die Klemme B und Masse (Vss) geschaltete Diode und eine weitere Diode zwischen der Klemme B und Vdd enthält. fts

Die Diode 51 ist jedoch nicht wünschenswert bei einer Anwendung der Schaltungsanordnung, wie sie in Verbindung mii Fig.9 erläutert wurde. Hier wird V_B

offensichtlich während jeder größeren positiven Spitze von V_A positiv bezüglich ν_υυ. Das Vorhandensein einer Diode, wie der Diode 51 würde dies verhindern, da eine solche Diode immer dann leitet, wenn V« dazu neigt, Vdd zu überschreiten. Dies wiederum würde es der Schaltungsanordnung ermöglichen, auf die kleineren negativen Spitzen, wie 108 und 109 (Fig.9) anzusprechen, was meist unerwünscht ist. Man beachte, daß in den Schaltungsanordnungen gemäß Fig. 1, 2, 5 und 7 keine solche Diode vorhanden ist.

F i g. 13 zeigt eine Abwandlung der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 12 für solche Anwendungen, bei denen eii.e zwischen die Klemme Bund VaDgeschaltete Diode nicht zulässig ist. Hier ist die Abflußelektrode 55 des Transistors Pi mit der Basis des Transistors 20 verbunden und die Emitter-Kollektor-Strecke des Kollektors 20 ist zwischen die Klemme B und Von geschaltet. Wenn der Transistor 20 gesperrt ist, trennt er die Klemme B von Vm, und die parasitäre Diode ist im Effekt von der Klemme B abgeschaltet. Man beachte ferner, daß der bipolare Transistor 20 weder den Ausgangskreis des NOR-Gliedes 20 noch den Ausgangskreis des inverters 12 beiastet.

Unter nochmaliger Bezugnanme auf Fig. 12 sei erwähnt, daß die Impedanz des p-Kanal-Transistors Pt einer sorgfältigen Bemessung bedarf, so daß die Zeitkonsiante dieser Impedanz in Verbindung mit dem Kondensator 16 groß ist. Hierdurch steigt V« während der interessierenden Zeiträume nur langsam an. Dies bedeutet, daß die Schaltungsanordnung dann nicht verwendet werden sollte, wenn große Schwankungen der Temperatur und der Spannung V_Dr> zu erwarten sind.

Die in Fig. 18 dargestellte Schaltungsanordnung ist eine Abwandlung der Schaltungsanordnung gemäß F i g. 12, bei der die I mpedanz des MOS-Transistors vom p-Typ nicht genau kontrolliert zu werden braucht, wie es oben erläutert wurde. Bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig. !8 ist die Abflußelektrode 180 des Transistors Pf wie bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 12 mit der Klemme B verbunden, die Quellenelektrode 188 ist jedoch an die Klemme Cund nicht an Voc angeschlossen. Der Transistor arbeitet in dieser Schaltung als sogenannte Übertragungs-Torschaltung. Die Arbeitsweise der Schaltung gemäß Fig. 18 stimmt weitgehend mit der gemäß F i g. 7 überein. Die Spannung an der Klemme Cist in der Zeitspanne, in der Transistor Pf leitet, immer noch etwas positiver als an der Klemme Z?, die Stromstrecke des Transistors Pi stellt jedoch einen im wesentlichen ohmschen Widerstand dar und mit kleinen Strömen kann ein Spannungsabfall erreicht werden, der kleiner ist als der Spannungsabfall an einer Halbleiterdiode. Diese Schaltungsanordnung hat außerdem den zusätzlichen Vorteil, daß die Größer der n- und p-Transistoren im NOR-Glied 50 (und im Inverter 12) nicht unterschiedlich zu sein brauchen, da es nicht mehr nötig ist, dem Diodenspannungsabfall Rechnung zu tragen. Es kann sogar wünschenswert sein das Größenverhältnis umzukehren (also der p-Einrichtung eine niedrigere Impedanz zu geben als der η-Einrichtung), so daß der vertikale Teil der Charakteristik so nahe wie möglich bei einer Spannung des Werte« Vdd liegt (die Charakteristik gemäß Fig.3 also nach rechts verschoben wird). Hierdurch kann sich zwischen der Klemme C und dem Schaltungspunkt D eine maximale Spannung ausbilden, wodurch größere Schwankungen des Schwellwertes des p-Kanal-Transi stors Pi zulässig sind. Nach den derzeitigen Erkenntnis

23 62 9!

sen läßt sieh außerdem eine solche Schaltung leicht integrieren, indem man Herstellungsverfahren verwendet, wie sie für die Bildung von Silicium-Galt-CMOS-Einrichtungen verwendet werden; hier sind die Schwellwerk der p-Kanal- Einrichtungen im allgemeinen niedriger als die der n-Kanal-Einrichuingen.

Die in Fig. 19 dargestellte Schaltungsanordnung ist eine Abwandlung der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 18, bei der ein Übertragungs-Tor-Transistor N, vom η-Typ dem Übertragungs-Tor-Transistor /*/ vom p-Typ parallel geschaltet ist. Das Ausgangssignal des Inverters 12 steuert wie bei dem Ausfiihrungsbeispicl gemäß Fig. 18 den Stromfluß durch den Transistor P₁. Die Steuerelektrode des Transistors Mr ist mit der Ausgangsklemmc: eines zusätzlichen Inverters 191 verbunden.

Es ist ersichtlich, daß bei den Schaltungen gemäß Fig. 18 und 19 das Substrat des; in der Rückkopplungsstrecke liegenden p-Kanaltransistors Pr mit Vm> verbunden ist. Für diese Schaltungen gelten also dieselben Einschränkungen wie bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 12 im Hinblick auf das Vorhandensein einer parasitären Diode zwischen der Klemme B und Vod. Dies stört aus den erläuterten Gründen bei der Verwendung dieser Schaltungen in Anwendungen, z. B. wie in Fig.9, wo die Unterscheidung aufeinanderfolgender Minima erforderlich ist. Die Schaltungen gemäß Fig. 18 und 19 können jedoch in Anwendungen (wie z. B.denen bei Fig. 10und 11) verwendet werden, wo es wünschenswert ist, sukzessive Minima veränderlicher Größe abzuziehen, da die parasitäre Diode eine Entladung des Kondensators zwischen den aufeinanderfolgenden Minima ermöglicht, wie erläutert wurde. Das Problem, bei niedrigen Spannungen Vj < Vpp — Vdiodu zu halten, ist bei den Schaltungsanordnungen gemäß Fig. 18 und 19 infolge der beim Leiten im wesentlichen resistiven (ohmschen) Eigenschaften der MOS-Transistoren zwischen Abfluß und Quelle weniger gravierend. Es sei jedoch darauf hingewiesen, daß die Rückkopplungsschaltungen bei Fig. 12, 13, 18 und 19 wie die Dioden-Rückkopplungsschaltungen in ihrer Wirkung wegen des Vorhandenseins des zweiten Inverters asymmetrisch sind, dessen Ausgangssignal am Schaltungspunkt D den »Rückkopplumgsw-Transistor Pr nur für eine relative Polarität des Eingangssignals an der Klemme Bin Flußrichtung vorspannt.

Bei den vorangegangenen Erläuterungen war immer erwähnt worden, daß der Ruhearbeitspunkt auf dem vertikalen Teil der Übertragungscharakteristik liegen soll. Man erhält die maximale Empfindlichkeit, wenn man die Schaltungsanordnung in dieser Weise betreibt, d. h., eine reiaiiv kleine Änderung des Eingangssignals hat eine relativ große Änderung des Ausgangssignals zur Folge. Selbstverständlich können die vorliegenden Schaltungsanordnungen auch auf einen Ruhearbeitspunkt vorgespannt werden, der sich nicht auf dem vertikalen Teil der Übertragungscharakteristik befindet, wenn es auf maximalle Empfindlichkeit nicht ankommt.

Bei vielen Ausführungsbeispielen der Erfindung war erwähnt worden, daß die beiden in Reihe geschalteten Transistoren, von denen der eine dem p-Typ und der andere dem η-Typ iangehört, verschieden breite Kanäle haben, so daß sie unterschiedliche Impedanzen darbieten, wenn sie leiten. Auch dies ist für die Arbeitsweise der Schaltung nicht wesentlich. Wie aus den Erläuterungen hervorgeht, ist bei vielen dieser Schaltungsanordnungen zwar eine unterschiedliche Bemessung der Größen der n- und p-Kanäle vorteilhaft, wenn die

.10

35

40

55 Speisespannung ziemlich niedrig ist, wie in d_e Größenordnung von einem Volt, und zwar besonder dann, wenn zwischen den Klemmen C und B eil schaltungsbedingter Spannungsabfall erheblicher Grö ße auftritt, wenn der eine Transistor Strom in di< Strornstreckc von B nach C liefert. Bei höherei Speisespannungswerten können die in Reihe geschalte ten ρ- und η-Transistoren dieselben Werte oder Größer haben. Die Eigenschaften entsprechender Transistor^ zweier benachbarter Kreise, wie der Inverter 10 und l; in Fig. 1, sollen aneinander angeglichen sein; w_a. einfach zu erreichen ist, wenn beide Kreise auf einerr gemeinsamen Substrat als integrierte Schaltung herge stellt werden.

Anhang

Die folgenden zusätzlichen Erläuterungen, die durch numerische Beispiele ergänzt werden, sollen dazu dienen, eine tiefere Einsicht in das Arbeitsprinzip der hier beschriebenen Schaltungsanordnungen zu geben Dabei wird auf die Fig. 20 und 21 Bezug genommen.

Zuerst seien ein einfacher COS/MOS-Inverter (wie der Inverter 12 mit den Transistoren P₂ und N₂ in F i g. 2) und die Vorgänge beim Erhöhen der Eingangsspannung (in diesem Falle an der Klemme C) von 0 Volt auf V₀₀ betrachtet. Es sei ferner angenommen, daß Vdd - Vw + Vtn ist, d. h., daß Verhältnisse vorliegen, bei denen die Speisespannung Vdd immer größer ist als die Summe der n- und p-Kanal-Schwellwerte Vjpbzw Vtn- (Diese Bedingung muß bei Verwendung von COS/MOS-Invertern mit Rückkopplung erfüllt sein, z. B. wenn ein Inverter mit einem Widerstand als Verstärker vorgespannt wird.)

Die Eingangs-Ausgangs-Kennlinie des Inverters ist in F i g. 20 dargestellt. Unter der Voraussetzung, daß Vdd > ViT + Vm ist, muß nun ein Bereich X existieren, wo V/n < ViN < Vdd - V_rp ist, d. h., wo sowohl der p-Transistor als auch der η-Transistor beide eingeschaltet sind bzw. leiten. Man beachte, daß der im wesentlichen vertikale Teil der Kennlinie bei der Spannung W über Massepotential in diesen Bereich fallen muß. Die Lage des vertikalen Teiles der Kennlinie, also der Wert von Vt hängt außerdem von verschiedenen Faktoren ab:

a) den Werten von Vtn und V_Tp,

b) den Werten der Verstärkungsfaktoren K¹P und K¹N,

c) die relativen Größen der Transistoren.

Die Lage des vertikalen Teils der Kennlinie bei V_T oberhalb des Massepotentials kann in der Praxis berechnet werden, da

/.,.v = K¹N

\-VN_

TW

wobei IjN der Sättigungsabfiußstrom des n-Transistors

WN
und j jjj- das Verhältnis von Breite zu Länge ist. Eine

ähnliche Gleichung gilt für den p-Transistor. Unter der Annahme, daß der Inverter nicht belastet ist, gilt für den. interessierenden Bereich

LlN = LlP

und ein Wert für Vy kann durch Auflösung der folgenden Gleichung gewonnen werden:

*■"">■

V₁

ΚΊ>

Man beachte insbesondere, daß der Wert von V; von WN und WP abhängt. Man betrachte nun wieder die F i g. 1 und 2. Wenn die Spannung an der KL-mme A von Vdd aus absinkt, folgt die Spannung an der Klemme B bis die Spannung an der Klemme B einen Wert erreicht hat, der um V/ über 0 Volt liegt. In diesem Punkt steigt das Ausgangssignal rasch und, bis es schließlich durch die Vorspannung der Diode in Flußrichtung beschränkt wird. Es ist jedoch eine notwendige Bedingung dafür, daß die Diode in Flußrichtung vorgespannt wird, während sich der Ausgang immer noch auf dem vertikalen Teil der Kennlinie befindet, daß

Vi)D - Vr > V'DiODi<: (Vi)ioDJ: = V₁₄ wie oben).

Ist diese Bedingung nicht erfüllt, dann schaltet die Ausgangsspannung auf Vdd, wenn die Eingangsspannung Vi_n= V;· wird, die Diode leitet jedoch erst, wenn Vj_n < Vr, so daß die Schaltung nicht auf den vertikalen Teil der Kennlinie vorgespannt ist. Wenn die Schaltung dann zur Wahrnehmung eines Minimalwertes der Spannung an der Eingangsklemme A verwendet wird, ist dort eine viel größere positive Spannungsänderung erforderlich, um eine Änderung des Zustandes der Spannung am Ausgang D zu bewirken, als sie benötigt wird, wenn die Vorspannung der Schaltungsanordnung in den vertikalen Teil der Kennlinie fällt. Um bei Verwendung als Detektor für Minima die maximale Empfindlichkeit zu erreichen, ist es also erforderlich, daß Vdd - Vr > VmoDis'isl.

Es wurde gezeigt, daß der Wert von V, von den Verfahrensparametern und den Größenverhältnissen der Transistoren abhängt. Macht man also den η-Transistor größer als den p-Transistor, so verringert sich der Wert von Vr, und der vertikale Teil der Kennlinie wird näher an 0 Volt herangeschoben, was wiederum bedeutet, daß der Wert von Vdd, bei dem Vdd — Vr = Vdiodi-, kleiner wird. Als Folge davon verbessern sich die Betriebseigenschaften bei kleinen Werten von Vdd· (Im Grenzfall Wn- °° wird V₇- V_7n.)

Unter Bezugnahme auf Fig.21 sei ein numerisches Beispiel betrachtet. Angenommen V₇ = 0,75 Volt und Vdiodi: (= Vi₄) = 0,4 Volt, was wiederum voraussetzt, daß die Transistoren genau aneinander angepaßt sind, und daß V_7n = Vr-. = 0,4 Volt.

Beim Absinken der Spannung an der Klemme A fäll Spannung an der Klemme B auf 0,75 Volt, wenn dii Spannung an der Klemme C von 0 Voll aus anzusteiger beginnt. Wenn die Spannung iin der Klemme C der Wert 0,75 Volt+0,4 VuIt= 1,15 Voll erreicht, leitet die Diode, liidt auf diese Weise den Kondensator 16 auf und hält die Klemme Bauf 0,75 Volt (und damit die Klemme Cauf 1,15 Volt). Da die Inverter 10 und 12 gepaart sind ist die Spannung 1,15 Volt an der Klemme Cäquivalent dem Binärwert ) und der Schaltungspunkt B befindet sich auf 0 Volt. Eine kleine positive Änderung an der Klemme A hat eine kleine positive Änderung an der Klemme B zur Folge, so daß die Spannung an der Klemme C rasch absinkt. Wenn die Spannung C schließlich den Wert 0,75 Volt durchläuft, schaltet der Inverter 12, und die Spannung am Schaltungspunkt D ändert sich auf 1,5 Volt.

Wenn nun Vdd herabgesetzt wird, verringert sich auch der Wert von Vr, er bleibt jedoch gleich VpiJ'2, wenn die Transistoren aneinander angepaßt sind. Für Vdd= 1,0 Volt ist also V_T = 0,5 Volt und die Klemme C liegt auf 0,5 + 0,4 = 0,9 Volt, wenn sich die Klemme Baut der Spannung 0,5 Volt befindet. Die Spannung an der Klemme C befindet sich also immer noch auf dem »vertikalen« Teil der Kennlinie. Es sei nun angenommen, daß durch Verfahrensschwankungen eine solche Fehlanpassung der Transistoren eingetreten ist, daß bei Vdd= 1,5 Volt der Wert von V₇= 3V_Oo/4= 1,12 Volt beträgt. Die Spannung von 1,12 Volt an der Klemme B bewirkt, daß die Spannung an der Klemme C bis aus 1,12 + 0,4=1,42 Volt ansteigt und die Diode leitet. Die Schaltungsanordnung ist dabei jedoch immer noch so vorgespannt, daß sich die Spannung an der Klemme C auf dem vertikalen Teil der Kennlinie befindet.

Wenn nun Vco auf 1,0 Volt herabgesetzt wird, so daß Vr= 0,75 Volt beträgt, wenn sich die Klemme B auf 0,75 Volt befindet und die Spannung an der Klemme C ansteigt, kann der Maximalwert der Spannung an der Klemme C nur 1 Volt (d.h. V_/w) betragen. Die Spannung an der Diode ist daher nur noch 0,25 Volt, und die Diode leitet nicht. Es ist erforderlich, die Spannung an der Klemme Sauf 0,6 Volt herabzusetzen, damit die Diode leitet und die Klemme B auf einer konstanten Spannung hält. An der Klemme Bist daher eine positive Auswanderung um 15OmV erforderlich, bevor die Spannung an der Klemme C auf 0 abfällt, so daß die Empfindlichkeit der Schaltung stark reduziert ist. Es ist daher sehr wünschenswert, den Einfluß von Schwankungen der Verfahrensparameter dadurch herabzusetzen, daß man die Größe des η-Transistors erhöht. Der Grenzfall ist ein W_n, bei dem immer V_n = Vtn = 0,4 Volt ist. In diesem Grenzfall arbeitet die Schaltungsanordnung mit maximaler Empfindlichkeit bis herunter zu einer Spannung von V»o=0,8 Volt.

Hierzu 5 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Spiizendetektor mit einer zwischen zwei unterschiedlichen Betriebszuständen umschaltbaren > Umkehrstufe, die zwischen Eingangs- und Ausgangsanschluß geschaltet ist, und mit einer zwischen diesen Anschlüssen angeordneten Rückkopplungsschaltung, mit Hilfe deren bei aktiviertem Zustand der Riickkopplungsschaltungdem Eingangsanschluß ein Gegenkopplungssignal zugeführt wird, sowie mit einer Amplitudenänderungen feststellenden Differenzierschaltung, dadurch gekennzeichnet, daß durch die Differenzierschaltung (16, 18) unter Steuerung durch einen vorbestimmten Pegel überschreitende Eingangssignalspitzen einer vorgegebenen Polaritätsrichtung die Rückkopplungsschaltung (14; 20; 20, 30; 50; 61; Pr, 20, P_f) in einen wirksamen und anschließend wieder zurück in einen unwirksamen Zustand geschaltet wird, derart, daß ₂u dabei die Umkehrstufe zwischen ihren beiden Belriebszustäiideu umgeschaltet wird und am Ausgangsanschluß eine Spannungsänderung erzeugt, während die Rückkopplungsschaltung in der übrigen Zeit zwischen dem Auftreten von Signalspit- 2s zen unwirksam bleibt.

2. Spitzendetektor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Umkehrstufe durch zwei Halbleiterelemente (P₁, Λ/ι) verschiedener Leitungstypen gebildet wird, die jeweils eine Stromstrecki; und eine Steuerstrecke haben und komplementärsymmetrisch mit ihren Stromstrecken in Reihe zwischen zwei Betriebsspannungsklemmen (+ Vpu - V₄₅) geschaltet sind, daß ferner die Verbindung der beiden Stromstrecken den Ausgangsanschluß (C) bildet und eine gemeinsame Verbindung der Steuerelektroden der beiden Halbleiterelemente mit einem Eingangspunkt ^verbunden ist.

3. Spitzendetektor nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen den Eingangspunkt (B) und den Eingangsanschluß (A) ein Kondensator (16) des Differenziergliedes (16,18) geschaltet ist.

4. Spitzendetektor nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß ein Widerstand (18) zwischen den Eingangspunkt (B) und eine der Betriebsspannungsklemmen (+ V/j/a - V») geschaltet ist.

5. Spitzendetektor nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem die Halbleiterelemente Feldeffekttransistoren verschiedener Leitungstypen sind, dadurch gekennzeichnet, daß der Kanal desjenigen Feldeffekttransistors (N\) der im aktiven Zustand der Rückkopplungsschaltung leitet, eine wesentlich größere geometrische Breite und damit im leitenden Zustand eine wesentliche niedrigere Impedanz hat als der Kanal des anderen Transistors (Pi) im leitenden Zustand.

6. Spitzendetektor nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Rückkopplungsschaltung eine Diode (14, 14a,¹ enthält, die so gepolt ist, daß durch sie ein Strom f>o zwischen dem Ausgangsanschluß (C) und dem Eingangspunkt (B) fließt, wenn die zwischen diesen Schaltungspunkten liegende Spannung einer Änderung in einem vorgegebenen Sinne der relativen Leitungszustände der Halbleiterelemente folgt. (15

7. Spitzendetektor nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß als Diode die Emiiter-Basäs-Strecke (24-22) eines Bipolartransistors (20) dient, dessen Kollektor mit der einen Betriebsspannungs klemme ( + Vpp) verbunden ist (F i g. 5).

8. Spitzendetektor nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Umkehrstufe ein NOR Glied (40) ist und die Rückkopplungsschaltung einer dritten Feldeffekttransistor (p_f) enthält, desser Stromstrecke zwischen die eine Betriebsspannungsklemme (Vod) und den Eingangspunkt (ßjgcschaltei ist und dessen Steuerelektrode über einen Inverter (12) mit dem Aiisgangsanschluß (C) gekoppelt isi (Fig. 12).

9. Spitzendetektor nach Anspruch 8, gekennzeichnet durch einen Bipolartransistor (20), dessen Kollektorelektrode an die eine Betriebsspannungsklemme (Viip) angeschlossen ist und dessen Basis-Emitter-Strecke dazu dient, die Stromstrecke des dritten Feldeffekttransistors (Pf) mit dem Eingangspunkt (B)zu koppeln (Fi g. 13).

10. Spitzendetektor nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Rückkopplungsschaltung einen dritten Feldeffekttransistor (P₁) enthält, dessen Stromstrecke zwischen den Ausgangsanschluß (C) und den Eingangspunkt (ß,) gekoppelt ist und dessen Steuerelektrode über einen Inverter (12) mit dem Ausgangsanschluß (C) gekoppelt ist, um die Leitfähigkeit der Rückkopplungsschaltung durch den dritten Transistor zu steuern (F i g. 18,19).

11. Spitzendetektor nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß der Stromstrecke des dritten Feldeffekttransistors (Pi) die Stromstrecke eines vierten Feldeffekttransistors (N/), der einen anderen Leitungstyp hat als der dritte Feldeffekttransistor, parallel geschaltet ist und daß mit der Steuerelektrode des vierten Feldeffekttransistors eine Anordnung (191) gekoppelt ist, die den Stromfluß durch den vierten Feldeffekttransistor komplementär zu dem durch den dritten Feldeffekttransistor steuert (Fig. 19).

12. Spitzendetektor nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet, daß durch eine Sperrschaltung (30) zum Verhindern eines Stromflusses durch die Rückkopplungsschaltung (F i g. 6).

13. Spitzendetektor nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Rückkopplungsschaltung einen Schalter (30) zum Unterbrechen bzw. Schließen der Rückkopplungsschaltung enthält, die mit einer zu ihrer Betätigung dienenden Steuervorrichtunggekoppelt ist.

14. Spitzendetektor nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß der Schalter ein Feldeffekttransistor (30) ist.

15. Spitzendetektor nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Halbleiterelemente einen Teil eines NOR-Gliedes (40) bilden, dessen einer Eingang durch den Eingangspunkt (B) gebildet ist und dessen zweiteim Eingang (42) ein Sperrsignal zuführbar ist.

16. Spitzendetektor nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Halbleiterelemente Feldeffekttransistoren (P_d, N_ü) sind und daß das NOR-Glied (40) einem weiteren Feldeffekttransistor (Pb) enthält, der den gleichen Leitungstyp hat, wie der sonst leitende Transistor (P_a), und dessen Stromstrecke in Reihe mit letzterem zwischen den Ausgangsanschluß (C) und eine der Betriebsspannungsklemmen ( + Vdd) geschaltet ist, und daß die •Steuerelektrode des weiteren Feldeffekttransistors (Pi,) als zweiter Eingang (42) für das NOR-Glied (40)

dient(Fig. 8).

17. Spitzendetektor nach Anspruch 16, gekennzeichnet durch einen zusätzlichen Feldeffekttransistor (Nb), dessen Stromstrecke zwischen den Ausgangsanschluß (C) und einen auf Eiezugspotential (- V_u) liegenden Schaltungspunkt geschähet ist und dessen Steuerelektrode am Eingangspunkt (B) liegt.