DE2352828B2

DE2352828B2 - Schaltungsanordnung zur gleichspannungswandlung

Info

Publication number: DE2352828B2
Application number: DE19732352828
Authority: DE
Inventors: Hans Dipl.-Ing. 7803 Gundelfingen Keller
Original assignee: Deutsche ITT Industries GmbH
Current assignee: TDK Micronas GmbH
Priority date: 1973-10-20
Filing date: 1973-10-20
Publication date: 1977-02-03
Also published as: FR2248636A1; JPS5067926A; IT1022967B; JPS574184B2; FR2248636B1; GB1446689A; DE2352828A1

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung, wie sie im Oberbegriff des Anspruchs 1 angegeben ist Eine solche Schaltungsanordnung ist bekannt (DT-OS 23 03 168, insbesondere Fig. 3).

Schaltungsanordnungen zur Gleichspannungswandlung, die von einer niedrigen Batteriespannung ausgehend eine hohe Gleichspannung erzeugen, werden z. B. für Gasanzünder, Granatenzünder, photographische Blitzgeräte, Geigerzähler, elektronische Feuerzeuge etc. benötigt. Eine besonders einfache Schaltungsanordnung zur Gleichspannungswandlung, die als Sperrwandler ausgeführt ist. ist aus der DT-OS 23 03 168. Fig. 2, bekannt und besteht aus einer Spule als F.nergiezwischenspeicher, zwei komplementären Transistoren zwei Widerständen und einer der eigentlichen Spannungswandlerschaltung nachgeschalteten Gleichrichterschaltung mit Glättungskondensator. Diese bekannte Schaltung ist in F i g. 1 der Zeichnung dargestellt.

Bei der bekannten Schaltung liegt der Emitter des ersten Transistors 71 am Schaltungsnullpunkt und der Emitter des zweiten Transistors 72 am spannungsführenden Pol + der Betriebsspannungsquelle Ub. an dem auch über die Spule L, die den Gleichstromwiderstand R aufweist, der Kollektor des ersten Transistors angeschlossen ist. Vom Kollektor des ersten Transistors 71 führen die beiden in Serie geschalteten Widerstände Ri, R 2 zum Schaltungsnullpunkt, an deren gemeinsamem Verbindungspunkt die Basis des zweiten Transistors 72 liegt, während dessen Kollektor mit der Basis des ersten Transistors verbunden ist. Die bekannte Schaltung kann an einer 1,3-V-Batterie betrieben werden und dabei eine Gleichspannung von etwa 50 V erzeugen.

Die Wirkungsweise der bekannten Schaltung ist folgende: Beim Einschalten der Batteriespannung steuern die beiden Transistoren durch, und der Kollektorstrom des ersten Transistors 71 steigt mit der Zeitkonstante LJR an. Wenn der Kollektorstrom einen so hohen Wert erreicht hat, daß der über den Spannungsteiler Rl, R2 fließende Basisstrom des zweiten Transistors 72 in Verbindung mit dem Produkt der Stromverstärkungsfaktoren der beiden Transistoren für eine weitere Erhöhung des Kollektorstroms des ersten Transistors nicht mehr ausreicht, werden infolge der Rückkopplung über den ersten Widerstand R1 beide Transistoren gesperrt, und es tritt an der Spule L eine Rückschlagspannung auf, die den Kondensator C über die Diode D etwas auflädt. Wenn dadurch die in der Spule gespeicherte Energie verbraucht ist, beginnt ein neuer Zyklus.

Bei einer Weiterbildung dieser bekannten Schaltung kann nach Fig.3 der DT-OS 23 03 168 der mit dem Schaltungsnullpunkt verbundene Widerstand R 2 durch den gesteuerten Strompfad eines Feldeffekttransistors ersetzt sein, dessen Steuerelektrode über einen Schalter mit einem am spannungsführenden Pol der Betriebsspannungsquelle liegenden Kondensator verbindbar ist. Diese bekannte Schaltung schwingt also nur während der Entladezeit des zuvor auf Betriebsspannung

aufgeladenen Kondensators. Der Feldeffekttransistor dient dabei als Impedanzwandler und erlaubt die Wahl eines kleinen Kapazitätswertes.

Diese beiden bekannten Schaltungen weisen einige Nachteile auf. So muß der Spannungsteiler aus den Widerständen R1, R 2 bzw, aus dem Widerstand R1 und dem gesteuerten Strompfad des Feldeffekttransistors relativ hochohmig sein, damit er der Spule während des Rückschlagimpulses nicht zuviel Strom entzieht. We.~en des hochohmigen Spannungsteilers '° muß wiederum das Produkt aus den Stromverstärkungsfaktoren der beiden Transistoren verhältnismäßig groß sein, und schließlich ist die Kippfrequenz der Schaltung und der maximale Kollektorstrom des eisten Transistors 71 von den Stromverstärkungsfaktoren der beiden Transistoren stark abhängig.

Ausgehend von der Fig. 3 der DT-OS 23 03 168 besteht die Aufgabe der Erfindung darin, diese Schaltungsanordnung derart weiterzubilden, daß Transistoren kleineren Stromverstärkungsfaktors verwendet werden können, ohne daß dadurch der Spule während des Rückschlagimpulses zuviel Strom durch den Steuerkreis des zweiten Transistors entzogen wird. Diese Aufgabe wird durch die kennzeichnenden Merkmale des Anspruchs 1 gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.

Aus fernerem Stand der Technik geht noch hervor, daß bei einem selbstschwingenden Sperrwandler mit einem Ausgangstransformator mit Rückkopplungswicklung der maximale Kollektorstrom des Oszillatortransistors dadurch begrenzt und die Sperrphase eingeleitet werden kann, daß ein Teil der kollektorstromabhängigen Basis-Emitter-Spannung des Oszillatortransisiors über einen ohmschen Spannungsteiler der Basis eines Hilfstransistors zugeführt wird, der bei Leitendwerden über seine der Basis-Emitter-Strecke des Oszillatortransistors parallelgeschaltete Kollektor-Emitter-Strecke dem Oszillatortransistor Basisstrom entzieht, vgl. die DT-OS 20 15 407, Fig. 3.

Aus der US-PS 35 04 263 ist es schließlich bei einem mit einem geschalteten Transistor unü mit einer Gleichspannungsregel- und Laststrombegrenzungsschaltung ausgestatteten selbstschwingenden Sperrwandler mit einem eine Rückkopplungswicklung aufweisenden Ausgangstransformator, bei dem die Regelung bzw. Begrenzung über die Ein-Ausschaltdauer des Transistors in Abhängigkeit vom Emitterstrom des geschalteten Transistors und der Eingangsspannung erfolgt, bekannt, eine emitterstromabhängige Spannung mittels eines zwischen dem Emitter des Transistors und dem Schaltungsnullpunkt angeordneten Widerstands zu bilden und von der Basisspannung ei.ien weiteren Transistor anzusteuern, der beim geschalteten Transistor die Sperrphase einleitet und dessen maximalen Kollektorstrom begrenzt.

Die Erfindung wird nun anhand von Ausführungsbeispielen und den weiteren Figuren der Zeichnung näher erläutert.

F i g. 2 zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel der Erfindung,

Fig.3 zeigt ein Ausführungsbeispiel einer Weiterbildung der Erfindung und

Fig.4 zeigt eine zusätzliche Schaltungsmaßnahme, die bei Schaltungsanordnungen gemäß der Erfindung vorteilhaft ist.

Im in F i g. 2 gezeigten Ausführungsbeispiel ist anstatt dos bekannten Feldeffekttransistors bzw. des bekannten Widerstandes R 2 die Kollektor-Emitter-Strecke des dritten Transistors 73 vorgesehen, der automatisch abgeschaltet wird, bevor der Emitterstrom des ersten Transistors 71 sein Maximum erreicht Dies ist dadurch realisiert, daß der Emitter des Transistors 7*3 nicht am Schaltungsnullpunkt, sondern am Emitter des ersten Transistors 71 liegt, der seinerseits über den dritten Widerstand A4 am Schaltungsnullpunkt liegt Der Transistor 73 ist von der gleichen Leitungsart wie der Transistor 71, im Ausführungsbeispiel der Fig.2 also ein npn-Transistor, während der zum ersten Transistor 71 komplementäre zweite Transistor T2 demzufolge ein pnp-Transistor ist.

Die Basisspannung des dritten Transistors 73 wird von dem als Diode geschalteten vierten Transistor 74 gleicher Leitungsart stabilisiert. Dazu sind Basis und Kollektor des vierten Transistors 74 direkt miteinander verbunden. Der Emitter des vierten Transistors 74 liegt am Schaltungsnullpunkt, und Kollektor/Basis sind über den zweiten Widerstand R 3 am spannungsführenden Pol + der Betriebsspannungsquelle Ub angeschlossen.

Somit wird bei geeigneter Dimensionierung durch das während des Ansteigens des Kollektor- bzw. Emitterstroms des ersten Transistors 71 bedingte Ansteigen des Spannungsabfalls am dritten Widerstand R 4 die Basis-Emitter-Strecke des Transistors 73 automatisch gesperrt, bevor der Kollektorstrom des Transistors 71 seinen Maximalwert erreicht, wobei die Höhe dieser Schaltschwelle vom Wert des Widerstandes /?4 abhängt. Durch Verwendung der als Stromquelle dienenden Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 73 anstelle des Widerstands R 2 bzw. des Feldeffekttransistors wird der der Spule während des Rückschlagimpulses entzogene Strom begrenzt. Der Wert des Widerstandes R 1 kann daher niedriger gewählt werden als bei der bekannten Schaltung. Da der Strom über den Transistor 73 außerdem beim Einsetzen des Kippvorgangs vom durchgesteuerten in den gesperrten Zustand der Transistoren 71, 72 schon abgeschaltet ist, ergibt sich über den Widerstand R 1 eine wesentlich stärkere Rückkopplung, so daß die Stromverstärkungen der Transistoren 71, 72 wesentlich niedriger sein können als bei der bekannten Schaltung.

Bei dem in Fig.3 gezeigten Ausführungsbeispiel einer Weiterbildung der Erfindung wird der Emitterstrom des Transistors 73 zusätzlich auch während des Rückschlagimpulses automatisch abgeschaltet. Dazu dienen der fünfte Transistor 75 dei Leitungsart des zweiten Transistors (pnp-Transistor) und der sechste Transistor 76 der Leitungsart des ersten Transistors (npn-Transistor). Der Emitter des fünften Transistors 75 ist über den Widerstand R 5 mit dem Kollektor des ersten Transistors 71 und somit auch mit dem betriebsspannungsabgewandten Ende der Spule L verbunden, während seine Basis am spannungsführenden Pol + der Betriebsspannungsquelle Ub angeschlossen ist. Der Kollektor des fünften Transistors 75 steuert direkt die Basis des sechsten Transistors 76, der mit seiner Kollektor-Emitter-Strecke der Basis-Emitter-Strecke des vierten Transistors 74 parallelgeschaltet ist.

Somit wird, wenn während des Rückschlagimpulses die Kollektorspannung des ersten Transistors Ti um mehr als 0,5 V größer geworden ist als die Betriebsspannung Ub, die Basis-Emitter-Strecke des fünften Transistors 75 leitend gesteuert, und dessen Kollektorstrom steuert den sechsten Transistor 76 ebenfalls leitend, so daß die Basis des dritten Transistors 73 auf das

Potential des Schaltungsnullpunktes gezogen wird und somit dieser Transistor sperrt.

Der Wirkungsgrad des Ausführungsbeispiels nach F i g. 3 kann noch dadurch weiter verbessert werden, daß dafür gesorgt wird, daß die Basis des ersten Transistors Tl bei Übergang in den gesperrten Zustand schneller ausgeräumt wird. Hierzu wird der Serienschaltung aus der Basis-Emitter-Strecke des ersten Transistors Tl und dem Widerstand A4 die Kollektor-Emitter-Strecke des siebenten Transistors Tl parallelgeschaltet, dessen Basis ebenfalls vom Kollektor des fünften Transistors TS direkt angesteuert wird. Beim Leitendwerden des fünften Transistors TS wird somit der siebente Transistor Tl ebenso wie der sechste Transistor T6 geöffnet und legt somit die Basis des ersten Transistors Tl auf das Potential des Schaltungsnullpunkts.

In den Fig. 1 bis 3 kann die Ausgangsspannung der Schaltungsanordnung zur Gleichspannungswandlung stabilisiert werden, wie dies durch die gestrichelt gezeichnete 2-Diode angedeutet ist.

In Fig.4 ist schließlich eine weitere vorteilhafte Schaltungsmaßnahme gezeigt, die bei den Schaltungen der Erfindung angewendet werden kann. Sie macht den im ersten Transistor Tl fließenden Maximalstrom unabhängig von der Batteriespannung Üb- Hierzu ist der Serienschaltung aus der Basis-Emitter-Strecke des ersten Transistors Tl und dem Widersland R 4 die Kollektor-Emitter-Strecke des achten Transistors TS parallelgeschaltet, der von der gleichen Leitungsart wie der Transistor Tl, also ein npn-Transistor, ist. Die Basis des achten Transistors liegt am Abgriff des aus den Widerständen Rb, RI bestehenden Spannungsteilers, der die Basis-Emitter-Strecke des ersten Transistors T1 überbrückt. Der Transistor TS wird bei einem durch die Werte der Widerstände R 4, /?6und Rl vorgegebenen Wert des Emitterstroms des Transistors Tl leitend und übernimmt einen Teil des Kollektorstroms des Transistors T2, so daß die Ansteuerung des Transistors Tl vermindert und damit sein Emitterstrom begrenzt wird.

Diese Weiterbildung der Erfindung verwendet somit

das aus der oben erwähnten DT-OS 20 15 407 bzw. der US-PS 35 04 263 bekannte Prinzip, den Kollektorstrom des ersten Transistors Tl durch Eingriff in dessen Basiskreis zu begrenzen, bevor der Kollektorstrom seinen ohne diese Begrenzung möglichen Maximalwert erreicht, der durch die Schaltungsdimensionierung. insbesondere die Spulen- und Transistordaten, bestimmt ist.

Die Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung ist leicht integrierbar, insbesondere weil keine hochohmigen Widerstände erforderlich sind. Der erste Widerstand R 1 ist nämlich niederohmiger als der entsprechende Widerstand bei der eingangs erwähnten DT-OS 23 03 168. Bei einer hergestellten integrierten Schaltung ist Al« 20 kß, während für den entsprechenden Widerstand bei der bekannten Schaltung Werte vor 200 kß und größer angegeben sind.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Selbstschwingende Schaltungsanordnung zur Gleichspannungswandlung mit einer Spule als Energiezwischenspeicher und einer ihr nachgeschalteten Gleichrichterschaltung mit Glättungskondensator und mit zwei komplementären Transistoren, von denen der erste mit seinem Emitter über einen Emitterstrompfad am Schaltungsnullpunkt und der zweite mit seinem Emitter am spannungsführenden Pol der Betriebsspannungsquelle liegt, an dem auch über die Spule der Kollektor des ersten Transistors angeschlossen ist, an dem ein mit dem zum Schaltungsnullpunkt führenden gesteuerten Strom- «5 pfad eines dritten Transistors in Serie geschalteter erster Widerstand liegt, an deren beider Verbindungspunkt die Basis des zweiten Transistors liegt, dessen Kollektor mit der Basis des ersten Transistors verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, daß der dritte Transistor (73) zum zweiten Transistor (72) komplementär ist, daß die Basis des zweiten Transistors (72) über die Kollektor-Emitter-Strecke des dritten Transistors (73) mit dem Emitter des ersten Transistors (7"1) und dieser Emitter über einen zweiten Widerstand (R 4) mit dem Schaltungsnullpunkt verbunden ist, daß die Basis des dritten Transistors (73) mit der Basis und dem Kollektor eines mit seinem Emitter am Schaltungsnullpunkt angeschlossenen vierten Transistors (74) der Leitungsari des dritten Transistor (73) verbunden ist, die ihrerseits über einen dritten Widerstand (A3) am spannungsführenden Pol ( + ) der Betriebsspannungsquelle (Ub) liegen, und daß der zweite Widerstand (R 4) derart bemessen ist, daß der dritte Transistor (73) vom Emitterstrom des ersten Transistors (71) jeweils automatisch abgeschaltet wird, bevor der Emitterstrom sein am Kipp-Punkt der Schwingschaltung auftretendes Maximum erreicht.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Kollektor des ersten Transistors (71) über einen vierten Widerstand(R 5) mit dem Emitter eines fünften Transistors (T5) der Leitungsart des zweiten Transistors ( ^Ί'2) verbunden ist. daß die Basis des fünften Transistors am spannungsführenden Pol ( + ) der Betriebsspannungsquelle (Ub) und dessen Kollektor an der Basis eines sechsten Transistors (TS) der Leitungsart des ersten Transistors (Ti) liegt und daß die Kollektor-Emitter-Strecke des sechsten Transistors (76) der Basis-Emitter-Strecke des vierten Transistors (T4) parallelgeschaltet ist, derart, daß der dritte Transistor (Γ3) zusätzlich auch während des Rückschlagimpulses automatisch abgeschaltet ist SS (F ig. 3).

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Basis-Emitter-Strecke des sechsten Transistors (T6) die Basis-Emitter-Strecke eines siebenten Transistors (Tl) der Leitungsart des ersten Transistors (Ti) parallelgeschaltet ist und daß der Kollektor des siebenten Transistors (77) an der Basis des ersten Transistors (71) liegt (Fig. 3).

4. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Basis des ersten Transistors (71) über die Kollektor-Emitter-Strecke eines achten Transistors (78) der Leitunesart des ersten Transistors (71) am Schaltungsnullpunkt liegt und daß die Basis des achten Transistors (78) über einen fünften Widerstand (R 6) mit der Basis und über einen sechsten Widerstand (R7) mit dem Emitter des ersten Transistors (71) verbunden ist (F i g. 4).