DE2241457B2

DE2241457B2 - Verfahren zur digitalen Kodierung eines analogen Signals

Info

Publication number: DE2241457B2
Application number: DE2241457A
Authority: DE
Inventors: John Edward Watford Hertfordshire Thompson (Grossbritannien)
Original assignee: POST OFFICE LONDON
Current assignee: British Telecommunications PLC
Priority date: 1971-08-27
Filing date: 1972-08-23
Publication date: 1979-03-15
Also published as: JPS4832419A; JPS53149717A; DE2241457A1; NL7211503A; CA1007749A; JPS5714633B2; NL173344B; US3921204A; DE2241457C3; FR2150843B1; GB1344312A; FR2150843A1; NL173344C; JPS5714070B2

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur digitalen Kodierung eines analogen Signals gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs I, insbesondere für Farbfernsehsi-

v, gnale nach dem NTSC- oder PAL-System.

Bei jedem digitalen Kodiersystem ist es wichtig, daß das kodierte Signal ein analoges Signal so ähnlich wie möglich und mit einem Minimum an Redundanz wiedergibt, um Bandbreite in jedem Kanal zu sparen, in

bo welchem das Signal übertragen werden soll. Hierzu ist das Verfahren der Differenz-Impulskode-Modulation (DPCM) bekannt, bei welchem der Augenblickswert des Signals, sondern die Differenz zwischen dem Augenblickswert und einem vorherigen Wert des Signals

6·-) digitalisiert wird. Das DPCM-Verfahren kann allgemein als »voraussehendes« Kodierverfahren angesehen werden, da es die Vorhersehbarkeit (d. h. die Redundanz) eines Signals ausnutzt, um eine verminderte digitale

Frequenz für die Pulskodemodulationsübertragung zu erreichen. Bei einem monochromatischen Fernsehsignal ist die Redundanz von Abtastwert zu Abtastwert hoch, wie sich aus dem Signalleistungsspektrum ergibt, bei dem die maximale Energie bei niedrigen Frequenzen liegt Die Vorhersehbarkeit ist auch intuitiv erklärbar, da »typische« Fernsehbilder große Bereiche konstanter oder nahezu konstanter Helligkeit aufweisen; bei gegebener Amplitude eines Signalabtastwertes ergibt sich also eine hohe Wahrscheinlichkeit, daß der i» folgende Abtastwert sehr ähnlich ist Es sind daher differenziell arbeitende Kodiervorrichtungen gebaut worden, welche die Differenzen zwischen aufeinanderfolgenden Abtastwerte.i anstelle der absoluten Größen der Abtastwerte selbst kodieren und einen wesentlichen ι > geringeren Quantisierungsfehler ergeben als es bei PCM-Obertragung für die gleiche Datengeschwindigkeit der Fall wäre. Typischerweise ergeben drei Bits pro Abtastwert im DPCM-Verfahren bei monochromatischer Fernsehübertragung mit 625 Zeilen die gleiche Büdqualität wie fünf Bits pro Abtastwert beim PCM-Verfahren; bei der geringeren Auflös^ag von 319 Zeilen bei Sichttelefonsignalen ergeben vier Bits pro Abtastung im DPCM-Verfahren ein Bild hoher Qualität, das demjenigen mit sechs bis sieben Bits pro Abtastwert 2ϊ im PCM-Verfahren entspricht.

In subjektiver Hinsicht macht das DPCM-Verfahren wirkungsvolleren Gebrauch von jeder Anzahl von Quantisierungspegeln, indem die Tatsache ausgenutzt wird, daß das menschliche Auge und Gehirn relativ J< > unempfindlich gegenüber Quantisierungsfehlern in detaillierten Teilen eines Bildes ist Das DPCM-Verfahren quantisiert Bereiche mit weniger Bilddetails sehr fein, um zu vermeiden, daß bezüglich der Konturen und der Körnung Quantisierungsfehler auftreten, da diese in r> solchen Bereichen sehr ins Auge fallen. Durch die relativ grobe Kodierung der informationsreichen Bereiche wird Kanalkapazität gespart, wobei also der Quantisierungsfehler im DPCM-Verfahren hauptsächlich auf die Ränder un*^! die Einzelheiten des Bildes konzentriert «> wird, wo er am wenigsten ins Auge fällt. Das DPCM-Verfahren ist daher gekennzeichnet durch die Abschwächung mittels grober Quantisierung für Signalkomponenten hoher Frequenz.

Wenn diese Kodierung jedoch bei einem zusammen- 4 > gesetzten Farbfernsehsignal mit Ö25 Zeilen entsprechend dem NTSC- oder PAL-System angewendet wird, ergibt sich ein erheblicher Verlust bezüglich der Farbsättigung und ein wesentlicher Betrag an Rauschen wegen Körnungsquaniisierung. Obwohl nämlich ein '> <> Farbbild beinahe ebenso reduntant ist wie ein monochromatisches Bild, insofern es große Bereiche konstanter Helligkeit und Farbe hat, werden die Information über den Farbton und die Sättigung im NTSC- und PAL-System durch die Phase bzw. die v> Amplitude eine Bezugsträgerfrequenz nahe der oberen Frequenzgrenze des Video-Spektrums bestimmt. Das Video-Signal hat daher keine Bereiche konstanter Spannung mit Ausnahme solchen, wo die Farbe neutral ist, und folglich hat die Bezugsträgerfrequenz die m) Amplitude null, so daß das DPCM-System sich fortwährend im Zustand der »slope overload« bei dem Versuch befindet, den Bezugsträgersinusschwingungen zu folgen, wodurch ein großer Quantisierungsfehler entsteht. f>*>

Diese Unverträglichkeit zwischen dem DPCM-Verfahren und Trägersystrmen für analoge Farbfernsehübertragung (PAL, NTSC) hat zu anderen Vorschlägen für die Kodierung von Farbfernsehinformation geführt, indem das zusammengesetzte PAL- odar NTSC-Signal in seine primären Komponenten rot, grün und biau (oder Y, /und Q für die Helligkeitsinformation und zwei Farbdifferenzsignale) aufgespalten wird, so daß jede Komponente getrennt durch eines von drei DPCM-Systemen kodiert werden kann, dessen Ausgänge zur digitalen Übertragung zeitlich im Multiplex Verfahren betrieben werden. Wenn eine weitere analoge Übertragung erforderlich ist, müßten die dekodierten Farbkomponentensignale für das PAl- oder NTSC-Format reduziert werden. Obgleich das PAL-Format ein extrem robustes Paket ist, das eine sehr feine Einstellung des Farbgleichgewichtes vor der Kodierung enthält und dieses Gleichgewicht selbst bei größeren Kanalverzerrungen, (beispielsweise der differenziellen Verstärkung und Phasenverschiebung) aufrechterhält, erfordern das Zerlegen und Wieder-Zusammenseizen des PA L-Formates für eine vorübergehende digitale Übertragung mindestens eine so sorgfältige Stosrung der Verstärkungen und Phasen der drei Komponenten-Signale, wie sie im Fernsehstudio aufgeprägt wurden. Darüber hinaus weist das PAL-Trägersystem schon eine »Bandbreitenverdichtung« auf, welche Farbinfoi mation in die monochromatische Fernsehbandbreite für den kompatiblen Empfang durch monochromatische oder Farbfernsehempfänger einsetzt. Dieses System wurde für die Übertragung in der gleichen Form zwischen dem Studio und dem Heimempfänger geschaffen und war nicht dazu bestimmt, an Zwischenstellen dekodiert und wieder kodiert zu werden; dies gilt mit Ausnahme des unvermeidbaren Umstandes der Umsetzung aufgrund verschiedener Normen der einzelnen Länder. Jeder Kodierungs/Dekodierungsvorgang vermindert irreparabel die Bildauflösung und führt Abstufungen ein, weiche die Verwendung von mehr als einer PAL- (oder NTSC-)Kodiervorrichtung in einem Glied praktisch ausschließen.

Ferner ist ein Farbfernsehsystem mit PCM-Kodierung geschaffen worden, in dessen Sendestation die Lcichtdichte und der Leuchtdichtewechsel eines übertragenen Bildes in Anaiogiorm erfaßt und die Analogsignale in PCM-kodierte Leuchtdichte-Digitalsignale und Leuchtdichtewechsel-Digitalsigiiale umgewandelt werden. Ferner werden zwii unabhängige Farb-Analogsignale von dem zu übertragenen Farbbild abgeleitet und in zwei PCM-kodierte Farb-Digitalsigna-Ie und schließlich in ein einziges Farb-Wortsignal umgewandelt. In der Empfangsstation wird dann das Leuchtdichte-Analogsignal aus den PCM-kodierten Leuchtdichte- und Leuchtdichtewechsel-Digitalsignalen gebildet, und schließlich wird das Farb-Analogsignal uus dem Farb-Wortsignal gebildet. Darüber hinaus wird in u'er Sendestation dem zu übertragenden Farb-Wortsignal die zugehörige Adresse in dem sendescitigen Speicher zugeordnet, wobei auf der Empfängerseite aus der empfangenen Farb-Wortsignaladresse das unter dieser Adresse in dem empfängerseitigen Speicher gehaltene Farb-"/ortsignal abgeleitet wird, und der Empfängerspeicher aus dem Sendespeicher während der ZeiJenaustastperioden des überlragenenen Farbfernsehsignal eingestellt wird.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde ein Verfahren zur digitalen Kodierung eines analogen Signals und damit Or eine differentielle Pulskodemodulation sowie eine Schaltung zur Durchführung des Verfahrens zu schaffen, welches unter Vermeidung der angeführten Nachteile der herkömmlichen Verfahren

auf analoge Signale mit einem Bezugsträger anwendbar sind.

Diese Aufgabe ist gemäß der Erfindung bezüglich des Verfahrens durch die Merkmale im kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1 und bezüglich der Schaltung zur -, Durchführung des Verfahrens durch die Merkmale im kennzeichnenden Teil des Anspruchs 11 gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen des erfindungsgemäQen Verfahrens sind in den Unteransprüchen angegeben.

Obwohl ein bevorzugter Wert für die Abtastfrequenz i< > das Dreifache der Frequenz des Bezugsträger ist, können auch Faktoren in der Form von gemischten Zahlen, wie beispielsweise zweieinhalb verwendet werden. Andererseits kann eine höhere Abtastfrequenz, beispielsweise das Vierfache der Bezugsfrequenz i> verwendet werden, und es können nur die Abtastsignale in jedem Satz von vier Abtastungen verwendet werden.

Obwohl die Erfindung besonders vorteilhaft in Verbindung mit der Kodierung von Farhfernsohsignalen nach dem NTSC- oder PAL-System ist, kann sie >n auch dazu benutzt werden, um ein stereophones Signal zu kodieren, wobei ein die Differenz zwischen den beiden Kanalsignalen darstellendes Signal auf einen Bezugsträger von üblicherweise 38 kHz moduliert ist.

Nachstehend werden bevorzugte Ausführungsformen : > der Erfindung anhand der Zeichnungen erläutert. Es zeigt

F i g. I ein Blockschaltbild einer Schaltung zur Differenzpulskodemodulation, in welcher die Erfindung angewendet werden kann, jo

Fig. 2 eine Darstellung eines Beispiels entsprechend abgestufter Quantisierungspegel, welche hierzu verwendet werden können,

Fig.3 ein Blockdiagramm einer anderen Ausführungsform eines Differenzpulskodemodulationssystems, η bei welchem die Erfindung angewendet werden kann und welches für ein Fernsehvideosignal geeignet ist,

F i g. 1 eine Abwandlung des Blockschaltbildes nach Fig. 1, welche geeignet ist für die digitale Übertragung eines Farbfernsehsignals nach der Erfindung, w

F i g. 5 eine allgemeinere Ausführung der Schaltung nach F i g. 3,

F i g. 6 ein Diagramm zur Erläuterung des Betriebs der Schaltung nach Fig.5, wenn diese in Verbindung mit einem Farbfernsehsignal nach dem NZSC-System -n benutzt wird,

F i g. 7 ein Diagramm zur Erläuterung des Betriebs der Schaltung nach F i g. 5, wenn diese für Farbfernsehsignal nach dem PAL-System verwendet wird.

Fig.8 eine Ausführungsform der Schaltung nach F i g. 5 mit einer PAL-Modifizierung und

F i g. 9 ein Diagramm zur Erläuterung des Betriebs der Schaltung nach F i g. 8.

In den Fig.6, 7 und 9 stellen die kleinen Kreise Abtastpunkte, die Kreuze Abtastpunkte mit der gleichen Bezugsträgerphase wie der Punkt P und die unterbrochenen Linien die eingefügten Abtastzeilen des anderen Feldes dar.

Die drei wesentlichen Merkmale des DPCM-Systemes nach F i g. 1 sind die Differenzierung, die Quantisierung und die Integration. Das Integrationsverfahren beim Empfänger ist der Differenzbildung beim Sender komplementär zugeordnet.

Das zu kodierende Signal wird über einen Leiter 1 einem Eingang eines Subtrahiergliedes 2 zugeführt. Das Differenzsi^na! des Subtrahier^liedes 2 wird in der Einheit 3 abgetastet und quantisiert und dann in einer binären Kodierstufe 4 kodiert. Der quantisierte Differenzwert wird auch einem Eingang eines Addiergliedes S zugeführt, welches ein Summiersignal über eine Verzögerungsschaltung 6 abgibt. Dieses Signal wird mit negativem Vorzeichen dem Element 2 und mit positivern Vorzeichen dem Element 5 zugeführt. Nach der Übertragung über einen Kanal 7 wird das digital kodierte, quantisierte Differenzsignal wieder durch eine binäre Dekodierschaltung 8 in analoge Form umgewandelt, und die analogen Signale werden als der eine Eingang einem zweiten Addierglied 9 zugeführt. Das der Summe entsprechende Signal am Ausgang des Gliedes 9 wird auf der Leitung 10 des Systems abgegeben und auch über eine Verzögerungsschaltung 11 rückgekoppelt, um den zweiten Eingang für das Glied 9 zu bilden. Die Schaltungsglieder 1 bis 6 bilden den Sender und die Schaltungsglieder 8 bis U bilden den Empfänger, wobei beide Gruppen durch den digitalen Übertragungskanal 7 verbunden sind.

Im Rptrjnh Hpr F i σ 1 wird anapnnmmpn^ Haß Hin

durch die Schaltungsglieder 6 bis 11 bedingten Verzögerungen gleich dem Zeitintervall zwischen aufeinanderfolgenden Abtastungen sind, so daß die Differenz zwischen dem Augenblickswert des Eingangssignal und der Summe der vorher abgetasteten Differenzwerte am Ausgang des Gliedes 2 auftritt und für die Übertragung an den Empfänger quantisiert und digitalisiert wird. Im Empfänger werden die Differenzen summic't. um das Eingangssignal wieder zu regenerieren. Der Ausgang der Verzögerungsschaltung 6 entspricht dem Ausgang des Empfängers auf der Leitung 10. Da das System quant'sierte Differenzwerte überträgt, ist es tür den Integrator des Empfängers möglich, den Quantisierungsfehler zu speichern, sofern die Quantisierschaltung nicht in die Rückkopplungsschleife des Senders gelegt wird, der die Differenzbildung bewirkt. Somit ist der quantisierte übertragene Differenzwert n'cht die Differenz zwischen zwei Eingangsbildabtas werten sondern die Differenz zwischen einem neuen Bildabtastwert und der Summe aller quantisierten Differenzwerte, die vorher an den Empfänger gelangt sind. Daher entstehen im Sender und im Empfänger identisch dekodierte Bilder und beide benutzen das gleiche Referenzsignal, um es zu jedem nachfolgend übertragenen Differenzwert hinzu zu addieren.

Die subjektive Rechtfertigung für die Verwendung des DPCM-Verfahrens für monochromatische Fernsehbilder besteht darin, daß das Auge insbesondere empfindlich für Rauschen und die Quantisierung von Konturen in Bereichen mit wenigen Einzelheiten, d. h. sich allmählich ändernden Bereichen eines Bild»", ist, wogegen das Auge beträchtliche Rauschwerte und Amplitudenverzerrungen der Abtastwerte in Bereichen mit vielen Einzelheiten und an den Rändern bzw. Umgrenzungen verträgt Die kombinierten Vorgänge der Differenzbildung und der darauf folgenden auf einen Wert zulaufenden Quantisierung gemäß F i g. 2 haben die Wirkung, daß sie den Bereich mit vielen Einzelheiten und denjenigen mit wenig Einzelheiten trennen und diese Bereiche entsprechend quantisieren. In den Bereichen mit wenigen Einzelheiten, wo die Abtastdifferenzen klein sind, arbeitet die Vorrichtung im Zentrum der Quantisierungscharakteristik und erzeugt kleine Quantisierungsfehler. Wenn die Bildinformation bzw. die Einzelheiten und damit die Differenz der Abtastampütudenwerte zunehmen, nehmen auch proportional die Quantisierungsfehler zu. Daher kann die beschränkte Anzahl von Quantisierungspegeln optimal genutzt

werden, indem die inneren Schweilwerte so abgeglichen werden, daß die Körnung, d. h. das Rauschen und die Konturbildung in Bereichen mit wenig Information minimal gemacht wird, wogegen die äußeren Pegelwerte so groß wie möglich gemacht werden, um einen Effekt herabzusetzen, der als »slope overload« bekannt ist und auf folgende Weise entsteht.

D*y- DPCM-System überträgt Abtastwerte, welche den Augenblicksgradienten der Bildsignale darstellen, so daß eine grobe Quantisierung die Wirkung hat, daß sie die Frequenz begrenzt, mit welcher de*· Systemausgang einem sich schnell ändernden Eingangssignal, insbesondere einer großen Amplitude folgen kann. Typischerweise könnten bei einem DPCM-System mit drei Bits pro Abtastwert (8 Quantisierungspegel) die Ausgangspegel der Charakteristik (F ig. 2) ±2%, +8%, ±14%, ±30% des Spitzenwertes der Eingangsvideoamplitude betragen. Daher würde dieses System mehr als drei Abtastnerioden benötigen, um einen nlfilzlirhpn Schwarz-Weiß-Übergang darzustellen und würde einen derartigen Rand im Bild merklich verwischen. Natürlich würde die Anstiegszeit für Übergänge des Eingangssignals von gerade weniger als 30% erhalten bleiben und bei manchen Rändern des Systems sogar erhöht werden.

Entsprechend der statistischen Konzeption der Signalkodierung sagt das DPCM-System voraus, daß jeder Abtastwert des Fernsehsignals gleich dem vorherigen Wert ist und zum Empfänger jeweils nur den Betrag überträgt, um welchen diese Vorhersage falsch ist. E^r wurde auch eine andere Voraussage als die vom vorherigen Abtastwert ausgehende benutzt, aber es läßt sich zeigen, daß in einer Fernsehabtastzeile nur ein vernachlässigbarer Vorteil erzielt wird, wenn man mehr als den vorherigen Abtastwert benutzt. Bei einer beschränkten Datenfrequenz und bei Einstellung der verfügbaren Pegelwerte auf minimale Körnung und Konturbildung verwischt das DPCM-System daher vertikale und nahezu vertikale Ränder im Bild. Wenn die »Abtastverzögerung« in den Schaltungselementen 6 und 11 der Fig. 1 durch eine Abtastperiode der Fernsehziele ersetzt wird, kann die von der vorherigen Zeile ausgehende Voraussage wahrgenommen werden, die sich ähnlich verhält, wobei jedoch nunmehr die Unscharfe bei horizontalen und nahezu horizontalen Rändern des Bildes auftritt. Die Unscharfe ist geringfügig größer als bei der vorherigen Abtastung, da der angrenzende Abtastwert in der vorherigen Zeile räumlich weiter entfernt ist. bzw. das doppelte des Zeilenabstandes wegen der gegenseitigen Verschachtelung entfernt ist, als der vorherige Abtastwert in der gleichen Zeile. Bei einem bestimmten Bild mit besonders ausgeprägten vertikalen Rändern ist jedoch die Bildqualität der Benutzung der vorherigen Zeile wesentlich besser als bei Benutzung der in der vorherigen Abtastung enthaltenen Voraussage. Zur Abstimmung auf alle Arten von Bildern könnte ein wirksames System hergestellt werden, wenn eine »zweidimensionale« Voraussage gemäß F i g. 3 aus der vorhergehenden Zeile und der vorhergehenden Abtastung erzeugt wird. F i g. 3 unterscheidet sich von F i g. 1 darin, daß die Ausgangswerte der Verzögerungsschaltungen 6 und 11 in entsprechenden Summiergliedern 6a und 11a zu den Ausgangswerten der zusätzlichen Verzögerungsschaltungen Sb und 116 addiert und die gleichen Signale durch Dividierschaltungen 6c bzw, lic halbiert werden. Diese zusätzliche Schaltung ergibt eine Voraussage aus den vorherigen Zeilenabtastwerten.

Der Effekt der »slope overload« tritt nun überwiegend an den diagonalen Rändern auf, aber die Bildqualität ist im allgemeinen derjenigen überlegen, die aich ergäbe, wenn man nur eine einzelne Vorhersage benutzte, da die ) mit dem Effekt der »slope overload« verbundene Unscharfe in dieser Richtung vermindert wird. Die zweidimensionale Vorhersage hat einen entsprechenden Vorteil bezüglich Kanalfehlern, was die größte Schwierigkeit für alle differenziellen Kodiersysteme

in darstellt, welche integrierende Empfänger haben und daher die Kanalfehler aufsummieren. Üblicherweise wird der DPCM-Integrator mit einer Ableitung versehen, welche die Zeitdauer begrenzt, in welcher ein Fehler wiederholt wird, aber die Streifenbildung durch

ι Ί den impulsförmigen Fehler ist viel sichtbarer als der einzelne Abtastfehler, der in einem herkömmlichen PCM-System aufträte. Offensichtlich kann der Streifen kürzer gemacht werden, indem die Integratorableitung prhnhi wird, sber die Vorteile der differentisüen

j» Kodierung werden dann zunehmend aufgegeben. Bei dem zweidimensionalen DPCM-Verfahren bewirkt eine gegebene Ableitung, daß der Fehler gleichzeitig in beiden Dimensionen abnimmt, so daß er über einen geringeren Widerstand in irgendeiner Richtung sichtbar

r> ist.

Die vorliegende Erfindung ist darauf begründet, daß zwar die Voraussage aufgrund der vorherigen Abtastung oder der nächsten Abtastung der vorhergehenden Zeile den Fehler der »slope overload« für das

in monochromatische Fernsehsignal minimal machen kann, jedoch nicht für ein Farbfernsehträgersystem wie beispielsweise PAL oder NTSC optimal ist. Diese Schwierigkeit kann überwunden werden, indem die DPCM-Abtastfrequenz phasenmäßig gekoppelt wird,

r> so daß sie eine einfache numerische Beziehung zu der Bezugsträgerfrequenz hat und (für die Vorhersage in einer Zeile, d. h. die eindimensionale Vorhersage) eine Abtastung als Voraussage benutzt, welche zusammengesetzt sein kann und um eine ganzzahlige Anzahl von Perioden der Bezugsträgerfrequenz beabstandet ist, anstatt einfach die vorherige Abtastung heranzuziehen. In dem Ausführungsbeispiel der Erfindung ist die DPCM-Abtastfrequenz genau dreimal so groß wie die Bezugsträgerfrequenz und die Voraussage wird /on der

4-) drittletzten Abtastung abgeleitet. Der drittletzte Abtastwert lag genau am gleichen Phasenpunkt in der Bezugsträgerperiode wie der gegenwärtige Abtastwert und ergibt daher eine ideale Voraussage in Bereichen mit konstanter Farbe und Helligkeit. Um die Anordnung

vi der Fig. 1 derart abzuwandeln, daß sie entsprechend arbeitet, sind die beiden Verzögerungsglieder 6 und 11 in der Kodierschaltung und im Empfänger jeweils derart aufgebaut, daß sie gemäß F i g. 4 eine Verzögerung mit drei Abtastwerten haben. Am Quantisierungseingang wird ein Differenzsignal erzeugt wenn sich der Helligkeitswert des Eingangssignals wie im Falle eines monochromatischen Signals ändert und auch wenn die Phase des Bezugsträgersignals sich an einer Farbgrenze im Bild ändert. Die Schaltung ergibt daher das normale

bo Verhalten bezüglich des Effekts »slope overload« bei Übergängen, hält aber einen vollständigen Zyklus des Bezugsträgersignals aufrecht das in der Rückkopplungsschlaufe rückgekoppelt wird, so daß kein Differenzsignal und damit auch keine »EntSättigung« der

b5 Farbe in den Bereichen mit konstanter Farbe und mit wenigen Einzelheiten auftritt. Die Vorrichtung kann daher in gleicher Weise monochromatische oder Trägerfrequenz-Farbsignale verarbeiten, obeleich der

»slope overload« Effekt bei den vorherigen Signalen schlimmer ist als bei dein UPCM-Verfahren mit vorherigen Abtastung, da die Voraussage im Bild dreimal weiter entfernt ist. Man hat experimentell festgestellt, daß kein Verlust der Farbsättigung auftritt, und daß bei geeigneter Einstellung einer sich in Stufen verjüngenden Quantisierungscharakteristik von nur acht Pegeln der »slope overload« Effekt nicht viel schlimmer bei den Farbgrenzen ist, als derjenige, der durch die normalen Bandbreitenbeschränkungen des PAL-Farbfernsehsystems bedingt ist. Dieser Effekt ist jedoch bei krassen Schwär/-Weiß-Übergangen in einem monochromatischen Bild bei nur drei Bits pro Abtastkodierung (was acht Quantisierungspegcln entspricht) sehr stark und es sollten für ein befriedigendes Betriebsverhalten vier oder mehr Bits pro Abtastwert verwendet werden.

Wie für monochromatische Fernsehsignal vorgeschlagen wurde, kann die aus der vorherigen Zeile bestimmte Voraussage auch für das Farb-DPCM-System entsprechend der Erfindung verwendet werden. In der Tat kann beim NTSC-System ein besseres Bild erreicht werden, als wenn man die aus der gleichen Zeile abgeleitete Voraussage nähme, indem als Voraussage der nächste Abtastwert in der vorhergehenden Zeile genommen wird, der am gleichen Punkt in der Bezugsträgerperiode liegt, da er nur ungefähr zwei Bildelemente aufgrund der Verschachtelung entfernt ist, wogegen bei der Voraussage aufgrund der gleichen Zeile der Abstand drei Bildelemente beträgt. Dieser Vorteil kann auch bei dem PAL-Signal erreicht werden, wenn die Schwierigkeit der zeilenweisen Phasenumkehr des Differenzsignals der roten Farbe überwunden wird, wie nachfolgend beschrieben wird.

Nachfolgend werden genaue Abstände für die PAL- und NTSC-Signale anhand von Beispielen berechnet. Diese Abstände tragen den Viertelzeilen- und Halbzeilenversetzungen in der Bezugsträgerfrequenz Rechnung, welche ursprünglich vorgesehen wurden, um die Sichtbarkeit der Farbkomponenten auf einem kompatiblen monochromatischen Empfänger minimal zu machen. Diese Verschiebungen haben die Wirkung, daß die optimalen DPCM-Schleifenverzögerungen nicht genau einer Zeilenperiode entsprechen.

Beim PAL-System hat die zeilenweise Phasenumkehr des Differenzsignals der roten Farbe die Wirkung, das die Voraussage der vorhergehenden Zeile erfordert, daß die Verzögerung in der DPCM-Schleife in Gegenphase zu der PAL Umschaltung, und zwar mit emem Betrag erfolgen muß, der von dem Farbton abhängt. Daher kann die Vorhersage der vorherigen Zeile nicht bei PAL-Signalen benutzt werden, wenn nicht die Wirkung der PAL-Umschaltung überwunden wird. Es ist jedoch möglich, die vorletzte Zeile zur Vorhersage heranzuziehen, da abwechselnde Zeilen die gleiche Bezugsträgerphase haben. Dies hat jedoch den Nachteil, daß der vorhergesagte Abtastwert doppelt so weit entfernt ist, als es für NTSC-Signale erforderlich ist und der Effekt der vertikalen »slope overload« wird ungünstiger als der entsprechende horizontale Effekt bei der Voraussage aus der gleichen Zeile wäre.

Die folgenden Beispiele der Kodierung von PAL- und NTSC-Signalen beziehen sich auf Fig.5, die eine Anordnung für ein System darstellt, welches die Vorhersagen der gleichen Zeile und der vorhergehenden Ζεϋε, welche durch die relativen Yerzögenüiger. D-, und Di definiert sind, mit den Gewichtungcn a\ und Λϊ vergleichen. Bei der Vorhersage der gleichen Zeile gilt ih = 0 und <ii = 1, während für die Vorhersage der vorherigen Zeile a\-0 und 32=1 ist. Für die kombinierte Vorhersage gilt ai + a2=l, so daß die Schleifenversiärkung für die Bezugsträgerfrequenz gleich eins und die Farbsättigung konstant gehalten wird, während die einzelnen Werte von ai und ai subjektiv entsprechend den Abständen der unten berechneten Voraussagen gewählt werden können.

Beispiel 1

Ein Farbfernsehsignal im NTSC-System, welches der Europäischen Norm mit 625 Zeilen pro Bildrahmen und 50 ineinander geschachtelten Bilder pro Sekunde entspricht, erfordert eine Bezugsträgerfrequenz von 4,4296875 MHz, welche eine ungerade Harmonische der Halbzeilenfrequenz von 15,625MHz ist. Nach einem Ausführungsbeispiel der Erfindung wird eine Abtastfrequenz von 13,2890625 MIIz bei einer Abtastperiode von 75.24985 ns verwendet. Die erforderliche Verzögerung CDi in Fig. 5) für die Schleife bei aus der gleichen Zeile abgeleiteter Voraussage beträgt 225,75 ns (vergleiche PR in Fi g. 6) und die Verzögerung für die Voraussage entsprechend der vorhergehenden Zeile (Ch) ist eine Zeilenperiode ± eine Halbperiode der Bezugsträgerfrequenz, wie durch die Linie PUm Fig.6 angedeutet ist. Somit ist D₃ = 64 ns± 112,875 ns.

Bei Verwendung der Voraussage aufgrund der gleichen Zeile treten die Unscharfe wegen des besagten Effekts und Streifen wegen Kanalfehlern offensichtlich in der Horizontalen auf. Bei der Voraussage aus der vorherigen Zeile treten solche Streifen nur bei 40° zur Vertikalen wegen der Versetzung um die Halbzeilenfrequenz auf, wobei der Keil-Faktor berücksichtigt wird. Am meisten unterliegen diesem Effekt diejenigen Ränder, die zur Horizontalen um 40° geneigt sind. Bei einer Kombination beider Voraussagen ist dieser Effekt am schlimmsten innerhalb des Winkels von 60° zur Vertikalen, je nach der Art der Kombination beider Voraussagen. Wegen der Differenzabstände der beiden Voraussagen würden sie nicht notwendigerweise mit der gleichen Gewichtung kombiniert und die Voraussage aufgrund der vorhergehenden Zeile konnte stärker als die weniger weit beabstandete Zeile bewertet werden; dies bedeutet, daß Pl/kürzeral;, P/? ist.

Beispiel 2

Ein Farbfernsehsignal gemäß dem NTSC-System, das der amerikanischen Norm von 525 Zeilen pro Bildrahmen und 60 Bildern pro Sekunde entspricht, erfordert eine Bezugsträgerfrequenz von 3,579545 MHz, was wiederum ein ungerades Vielfaches der Halbzeilenfrequenz ist. Die zusammengesetzte Videobandbreite beträgt nur 4,5 MHz.

Die gleichen Betrachtungen gelten für das europäische NTSC-System mit dem Unterschied, daß der unterschiedliche Keil-Faktor die Richtung des besagten Effekts bei der Voraussage aufgrund der vorhergehenden Zeile und die entsprechenden Gewichtungen beeinflußt, mit denen die einzelnen Voraussagen kombiniert werden sollten. Die Voraussage aufgrund der vorhergehenden Zeile weist einen kleineren Abstand auf und ist wiederum der Voraussage aufgrund der gleichen Zeile überlegen.

Beispiel 3

Bei einem PAL-Farbfernsehsignai, das der europäischen Norm entspricht, ist eine Bezugsträgerfrequenz von 4,43361875 MHz erforderlich, die eine ungerade

ti

Harmonische der Viertelzeilenfrequenz von 15,625 kHz ist. Die DPCM-Abtastfrequenz nach einem Ausführungsbeiapiel der Erfindung beträgt 13,30085625 MHz, so daß sich eine Abtastperiode von 75,183 ns ergibt. Die erforderlichen Verzögerung (Dt) in der Schleife der gleichen Zeile beträgt daher 225,56 ns gemäß der Zeile PR in F i g. 7 und das diese Voraussage benutzende Verfahren arbeitet nur im NTSC-System genau (mit Ausnahme des üblichen Vorteiles des PAL-Systems, das jede Phasenverzerrung durch Mittelwertbildung über zwei Zeilen in Amplitudenverzerrung umgesetzt wird).

Die Voraussage aufgrund der vorhergehenden Zeile wird durch die PAL-Umschaltung kompliziert, welche die Phase des Differenzsignals der roten Farbe bei abwechselnden Zeilen um 180° ändert. Daher sollte in Bereichen ohne blaues Differenzsignal die Länge der Verzögerungsleitung (Di) um ±56,39 ns in Gegenphase zu der PAL-Umschaltung geschaltet werden, um eine optimale Voraussage zu erhalten. In Bereichen ohne ein rotes Diffcrerizsignal tritt dagegen effektiv keine zeilenweis, Phasenumschaltung auf und die optimale Länge der Verzögerungsleitung ist bei einer Zeilenperiode konstant +56,39 ns. Es ist daher unmöglich, eine optimale Voraussage durch eine einfache Umschaltung zu erhalten, da die räumliche Länge der Verzögerungsleitung mit dem Farbton des Bildes kontinuierlich geändert werden muß.

Eine einfachere Ausweichlösung besteht darin, die Voraussage aus der vorletzten Zeile herzuleiten, für welche die optimale Verzögerung unabhängig von der PAL-Umschaltung und gleich zwei Zeilenperioden ± einer Halbperiode der Bezugsträgerfrequenz gemäß Fig. 7 ist. Somit ist D₂= 128 μβ± 112,78 ns. Die Unscharfe wegen des besagten Effektes und Streifen wegen Kanalfehlern ergeben sich bei einem Winkel von 23° zur Vertikalen lediglich bei dieser Voraussage. Der Abstand der Voraussage ist größer als bei derjenigen aus der gleichen Zeile, er ist jedoch nicht so groß, um für die kombinierte Voraussage einen nutzvollen Beitrag zu ergeben. Die Voraussagen sollten derart kombiniert werden, daß eine wirkungsvollere Voraussage diejenige ist, die den minimalen Abstand aufweist, obgleich selbst ein einfacher Durchschnittswert eine verbesserte Bildqualität im Vergleich zu der Voraussage aufgrund der gleichen Zeile ergibt.

Im PAL-System kann eine Voraussage aus der vorhergehenden Zeile mittels einer Schaltung erhalten werden, die als »PAL modifier« bekannt ist. Die Modulanon des Chrominanzsignals durch eine Sinus-Schwingung mit der doppelten Bezugsträgerfrequenz (d.h. 8,86MHz) erzeugt das konjugierte Farbsignal sowie Komponenten nahe der dritten Harmonischen der Bezugsträgerfrequenz, die durch ein Tiefpaßfilter mit 5,8 MHz entfern', werden können. F i g. 8 stellt die Schaltung der Fi g. 5 mit zusätzlichen PAL-Modifizierschaltungen 12 und 16 und Tiefpaßfiltern 13 und 17 dar. Der Einsatz einer PAL-Modifizierschaltung in der Verzögerungsleitung der vorhergehenden Zeile mit einer Verzögerung 6ß und der Multiplizierschnltung a₂ der Fig.5 erzeugt eine genaue Chrominanzvoraussage von einem Punkt U in der vorhergehenden Zeile gemäß Fig.9. Dieses konjugierte Chrominanzsignal wird durch spektral invertierte Luminanzenergie innerhalb des Chrominanzdurchlaßbandes verfälscht. Dies könnte vermieden werden, indem am Eingang der PAL-Modifizierschaitüng ein Kammfilter verwendet wird, wobei allerdings vertikale Genauigkeit verlorengeht

Eine vorstehend beschriebene PAL-Modifizierschaltung ergibt eine Chrominanzvoraussage, wobei es jedoch erforderlich ist, diese mit einem Helligkeitssignal zu ergänzen, da die Verwendung lediglich der Komponenten mit hoher Frequenz in einer Voraussage

■") der Verwendung eines DPCM-Integrators mit einer schnellen Ableitung entspricht, was zu einer starken Konturbildung und Körnung führt. Es kann eine »split-band« Voraussage verwendet werden, welche die Chrominanz über eine PAL-Modifizierschaltung und die

ι» Helligkeitsinformation direkt über ein Kammfilter erhält und diese beiden Voraussagen getrennt von den entsprechenden Abtastwerten ableitet, was den gesamten Voraussageabstand minimal macht. Dabei wird angemerkt, daß der Voraussageabstand der vorherge-

r. henden Zeile über die Chrominanz beim PAL-System kürzer als derjenige beim NTSC-System wegen der entsprechenden Versetzungen der angrenzenden Linien in einem Feld einer Viertel- und einer Halbwellenperiorlp ist IPl /in Fi α fi im Vprglpirh yii P//in F i g Q)

.mi Wo die »split-band« Voraussage verwendet werden soll, kann man auch trigonometrische Addition oder Subtraktion verwenden, um Chrominanzvoraussagen für benachbarte Abtastwerte verschiedener Punkte in einer Bezugsträgerperiode zu berechnen. Dies ist relativ

.'■> einfach, wenn die Abtastfrequenz genau das Dreifache der Bezugsträgerfrequenz beträgt und die Abtastphasen können sich nur um ± 2 jr/3 unterscheiden. Hierzu wird beispielsweise die Anordnung nach Fig. 8 in Verbindung mit derjenigen gemäß Fig. 9 herangezogen. In

κι F i g. 8 wurde D. gleich Dry (Zeitverzögerung zwischen den Punkten P und Q), Di gleich Drs und Di gleich Dsn gewählt. Eine zusammengesetzte Voraussage wird durch dreifache Kombination des vorhergehenden Abtastwertes Q und der beiden Ab'astwerte S und IJ

ti der vorhergehenden Zeile erhalten, welche von dem vorhergesagten Punkt P um Drs bzw. Drs-'t Dsv verzögert sind.

Die Helligkeitsvoraussage wird nur von ζ) abgeleitet, hat jedoch den kleinsten Voraussageabstand von

κι 1,1 min arc bei Betrachtung von sechs mal der Bildhöhe, wogegen die Chrominanzvoraussage zweidimensional ist. Wenn der Punkt P die Bezugsträgerphase Φ in F i g. 9 hat, und das zusammengesetzte Signal an diesem Punkt

•ti Vi(O= Lum_p+ Cpsin (wt+Φ)

ist, wo Lurn_p das Helligkeitssignal bei P und Q die Amplitude bei Pder Bezugsträgerfrequenz y^ ist, kann

der vorhergehende Abtastwert Q dargestellt werden "■" durch:

(wt + Φ)- 2 π/3).

Nach der PAL-Modifikalion gemäß dem Zeichen* hat die Bezugs;rägerfrequenz am Punkt Ueine ähnliche -,-> Phase wie am Punkt P;d. h.

ν*ι(I)=Cusin (wt+Φ).

S, der vorletzte Abtastwert zu U hat eine ähnliche Phase nach der PAL-Modifizierung bezüglich Q:

^b" v*s(t)=Cssm(wt+Φ-2 πIi)

Wenn Cs= Cq ist, ist die Bandbreitenbegrenzung des Chrominanzkanals, welche sicherzustellen hilft, daß der Unterschied bezüglich der Qualität klein ist:

*" yp(0-y*s(t)+ v*i(t)=Lum_Q= G/sin (wt + Φ)

was im allgemeinen eine gute Voraussage für den Punkt P ist.

In F i g. 7 wurde angenommen, daß die PAL-Modifizierschaltung und die anderen Schaltungskomponenten keine Zeitverzögerungen einführen, mil Ausnahme der Verzögerungselemente

= 75,183 ns,

= 64 μ$ + 56,39 ns - 15037 ns = 63,9 iis und = 2 (75,185) ns= 150,37 ns.

Dp

In F i g. 9 kann der Punkt W des Punktes S für die in vorher beschriebene Voraussage

VQ(O-V* s(t)+V* U(t)

benutzt werden. Dies ergibt die Voraussage

νφ)-ν>> w(t)+v> ü(t). '"'

Dies kann bei der Schaltung gemäß Fig.8 verwirklicht werden, indem die Verzögerung Di in Dpa die Verzögerung Di in Duw geändert und der Umkehrverstärker (14, 18) in den Pfad des Verzögerungselements

Dj (15,19) gelegt wird. Diese Voraussage ist vorteilhaft durch die größere Nähe zu Q als von 5 zu Q und ergibt eine bessere Auslöschung der Chrominanzkomponente von vq(0-

Die Ableitung der Chrominanzvoraussagen von den benachbarten Abtastwerten an verschiedenen Punkten in der Bezugsträgerperiode durch trigonometrische Addition oder Subtraktion können noch benutzt werden, wenn die Abtastfrequenz nicht ganzzahlig oder harmonisch auf die Bezugsträgerfrequenz bezogen ist Das Dreifache der Bezugsträgerfrequenz ist in jedem Fall eine zu hohe Abtastfrequenz für ein Signal mit einer Handbreite von nur 5,5 MHz und es ist angebracht, bei so tiefen Frequenzen wie 12,5MHz Tiefpaßfilter vorzusehen. Vorausgesetzt daß die Abtastfrequenz bekannt und stabil ist, so können die Gewichtungskoeffizienten zu gewissen Nachbarabtastwerten abgeleitet werden, weiche eine Einheitsverstärkung in den Voraussageschleifen bei den Chrominanz- und Helligkeitskomponenten des Signals sicherstellen.

Hierzu 4 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Verfahren zur digitalen Kodierung eines analogen Signals mit einer Komponente eines Signals einer Frequenz f, die Amplituden- und geringen Frequenzänderungen ausgesetzt ist, insbesondere für Farbfernsehsignal nach dem NTSC- oder PAL-System, in welchen die Farbinformation als Phasen- und Amplitudenmodulation eines Bezugsträgers übertragen wird, dadurch gekennzeichnet, daß die Amplitude des analogen Signals bei einer Frequenz abgetastet wird, die im wesentlichen gleich Nf ist, wobei N ein Quotient kleiner ganzer Zahlen ist, und daß für jeden Abtastaugenblick in digitaler Form die Differenz zwischen der Amplitude des analogen Signals in einem speziellen Abtastaugenblick und einem aufgenommenen Wert geschaffen wird, der die Amplitude des analogen Signals in einem AbtastaugenblicV sine Anzahl ganzer Perioden vorher bei der Frequenz /"darstellt.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Abtastfrequenz gleich dem dreifachen der Bezugsträgerfrequenz ist.

3. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der vorherige Wert des Signals durch Abtastung des analogen Signals zu einer früheren Zeit abgeleitet wird, das von dem Augenblickswert des Signals, mit dem es verglichen wird, um ein ganzzahliges Vielfaches der Perioden der Bezugsträgerfrequenz beabstandet ist

4. Verfahren nacii Ansp-:<ich 3, dadurch gekennzeichnet, daß die garn ο Zahl eins ist.

5. Verfahren nach Ansprut > 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Augenblickswert des Signals auch mit einem zweiten vorhergehenden Wert des Signals verglichen wird und ein zweiter Differenzwert abgeleitet wird, der erste Differenzwert und der zweite Differenzwert addiert und die Summe der Differenzwerte digital kodiert wird.

6. Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß das analoge Signal ein Farbfernsehvideosignal ist, der erste vorhergehende Wert zeitlich von dem Augenblickswert um eine Periode der Bezugsträgerfrequenz beabstandet ist und der zweite vorhergehende Wert zeitlich von dem Augenblickswert durch ein Intervall von etwa einer Zeile der Abtastung beabstandet ist, durch welche das Videosignal erzeugt wurde und das Intervall gleich einer ganzzahligen Anzahl von Perioden der Bezugsträgerff-equenz ist.

7. Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß das analoge Signal ein Farbfernsehvideosignal nach dem PAL-System ist, der erstgenannte vorherigeWert zeitlich von dem Augenblickswert durch eine Periode der Hilfsträgerfrequenz beabstandet ist und der zweite vorherige Wert zeitlich von dem Augenblickswert durch ein Intervall von etwa zwei Zeilen der Abtastung beabstandet ist, durch welche das Videosignal erzeugt wurde und das Intervall eine ganzzahlige Anzahl von Perioden der Bezugsträgerfrequenz ist.

8. Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß das Farbfernsehvideosignal dem PAL-System entspricht und der zweite vorherige Wert von dem Videosignal nach dessen Kombination mit einer Sinus-Schwingung von einer Frequenz

abgeleitet ist, die doppelt so groß wie die Bezugsträgerfrequenz ist, so daß die Phasenumkehr der Farbhilfsträgerfrequenz bezüglich einer bestimmten Phase in den jeweils übernächsten Abtastzeilen kompensiert wird, durch welche das Videosignal erzeugt wurde.

9. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Augenblickswert der Basisbandkomponente mit einem zweiten Wert der Basisbandkomponente verglichen wird, der an einem vorherigen Abtastaugenblick abgeleitet wurde und der Augenblickswert der Bezugsträgerfrequenz mit dem zweiten Wert der Bezugsträgerfrequenz verglichen wird, der durch die Kombination verschiedener vorheriger Werte abgeleitet wurde und die Anzahl der Ableitungen der vorherigen Werte von dem analogen Signal und die Art der Kombination zur Erzeugung des zweiten Wertes der Bezussträgerfrequenz derart gewählt werden, daß der zweite Wert dem Wert der Bezugsträgerfrequenz entspricht, die zeitlich von dem Augenblickswert der Bezugsträgerfrequenz durch eine ganzzahlige Anzahl an Perioden der Bezugsträgerfrequenz beabstandet ist

10. Verfahren nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß vor der digitalen Kodierung das Differenzsignal oder die Summe der Differenzsignale einer Quantisierung unterworfen werden, bei welcher die Quantisierungspegel bei kleinen Signalwerten kleine Abstände und bei größeren Signalwerten größere Abstände haben.

11. Schaltung zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das analoge Signal an einem Abtaster angelegt ist um dessen Amplitude bei einer Frequenz abzutasten, die im wesentlichen gleich Nf ist, wobei Nein Quotient kleiner ganzer Zahlen ist, daß jeder Abtastwert an ein Subtrahierglied angelegt ist, an welchem von einem Speicher oder einem Verzögerungsglied aus ein aufgenommener Wert angelegt ist, der die Amplitude des analogen Signals eine Anzahl ganzer Perioden früher als der spezielle Abtastwert bei der Frequenz /'darstellt, so daß das Subtrahierglied ein Signal bildet, das gleich der Differenz zwischen dem Abtastwert und dem aufgenommenen Wert ist, und daß das Differenzsignal an einen Analog-Digital-Umsetzer angelegt ist, um ein digitales Ausgangssignal zu erzeugen.