DE2241457B2 - Verfahren zur digitalen Kodierung eines analogen Signals - Google Patents
Verfahren zur digitalen Kodierung eines analogen SignalsInfo
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Description
Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur digitalen Kodierung eines analogen Signals gemäß dem Oberbegriff
des Anspruchs I, insbesondere für Farbfernsehsi-
v, gnale nach dem NTSC- oder PAL-System.
Bei jedem digitalen Kodiersystem ist es wichtig, daß das kodierte Signal ein analoges Signal so ähnlich wie
möglich und mit einem Minimum an Redundanz wiedergibt, um Bandbreite in jedem Kanal zu sparen, in
bo welchem das Signal übertragen werden soll. Hierzu ist
das Verfahren der Differenz-Impulskode-Modulation (DPCM) bekannt, bei welchem der Augenblickswert des
Signals, sondern die Differenz zwischen dem Augenblickswert und einem vorherigen Wert des Signals
6·-) digitalisiert wird. Das DPCM-Verfahren kann allgemein
als »voraussehendes« Kodierverfahren angesehen werden, da es die Vorhersehbarkeit (d. h. die Redundanz)
eines Signals ausnutzt, um eine verminderte digitale
Frequenz für die Pulskodemodulationsübertragung zu
erreichen. Bei einem monochromatischen Fernsehsignal ist die Redundanz von Abtastwert zu Abtastwert hoch,
wie sich aus dem Signalleistungsspektrum ergibt, bei dem die maximale Energie bei niedrigen Frequenzen
liegt Die Vorhersehbarkeit ist auch intuitiv erklärbar, da »typische« Fernsehbilder große Bereiche konstanter
oder nahezu konstanter Helligkeit aufweisen; bei gegebener Amplitude eines Signalabtastwertes ergibt
sich also eine hohe Wahrscheinlichkeit, daß der i»
folgende Abtastwert sehr ähnlich ist Es sind daher differenziell arbeitende Kodiervorrichtungen gebaut
worden, welche die Differenzen zwischen aufeinanderfolgenden Abtastwerte.i anstelle der absoluten Größen
der Abtastwerte selbst kodieren und einen wesentlichen ι > geringeren Quantisierungsfehler ergeben als es bei
PCM-Obertragung für die gleiche Datengeschwindigkeit der Fall wäre. Typischerweise ergeben drei Bits pro
Abtastwert im DPCM-Verfahren bei monochromatischer Fernsehübertragung mit 625 Zeilen die gleiche
Büdqualität wie fünf Bits pro Abtastwert beim
PCM-Verfahren; bei der geringeren Auflös^ag von 319
Zeilen bei Sichttelefonsignalen ergeben vier Bits pro Abtastung im DPCM-Verfahren ein Bild hoher Qualität,
das demjenigen mit sechs bis sieben Bits pro Abtastwert 2ϊ
im PCM-Verfahren entspricht.
In subjektiver Hinsicht macht das DPCM-Verfahren wirkungsvolleren Gebrauch von jeder Anzahl von
Quantisierungspegeln, indem die Tatsache ausgenutzt wird, daß das menschliche Auge und Gehirn relativ J<
> unempfindlich gegenüber Quantisierungsfehlern in detaillierten Teilen eines Bildes ist Das DPCM-Verfahren quantisiert Bereiche mit weniger Bilddetails sehr
fein, um zu vermeiden, daß bezüglich der Konturen und der Körnung Quantisierungsfehler auftreten, da diese in r>
solchen Bereichen sehr ins Auge fallen. Durch die relativ grobe Kodierung der informationsreichen Bereiche
wird Kanalkapazität gespart, wobei also der Quantisierungsfehler im DPCM-Verfahren hauptsächlich auf die
Ränder un*! die Einzelheiten des Bildes konzentriert «>
wird, wo er am wenigsten ins Auge fällt. Das DPCM-Verfahren ist daher gekennzeichnet durch die
Abschwächung mittels grober Quantisierung für Signalkomponenten hoher Frequenz.
Wenn diese Kodierung jedoch bei einem zusammen- 4
> gesetzten Farbfernsehsignal mit Ö25 Zeilen entsprechend dem NTSC- oder PAL-System angewendet wird,
ergibt sich ein erheblicher Verlust bezüglich der Farbsättigung und ein wesentlicher Betrag an Rauschen
wegen Körnungsquaniisierung. Obwohl nämlich ein '>
<> Farbbild beinahe ebenso reduntant ist wie ein monochromatisches Bild, insofern es große Bereiche
konstanter Helligkeit und Farbe hat, werden die Information über den Farbton und die Sättigung im
NTSC- und PAL-System durch die Phase bzw. die v> Amplitude eine Bezugsträgerfrequenz nahe der oberen
Frequenzgrenze des Video-Spektrums bestimmt. Das Video-Signal hat daher keine Bereiche konstanter
Spannung mit Ausnahme solchen, wo die Farbe neutral ist, und folglich hat die Bezugsträgerfrequenz die m)
Amplitude null, so daß das DPCM-System sich fortwährend im Zustand der »slope overload« bei dem
Versuch befindet, den Bezugsträgersinusschwingungen zu folgen, wodurch ein großer Quantisierungsfehler
entsteht. f>*>
Diese Unverträglichkeit zwischen dem DPCM-Verfahren und Trägersystrmen für analoge Farbfernsehübertragung (PAL, NTSC) hat zu anderen Vorschlägen
für die Kodierung von Farbfernsehinformation geführt,
indem das zusammengesetzte PAL- odar NTSC-Signal
in seine primären Komponenten rot, grün und biau (oder Y, /und Q für die Helligkeitsinformation und zwei
Farbdifferenzsignale) aufgespalten wird, so daß jede Komponente getrennt durch eines von drei DPCM-Systemen kodiert werden kann, dessen Ausgänge zur
digitalen Übertragung zeitlich im Multiplex Verfahren betrieben werden. Wenn eine weitere analoge Übertragung erforderlich ist, müßten die dekodierten Farbkomponentensignale für das PAl- oder NTSC-Format
reduziert werden. Obgleich das PAL-Format ein extrem robustes Paket ist, das eine sehr feine Einstellung des
Farbgleichgewichtes vor der Kodierung enthält und dieses Gleichgewicht selbst bei größeren Kanalverzerrungen, (beispielsweise der differenziellen Verstärkung
und Phasenverschiebung) aufrechterhält, erfordern das Zerlegen und Wieder-Zusammenseizen des PA L-Formates für eine vorübergehende digitale Übertragung
mindestens eine so sorgfältige Stosrung der Verstärkungen und Phasen der drei Komponenten-Signale, wie
sie im Fernsehstudio aufgeprägt wurden. Darüber hinaus weist das PAL-Trägersystem schon eine
»Bandbreitenverdichtung« auf, welche Farbinfoi mation
in die monochromatische Fernsehbandbreite für den kompatiblen Empfang durch monochromatische oder
Farbfernsehempfänger einsetzt. Dieses System wurde für die Übertragung in der gleichen Form zwischen dem
Studio und dem Heimempfänger geschaffen und war nicht dazu bestimmt, an Zwischenstellen dekodiert und
wieder kodiert zu werden; dies gilt mit Ausnahme des unvermeidbaren Umstandes der Umsetzung aufgrund
verschiedener Normen der einzelnen Länder. Jeder Kodierungs/Dekodierungsvorgang vermindert irreparabel die Bildauflösung und führt Abstufungen ein,
weiche die Verwendung von mehr als einer PAL- (oder NTSC-)Kodiervorrichtung in einem Glied praktisch
ausschließen.
Ferner ist ein Farbfernsehsystem mit PCM-Kodierung geschaffen worden, in dessen Sendestation die
Lcichtdichte und der Leuchtdichtewechsel eines übertragenen Bildes in Anaiogiorm erfaßt und die
Analogsignale in PCM-kodierte Leuchtdichte-Digitalsignale und Leuchtdichtewechsel-Digitalsigiiale umgewandelt werden. Ferner werden zwii unabhängige
Farb-Analogsignale von dem zu übertragenen Farbbild abgeleitet und in zwei PCM-kodierte Farb-Digitalsigna-Ie und schließlich in ein einziges Farb-Wortsignal
umgewandelt. In der Empfangsstation wird dann das Leuchtdichte-Analogsignal aus den PCM-kodierten
Leuchtdichte- und Leuchtdichtewechsel-Digitalsignalen gebildet, und schließlich wird das Farb-Analogsignal uus
dem Farb-Wortsignal gebildet. Darüber hinaus wird in u'er Sendestation dem zu übertragenden Farb-Wortsignal die zugehörige Adresse in dem sendescitigen
Speicher zugeordnet, wobei auf der Empfängerseite aus der empfangenen Farb-Wortsignaladresse das unter
dieser Adresse in dem empfängerseitigen Speicher gehaltene Farb-"/ortsignal abgeleitet wird, und der
Empfängerspeicher aus dem Sendespeicher während der ZeiJenaustastperioden des überlragenenen Farbfernsehsignal eingestellt wird.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde ein Verfahren zur digitalen Kodierung eines analogen
Signals und damit Or eine differentielle Pulskodemodulation sowie eine Schaltung zur Durchführung des
Verfahrens zu schaffen, welches unter Vermeidung der angeführten Nachteile der herkömmlichen Verfahren
auf analoge Signale mit einem Bezugsträger anwendbar
sind.
Diese Aufgabe ist gemäß der Erfindung bezüglich des Verfahrens durch die Merkmale im kennzeichnenden
Teil des Anspruchs 1 und bezüglich der Schaltung zur -, Durchführung des Verfahrens durch die Merkmale im
kennzeichnenden Teil des Anspruchs 11 gelöst. Vorteilhafte
Weiterbildungen des erfindungsgemäQen Verfahrens sind in den Unteransprüchen angegeben.
Obwohl ein bevorzugter Wert für die Abtastfrequenz i<
> das Dreifache der Frequenz des Bezugsträger ist, können auch Faktoren in der Form von gemischten
Zahlen, wie beispielsweise zweieinhalb verwendet werden. Andererseits kann eine höhere Abtastfrequenz,
beispielsweise das Vierfache der Bezugsfrequenz i> verwendet werden, und es können nur die Abtastsignale
in jedem Satz von vier Abtastungen verwendet werden.
Obwohl die Erfindung besonders vorteilhaft in Verbindung mit der Kodierung von Farhfernsohsignalen
nach dem NTSC- oder PAL-System ist, kann sie >n auch dazu benutzt werden, um ein stereophones Signal
zu kodieren, wobei ein die Differenz zwischen den beiden Kanalsignalen darstellendes Signal auf einen
Bezugsträger von üblicherweise 38 kHz moduliert ist.
Nachstehend werden bevorzugte Ausführungsformen : >
der Erfindung anhand der Zeichnungen erläutert. Es zeigt
F i g. I ein Blockschaltbild einer Schaltung zur Differenzpulskodemodulation, in welcher die Erfindung
angewendet werden kann, jo
Fig. 2 eine Darstellung eines Beispiels entsprechend
abgestufter Quantisierungspegel, welche hierzu verwendet werden können,
Fig.3 ein Blockdiagramm einer anderen Ausführungsform
eines Differenzpulskodemodulationssystems, η bei welchem die Erfindung angewendet werden kann
und welches für ein Fernsehvideosignal geeignet ist,
F i g. 1 eine Abwandlung des Blockschaltbildes nach Fig. 1, welche geeignet ist für die digitale Übertragung
eines Farbfernsehsignals nach der Erfindung, w
F i g. 5 eine allgemeinere Ausführung der Schaltung nach F i g. 3,
F i g. 6 ein Diagramm zur Erläuterung des Betriebs der Schaltung nach Fig.5, wenn diese in Verbindung
mit einem Farbfernsehsignal nach dem NZSC-System -n benutzt wird,
F i g. 7 ein Diagramm zur Erläuterung des Betriebs
der Schaltung nach F i g. 5, wenn diese für Farbfernsehsignal nach dem PAL-System verwendet wird.
Fig.8 eine Ausführungsform der Schaltung nach F i g. 5 mit einer PAL-Modifizierung und
F i g. 9 ein Diagramm zur Erläuterung des Betriebs der Schaltung nach F i g. 8.
In den Fig.6, 7 und 9 stellen die kleinen Kreise
Abtastpunkte, die Kreuze Abtastpunkte mit der gleichen Bezugsträgerphase wie der Punkt P und die
unterbrochenen Linien die eingefügten Abtastzeilen des anderen Feldes dar.
Die drei wesentlichen Merkmale des DPCM-Systemes nach F i g. 1 sind die Differenzierung, die Quantisierung
und die Integration. Das Integrationsverfahren beim Empfänger ist der Differenzbildung beim Sender
komplementär zugeordnet.
Das zu kodierende Signal wird über einen Leiter 1 einem Eingang eines Subtrahiergliedes 2 zugeführt. Das
Differenzsi^na! des Subtrahier^liedes 2 wird in der
Einheit 3 abgetastet und quantisiert und dann in einer binären Kodierstufe 4 kodiert. Der quantisierte
Differenzwert wird auch einem Eingang eines Addiergliedes S zugeführt, welches ein Summiersignal über
eine Verzögerungsschaltung 6 abgibt. Dieses Signal wird mit negativem Vorzeichen dem Element 2 und mit
positivern Vorzeichen dem Element 5 zugeführt. Nach der Übertragung über einen Kanal 7 wird das digital
kodierte, quantisierte Differenzsignal wieder durch eine binäre Dekodierschaltung 8 in analoge Form umgewandelt,
und die analogen Signale werden als der eine Eingang einem zweiten Addierglied 9 zugeführt. Das
der Summe entsprechende Signal am Ausgang des Gliedes 9 wird auf der Leitung 10 des Systems
abgegeben und auch über eine Verzögerungsschaltung 11 rückgekoppelt, um den zweiten Eingang für das Glied
9 zu bilden. Die Schaltungsglieder 1 bis 6 bilden den Sender und die Schaltungsglieder 8 bis U bilden den
Empfänger, wobei beide Gruppen durch den digitalen Übertragungskanal 7 verbunden sind.
durch die Schaltungsglieder 6 bis 11 bedingten Verzögerungen gleich dem Zeitintervall zwischen
aufeinanderfolgenden Abtastungen sind, so daß die Differenz zwischen dem Augenblickswert des Eingangssignal
und der Summe der vorher abgetasteten Differenzwerte am Ausgang des Gliedes 2 auftritt und
für die Übertragung an den Empfänger quantisiert und digitalisiert wird. Im Empfänger werden die Differenzen
summic't. um das Eingangssignal wieder zu regenerieren.
Der Ausgang der Verzögerungsschaltung 6 entspricht dem Ausgang des Empfängers auf der
Leitung 10. Da das System quant'sierte Differenzwerte überträgt, ist es tür den Integrator des Empfängers
möglich, den Quantisierungsfehler zu speichern, sofern die Quantisierschaltung nicht in die Rückkopplungsschleife des Senders gelegt wird, der die Differenzbildung
bewirkt. Somit ist der quantisierte übertragene Differenzwert n'cht die Differenz zwischen zwei
Eingangsbildabtas werten sondern die Differenz zwischen einem neuen Bildabtastwert und der Summe aller
quantisierten Differenzwerte, die vorher an den Empfänger gelangt sind. Daher entstehen im Sender
und im Empfänger identisch dekodierte Bilder und beide benutzen das gleiche Referenzsignal, um es zu jedem
nachfolgend übertragenen Differenzwert hinzu zu addieren.
Die subjektive Rechtfertigung für die Verwendung des DPCM-Verfahrens für monochromatische Fernsehbilder
besteht darin, daß das Auge insbesondere empfindlich für Rauschen und die Quantisierung von
Konturen in Bereichen mit wenigen Einzelheiten, d. h. sich allmählich ändernden Bereichen eines Bild»", ist,
wogegen das Auge beträchtliche Rauschwerte und Amplitudenverzerrungen der Abtastwerte in Bereichen
mit vielen Einzelheiten und an den Rändern bzw. Umgrenzungen verträgt Die kombinierten Vorgänge
der Differenzbildung und der darauf folgenden auf einen Wert zulaufenden Quantisierung gemäß F i g. 2 haben
die Wirkung, daß sie den Bereich mit vielen Einzelheiten und denjenigen mit wenig Einzelheiten trennen und
diese Bereiche entsprechend quantisieren. In den Bereichen mit wenigen Einzelheiten, wo die Abtastdifferenzen
klein sind, arbeitet die Vorrichtung im Zentrum der Quantisierungscharakteristik und erzeugt kleine
Quantisierungsfehler. Wenn die Bildinformation bzw. die Einzelheiten und damit die Differenz der Abtastampütudenwerte
zunehmen, nehmen auch proportional die Quantisierungsfehler zu. Daher kann die beschränkte
Anzahl von Quantisierungspegeln optimal genutzt
werden, indem die inneren Schweilwerte so abgeglichen
werden, daß die Körnung, d. h. das Rauschen und die Konturbildung in Bereichen mit wenig Information
minimal gemacht wird, wogegen die äußeren Pegelwerte so groß wie möglich gemacht werden, um einen
Effekt herabzusetzen, der als »slope overload« bekannt ist und auf folgende Weise entsteht.
D*y- DPCM-System überträgt Abtastwerte, welche
den Augenblicksgradienten der Bildsignale darstellen, so daß eine grobe Quantisierung die Wirkung hat, daß
sie die Frequenz begrenzt, mit welcher de*· Systemausgang einem sich schnell ändernden Eingangssignal,
insbesondere einer großen Amplitude folgen kann. Typischerweise könnten bei einem DPCM-System mit
drei Bits pro Abtastwert (8 Quantisierungspegel) die Ausgangspegel der Charakteristik (F ig. 2) ±2%, +8%,
±14%, ±30% des Spitzenwertes der Eingangsvideoamplitude betragen. Daher würde dieses System mehr
als drei Abtastnerioden benötigen, um einen nlfilzlirhpn
Schwarz-Weiß-Übergang darzustellen und würde einen derartigen Rand im Bild merklich verwischen. Natürlich
würde die Anstiegszeit für Übergänge des Eingangssignals von gerade weniger als 30% erhalten bleiben und
bei manchen Rändern des Systems sogar erhöht werden.
Entsprechend der statistischen Konzeption der Signalkodierung sagt das DPCM-System voraus, daß
jeder Abtastwert des Fernsehsignals gleich dem vorherigen Wert ist und zum Empfänger jeweils nur den
Betrag überträgt, um welchen diese Vorhersage falsch ist. Er wurde auch eine andere Voraussage als die vom
vorherigen Abtastwert ausgehende benutzt, aber es läßt sich zeigen, daß in einer Fernsehabtastzeile nur ein
vernachlässigbarer Vorteil erzielt wird, wenn man mehr als den vorherigen Abtastwert benutzt. Bei einer
beschränkten Datenfrequenz und bei Einstellung der verfügbaren Pegelwerte auf minimale Körnung und
Konturbildung verwischt das DPCM-System daher vertikale und nahezu vertikale Ränder im Bild. Wenn die
»Abtastverzögerung« in den Schaltungselementen 6 und 11 der Fig. 1 durch eine Abtastperiode der
Fernsehziele ersetzt wird, kann die von der vorherigen Zeile ausgehende Voraussage wahrgenommen werden,
die sich ähnlich verhält, wobei jedoch nunmehr die Unscharfe bei horizontalen und nahezu horizontalen
Rändern des Bildes auftritt. Die Unscharfe ist geringfügig größer als bei der vorherigen Abtastung, da
der angrenzende Abtastwert in der vorherigen Zeile räumlich weiter entfernt ist. bzw. das doppelte des
Zeilenabstandes wegen der gegenseitigen Verschachtelung entfernt ist, als der vorherige Abtastwert in der
gleichen Zeile. Bei einem bestimmten Bild mit besonders ausgeprägten vertikalen Rändern ist jedoch die
Bildqualität der Benutzung der vorherigen Zeile wesentlich besser als bei Benutzung der in der
vorherigen Abtastung enthaltenen Voraussage. Zur Abstimmung auf alle Arten von Bildern könnte ein
wirksames System hergestellt werden, wenn eine »zweidimensionale« Voraussage gemäß F i g. 3 aus der
vorhergehenden Zeile und der vorhergehenden Abtastung erzeugt wird. F i g. 3 unterscheidet sich von F i g. 1
darin, daß die Ausgangswerte der Verzögerungsschaltungen 6 und 11 in entsprechenden Summiergliedern 6a
und 11a zu den Ausgangswerten der zusätzlichen Verzögerungsschaltungen Sb und 116 addiert und die
gleichen Signale durch Dividierschaltungen 6c bzw, lic
halbiert werden. Diese zusätzliche Schaltung ergibt eine Voraussage aus den vorherigen Zeilenabtastwerten.
Der Effekt der »slope overload« tritt nun überwiegend an den diagonalen Rändern auf, aber die Bildqualität ist
im allgemeinen derjenigen überlegen, die aich ergäbe, wenn man nur eine einzelne Vorhersage benutzte, da die
) mit dem Effekt der »slope overload« verbundene Unscharfe in dieser Richtung vermindert wird. Die
zweidimensionale Vorhersage hat einen entsprechenden Vorteil bezüglich Kanalfehlern, was die größte
Schwierigkeit für alle differenziellen Kodiersysteme
in darstellt, welche integrierende Empfänger haben und
daher die Kanalfehler aufsummieren. Üblicherweise wird der DPCM-Integrator mit einer Ableitung
versehen, welche die Zeitdauer begrenzt, in welcher ein Fehler wiederholt wird, aber die Streifenbildung durch
ι Ί den impulsförmigen Fehler ist viel sichtbarer als der
einzelne Abtastfehler, der in einem herkömmlichen PCM-System aufträte. Offensichtlich kann der Streifen
kürzer gemacht werden, indem die Integratorableitung prhnhi wird, sber die Vorteile der differentisüen
j» Kodierung werden dann zunehmend aufgegeben. Bei
dem zweidimensionalen DPCM-Verfahren bewirkt eine gegebene Ableitung, daß der Fehler gleichzeitig in
beiden Dimensionen abnimmt, so daß er über einen geringeren Widerstand in irgendeiner Richtung sichtbar
r> ist.
Die vorliegende Erfindung ist darauf begründet, daß zwar die Voraussage aufgrund der vorherigen Abtastung
oder der nächsten Abtastung der vorhergehenden Zeile den Fehler der »slope overload« für das
in monochromatische Fernsehsignal minimal machen
kann, jedoch nicht für ein Farbfernsehträgersystem wie beispielsweise PAL oder NTSC optimal ist. Diese
Schwierigkeit kann überwunden werden, indem die DPCM-Abtastfrequenz phasenmäßig gekoppelt wird,
r> so daß sie eine einfache numerische Beziehung zu der Bezugsträgerfrequenz hat und (für die Vorhersage in
einer Zeile, d. h. die eindimensionale Vorhersage) eine Abtastung als Voraussage benutzt, welche zusammengesetzt
sein kann und um eine ganzzahlige Anzahl von Perioden der Bezugsträgerfrequenz beabstandet ist,
anstatt einfach die vorherige Abtastung heranzuziehen. In dem Ausführungsbeispiel der Erfindung ist die
DPCM-Abtastfrequenz genau dreimal so groß wie die Bezugsträgerfrequenz und die Voraussage wird /on der
4-) drittletzten Abtastung abgeleitet. Der drittletzte Abtastwert
lag genau am gleichen Phasenpunkt in der Bezugsträgerperiode wie der gegenwärtige Abtastwert
und ergibt daher eine ideale Voraussage in Bereichen mit konstanter Farbe und Helligkeit. Um die Anordnung
vi der Fig. 1 derart abzuwandeln, daß sie entsprechend
arbeitet, sind die beiden Verzögerungsglieder 6 und 11
in der Kodierschaltung und im Empfänger jeweils derart aufgebaut, daß sie gemäß F i g. 4 eine Verzögerung mit
drei Abtastwerten haben. Am Quantisierungseingang wird ein Differenzsignal erzeugt wenn sich der
Helligkeitswert des Eingangssignals wie im Falle eines monochromatischen Signals ändert und auch wenn die
Phase des Bezugsträgersignals sich an einer Farbgrenze im Bild ändert. Die Schaltung ergibt daher das normale
bo Verhalten bezüglich des Effekts »slope overload« bei
Übergängen, hält aber einen vollständigen Zyklus des Bezugsträgersignals aufrecht das in der Rückkopplungsschlaufe
rückgekoppelt wird, so daß kein Differenzsignal und damit auch keine »EntSättigung« der
b5 Farbe in den Bereichen mit konstanter Farbe und mit
wenigen Einzelheiten auftritt. Die Vorrichtung kann daher in gleicher Weise monochromatische oder
Trägerfrequenz-Farbsignale verarbeiten, obeleich der
»slope overload« Effekt bei den vorherigen Signalen schlimmer ist als bei dein UPCM-Verfahren mit
vorherigen Abtastung, da die Voraussage im Bild dreimal weiter entfernt ist. Man hat experimentell
festgestellt, daß kein Verlust der Farbsättigung auftritt, und daß bei geeigneter Einstellung einer sich in Stufen
verjüngenden Quantisierungscharakteristik von nur acht Pegeln der »slope overload« Effekt nicht viel
schlimmer bei den Farbgrenzen ist, als derjenige, der durch die normalen Bandbreitenbeschränkungen des
PAL-Farbfernsehsystems bedingt ist. Dieser Effekt ist jedoch bei krassen Schwär/-Weiß-Übergangen in
einem monochromatischen Bild bei nur drei Bits pro Abtastkodierung (was acht Quantisierungspegcln entspricht)
sehr stark und es sollten für ein befriedigendes Betriebsverhalten vier oder mehr Bits pro Abtastwert
verwendet werden.
Wie für monochromatische Fernsehsignal vorgeschlagen
wurde, kann die aus der vorherigen Zeile bestimmte Voraussage auch für das Farb-DPCM-System
entsprechend der Erfindung verwendet werden. In der Tat kann beim NTSC-System ein besseres Bild
erreicht werden, als wenn man die aus der gleichen Zeile abgeleitete Voraussage nähme, indem als Voraussage
der nächste Abtastwert in der vorhergehenden Zeile genommen wird, der am gleichen Punkt in der
Bezugsträgerperiode liegt, da er nur ungefähr zwei Bildelemente aufgrund der Verschachtelung entfernt ist,
wogegen bei der Voraussage aufgrund der gleichen Zeile der Abstand drei Bildelemente beträgt. Dieser
Vorteil kann auch bei dem PAL-Signal erreicht werden,
wenn die Schwierigkeit der zeilenweisen Phasenumkehr des Differenzsignals der roten Farbe überwunden wird,
wie nachfolgend beschrieben wird.
Nachfolgend werden genaue Abstände für die PAL- und NTSC-Signale anhand von Beispielen berechnet.
Diese Abstände tragen den Viertelzeilen- und Halbzeilenversetzungen in der Bezugsträgerfrequenz Rechnung,
welche ursprünglich vorgesehen wurden, um die Sichtbarkeit der Farbkomponenten auf einem kompatiblen
monochromatischen Empfänger minimal zu machen. Diese Verschiebungen haben die Wirkung, daß
die optimalen DPCM-Schleifenverzögerungen nicht genau einer Zeilenperiode entsprechen.
Beim PAL-System hat die zeilenweise Phasenumkehr des Differenzsignals der roten Farbe die Wirkung, das
die Voraussage der vorhergehenden Zeile erfordert, daß die Verzögerung in der DPCM-Schleife in
Gegenphase zu der PAL Umschaltung, und zwar mit emem Betrag erfolgen muß, der von dem Farbton
abhängt. Daher kann die Vorhersage der vorherigen Zeile nicht bei PAL-Signalen benutzt werden, wenn
nicht die Wirkung der PAL-Umschaltung überwunden wird. Es ist jedoch möglich, die vorletzte Zeile zur
Vorhersage heranzuziehen, da abwechselnde Zeilen die gleiche Bezugsträgerphase haben. Dies hat jedoch den
Nachteil, daß der vorhergesagte Abtastwert doppelt so weit entfernt ist, als es für NTSC-Signale erforderlich ist
und der Effekt der vertikalen »slope overload« wird ungünstiger als der entsprechende horizontale Effekt
bei der Voraussage aus der gleichen Zeile wäre.
Die folgenden Beispiele der Kodierung von PAL- und NTSC-Signalen beziehen sich auf Fig.5, die eine
Anordnung für ein System darstellt, welches die Vorhersagen der gleichen Zeile und der vorhergehenden
Ζεϋε, welche durch die relativen Yerzögenüiger. D-,
und Di definiert sind, mit den Gewichtungcn a\ und Λϊ
vergleichen. Bei der Vorhersage der gleichen Zeile gilt ih = 0 und <ii = 1, während für die Vorhersage der
vorherigen Zeile a\-0 und 32=1 ist. Für die
kombinierte Vorhersage gilt ai + a2=l, so daß die
Schleifenversiärkung für die Bezugsträgerfrequenz gleich eins und die Farbsättigung konstant gehalten
wird, während die einzelnen Werte von ai und ai
subjektiv entsprechend den Abständen der unten berechneten Voraussagen gewählt werden können.
Ein Farbfernsehsignal im NTSC-System, welches der Europäischen Norm mit 625 Zeilen pro Bildrahmen und
50 ineinander geschachtelten Bilder pro Sekunde entspricht, erfordert eine Bezugsträgerfrequenz von
4,4296875 MHz, welche eine ungerade Harmonische der Halbzeilenfrequenz von 15,625MHz ist. Nach einem
Ausführungsbeispiel der Erfindung wird eine Abtastfrequenz von 13,2890625 MIIz bei einer Abtastperiode von
75.24985 ns verwendet. Die erforderliche Verzögerung CDi in Fig. 5) für die Schleife bei aus der gleichen Zeile
abgeleiteter Voraussage beträgt 225,75 ns (vergleiche PR in Fi g. 6) und die Verzögerung für die Voraussage
entsprechend der vorhergehenden Zeile (Ch) ist eine Zeilenperiode ± eine Halbperiode der Bezugsträgerfrequenz,
wie durch die Linie PUm Fig.6 angedeutet
ist. Somit ist D3 = 64 ns± 112,875 ns.
Bei Verwendung der Voraussage aufgrund der gleichen Zeile treten die Unscharfe wegen des besagten
Effekts und Streifen wegen Kanalfehlern offensichtlich in der Horizontalen auf. Bei der Voraussage aus der
vorherigen Zeile treten solche Streifen nur bei 40° zur Vertikalen wegen der Versetzung um die Halbzeilenfrequenz
auf, wobei der Keil-Faktor berücksichtigt wird. Am meisten unterliegen diesem Effekt diejenigen
Ränder, die zur Horizontalen um 40° geneigt sind. Bei einer Kombination beider Voraussagen ist dieser Effekt
am schlimmsten innerhalb des Winkels von 60° zur Vertikalen, je nach der Art der Kombination beider
Voraussagen. Wegen der Differenzabstände der beiden Voraussagen würden sie nicht notwendigerweise mit
der gleichen Gewichtung kombiniert und die Voraussage aufgrund der vorhergehenden Zeile konnte stärker
als die weniger weit beabstandete Zeile bewertet werden; dies bedeutet, daß Pl/kürzeral;, P/? ist.
Ein Farbfernsehsignal gemäß dem NTSC-System, das der amerikanischen Norm von 525 Zeilen pro
Bildrahmen und 60 Bildern pro Sekunde entspricht, erfordert eine Bezugsträgerfrequenz von
3,579545 MHz, was wiederum ein ungerades Vielfaches der Halbzeilenfrequenz ist. Die zusammengesetzte
Videobandbreite beträgt nur 4,5 MHz.
Die gleichen Betrachtungen gelten für das europäische NTSC-System mit dem Unterschied, daß der
unterschiedliche Keil-Faktor die Richtung des besagten Effekts bei der Voraussage aufgrund der vorhergehenden
Zeile und die entsprechenden Gewichtungen beeinflußt, mit denen die einzelnen Voraussagen
kombiniert werden sollten. Die Voraussage aufgrund der vorhergehenden Zeile weist einen kleineren
Abstand auf und ist wiederum der Voraussage aufgrund der gleichen Zeile überlegen.
Bei einem PAL-Farbfernsehsignai, das der europäischen
Norm entspricht, ist eine Bezugsträgerfrequenz von 4,43361875 MHz erforderlich, die eine ungerade
ti
Harmonische der Viertelzeilenfrequenz von 15,625 kHz
ist. Die DPCM-Abtastfrequenz nach einem Ausführungsbeiapiel
der Erfindung beträgt 13,30085625 MHz,
so daß sich eine Abtastperiode von 75,183 ns ergibt. Die erforderlichen Verzögerung (Dt) in der Schleife der
gleichen Zeile beträgt daher 225,56 ns gemäß der Zeile PR in F i g. 7 und das diese Voraussage benutzende
Verfahren arbeitet nur im NTSC-System genau (mit Ausnahme des üblichen Vorteiles des PAL-Systems, das
jede Phasenverzerrung durch Mittelwertbildung über zwei Zeilen in Amplitudenverzerrung umgesetzt wird).
Die Voraussage aufgrund der vorhergehenden Zeile wird durch die PAL-Umschaltung kompliziert, welche
die Phase des Differenzsignals der roten Farbe bei abwechselnden Zeilen um 180° ändert. Daher sollte in
Bereichen ohne blaues Differenzsignal die Länge der Verzögerungsleitung (Di) um ±56,39 ns in Gegenphase
zu der PAL-Umschaltung geschaltet werden, um eine optimale Voraussage zu erhalten. In Bereichen ohne ein
rotes Diffcrerizsignal tritt dagegen effektiv keine zeilenweis, Phasenumschaltung auf und die optimale
Länge der Verzögerungsleitung ist bei einer Zeilenperiode konstant +56,39 ns. Es ist daher unmöglich, eine
optimale Voraussage durch eine einfache Umschaltung zu erhalten, da die räumliche Länge der Verzögerungsleitung
mit dem Farbton des Bildes kontinuierlich geändert werden muß.
Eine einfachere Ausweichlösung besteht darin, die Voraussage aus der vorletzten Zeile herzuleiten, für
welche die optimale Verzögerung unabhängig von der PAL-Umschaltung und gleich zwei Zeilenperioden ±
einer Halbperiode der Bezugsträgerfrequenz gemäß Fig. 7 ist. Somit ist D2= 128 μβ± 112,78 ns. Die Unscharfe
wegen des besagten Effektes und Streifen wegen Kanalfehlern ergeben sich bei einem Winkel von
23° zur Vertikalen lediglich bei dieser Voraussage. Der Abstand der Voraussage ist größer als bei derjenigen
aus der gleichen Zeile, er ist jedoch nicht so groß, um für die kombinierte Voraussage einen nutzvollen Beitrag zu
ergeben. Die Voraussagen sollten derart kombiniert werden, daß eine wirkungsvollere Voraussage diejenige
ist, die den minimalen Abstand aufweist, obgleich selbst ein einfacher Durchschnittswert eine verbesserte
Bildqualität im Vergleich zu der Voraussage aufgrund der gleichen Zeile ergibt.
Im PAL-System kann eine Voraussage aus der vorhergehenden Zeile mittels einer Schaltung erhalten
werden, die als »PAL modifier« bekannt ist. Die Modulanon des Chrominanzsignals durch eine Sinus-Schwingung
mit der doppelten Bezugsträgerfrequenz (d.h. 8,86MHz) erzeugt das konjugierte Farbsignal
sowie Komponenten nahe der dritten Harmonischen der Bezugsträgerfrequenz, die durch ein Tiefpaßfilter
mit 5,8 MHz entfern', werden können. F i g. 8 stellt die Schaltung der Fi g. 5 mit zusätzlichen PAL-Modifizierschaltungen
12 und 16 und Tiefpaßfiltern 13 und 17 dar. Der Einsatz einer PAL-Modifizierschaltung in der
Verzögerungsleitung der vorhergehenden Zeile mit einer Verzögerung 6ß und der Multiplizierschnltung a2
der Fig.5 erzeugt eine genaue Chrominanzvoraussage von einem Punkt U in der vorhergehenden Zeile gemäß
Fig.9. Dieses konjugierte Chrominanzsignal wird durch spektral invertierte Luminanzenergie innerhalb
des Chrominanzdurchlaßbandes verfälscht. Dies könnte vermieden werden, indem am Eingang der PAL-Modifizierschaitüng
ein Kammfilter verwendet wird, wobei allerdings vertikale Genauigkeit verlorengeht
Eine vorstehend beschriebene PAL-Modifizierschaltung ergibt eine Chrominanzvoraussage, wobei es
jedoch erforderlich ist, diese mit einem Helligkeitssignal zu ergänzen, da die Verwendung lediglich der
Komponenten mit hoher Frequenz in einer Voraussage
■") der Verwendung eines DPCM-Integrators mit einer
schnellen Ableitung entspricht, was zu einer starken Konturbildung und Körnung führt. Es kann eine
»split-band« Voraussage verwendet werden, welche die Chrominanz über eine PAL-Modifizierschaltung und die
ι» Helligkeitsinformation direkt über ein Kammfilter
erhält und diese beiden Voraussagen getrennt von den entsprechenden Abtastwerten ableitet, was den gesamten
Voraussageabstand minimal macht. Dabei wird angemerkt, daß der Voraussageabstand der vorherge-
r. henden Zeile über die Chrominanz beim PAL-System kürzer als derjenige beim NTSC-System wegen der
entsprechenden Versetzungen der angrenzenden Linien in einem Feld einer Viertel- und einer Halbwellenperiorlp ist IPl /in Fi α fi im Vprglpirh yii P//in F i g Q)
.mi Wo die »split-band« Voraussage verwendet werden
soll, kann man auch trigonometrische Addition oder Subtraktion verwenden, um Chrominanzvoraussagen
für benachbarte Abtastwerte verschiedener Punkte in einer Bezugsträgerperiode zu berechnen. Dies ist relativ
.'■> einfach, wenn die Abtastfrequenz genau das Dreifache
der Bezugsträgerfrequenz beträgt und die Abtastphasen können sich nur um ± 2 jr/3 unterscheiden. Hierzu wird
beispielsweise die Anordnung nach Fig. 8 in Verbindung mit derjenigen gemäß Fig. 9 herangezogen. In
κι F i g. 8 wurde D. gleich Dry (Zeitverzögerung zwischen
den Punkten P und Q), Di gleich Drs und Di gleich Dsn
gewählt. Eine zusammengesetzte Voraussage wird durch dreifache Kombination des vorhergehenden
Abtastwertes Q und der beiden Ab'astwerte S und IJ
ti der vorhergehenden Zeile erhalten, welche von dem
vorhergesagten Punkt P um Drs bzw. Drs-'t Dsv
verzögert sind.
Die Helligkeitsvoraussage wird nur von ζ) abgeleitet,
hat jedoch den kleinsten Voraussageabstand von
κι 1,1 min arc bei Betrachtung von sechs mal der Bildhöhe,
wogegen die Chrominanzvoraussage zweidimensional ist. Wenn der Punkt P die Bezugsträgerphase Φ in
F i g. 9 hat, und das zusammengesetzte Signal an diesem Punkt
•ti Vi(O= Lump+ Cpsin (wt+Φ)
ist, wo Lurnp das Helligkeitssignal bei P und Q die
Amplitude bei Pder Bezugsträgerfrequenz y^ ist, kann
der vorhergehende Abtastwert Q dargestellt werden "■" durch:
(wt + Φ)- 2 π/3).
Nach der PAL-Modifikalion gemäß dem Zeichen*
hat die Bezugs;rägerfrequenz am Punkt Ueine ähnliche
-,-> Phase wie am Punkt P;d. h.
ν*ι(I)=Cusin (wt+Φ).
S, der vorletzte Abtastwert zu U hat eine ähnliche Phase nach der PAL-Modifizierung bezüglich Q:
b" v*s(t)=Cssm(wt+Φ-2 πIi)
Wenn Cs= Cq ist, ist die Bandbreitenbegrenzung des
Chrominanzkanals, welche sicherzustellen hilft, daß der Unterschied bezüglich der Qualität klein ist:
*" yp(0-y*s(t)+ v*i(t)=LumQ= G/sin (wt + Φ)
was im allgemeinen eine gute Voraussage für den Punkt P ist.
In F i g. 7 wurde angenommen, daß die PAL-Modifizierschaltung
und die anderen Schaltungskomponenten keine Zeitverzögerungen einführen, mil Ausnahme der
Verzögerungselemente
= 75,183 ns,
= 64 μ$ + 56,39 ns - 15037 ns = 63,9 iis und
= 2 (75,185) ns= 150,37 ns.
Dp
In F i g. 9 kann der Punkt W des Punktes S für die in
vorher beschriebene Voraussage
VQ(O-V* s(t)+V* U(t)
benutzt werden. Dies ergibt die Voraussage
νφ)-ν>>
w(t)+v> ü(t). '"'
Dies kann bei der Schaltung gemäß Fig.8 verwirklicht
werden, indem die Verzögerung Di in Dpa die
Verzögerung Di in Duw geändert und der Umkehrverstärker
(14, 18) in den Pfad des Verzögerungselements
Dj (15,19) gelegt wird. Diese Voraussage ist vorteilhaft
durch die größere Nähe zu Q als von 5 zu Q und ergibt eine bessere Auslöschung der Chrominanzkomponente
von vq(0-
Die Ableitung der Chrominanzvoraussagen von den benachbarten Abtastwerten an verschiedenen Punkten
in der Bezugsträgerperiode durch trigonometrische Addition oder Subtraktion können noch benutzt
werden, wenn die Abtastfrequenz nicht ganzzahlig oder harmonisch auf die Bezugsträgerfrequenz bezogen ist
Das Dreifache der Bezugsträgerfrequenz ist in jedem Fall eine zu hohe Abtastfrequenz für ein Signal mit einer
Handbreite von nur 5,5 MHz und es ist angebracht, bei so tiefen Frequenzen wie 12,5MHz Tiefpaßfilter
vorzusehen. Vorausgesetzt daß die Abtastfrequenz bekannt und stabil ist, so können die Gewichtungskoeffizienten
zu gewissen Nachbarabtastwerten abgeleitet werden, weiche eine Einheitsverstärkung in den
Voraussageschleifen bei den Chrominanz- und Helligkeitskomponenten des Signals sicherstellen.
Hierzu 4 Blatt Zeichnungen
Claims (11)
1. Verfahren zur digitalen Kodierung eines analogen Signals mit einer Komponente eines
Signals einer Frequenz f, die Amplituden- und geringen Frequenzänderungen ausgesetzt ist, insbesondere
für Farbfernsehsignal nach dem NTSC- oder PAL-System, in welchen die Farbinformation
als Phasen- und Amplitudenmodulation eines Bezugsträgers übertragen wird, dadurch gekennzeichnet,
daß die Amplitude des analogen Signals bei einer Frequenz abgetastet wird, die im
wesentlichen gleich Nf ist, wobei N ein Quotient kleiner ganzer Zahlen ist, und daß für jeden
Abtastaugenblick in digitaler Form die Differenz zwischen der Amplitude des analogen Signals in
einem speziellen Abtastaugenblick und einem aufgenommenen Wert geschaffen wird, der die
Amplitude des analogen Signals in einem AbtastaugenblicV
sine Anzahl ganzer Perioden vorher bei der Frequenz /"darstellt.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Abtastfrequenz gleich dem
dreifachen der Bezugsträgerfrequenz ist.
3. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der vorherige Wert des Signals durch
Abtastung des analogen Signals zu einer früheren Zeit abgeleitet wird, das von dem Augenblickswert
des Signals, mit dem es verglichen wird, um ein ganzzahliges Vielfaches der Perioden der Bezugsträgerfrequenz beabstandet ist
4. Verfahren nacii Ansp-:<ich 3, dadurch gekennzeichnet,
daß die garn ο Zahl eins ist.
5. Verfahren nach Ansprut > 1, dadurch gekennzeichnet,
daß der Augenblickswert des Signals auch mit einem zweiten vorhergehenden Wert des
Signals verglichen wird und ein zweiter Differenzwert abgeleitet wird, der erste Differenzwert und
der zweite Differenzwert addiert und die Summe der Differenzwerte digital kodiert wird.
6. Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß das analoge Signal ein Farbfernsehvideosignal
ist, der erste vorhergehende Wert zeitlich von dem Augenblickswert um eine Periode der
Bezugsträgerfrequenz beabstandet ist und der zweite vorhergehende Wert zeitlich von dem
Augenblickswert durch ein Intervall von etwa einer Zeile der Abtastung beabstandet ist, durch welche
das Videosignal erzeugt wurde und das Intervall gleich einer ganzzahligen Anzahl von Perioden der
Bezugsträgerff-equenz ist.
7. Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß das analoge Signal ein Farbfernsehvideosignal
nach dem PAL-System ist, der erstgenannte vorherigeWert zeitlich von dem Augenblickswert
durch eine Periode der Hilfsträgerfrequenz beabstandet ist und der zweite vorherige Wert zeitlich
von dem Augenblickswert durch ein Intervall von etwa zwei Zeilen der Abtastung beabstandet ist,
durch welche das Videosignal erzeugt wurde und das Intervall eine ganzzahlige Anzahl von Perioden der
Bezugsträgerfrequenz ist.
8. Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß das Farbfernsehvideosignal dem
PAL-System entspricht und der zweite vorherige Wert von dem Videosignal nach dessen Kombination
mit einer Sinus-Schwingung von einer Frequenz
abgeleitet ist, die doppelt so groß wie die Bezugsträgerfrequenz ist, so daß die Phasenumkehr
der Farbhilfsträgerfrequenz bezüglich einer bestimmten Phase in den jeweils übernächsten
Abtastzeilen kompensiert wird, durch welche das Videosignal erzeugt wurde.
9. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Augenblickswert der Basisbandkomponente
mit einem zweiten Wert der Basisbandkomponente verglichen wird, der an einem vorherigen
Abtastaugenblick abgeleitet wurde und der Augenblickswert der Bezugsträgerfrequenz mit dem
zweiten Wert der Bezugsträgerfrequenz verglichen wird, der durch die Kombination verschiedener
vorheriger Werte abgeleitet wurde und die Anzahl der Ableitungen der vorherigen Werte von dem
analogen Signal und die Art der Kombination zur Erzeugung des zweiten Wertes der Bezussträgerfrequenz
derart gewählt werden, daß der zweite Wert dem Wert der Bezugsträgerfrequenz entspricht, die
zeitlich von dem Augenblickswert der Bezugsträgerfrequenz durch eine ganzzahlige Anzahl an Perioden
der Bezugsträgerfrequenz beabstandet ist
10. Verfahren nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß vor der digitalen Kodierung das
Differenzsignal oder die Summe der Differenzsignale einer Quantisierung unterworfen werden, bei
welcher die Quantisierungspegel bei kleinen Signalwerten kleine Abstände und bei größeren Signalwerten
größere Abstände haben.
11. Schaltung zur Durchführung des Verfahrens
nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das analoge Signal an einem Abtaster angelegt ist um
dessen Amplitude bei einer Frequenz abzutasten, die im wesentlichen gleich Nf ist, wobei Nein Quotient
kleiner ganzer Zahlen ist, daß jeder Abtastwert an ein Subtrahierglied angelegt ist, an welchem von
einem Speicher oder einem Verzögerungsglied aus ein aufgenommener Wert angelegt ist, der die
Amplitude des analogen Signals eine Anzahl ganzer Perioden früher als der spezielle Abtastwert bei der
Frequenz /'darstellt, so daß das Subtrahierglied ein
Signal bildet, das gleich der Differenz zwischen dem Abtastwert und dem aufgenommenen Wert ist, und
daß das Differenzsignal an einen Analog-Digital-Umsetzer angelegt ist, um ein digitales Ausgangssignal
zu erzeugen.
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