DE2247666A1 - Schaltungsanordnung zur gegenseitigen synchronisierung der in den vermittlungsstellen eines pcm-zeitmultiplex-fernmeldenetzes vorgesehenen amtstaktoszillatoren - Google Patents

Schaltungsanordnung zur gegenseitigen synchronisierung der in den vermittlungsstellen eines pcm-zeitmultiplex-fernmeldenetzes vorgesehenen amtstaktoszillatoren

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DE2247666A1 DE19722247666 DE2247666A DE2247666A1 DE 2247666 A1 DE2247666 A1 DE 2247666A1 DE 19722247666 DE19722247666 DE 19722247666 DE 2247666 A DE2247666 A DE 2247666A DE 2247666 A1 DE2247666 A1 DE 2247666A1
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Description

SIEMENS AKTIENGESELISCHAPT München 2 28.SER 1972 Berlin und München Witteisbacherplatz 2
Schaltungsanordnung zur gegenseitigen Synchronisierung, der in den Vermittlungsstellen eines PCM-Zeitmultiplexfernmeldenetzes vorgesehenen Amtstaktoszillatoren.
In konventionellen Pernmelde-, insbesondere Pernsprechverraittlungsanlagen findet eine Übertragung von zeitlich kontinuierlichen Analogsignalen in räumlich voneinander getrennten Übertragungskanälen statt . Neuere Fernsprechvermittlungsanlagen machen nicht vom Raumvielfachprinzip, sondern vom Zeitmultiplexprinzip Gebrauch, wobei zeitlich diskontinuierliche Analogsignale übertragen werden. In letzter Zeit erlangen daneben zunehmend Pernsprechvermittlungsanlagen Bedeutung, in denen eine Übertragung von (ebenfalls zeitlich diskontinuierlichen) Digitalsignalen stattfindet; in diesem Zusammenhang hat besondere Bedeutung die Pulscodemodulation (PCM) erlangt, bei der zu periodisch aufeinanderfolgenden Zeitpunkten die Amplituden-Augenblickswerte des Sprachsignals durch Binärworte abgebildet werden, die dann übertragen werden. Die Grundäufgäbe einer PCM-Zeitmultiplexvermittlungsstelle liegt dann darin, die auf den zu der Vermittlungsstelle hinführenden PCM-Empfangs-Zeitmultiplexleitungen in Zeitkanälen, die auf diesen Leitungen den einzelnen Verbindungen zugeteilt sind, auftretenden Binärworte zu der gewünschten Verbindung entsprechend ausgewählten, von der Vermittlungsstelle wegführenden PCM-Sende-Zeitmultiplexleitungen hin durchzuschalten, und zwar zu den Zeitkanälen, die auf diesen Leitungen den einzelnen Verbindungen zugeteilt sind. Dem vierdrahtmäßigen Betrieb der bei der PCM-Zeitmultiplex-Vermittlungsstelle ankommenden bzw. von dort abgehenden PCM-Zeitmultiplexleitungen entspre-
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chend handelt es sich dabei stets um eine vierdrahtmäSige Durchschaltung, d.h. bei der Durchschaltung sind beide Übertragungsrichtungen getrennt zu berücksichtigen. Dabei wird für die Übertragung der im Zuge einer Gesprächsverbindung zu übertragenden Binärworte über eine mit einer solchen Vermittlungsstelle verbundene, vierdrahtmäßig betriebene PCM-Zeitmultiplexleitung üblicherweise (mit Rücksicht auf steuerungstechnische Vereinfachungen bezüglich der Zusammengehörigkeit der für die beiden Übertragungsrichtungen jeweils benutzten Zeitkanäle in den einzelnen Zeitmultiplexvermittlungsstellen) in beiden Übertragur.gsrichtungen jeweils der gleiche Zeitkanalinnerhalb des jeweiligen, auf dem Amtspulsrahmen der betreffenden sendeseitigen Vermittlungsstelle basierenden Pulsrahmens benutzt (siehe z.3. Proc.IEE 111 (1964)12, 1976-1980, 1976, r.Sp.m.).
Voraussetzung für ein einwandfreies Durchschalten in einer PCM-Zeitmultiplexvermittlungsstelle ist, daß die jeweils durchzuschaltenden Binärworte jeweils zeitrichtig zu ihrer Durchschaltung zur Verfügung stehen. Diese Voraussetzung ist nicht von vornherein erfüllt, da die einzelnen zu einer PCM-Zeitmultiplexvermittlungsstelle eines PCM-Fernmeldenetzes führenden PCM-Zeitmultiplexleitungen in der Regel unterschiedliche Laufzeiten aufweisen, die noch dazu temperaturbedingten Schwankungen unterliegen, und da die Bittakte der einzelnen PCM-Zeitmultiplexvermittlungsstellen zumindest nicht ohne weiteres -miteinander übereinstimmen. Um die genannte Voraussetzung zu schaffen, sind im Prinzip drei Aufgaben zu lösen: Es sind auf der Übertragungsstrecke entstehende kleine Phasenschwankungen (sog. Jitter) zu beseitigen,und es sind die Bitfrequenzunterschiede zwischen auf verschiedenen PCM-Zeitmultiplexleitungen, d.h. aus verschiedenen Richtungen, übertragenen Signalen auszugleichen; schließlich ist, damit alle Zeitkanäle gleicher Ordnungsnummer innerhalb des jeweiligen Pulsrahmens in ankommender
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und abgehender Richtung untereinander zeitlich zusammenfallen und somit die Verbindungsdurchschaltung für beide Über-"tragungsrichtuTigen jeweils gleichseitig vor sich gehen kann (sogenannter Isoehron-Betrieb), ein sogenannter Pulsrahmenausgleich vorzunehmen.
Die erstgenannte Aufgabe läßt sich mit einer sogenannten Schwungradschaltung lösen, in der die übertragenen Bits einen Schwingkreis hoher Güte anstoßen, der den Takt der somit regenerierten Bits bestimmt (Proc.IEE 113(1966)9, -1420-1428, 1422; Informationen Fernsprech-Vermittlungstechnik 5(1969)1> 48-59? 51); die letztgenannte Aufgabe läßt sich durch Einfügung von jeweils entsprechend bemessenen laufzeitgliedern in die einzelnen zu den einzelnen PCM-Zeitmultiplexvermittlungsstellen hinführenden PCM-Empfangs-Zeitmultiplexleitungen lösen, durch die jeweils die Laufzeit auf der betreffenden PCM-Zeitmultiplexleitung auf ein ganzes Vielfaches der Informationsbitrahmendauer ergänzt wird, so daß die Pulsrahmen aller zu der jeweiligen PCM-Zeitmultiplexvermittlungsstelle hinführenden PCM-Empfangs-Zeitmultiplexleitungen untereinander sowie mit den durch den Amtspulsrahmen der betreffenden PCM-Zeitmultiplexvermittlungsstelle gegebenen Pulsrahmen aller von dieser Vermittlungsstelle wegführenden PCM-Sende-Zeitmultiplexleitungen zeitlich zusammenfallen (siehe BSTJ, XXXVIl'l( 1959)4, 909-932, 922; Proc.IEEE, 111(1964)12, 1976-1980, 1976,r.Sp.ο.; Proc.IEE, 113(1966)9, 1420—1428, 1421, l.Sp.o.; Informationen Fernsprech-Vermittlungstechnik 5 (1969)1, 48-59, 52, 53). Im Zusammenhang mit dem·genannten Rahmenausgleich kann zugleich ein Ausgleich temperaturbedingter LaufzeitSchwankungen vor- . genommeil werden (siehe z.B. Proc.IEE, 113.(1966)9, 1420—1428, 1421, r.Sp.; Informationen Fernsprech-Vermittlungstechnik 5 (1969)1, 48—59, 53).
Für den Ausgleich von Bitfrequenzunterschieden sind verschiedene Lösungsprinzipien bekannt (siehe Proc.IEE,113, (1966)9, 1420-1428, 1421; Informationen Fernsprech-Vermitt-
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lungstechnik 5 (1969)1, 48-59f 51): 2247666
Beim Asynchronverfahren (Heterochronverfahren) weist jede PCM-Zeitmultiplexvermittlungsstelle einen eigenen unabhängigen Taktgenerator auf, und jede Empfangs-Zeitmultiplexleitung mündet in einen sogenannten Vollspeicher, dessen Speicherkapazität der Anzahl der Bits je Pulgrahmen entspricht und in dem die empfangenen Binärworte solange festgehalten werden, bis sie in den Pulsrahmen der betreffenden PCM-Zeitmultiplexvermittlungsstelle passen (der Vollspeicher bewirkt dabei zugleich den oben erwähnten Rahmenausgleich)«
'■■■■■ /
Beim Quasisynchronverfahren (Blindbitverfahren) weisen die PCM-Zeitmultiplexvermittlungssteilen eines PCM-FernmeIdenetzes eigene unabhängige Taktgeneratoren auf, doch wird die Informationsbitfrequenz, d.h. die mittlere Anzahl von Information tragende Bits pro Sekunde, für alle PCM-Zeitmultiplexvermittlungsstellen des ganzen PCM-Fernm^ldenetzes gleichgemacht, indem der Unterschied zwischen den Bittaktfrequenzen der einzelnen PCM-Zeitmultiplexvermittlungsstellen und der einheitlichen Informationsbitfrequenz durch die Einfügung von informationslosen Bits, sogenannten Blindbits»ausgeglichen wird.
Beim Servosynchronverfahren (Homochronverfahren, Master-Slave-Verfahren) bestimmt ein zentraler Taktgenerator (lie Bitfrequenz der einzelnen PCM-Zeitmultiplexvermittlungsstellen eines PCM-Pernmeldenetzes.
Beim Autosynchronverfahren schließlich weisen die einzelnen PCM-Zeitmultiplexvermittlungssteilen individuelle laktgeneratoren auf, die jedoch nicht unabhängig voneinander sind, sondern sich gegenseitig synchronisieren, beispielsweise nach dem sogenannten Phasenmittelungsprinzip:
Hierzu werden bekanntlich in den einzelnen Vermittlungsstellen eines PCM-Pernmeldenetzes den dort ankommenden Zeitmultiplex-Leitungen leitungsindividuelle Phasendiskriminatoren zugeordnet, die eingangsseitig jeweils mit einer dem jeweiligen
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Leitungsbittakt entsprechenden Impulsfolge sowie mit einer dem Amtsbittakt der betreffenden Vermittlungsstelle entsprechenden Impulsfolge beaufschlagt werden und deren der jeweiligen Phasenverschiebung zwischen dem jeweiligen Leitungstakt und dem Amtstakt entsprechende Ausgangssignale über ein summen- oder mittelwertbildendes Glied zusammengefaßt das Regelsignal zur Frequenzregelung des Amtstaktoszillators bilden. Solche Phasenverschiebungen können dabei durch unterschiedliche Taktfrequenzen der in den einzelnen Verraittlungsstellen des -Fernmeldenetzes vorgesehenen Taktoszillatoren und/oder durch Änderungen von Leitungslaufzeiten verursacht werden.
In diesem Zusammenhang ist es bekannt {s. ECJ 49 (1966) 11, 165), im Hinblick auf Änderungen von Leitungslaufzeiten als dem jeweiligen Leitungsbittakt bzw. dem·Amtsbittakt entsprechende Impulsfolge jeweils eine Impulsfolge zu benutzen, deren Impulsfolgefrequenz ein Wenigfaches (Submultiple) der Bittaktfrequenz darstellt. Dies kann in der Weise geschehen (s. ECJ 49 (1966) 11, 167), daß einer den Phasenvergleich durchführenden bistabilen Kippschaltung jeweils ein von einem Pulsrahmendetektor erzeugter Impuls in einer bestimmten Phase des ersten Zeitfaches jedes Pulsrahmens der ankommenden Zeitmultiplex-Leitung und jeweils ein Impuls in einer bestimmten Phase des mittleren Zeitfaches jedes Pulsrahmens der betreffenden Vermittlungsstelle zugeführt wird; es kann ferner in der Weise geschehen (s. NTZ (1970) 5, 257—261 K daß in den einzelnen Vermittlungsstellen eines PCM-Fernmeldenetzes von den jeweils ankommenden PCM-Zeitmultiplex-Leitungen mit Hilfe von Schwungradschaltungen aus den empfangenen PCM-Signalen die Leitungsbittakte der einzelnen ankommenden PCM-Zeitmultiplex-Leitungen gewonnen werden, deren Phasenverschiebungen gegenüber dem Amtsbittakt der betreffenden Vermittlungsstelle die Regelung des diesen Amtsbittakt liefernden Taktoszillators bewirken sollen, und daß Leitungsbittakt und Amtsbittakt zwei —
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die Frequenzuntersetzung vorzugsweise um 180° gegeneinander versetzt beginnenden — Frequenzuntersetzern zugeführt werden, zwischen deren Ausgangsimpulsfolgen dann ein Phasenvergleich mit Hilfe einer bistabilen Kippschaltung vorgenommen wird. Der Gleichstrommittelwert des Ausgangssignales dieser Kippstufe ist proportional der Phasendifferenz und damit proportional dem Integral einer Frequenzdifferenz, nämlich der Differenz von Leitungstaktfrequenz und Amtstaktfrequenz. Die Ausgangssignale aller Kippschaltungen werden über (im allgemeinen gleiche) Widerstände zur Mittelwertbildung addiert und über ein RC-Glied geglättet. Die Kondensatorspannung kann dann über eine Varactordiode die Taktfrequenz des Amtstaktoszillators * nachziehen. Die Rückstellflanke des Amtstaktfrequenzuntersetzers wirkt jeweils auf den beiden Kippschaltungsfeldern zugeordneten sogenannten Zähleingang der einzelnen Kippschaltungen; fällt ein Leitungstakt aus, so läuft die zugehörige Kippschaltung als Zähler mit einem Impuls-Pause-Verhältnis von 1:1, was zu einer Regelspannung führt, die einer Übereinstimmung von Leitungstaktfrequenz und Amtstaktfrequenz entspricht. Diejenige Oszillatorfrequenz, die sich einstellt, wenn alle Kippstufen ein Impuls-Pause-Verhältnis von 1:1 haben, wird als Oszillatorleerlauffrequenz oder auch als Taktfrequenz des ungeregelten Taktoszillators bezeichnet.
In Verbindung mit der erwähnten 180°-Versetzung wird mit der angegebenen Festlegung der Impulsfolgefrequenz der dem jeweiligen Leitungsbittakt bzw. dem Amtsbittakt entsprechenden, dem eigentlichen Phasenvergleich unterworfenen Impulsfolgen dahingehend, daß die jeweilige Bittaktfrequenz ein Vielfaches der jeweiligen Impulsfolgefrequenz darstellt, ein solcher Frequenzregelbereich angestrebt und erhalten, daS sowohl durch die gegebenen Frequenztoleranzen der in •den Netzknoten (Vermittlungsstellen oder auch Streckenre-
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generatoren) des Zeitmultiplex-Fernmeldenetzes vorhandenen Taktoszillatoren verursachte Phasendifferenzen als auch durch die zu erwartenden LaufzeitSchwankungen auf den die Netzknoten untereinander verbindenden Zeitmultiplexleitungen des Zeitmultiplex-Fernmeldenetzes verursachte Phasendifferenzen jeweils zwischen Leitungstakt und Amtstakt in dem laufenden Regelungsvorgang erfaßt werden, ohne daß der Regelungs-Arbeitspunkt den Bereich eines Sägeζahnrückens der sägezahnförmigen Phasenvergleicherkennlinie verlassen müßte.
Bei einer gegenseitigen Synchronisation der Netzknoten eines Zeitmultiplex-Fernmeldenetzes nach dem Phasenmittelungsprinzip wird nun zwischen zwei speziellen Regelungsverfahren unterschieden: Dem single-ended-Verfahren und dem double-ended-Verfahren. Bei einer Synchronisierung nach dem single-ended Verfahren wird, wie dies vorstehend erläutert wurde, jeweils die Summe bzw. der Mittelwert der einzelnen jeweils zwischen einer dem Leitungstakt entsprechenden und einer dem Amtstakt entsprechenden Impulsfolge gegebenen Phasendifferenzen als Stellgröße für den jeweiligen Amtstaktoszillator benutzt; bei einer Synchronisierung nach dem double-ended-Verfahren wird zusätzlich dazu jeweils auch das am korrespondierenden Phasenvergleioher des jeweiligen Nachbar-lJetzknotens auftretende Phasenvergleichsergebnis zur Regelung mitherangezogen, indem dieses vor der Mittelwertbildung von dem korrespondierenden Phasenvergleichsergebnis des gerade betrachteten Netzknotens subtrahiert wird (s. NTZ (197O) 8, 402-411, 408).
Bei einer Synchronisation nach dem double-ended-Verfahren werden (im Unterschied zu einer Synchronisation nach dem singleended-Verfahren) Einflüsse von Laufzeitänderungen auf die Taktfrequenz kompensiert, und der Regelbereich des Amtstaktoszillators kann entsprechend kleiner sein als bei einer Synphronisa-
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tion nach dem single-ended-Verfahrenj allerdings erfordert das double-ended-Verfahren im Vergleich zum single-ended-Verfahren eine zusätzliche-übertragung von Regelungsdaten zwischen den einzelnen Netzknoten des PCM-Fernmeldenetzes.
Die Erfindung zeigt nun einen Weg, ohne besonderen schaltungstechnischen Aufwand die in den Netzknoten (Vermittlungsstellen oder auch Streckenregeneratoren) eines Digital-Zeitmultiplex-Pernmeldenetzes vorgesehenen Amtstaktoszillatoren gegenseitig in einer Weise zu synchronisieren, die der (aus NTZ (1,970) 8, 402-411, 408, bekannten) kombinierten Anwendung sowohl des Frequenzuntersetzungsprinzips, d.h. des Prinzips eines Phasenvergleichs zwischen Impulsfolgen, deren Impulsfolgefrequenz ein Wenigfaches (Submultiple) der Bittaktfrequenz ist, als auch des double-ended-Prinzips entspricht.
Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur gegenseitigen Synchronisation der in den Netzknoten eines eine Mehrzahl von miteinander verbundenen Netzknoten umfassenden Zeitmultiplex-Fernmeldenetzes, insbesondere PCM-Zeitmultiplex-Fernmeldenetzes, vorgesehenen Amtstaktoszillatoren, bei der in Jedem Netzknoten mit den im Netzknoten ankommenden Zeitmultiplexleitungen verbundene leitungsindividuelle Phasendiskriminatoren vorgesehen sind, die eingangsseitig jeweils mit einer dem jeweiligen Leitungstakt entsprechenden Impulsfolge sowie mit einer den betreffenden Amtstakt entsprechenden Impulsfolge beaufschlagt werden und deren Ausgangssignale Über ein summen- oder mittelwertbildendes Glied zusammengefaßt das.Regelsignal zur Frequenzregelung des Amtstaktoszillators bilden} diese Schaltungsanordnung ist erfindungsgemäß dadurch gekennzeichnet, daß solche Phasendiskriminatoren mit Impulsfolgen beaufschlagt werden, deren Impulsperioden kleiner als die zu erwartenden Laufzeitschwankungen solcher Zeitmultiplex-Leitungen sind.
Die Erfindung bringt den Vorteil einer wesentlichen Aufwandsersparnis mit sich, da weder Schältmittel zur Ermittlung be-
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stimmter Rahmenimpulse noch Schaltmittel zur Frequenzteilung noch Schaltmittel zur Übertragung von double-ended-Regelungsdaten vorgesehen werden müssen und dennoch qualitativ die gleichen Synchronisationsergehnisse wie bei kombinierter Anwendung des Frequenzteilungsprinzips und des double-ended-Prinzips erzielt werden, indem man dem Einfluß von Leitungslaufzeitänderungen auf die Regelung der Amtstaktfrequenz nicht besonders Rechnung trägt und entgegenwirkt, sondern ganz im Gegenteil solche Leitungslaufzeitänderungen gerade voll wirksam werden läßt, und zwar ohne durch eine - ggf. mit einer sogenannten Referenzphasenbildung verbundene Prequenzuntersetzung darum besorgt zu sein, daß der Regelungsvorgang sich stets im Bereich ein und desselben Sägezahnrückens der sägezahnförmigen Phasenvergleicherkennlinie abspielt.
In weiterer Ausgestaltung der Erfindung kann eine als Phasendiskriminator vorgesehene bistabile Kippschaltung, die an einem dem einen der beiden Kippschaltungsfelder zugeordneten Eingang mit einer dem jeweiligen Leitungstakt entsprechenden Impulsfolge und an einem beiden Kippschaltungsfeldern zugeordneten Eingang mit einer dem Amtstakt entsprechenden Impulsfolge beaufschlagt wird, jeweils mit einer Impulsfolge beaufschlagt werden, deren Impulsperiode klein gegenüber den zu erwartenden LaufzeitSchwankungen der Zeitmultiplexleitungen sind; insbesondere können in weiterer Ausgestaltung der Erfindung solche Phasendiskriminatoren jeweils unmittelbar mit der Bittaktimpulsfolge der betreffenden Zeitmultiplexleitung sowie mit der Bittaktimpulsfolge des betreffenden Amtstaktoszillators beaufschlagt werden, was den zusätzlichen Vorteil mit sich bringt, ohnehin zu erzeugende Taktimpulsfolgen unmittelbar ausnutzen zu können.
Gemäß einer weiteren zweckmäßigen Ausgestaltung der Erfindung .V1PA 9/610/2060 - 10 -
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kann der beiden Kippschaltungsfeldern zugeordnete Eingang der bistabilen Kippschaltung mit zwei den Amtsbittaktpuls mit einer gegenseitigen Versetzung um 180° führenden Steuerleitungen über einen Umschalter verbunden sein, der jeweils bei Gleichphasigkeit zwischen dem auf der jeweils einen Steuerleitung auftretenden Bittaktpuls und dem Leitungsbittaktpuls der jeweiligen Zeitmultiplexleitung auf die jeweils andere Steuerleitung umschaltet; dies bringt den zusätzlichen Vorteil einer Vermeidung unerwünschter Regelsprünge bei im unstetigen Bereich der Sägezahnkennlinie liegendem und jitterbehafteteiB Regelungs-Arbeitspunkt durch eine künstlich eingeführte Hysterese.
Sie Funktion der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung ist dabei die gleiche, wie man sie sonst erst dann erhält, wenn man kombiniert vom Frequenzuntersetzungsprinzip, d.h. vom Prinzip eines Fhasenvergleichs zwischen Leitungstakt und Amtstakt entsprechenden Impulsfolgen, deren Impulsfolgefrequenz ein Wenjgfaches (Submultiple) der Bittaktfrequenz ist, und vom doubleended-Prinzip in der Weise Gebrauch macht, daß jeweils die um die jeweils nächstkleinere ganze Zahl von Bitabständen verminderte Phasendifferenz zwischen den miteinander verglichenen, jeweils einen Pulsrahmen bildenden Bittaktimpulsfolgen frequenzregelnd wirksam wird.
Anhand der Zeichnungen wird die Erfindung noch näher erläutert. Dabei verdeutlicht Pig. 1 die Phasenvergleich^- Tarn. Regelungs-Kennlinie einer Schaltungsanordnung gemäß der Erfindungj die Fig. 2 und 3 zeigen zwei Ausführungsbeispiele solcher Schaltungsanordnungen.
Bas Diagramm Fig. 1, in dem zunächst der gestrichelte Linienzug außer Betracht bleiben soll, zeigt für eine Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung das Ausgangssignal eines darin enthaltenen Sägezahn-Phasenvergleichers und zugleich das dementsprechende Frequenzverhalten des in einer Schaltungsanordnung gemäß der
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Erfindung geregelten Amtstaktoszillators in Abhängigkeit von der Leitungslaufzeit. Die Leitungslaufzeit ist mit X bezeichnet; mit ^ \ ist ein zu erwartender Laufzeitschwankungsbereich bezeichnet .Die Oszillatorleerlauf frequenz ist mit Q- bezeichnet; die obere Oszillatorfrequenz Q und die untere Oszillatorfrequenz fiu, begrenzen den Regelbereich des Amtstaktoszillators. Schließlich ist mit ß die Dauer einer Bitzeitspanne bezeichnet.
Wie aus Pig. 1 ersichtlich ist, weist die Phasenvergleicherkennlinie bzw. Regelkennlinie einen solchen (angenähert) säge--zahnförmigen Verkauf auf, bei dem die Sägenzahnperiode gleich der Dauer einer Bitzeitspanrie ist. Dies ist der Pail, wenn der Phasendiskriminator unmittelbar mit der Bittaktimpulsfolge der zugehörigen Zeitmultiplexleitung sowie mit der Bittaktimpulsfolge des betreffenden Amtstaktoszillators beaufschlagt wird. Wie auch aus Fig. 1 ersichtlich wird, ist die Impulsperiode ( β ) dieser dem Phasenvergleicher zugeführten Impulsfolgen wesentlich kleiner als der zu erwartende Lauf Zeitschwankungsbereich
Eine Schaltungsanordnung, mit der Phasenvergleicher- bzw. Prequenzregelungs-Kennlinien, wie sie im Diagramm Fig. 1 mit dem durchgezogenen Linienzug dargestellt sind, zu erzielen sind, ist in Pig. 2 dargestellt. Pig. 2 zeigt schematisch in einem zum Verständnis der Erfindung erforderlichen Umfange eine nach dem Phasenmittelungsprinzip arbeitende Synchronisierungsschaltung. Diese z.B. in einer Vermittlungsstelle eines weitere derartige Vermittlungsstellen umfassenden PCM-Zeitmultiplex-Pernmeldenetzes enthaltene Schaltungsanordnung weist einen Amtstaktoszillator 0 auf, der nach dem Phasenmittelungsprinzip durch die Oszillatoren der genannten weiteren Vermittlungsstellen über die von diesen weiteren Vermittlungsstellen herführenden Zeitmultiplexleitungen I...L zu synchronisieren ist. Von den der eigentlichen Nachrichtensignalübertragung dienenden ankommenden Zeitmultiplexleitungen I...L her werden die von den in den genannten
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anderen, entsprechend aufgebauten Vermittlungsstellen vorgesehenen Oszillatoren herrührenden Leitungsbittakte über Schwungradschaltungen S unmittelbar leitungsindividuellen Phasendiskriminatoren in Form von bistabilen Kippschaltungen KI...KL jeweils an einem einem Kippschaltungsfeld zugeordneten Eingang zugeführt; außerdem sind die Kippschaltungen KI...KL jeweils mit einem jeweils beiden Kippschaltungsfeldern zugeordneten sogenannten Zähleingang an den Ausgang des Amtstaktoszillatoren 0 angeschlossen. Der Gleichstrommittelwert des Ausgangssignals jeder Kippstufe entspricht damit (in einer periodischen Punktion) der Phasendifferenz zwischen dem betreffenden Leitungsbittakt und dem Amtsbittakt. Die Ausgangssignale der Kippstufen KI...KL werden über ein mit Widerständen RI...RL aufgebautes Summiernetzwerk mit nachfolgendem Tiefpaßfilter TP zusammengefaßt| das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters TP bildet das dem Steuereingang des in seiner Frequenz zu regelnden Amtstaktoszillators 0 zuzuführende Regelsignal. .
Wie Fig. 2 zeigt, kann eine Schaltungsanordnung zur Erzielung von Phasenvergleicher- bzw. Frequenzregelungs-Kennlinien, wie sie in Fig. 1 mit dem durchgehenden Linienzug dargestellt sind, gemäß der Erfindung also ohne besonderen schaltungstecbnischen Aufwand erstellt werden, während sonst zur Erzielung solcher Phasenvergleicher- bzw. Frequenzregelungs-Kennlinien, wie sie in Fig. 1 mit dem durchgehenden Linienzug dargestellt sind, im Prinzip Synchronisierschaltungen vorzusehen sind, in denen zwischen die einzelnen ankommenden Zeitmultiplexleitungen und die zugehörigen, jeweils eine entsprechende Regelsteilheit (^Quotient von (verursachter) Taktfrequenzänderung und (verursachender) Phasendifferenz) aufweisenden Phasenvergleicher entsprechend bemessene Taktfrequenzuntersetzer eingefügt sind und den Phasenvergleichern von den korrespondierenden Phasenvergleichern von Nachbar-Netzknoten her deren Phasenvergleichsergebnisse zwecks Subtraktion
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quantisiert zugeführt werden, wobei die Quantisierungsstufen durch das Produkt von Regelsteilheit ((Q0-Q^) Iß ) in Fig.1 und Impulsperiode ( ^ in Fig. 1) bestimmt sind.
Es sei an dieser Stelle bemerkt, daß in der Schaltungsanordnung nach Pig. 2 die Phasendiskriminatoren KI...KL direkt mit der jeweiligen leitungsbittaktimpulsfolge und der Amtsbittaktimpulsfolge beaufschlagt werden, daß in Abweichung hiervon aber die Phasendiskriminatoren ggf. auch.mit anderen dem jeweiligen Leitungsbittakt bzw. dem Amtsbittakt entsprechenden Impulsfolgen beaufschlagt-werden können, deren Impulsperioden klein gegenüber den bzw., allgemeiner gesagt, kleiner als die zu erwartenden Laufzeitschwankungen sind.
Eine Abwandlung der Schaltungsanordnung nach Pig. 2 ist in Pig· 3 gezeigt. In der Schaltungsanordnung nach Fig. 3 werden zunächst ebenso wie in der Schaltungsanordnung nach Pig. 2 die einzelnen Leitungsbittakte über Schwungradschaltungen S unmittelbar den die Phasendiskriminatoren bildenden bistabilen Kippschaltungen KI...KL zugeführt, deren durch ein Summiernetzwerk RI...RL zusammengefaßte Ausgangssignale über einen Tiefpaß TP den Amtstaktoszillator 0 in seiner Frequenz regeln. In Abweichung von den Verhältnissen gemäß Fig. 2 ist nun jeweils der beiden Kippschaltungsfeldern zugeordnete Eingang der bistabilen Kippschaltungen KI...KL mit zwei den Amtsbittaktpuls mit einer gegenseitigen Versetzung um 180° führenden Steuerleitungen A, B über einen Umschalter verbunden, der jeweils bei Gleichphasigkeit zwischen dem auf der jeweils einen Steuerleitung A bzw. B auftretenden Bittaktpuls und dem Leitungsbittaktpuls der jeweiligen Zeitmultiplexleitung (I) auf die jeweils andere Steuerleitung B bzw. A umschaltet. Hierzu sind in dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 3 die beiden Steuerleitungen A und B jeweils über zwei durch ein nachfolgendes ODER-Glied OG zusammengefaßte TJID-Glieder GA und GB mit den betreffenden Kippschaltungseingängen verbunden, wobei
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jeweils die beiden anderen Eingänge der beiden UND-Glieder GA und GB an die beiden Ausgänge einer Hilfskippstufe H angeschlossen sind, so daß je nach dem Betriebszustand dieser Hilfskippstufe H das UND-Glied GA oder das UND-Glied GB übertragungsfähig ist. Zu dem beiden Kippschaltungsfeldern zugeordneten Eingang der Hilfskippstufe H führt ein UND-Glied UG, das mit seinem einen Eingang an den Ausgang des zugehörigen ODEIFyüfe6 es und mit seinem anderen Eingang an den Ausgang der zugehörigen Schwungradschaltung S angeschlossen ist. Mit der Schaltungsanordnung nach Fig. 3 erhält man eine Phasenvergleicher- bzw. Frequenzregelungs-Kennlinie, wie sie in Pig. 1 mit den beiden symmetrisch verschachtelten Sägezahnkurven dargestellt ist. Jeweils dann, wenn die Grenzen des gerade gültigen Regelbereiches erreicht werden, d.h. wenn der Regelungs-Arbeitspunkt das Ende eines Sägezahnrückens erreicht, kippt die Hilfskippstufe H der betreffenden Phasenvergleichsschaltung von ihrem bisherigen in den jeweils anderen Betriebszustand, was zur Folge hat, daß der Regelungs-Arbeitspunkt vom Ende des betreffenden Sägenzahnrückens beispielsweise der in Fig. 1 durchgehend gezeichneten Sägezahnkennlinie in die Mitte des nachfolgenden Sägezahnrückens beispielsweise der in Pig. 1 gestrichelt gezeichneten Sägezahnkennlinie zu liegen kommt. Auf diese Weise wird ein unerwünschtes wiederholtes Springen des Regelungs-Arbeitspunktes in der Umgebung einer Sägezahnflanke auch bei etwa jitterbehaftetem Regelungs-Arbeitspunkt durch eine regelrichtungsabhängige Verlagerung der Sprungstelle, d.h. durch eine künstlich eingeführte Hysterese, mit Sicherheit vermieden.
In diesem Zusammengang sei noch bemerkt, daß eine Phasenvergleicher- bzw. Regelungskennlinie, wie sie in Pig. 1 beispielsweise mit der durchgezogenen Linie dargestellt ist, an sich auch schon ohne Zusatzmaßnahmen, wie sie in Fig. 3 dargestellt sind, eine gewisse "natürliche" Hysterese aufweist. Eine quantitative Betrachtung ergibt, dal^-iefS rechten Teil der Pig. 1 angedeutete ■
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"natürliche" Hysterese "bei hinreichend großen leitungslaufzeiten ggf. bereits für sich allein ausreichend ist, um unerwünschte Regelsprünge zu vermeiden.
5 Patentansprüche
3 Figuren .
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Claims (4)

Patentansprüche
1. Schaltungsanordnung zur gegenseitigen Synchronisation der in den Netsknoten eines eine Mehrzahl von miteinander verbundenen Netzknoten umfassenden Zeitmultiplex-Fernmeldenetzes, insbesondere PCM-Zeitmultiplex-Fernmeldenetzes, vorgesehenen Amtstaktoszillatoren, bei der in jedem Netzknoten mit den im Netzknoten ankommenden Zeitmultiplexleitungen verbundene leitungsindividuelle Phasendiskriminatoren vorgesehen sind, die eingangsseitig jeweils mit einer dem jeweiligen Leitungstakt entsprechenden Impulsfolge sowie mit einer dem betreffenden Amtstakt entsprechenden Impulsfolge beaufschlagt werden und deren Ausgangssignale über ein summen- oder mittelwertbildendes Glied zusammengefaßt das Regelsignal zur Frequenzregelung des Amtstaktoszillators bilden, dadurch gekennzeichnet, daß solche Phasendiskriminatoren mit Impulsfolgen beaufschlagt werden, deren Impulsperioden kleiner als die zu erwartenden Laufzeitschwankungen solcher Zeitmultiplexleitungen sind.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß eine als Phasendiskriminator vorgesehene bistabile Kippschaltung, die an einem dem einen der beiden Kippschaltungsfelder zugeordneten Eingang mit einer dem jeweiligen Leitungstakt entsprechenden Impulsfolge und an einem beiden Kippschaltungsfeldern zugeordneten Eingang mit einer dem Amtstakt entsprechenden Impulsfolge beaufschlagt wird, jeweils mit einer Impulsfolge beaufschlagt wird, deren Impulsperiode klein gegenüber den zu erwartenden Laufzeitschwankungen der Zeitmultiplexleitungen sind.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch VPA 9/610/2060 - 17 -
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gekennzeichnet , daß solche Phasendiskriminatoren jeweils mit der Bittaktimpulsfolge der betreffenden Zeitmultiplexleitung sowie mit der Bittaktimpulsfolge des betreffenden Amtstaktoszillators beaufschlagt werden.
Schaltungsanordnung nach den Ansprüchen 2 und 3» dadurch gekennzeichne t, daß die bistabile Kippschaltung mit dem dem einen der beiden Kippschaltungsfelder zugeordneten Eingang an eine den Leitungsbittaktpuls führende Leitung angeschlossen ist und mit dem beiden Kippschaltungsfeldern zugeordneten Eingang mit einer den Amtsbittaktpuls führenden Leitung verbunden ist. '
Schaltungsanordnung nach Anspruch 4t dadurch gekennzeichnet ,daß der beiden Kippschaltungsfeldern zugeordnete Eingang der bistabilen Kippschaltung mit zwei den Amtsbittaktpuls mit einer gegenseitigen Versetzung um 180 führenden Steuerleitungen über einen UmschaTxerr der jeweils bei Gleichphasigkeit zwischen dem auf der jeweils einen Steuerleitung auftretenden Bittaktpuls und dem Leitungsbittaktpuls der jeweiligen Zeitmultiplexleitung auf die jeweils andere Steuerleitung umschaltet.
4 0 98 16/0931
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