DE2241457A1

DE2241457A1 - Verfahren zur digitalen kodierung

Info

Publication number: DE2241457A1
Application number: DE2241457A
Authority: DE
Inventors: John Edward Thompson
Original assignee: POST OFFICE LONDON; Post Office
Current assignee: British Telecommunications PLC
Priority date: 1971-08-27
Filing date: 1972-08-23
Publication date: 1973-03-08
Also published as: JPS53149717A; NL173344B; JPS4832419A; GB1344312A; NL173344C; DE2241457C3; NL7211503A; JPS5714070B2; JPS5714633B2; DE2241457B2; FR2150843A1; FR2150843B1; US3921204A; CA1007749A

Description

DIPL ING. H. MARSCH

PATENTANWÄLTE

DÜSSELDORF

UNDEMANNSTR. 31, T. 67 2244

Beschreibung zum Patentgesueh

THE POST OFFICE, a British body corporate,.of 23 Howland . Street, London WlP 6HQ„ Eagland

betreffend?

Verfahren zus digitalen

Die Erfindung betrifft ©in Verfahr©» guar digitalen Kodierung ' von analogen Signalen mit ©iaer a«f <sia© Hilfsträgerfreguenz modulierten Komponente «ad ist insbesondere vorteilhaft bei der digitalen Kodierung eia@s Parbfsasssfosigaales nach dem NTSC oder PÄL System.

Bei jedem digitalen lodi©rsjst@® ist <ss wieatig_P dan® das kodierte Signal ©in analoges Sigaal s© Saaiidh wie mögliefe und mit einem Minimoas an S@duadaag i^iedargibt _B mn Bandbreite in jedem Kaaal sa spareaj, ia ^®lea©Ei das Sigaal Übertrages* werden soll» Hiorzia ist das Wes-fahrea d®r Diff©r©ng"Impalskod©™ ifodulation (DPCMi bekaaat^ bei w©Iefo<sa aieht der Augenblickswert des Signaies soadara di® ®iff@r@as suischen dem Äugenblickswerfe isnd ©1β@© iforh©£igsa i'fert α@Θ Sigaaios digitalisiert wird β Das DfGM ¥@rfahs"(sa kaaa allgoKSoia als sehendes¹⁸ Kodienfes-faferea aagssoa©© UGKUmB₁, d® @s

sehbarkelt (d.h. die Redundanz) eines Signalee ausnutzt, um eine verminderte digitale Frequenz für die Pulskodemodulationsübertragung zu erreichen. Bei einem monochromatischen Fernsehsignal ist die Redundanz von Abtastwert zu Abtastwert hoch, wie sich aus dem Signalleistungsspektrum ergibt, bei dem die maximale Energie bei niedrigen Frequenzen liegt. Die Vorhersehbarkeit 1st auch intuitiv erklärbar, da "typische" Fernsehbilder große Bereiche konstanter oder nahezu konstanter Helligkeit aufweisen; bei gegebener Amplitude eines Signalabtastwertes ergibt sich also eine hohe Wahrscheinlichkeit, daß der folgende Abtastwert sehr ähnlich ist. Es sind daher differenziell arbeitende Kodiervorrichtungen gebaut worden, welche die Differenzen zwischen aufeinanderfolgenden Abtastwerten anstelle der absoluten Größen der Abtastwerte selbst kodieren und einen wesentlich geringeren Quantisierungsfehler ergeben als es bei PCM Übertragung für die gleiche Datengeschwindigkeit der Fall wäre. Typischerweise ergeben drei Bits pro Abtastwert im DPCM Verfahren bei monochromatischer Fernsehübertragung mit 625 Zeilen die gleiche Bildqualität wie fünf Bits pro Abtastwert beim PCM Verfahren; bei der geringeren Auflösung von 319 Zeilen bei Sichttelefonsignalen ergeben vier Bits pro Abtastung im DPOM Verfahren ein Bild hoher Qualität, das demjenigen alt sechs bis sieben Bits pro Abtastwert im PCM Verfahren entspricht.

In subjektiver Hineicht macht das DPCM Verfahren wirkungs-

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volleren Gebrauch von jeder Anzahl von Quantisiermgspegeln, indem die Tatsache ausgenutzt wird, daß das menschliche Auge und Gehirn relativ unempfindlich gegenüber Quantisierungsfehlern in detaillierten Teilen eines Bildes 1st. Das DPCM Verfahren quantisiert Bereiche mit weniger Bilddetails sehr fein, um zu vermeiden, daß bezüglich der Konturen und der Körnung Quantisierungsfehler auftreten, da diese in solchen Bereichen sehr ins Auge fallen. Durch die relativ grobe Kodierung der informationsreichen Bereiche wird Kanalkapasität gespart, wobei also der Quantisierungsfehler im DPCH Verfahren hauptsächlich auf die Ränder und die Einzelheiten des Bildes konzentriert wird, wo er am wenigsten ins Auge fällt. Das DPCH Verfahren ist daher gekennzeichnet durch die Abschwächung mittels grober Quantisierung £är Signalkomponenten hoher Frequenz.

Wenn diese Kodierung jedoch bei einem zusamiBeragesetgtea Farbfernsehsignal mit 625 Zeilen entsprechend des NTSC- ©der PAL-System angewendet wird, ergibt sich ein erheblicher Verlust bezüglich der Farbsättigung und ein wesentlicher Betrag an Rauschen wegen Körnungsguahtisierung. Obwohl nämlich ein Farbbild beinaheebenso redundant ist wie ein monochromatisches Bild, insofern es große Bereiche konstanter Helligkeit und Farbe hat, werden die Information über den Farbton und die Sättigung im NTSC- und PAL-System durch die Phase bzw. die Amplitude eine Hilfsträgerfrequenz nahe der oberen Frequenzgrenze des Video-Spektrums bestimmt. Das Video-Signal hat

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daher keine Bereiche konstanter Spannung mit Ausnahme solchen, wo die Farbe neutral ist, und folglich hat die Hilfsträgerfrequenz die Amplitude null, so daß das DPCM System sich fortwährend im Zustand der "slope overload" bei dem Versuch befindet, den Hilfsträgersinusschwingungen su folgen, wodurch ein großer Quantisierungsfehler entsteht.

Diese Unverträglichkeit zwischen dem DPCM Verfahren und j

ί Trägersystemen für analoge Farbfernsehübertragung (PAL, NTSC) hat zu anderen Vorschlägen für die Kodierung von Farbfernsehinformation geführt, indem das zusammengesetzte PAL- oder NTSC-Signal in seine primären Komponenten rot, ,

grün und blau (oder T, I und Q für die Helligkeitsinformation und zwei Farbdifferenzsignale) aufgespalten wird, sojdaß jede Komponente getrennt durch eines von drei DPCM Systemen kodiert werden kann, dessen Ausgänge zur digitalen übertragung zeitlich im Multiplex Verfahren betrieben werden. Wenn eine weitere analoge übertragung erforderlich ist, müßten die dekodierten Farbkomponentensignale für das PAL- OdAr NTSC-Format reduziert werden. Obgleich das PAL-Format ein extrem robustes Paket ist, das eine sehr feine Einstellung des Farbgleichgewichtes vor der Kodierung enthält und dieses Gleichgewicht selbst bei größeren Kanalverzerrungen, (beispielsweise der differenziellen Verstärkung und Phasenverschiebung) aufrecht erhält, erfordern das Zerlegen und Vieder-Zusamaensetzen des PAL-Formates für eine vorüber-

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gehende digitale übertragung mindestens ein® so sorgfältig© Steuerung der Verstärkungen und Phasen der är©i Komponenten — Signale, wie sie im Fernsehstudio aufgeprägt wurden. Darüber hinaus stellt das PAL Trägersystem schon ©ine ^BBandbreiten-Verdichtung" dar, welche Farbinfonaation in die monochromatische Fernsehbandbreite für den kompatiblen Empfang durch monochromatische oder Farbfernsehempfänger einsetzt. Dieses System wurde für die übertragung in der gleichen Form zwischen dem Studio und dem Heimempfänger geschaffen und war nicht dazu bestimmt, an Zwischenstellen dekodiert und wieder kodiert zu werden; dies gilt mit Ausnahme des unvermeidbaren Umstandes der Umsetzung aufgrund verschiedener Normen der einzelnen Länder. Jeder Kodierungs/DekodierungsVorgang vermindert irreparabel die Bildauflösung und führt Abstufungen ein, welche die Verwendung von mehr als einer PAL (oder NTSC) Kodiervorrichtung in einem Glied praktisch ausschliessen.

Der Erfindung liegt vor allem die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren für differenzielle Pulskodemodulation zu schaffen, welches auf analoge Signale mit einem Hilfsträger anwendbar ist, wobei die vorgenannten Nachteile vermieden werden

Zur Lösung dieser Aufgabe wird erfiaduagsgesalB vorgesehen, daß in jedem Äbtastaugenblick ein Augenblickswert des analogen Signales mit einem vorherigen Wert dem S&gaales verglichen und die Differenz in digitaler F©m kodiert wird nsnd der vorherige Wert des Signaies die gleiche Hilfstrlgerphase wie d@r augenblickliche Wert hat. Ein bevorzugtes Wert für die Äbtast-

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frequenz ist das dreifache der Frequenz der Hilfsträgerwelle, obgleich auch Faktoren in der Form von gemischten Zahlen wie beispielsweise zweieinhalb verwendet werden können. Andererseits kann eine höhere Abtastfrefuenz wie beispielsweise vier mal die HiIfsträgerfrequenz verwendet und nur die Abtastsignale in jedem Satz von vier Abtastungen verwendet werden.

Die Erfindung ist besonders wertvoll in Verbindung mit der Kodierung eines Farbfernsehsignalee in den MTSC oder PAL Systemen, sie kann jedoch ebenfalls dazu benutzt werden, um ein stereophones Signal zu kodieren, wobei ein die Differenz zwischen den beiden Kanalsignalen darstellendes Signal auf einem Hilfsträger «in typischerweise 38 kHz moduliert ist.

Im folgenden werden bevorzugt· Ausfdhrungsformen der Erfindung anhand der Seichnungen erläutert; es stellen dar

Fig. 1 ein Blockdiagramm einer Schaltung zur Differenzpulskodemodulation _r in welcher die Erfindung angewendet werden kann;

Flg. 2 ein Blockdiagramm eines Beispiels geeignet abgestufter Quantisierungspegel, welche verwendet werden können;

Fig. 3 ein Blockdiagramm einer anderen Ausführungsform eines Differenzpulekodemodulationssystemes, bei

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welchem die Erfindung angewendet werden kann und welches für ein Fernsehvideosignal geeignet ist;

Fig. 4 eine Abwandlung des Blockschaltbildes nach Fig. 1, welche geeignet ist für die digitale übertragung eines Farbfernsehsignales nach der Erfindung;

Fig. 5 eine allgemeinere Ausführung der Schaltung nach Fig. 3;

Fig. 6 ein Diagramm zur Erläuterung des Betriebs der Schaltung nach Fig. 5, wenn diese in Verbindung mit einem Farbfernsehsignal nach dem NTSC System benutzt wird;

Fig. 7 ein Diagramm zur Erläuterung des Betriebs der Schal» tung nach Fig. 5, wenn diese für Farbfernsehsignal nach dem PAL System verwendet wird;

Fig. 8 eine Ausführungsform der Schaltung nach Fig. 5 mit einer PAL-Modifizierschaltung und

Fig. 9 ein Diagramm zur Erläuterung des Betriebs der Schaltung nach Fig. 8.

In den Fig. 6, 7 und 9 stellen die kleinen Kreise Abtastpunkte, die Kreuze Abtastpunkte mit der gleichen Hilfsträgerphase wie der Punkt P und die unterbrochenen Linien die eingefügten Abtast zeilen des anderen Feldes dar.

Die drei wesentlichen Merkmale des DPCM Systemes nach Flg. 1 sind die Differenzierung, die Quantisierung und die Integration. Das Integrationsverfahren beim Empfänger ist der Dif-

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ferenzbildung beim Sender komplementär zugeordnet.

Das zu Kodierende Signal wird über einen Leiter 1 einem Eingang eines Subtrahiergliedes 2 zugeführt. Das Differenzsignal des Subtrahiergliedes 2 wird in der Einheit 3 abgetastet und quantisiert und dann in einer binären Kodierstufe 4 kodiert. Der quantisierte Differenzwert wird auch einem Eingang eines Addiergliedes 5 zugeführt, welches ein Summiersignal über eine Verzögerungsschaltung 6 abgibt. Dieses Signal wird mit negativem Vorzeichen dem Element 2 und mit positivem Vorzeichen dem Element 5 zugeführt. Nach der Obertragung über einen Kanal 7 wird das digital kodierte, quantisierte Differenzsignal wieder durch eine binäre Dekodierschaltung 8 in analoge Form umgewandelt, und die analogen Signale werden als der eine Eingang einem zweiten Addierglied 9 zugeführt. Das der Summe entsprechende Signal am Ausgang des Gliedes 9 wird auf der Leitung 10 des Systemes abgegeben und.auch über eine Verzögerungsschaltung 11 rückgekoppelt, um den zweiten Eingang für das Glied 9 zu bilden. Die Schaltungsglieder 1 bis 6 bilden den Sender und die Schaltungsglieder 8 bis 11 bilden den Empfänger, wobei beide Gruppen durch den digitalen Übertragungskanal 7 verbunden sind.

Im Betrieb der Fig. 1 wird angenommen, daß die durch die Schaltungsglieder 6 bis 11 bedingten Verzögerungen gleich dem Zeitintervall zwischen aufeinanderfolgenden Abtastungen sind, so daß die Differenz zwischen dem Augenblickswert des

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Eingangsignales und der Summe eier vorher abgetastetes» Dif~ ferenzwerte am Ausgang des Gliedes 2 auftritt. vm<& fix dl® übertragung an den Empfänger qisaatiaiert «ad digitalisiert wird. Im Empfänger werden die Differeasera summiert? ram das Eingangsignal wieder su regenerieren*. Der Äusgasag eier ¥erzögerungsschaltung € eatsprieht d@a Ausgang cfes lnpfSagers auf der Leitung 10. Da das Syst©» qeajstisierfe© Differenz-· werte überträgt, ist es für den Integrator d©s Eapfangers möglich ρ den Quantisierungsfehler zu speichern,? sofern die Quantisierschaltung nicht in die MüeSsfcoppIiiiagssefaleife des Senders gelegt wird, der die Differensbildmig bewirkt. Somit ist der quantisierte übertragene Differenswert nicht die Differenz zwischen zwei Eingangsbildabtastwerten sondern die Differenz zwischen einem neuen Bildabtastwert und der Summe aller quantislerten Differentwerte, die vorher an den Empfänger gelangt sind. Daher entstehen im Sender und im Empfänger identisch dekodierte Bilder und beide benutzen das gleiche Referenzsignal, um es zu·jedem aaehfolgoad übertragenen Differenzwert hinzu zu addieren·

Die subjektive Rechtfertigung für die Verwendung des DPCM Verfahrens für monochromatisch® F@-rras©febild@r besteht darin» daß das Äuge insbesondere ©mpfisnälicia für lMuBCh©n mia die Quantisierung von Konturen ist B©r©ieh@n mit wenigen EiSÄ§Bel~ heiten_r d.h. sich allmählich Hadernden Bereichen eines Bildes ist» wogegen das Äuge beträchtliche Eauschwerte und Am*» plitudenverzerrungen der jybtasttieffte ia Bareichen.mit vielen

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Einzelheiten und an den Rändern bzw. Umgrenzungen verträgt. Die kombinierten Vorgänge der Differenzbildung und der darauf folgenden auf einen Wert zulaufenden Quantisierung gemäß Fig. 2 haben die Wirkung, daß sie den Bereich mit vielen Einzelheiten und denjenigen mit wenig Einzelheiten trennen und diese Bereiche entsprechend quantisieren. In den Bereichen mit wenigen Einzelheiten, wo die Abtastdifferenzen klein sind, arbeitet die Vorrichtung im Zentrum der Quantisierungscharakteristik und erzeugt kleine Quantisierungsfehler. Wenn die Bildinformation bzw. die Einzelheiten und damit die Differenz der Abtastamplitudenwerte zunehmen, nehmen auch proportional die Quantisierungsfehler zu. Daher kann die beschränkte Anzahl von Qaantisierungspegeln optimal genutzt werden, indem die inneren Schwellwerte so abgeglichen werden, daß die Körnung, d.h. das Rauschen und die Konturbildung in Bereichen mit wenig Information minimal gemacht wird, wogegen die äußeren Pegelwerte so groß wie möglich gemacht werden, um einen Effekt herabzusetzen, der als "slope overload" bekannt ist und auf folgende Weise entsteht.

Das DPCN System überträgt Abtastwerte, welche den Augenblicksgradienten der Bildsignale darstellen, so daß eine grobe Quantisierung die Wirkung hat, daß sie die Frequenz begrenzt, mit welcher der Systemausgang einem sich schnell ändernden Eingangs* signal, insbesondere einer großen Amplitude folgen kann. Typischerwelse könnten bei einem DPCN System mit drei Bits pro Abtastwert (8 Quantisierungspegel) die Ausgangspegel der Charak-

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teristik (Pig. 2) - 2%, * 8%, ~,14%, - 30% dee Spitseawertes der Eingangsvideoaasplittacle betragen«, Daher dieses System mehr als drei Abtastperloden benötigen _β einen plötzlichen Schwars-Weiß~Ubergang darzustellen und würde einen derartigen Rand im Bild merklich veEsriseheja« Natürlich würde die Anstiegszeit für Übergänge des Eingangsignales von gerade wettig©r als 30% ©rhaltea bleiben land bei aanchen Rändern des System©*; sogar erhöht werfet«,

Entsprechend der statistisches Konzeption &©r Sigiaalk©- dierung sagt das DPCM System voraus, daß jeder Abtastwert des Fernsehsignales gleich den vorherigen Wert ist und zum Empfänger jeweils nur den Betrag überträgt, uia welchen diese Vorhersage falsch ist. Es wurde auch eine andere Voraussage als die vom vorherigen Äbtastwert ausgehende benutzt, aber es läßt sich zeigen, daß in einer Fernsehab·» tastzeile nur ein veraaehlässigbarer Vorteil erzielt wird, wenn man mehr als den vorherigen Äbtastwert beaetst* B@i einer beschränkten Datenfrequenz und bei Einstellung d@r verfügbaren Pegelwerte auf minimale Körnung und Konturbildung verwischt das DPCM System daher vertikale und nahesra vertikale Ränder im Bild. Wenn die "Abtastverzögerung^K in den Schaltungselementen 6 und 11 der Fig» 1 durch eine Äbtastperiode der Fernsehzfeile ersetzt wird_ff kann die von der vorherigen Zeile ausgehende Voraussage wahrgenommen werden, die sich ähnlich verhält, wobei jedoch nunmehr die unscharfe bei horizontalen und nahezu horizontalen Rändern des Bildes

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auftritt. Die Unscharfe ist geringfügig größer als bei der vorherigen Abtastung, da der angrenzende Abtastwert in der vorherigen Zeile räumlich weiter entfernt ist, bzw. das doppelte des Zeilenabstandes wegen der gegenseitigen Verschachtelung entfernt ist, als der vorherige Abtastwert in der gleichen Zeile. Bei einem bestimmten Bild mit besonders ausgeprägten vertikalen Rändern ist jedoch die Bildqualität der Benutzung der vorherigen Zeile wesentlich besser als bei Benutzung der in der vorherigen Abtastung enthaltenen Voraussage. Zur Abstimmung auf alle Arten von Bildern könnte ein wirksames System hergestellt werden, wenn eine "zweidimensionale" Voraussage gemäß Fig. 3 aus der vorhergehenden Zeile und der vorhergehenden Abtastung erzeugt wird. Fig. 3 unterscheidet sich von Fig. 1 darin, daß die Ausgangswerte der Verzögerungsschaltungen 6 und 11 in entsprechenden Summiergliedern 6a und 11a zu den Ausgangswerten der zusätzlichen Verzögerungsschaltungen 6b und lib addiert und die gleichen Signale durch Dividierschaltungen 6c bzw. lic halbiert werden. Diese zusätzliche Schaltung ergibt eine Voraussage aus den vorherigen Zeilenabtastwerten. Der Effekt der "slope overload" tritt nun überwiegend an den diagonalen Rändern auf, aber die Bildqualität ist im allgemeinen derjenigen überlegen, die sich ergäbe, wenn man nur eine einzelne Vorhersage benutzte, da die mit dem Effekt der "slope overload" verbundene ünschäffe in dieser Richtung vermindert wird. Die zweidimensional Vorhersage hat einen entsprechenden Vorteil bezüglich Kanalfehlern, was die größte Schwierigkeit für alle differenziellen Kodier-

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systeme darstellt, welche integrierende Empfänger haben und daher die Kanalfehler aufsummieren. Üblicherweise wird der DPCH Integrator mit einer Ableitung versehen, welche die Zeitdauer begrenzt, in welcher ein Fehler wiederholt wird, aber die Streifenbildung durch den impulsfömigen Fehler ist viel sichtbarer als der einzelne Abtastfehler, der in einem herkömmlichen PCM System aufträte. Offensichtlich kann der Streifen kürzer gemacht werden, indem die Integratorableitimg erhöht wird, aber die Vorteile der differenzielle!! Kodierung werden dann zunehmend aufgegeben. Bei dem sweidimesäsionalen DPCH Verfahren bewirkt eine gegebene Ableitung, daß der FeIaler gleichzeitig in beiden Dimensionen abnimmt, so daß er über einen geringeren Widerstand in irgend einer Richtung sichtbar ist.

Die vorliegende Erfindung ist darauf begründet, daß zwar die Voraussage aufgrund der vorherigen Abtastung oder der nächsten Abtastung der vorhergehenden Zeile den Fehler d©r ""slope overload" für das monochromatische Fernsehsignal rainimal machen kann, jedoch nicht für ein Farhfexnsehträgersystem wie beispielsweise PAL oder NTSC optimal ist. Diese Schwierige keit kann überwunden werden, indem die DPCM Abtastfrequenz phasenmäßig gekoppelt wird, so daß sie eine einfache aamerlseh« Beziehung zu der Hilfsträgerfrequenz hat nand (für die Vorhersage in einer Zeile, d.h. die eindimensionale Vorhersage) ©In© Abtastung als Voraussage benutzt, welch© zusammengesetzt sein kann und um eine ganzzahlige Anzahl von Perioden der Hilfe™ trägerfrequenz beabstandet ist, anstatt einfach die vorherige

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Abtastung heranzuziehen. In dem Ausführungsbeispiel der Erfindung 1st die OPCM Abtastfreguenz genau dreimal so groß wie die Hllfsträgerfrequenz und die Voraussage wird von der drittletzten Abtastung abgeleitet. Der drittletzte Abtastwert lag genau am gleichen Phasenpunkt In der Hilfsträgerperiode wie der gegenwärtige Abtastwert und ergibt daher eine Ideale Voraussage In Bereiahen mit konstanter Farbe und Helligkeit. Um die Anordnung der Fig. 1 derart abzuwandeln, daß sie entsprechend arbeitet, sind die beiden Verzögerungsglieder 6 und 11 in der Kodierschaltung und im Empfänger jeweils derart aufgebaut, daß sie gemäß Fig. 4 eine Verzögerung mit drei Abtastwerten haben. Am Quantisierungseingang wird ein Differenzsignal erzeugt, wenn eich der Helligkeitswert des Eingangsignals wie im Falle eines monochromatischen Signales ändert und auch wenn die Phase des Hilfsträgersignales sich an einer Farbgrenze im Bild ändert. Die Schaltung ergibt daher das normale Verhalten bezüglich des Effekts "slope overload" bei Übergängen, hält aber einen vollständigen Zyklus des Hilfsträgersignales aufrecht, das in der Rückkopplungsschlaufe rückgekoppelt wird, so daß kein Differenzsignal und damit auch keine "Entsättigung" der Farbe in den Bereichen mit konstanter Farbe und mit wenigen Einzelheiten auftritt. Die Vorrichtung kann daher in gleicher Weise monochromatische oder Trägerfrequenz-Farbsignale verarbeiten, obgleich der "slope overload" Effekt bei den vorherigen Signalen schlimmer ist als bei dem DPCM Verfahren mit vorheriger Abtastung, da die Voraussage im Bild dreimal weiter entfernt

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ist. Man hat experimentell festgestellt, daß kein Verlust der Farbsättigung auftritt, und daß bei geeigneter Einstellung einer sich in Stufen verjüngenden Quantisierungscharakteristik von nur acht Pegeln der "slope overload" Effekt nicht viel schlimmer bei den Farbgrenzen ist, als derjenige, der durch die normalen Bandbreitebesekränkungen des PAL Farbfernsehsystems bedingt ist. Dieser Effekt ist jedoch bei prassen Schwarz-Weiß-Übergängen in einem monochromatischen Bild bei nur drei Bits pro Abtastkodierung (was acht Quantisierungspegeln entspricht) sehr stark und es sollten für ein befriedigendes Betriebsverhalten vier oder mehr Bits pro Abtastwert verwendet werden.

Wie für monochromatische Fernsehsignale vorgeschlagen wurde, kann die aus der vorherigen Zeile bestimmte Voraussage auch für das Farb-DPCM System entsprechend der Erfindung verwendet werden. In der Tat kann beim HTSC System ein besseres Bild erreicht werden, als wenn man die aus d®% gleichen Zeile abgeleitete Voraussage nähme, indem als Voraussage der nächste Abtastwert in der vorhergehenden Zeile genommen wird, der am gleichen Punkt in der Hilfsträgerperiode liegt, da er nur ungefähr zwei Bildelemente aufgrund der Verschachtelung entfernt ist, wogegen bei der Voraussage aufgrund der gleichen Zeile der Abstand drei Bildelemente beträgt. Dieser Vorteil kann auch bei dem PAL Signal erreicht werden, wenn die Schwierigkeit der leilanweisen Phasenumkehr des Differenzsignales der roten Farbe überwunden wird, wie nachfolgend beschrieben wird.

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Nachfolgend werden genaue Abstände für die PAL- und NTSC-Signale anhand von Beispielen berechnet. Diese Abstände tragen den Viertelzeilen- und Halbzeilenversetzungen in der Hilfsträgerfrequenz Rechnung» welche ursprünglich vorgesehen wurden, um die Sichtbarkeit der Farbkomponenten auf einem kompatiblen monochromatischen Empfänger minimal zu machen. Diese Verschiebungen haben die Wirkung, daß die optimalen DPCM Schleifenverzögerungen nicht genau einer Zeilenperiode entsprechen.

Beim PAL System hat die zeilenweise Phasenumkehr des Differenzsignales der roten Farbe die Wirkung, da· die Voraussage der vorhergehenden Zeile erfordert, daß die Verzögerung in der DPCM Schleife in Gegenphase zu der PAL Umschaltung und zwar mit einem Betrag erfolgen muß, der von dem Farbton abhängt. Daher kann die Vorhersage der vorherigen Zeile nicht bei PAL Signalen benutzt werden, wenn nicht die Wirkung der PAL Umschaltung überwunden wird. Es ist jedoch möglich, die vorletzte Zeile zur Vorhersage heranzuziehen, da abwechselnde Zeilen die gleiche Hilfsträgerphase haben. Dies hat jedoch den Nachteil, daß der vorhergesagte Abtastwert doppelt so weit entfernt ist, als es für NTSC Signale erforderlich ist und der Effekt der vertikalen "slope overload" wird ungünstiger als der entsprechende horizontale Effekt bei der Voraussage aus der gleichen Zeile.wäre.

Die folgenden Beispiele der Kodierung von PAL- und NTSC-Signalen beziehen sich auf Fig. 5, die eine Anordnung für

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ein System darstellt, welches d£© ^©sfese^afes ü®% Zeile und der vorhergehenä@n 2@il@_p woldhi® ©te^fe tiven Verzögerungen D₁ rand Bu d@fia±©rt eisd? »ife d@a Ca©= ^richtungen a, und a_? xrerglaleiitia® Ba& dos¹ ^©stMis gleichen Zeile gilt ag^O rand a^^sl_p ^lteeafl ffis- ä sage der vorheriges geil© a,==© imö a^™l ist_o 3?üs- binierte Vorhersage gilt a,+©«"!, s© fla© äi© S©fe Stärkung für die Hil£strägerfe©q®s&g gioieh @iai§ issid die Farbsättigung konstant gehaltea w£rd_p wlhreafl el© aiazel· nen Werte von a, und a^ safej©^!¹^ @iatsp£©ela@siä fioa Äbstän·

den der unten berechneten V©s®ii§sag©a fd^I&lt u©rdsn können. Beispiel 1

Ein Farbfernsehsignal ia HTSC SfStHa₆, ti®lch®m der Europäi schen Norm mit 625 Seilen pro Bildraluaia Whü 50 ineinander

ι-1

geschachtelten Bilder pr© S©!raad@ ©sttüpsfehfe ₀ erfordert eine Hilfsträgerf reqummz von 4 _g 429(SS75 MHs _ff t7©lek® eiae un gerade Harmonische der Halbgeilsafre^dias ¥©a 15_piS25 MH^ ist. Nach einem Ausführungsb@ispi©l der Irfiadraag wi^d @iae Äb tastfrequenz von 13y2®§>©(S25 13Ms b@l ©la©E· Abfeastpesiode "WDß 75^24985 ns verwendet«, Di© eriosäsriiefe© ^©s-soggrMag CD^ ia Fig„ 5) für die Schleife lb@i aiii ä®% gi®ieis©a g@il@ albg teter Voraiasgage beträgt 225^15 ns (^©ffgleiehe Fa ia Fig« and die Verzögerraag für di© Vorsrasissig© ©jafespreeliead der hergehenden Seile (O^) ist ©ia© l©ll®iaf)©ri©ds ■» ^ine Halbpssi©d© der Hilf strägerf r©g^@ing_? ui© drasOfe die I»iai@ PO ia Fig., i angedeutet ist» Soiait Isst B^g^i pm «=

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Bei Verwendung der Voraussage aufgrund der gleichen Zeile treten die Unscharfe wegen des besagten Effekts und Streifen wegen Kanalfehlern offensichtlich in der Horizontalen auf. Bei der Voraussage aus der vorhergehenden Zeile treten solche Streifen nur bei 40° zur Vertikalen wegen der Versetzung um die Halbzeilenfreguenz auf, wobei der Keil-Faktor berücksichtigt wird. Am meisten unterliegen diesem Effekt diejenigen Ränder, die zur Horizontalen um 40 geneigt sind. Bei einer Kombination beider Voraussagen ist dieser Effekt am schlimmsten innerhalb des Winkels von 60° zur Vertikalen, je nach der Art der Kombination beidderVoraussagen. Wegen der Differenzabstände der beiden Voraussagen würden sie nicht notwendigerweise mit der gleichen Gewichtung kombiniert und die Voraussage aufgrund der vorhergehenden Zeile könnte stärker als die weniger weit beabstandete Zeile bewertet werden; dies bedeutet, daß PU kürzer als PR ist.

Beispiel 2

Ein Farbfernsehsignal gemäß den NTSC System, das der amerikanischen Norm von 525 Zeilen pro Bildrahmen und 60 Bildern pro Senkunde entspricht, erfordert eine Hilfsträgerfrequenz von 3,579545 MHz, was wiederum ein ungerades Vielfaches der Halbzellenfrequenz ist. Die zusammengesetzte Videobandbreite beträgt.inur 4,5 MHz.

Die gleichen Betrachtungen gelten für das europäische NTSC System mit dem Unterschied, daß der unterschiedliche KeIl-

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Paktor die Richtung des besagten Iffokts b®i der Voraussage aufgrund«'.der vorhergehendes Z@ile w&ä die eiatspreefe©iiid@ffl Gewichtungen beeinflußte »it deaesa dies kombiniert werden sollte» „ Di® ¥©rang©ag® anafgrraiei d©r hergehenden Zeile weist einen kl©la©2<sia Äfestaaä ana2 isadt ist wiederum der Voraussage aufgroraci des· gl©l<glfo©a gell® ffibcssle™·

Beispiel 3

Bei einem PAL- Farbfernsehsignal ρ öas d@r ©eropüselieia Hora entspricht, ist eine Hilfsträgerfeeqaeag voa 4^43361875 HHz erforderlich» die ein© raag©rade Hassoiaiselie der Viert©!™ Zeilenfrequenz von 15^625 kHsdista, Die DPCH nach einem Äusführongsbeispiel der Erflisdna 13,30085625 MHz, so daß sieh @lae Ä&tastp©ri©d© ^©sa 75^183 am ergibt. Die erforderliche Verzögerung CD,) in ö@r Sefel©ife der gleichen Zeile beträgt daher 222^5® as g@iaIS d@r I@il© PE in Fig. 7 und das diese Voraussage

beltet nur im NTSC-System genau (mit ABsaahta© &®s Vorteiles des PAL Systemes, das jede Phaseßverzerriffiag Mittelwertbildung über zwei feilen in umgesetzt wird).

Die Voraussage aufgrund der vorhergehend©» Zeil® wird efareh die PAL Umschaltung kompliziert, welche die Phase des Differenzsignales der roten Farbe bei atoweefasels&äen geilesi um 180° ändert. Daher sollte in Bereichen ohn® blaues Differenz™ signal die Länge der Verzögerungsleitung CB^J «m - 56^39 ns

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in Gegenphase zu der PAL (Anschaltung geschaltet werden, um eine optimale Voraussage zu erhalten. In Bereichen ohne ein rotes Differenzsignal tritt dagegen effektiv keine zeilenweise Phasenumschaltung auf und die optimale Länge der Verzögerungsleitung ist bei einer Zeilenperiode konstant + 56,39 ns. Es ist daher unmöglich, eine optimale Voraussage durch eine einfache Umschaltung zu erhalten, da die räumliche Länge der Verzögerungsleitung mit dem Farbton des Bildes kontinuierlich geändert werden muß.

Eine einfachere Ausweichslösung besteht darin, die Voraussage aus der vorletzten Zeile herzuleiten, für welche die optimale Verzögerung unabhängig von der PAL umschaltung und gleich zwei Zeilenperioden - einer Halbperiode der Hilfsträgerfreguenz gemäß Fig. 7 ist. Somit ist D₂»128 ^uS - 112,78 ns. Die Unscharfe wegen des besagten Effektes und Streifen wegen Kanalfehlern ergeben sich bei einem Winkel von 23° zur Vertikalen lediglich bei dieser Voraussage. Der Abstand der Voraussage ist größer als bei derjenigen aus der gleichen Zeile, er ist jedoch nicht zu groß, um für die kombinierte Voraussage einen nutzvollen Beitrag zu ergeben. Die Voraussagen sollten derart kombiniert werden, daß eine wirkungsvollere Voraussage diejenige ist, die den minimalen Abstand aufweist, obgleich selbst ein einfacher Durchschnittswert eine verbesserte Bildqualität im Vergleich.zu der Voraussage aufgrund der gleichen Zeile ergibt.

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Im PAL System kann eine Voraussage aus der vorhergehenden Zeile mittels einer Schaltung erhalten werden _β die als "PAL modifier" bekannt ist. Die Modulation des Chrominanzsignales durch eine Sinus-Schwingung mit der doppelten Hilfsträgerfrequenz (d.h. 8,86 MHz) erzeugt das.konjugierte Farbsignal sowie Komponenten nahe der dritten Harmonischen der Hilfsträgerfrequenz, die durch ein Tiefpaßfilter mit 5,8 MHz entfernt werden können. Fig. 8 stellt die Schaltung der Fig. 5 mit zusätzlichen PAL-Modifizierscbaltungen 12 und 16 und Tiefpaßfiltem13 und 17 dar. Der Einsatz einer PAL-Modifizierschaltung in der Verzögerungsleitung der vorhergehenden Zeile mit einer Verzögerung 6B und der Multiplizierschaltung a₂ der Fig. 5 erzeugt eine genaue Chrominanzvoraussage von einem Punkt U in der vorhergehenden Zeile ge- ' maß Fig. 9. Dieses konjugierte Chrominanzsignal wird durch spektral invertierte Luminanzenergie innerhalb des ChrominanzdurchlaBbandes verfälscht. Dies könnte vermieden werden, indem am Eingang der PAL-Modifizierschaltung ein Kammfilter verwendet wird, wobei allerdings vertikale Genauigkeit verloren geht.

Eine vorstehend beschriebene PAL-Modifizierschaltung ergibt eine Chrominanzvoraussage _e wobei es jedoch erforderlich ist, diese mit einem Helligkeitssignal zu ergänzen, da die Verwendung lediglich der Komponenten mit hoher Frequenz in einer Voraussage der Verwendung eines DPCM Integrators mit einer schnellen Ableitung entspricht, was zu einer starken Kontur-

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bildung und Körnung führt. Es kann eine "split-band" Voraussage verwendet werden, welche die Chrominanz über eine PAL-Modifizierschaltung und die Helligkeitsinformation direkt über ein Kammfilter erhält und diese beiden Voraussagen getrennt von den entsprechenden Abtastwerten ableitet, was den gesamten Voraussageabstand minimal macht. Dabei wird angemerkt, daß der Voraussageabstand der vorhergehenden Zeile über die Chrominanz beim PAL System kürzer als derjenige beim NTSC System wegen der entsprechenden Versetzungen der angrenzenden Linien in einem Feld einer Viertel- und einer HaIbwellenperiode ist. (PU in Fig. 6 im Vergleich zu PU in Fig. 9).

Wo die "split-band" Voraussage verwendet werden soll, kann man auch trigonometrische Addition oder Subtraktion verwenden, um Chrominanzvoraussagen für benachbarte Abtastwerte verschiedener Punkte in einer Hilfsträgerperiode zu berechnen. Dies ist relativ einfach, wenn die Abtastfrequenz genau das dreifache der Hilfsträgerfrequenz betragt und die Abtastphasen können sich nur um - 2 77/3 unterscheiden. Hierzu wird beispielsweise die Anordnung nach Fig. 8 in Verbindung mit derjenigen gemäß Fig. 9 herangezogen. In Fig. 8 wurde D₁ gleich D_p_ (Zeitverzögerung zwischen den Punkten P und Q), D₂ gleich D_ps und D, gleich D_S(J gewählt. Eine zusammengesetzte Voraussage wird durch dreifache Kombination des vorhergehenden Abtastwertes Q und der beiden Abtastwerte S und U der vorhergehenden Zeile erhalten, welche von dem vorhergesagten Punkt P um D_ps bzw. D_ps + D_g0 verzögert sind.

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Die Helligkeitsvoraussage wird nur von Q abgeleitet, hat jedoch den kleinsten Voraussageabstand if©si I₇I rain, arc bei Betrachtung von sechs mal der Bildhöhe, wogegen die Chrominanzvoraussage zweidimensional ist. Wenn der Punkt P die Hilfsträgerphase 0 in Fig. 9 hat, und das zusammengesetzte Signal an diesem Punkt

Vp(t) = ^Lump ^{+ C}p ^sin i^wt t &

Helligkeitssignal bei P und C die Amplitude bei P der HiIfsträgerfrequenz -y== ist, kann der vorhergehende Äbtastwert Q dargestellt werden durch :

v_Q (t) = Lum_Q + C_Q sin (wt + 0) - 27Γ/3)«

Nach der PAL-Modifikation gemäß dem Zeichen * hat die Hilfstragerfrequenz am Punkt U eine ähnliche Phase wie am Punkt Py d.h. ^v*u<t) = ^cu ^{sin (wt +} ^'

S, der vorletzte Abtastwert zu 0 !tat ©isna ähnliche Phase nach der PAL Modifizierung bezüglich Qs v*_s (t) = C_s sin (wt + 0 - 2 77/3)

Wenn C_g = C_Q ist, ist die Bandbreitenbegrengang des Chroai~ nanzkanales, welche sicherzustellen hilft, daß der Unterschied bezüglich der Qualität klein ist:

v_Q(t) - v*g(t) + v*_ö(t) - Lum_Q = C₀ sin <wt + 0). was im allgemeinen eine gute Voraussage für den Punkt P ist»

In Fig. 7 wurde angenommen, daß die PÄL-Modifleerschaltung und die anderen Schaltungskomponenten keine Zeitverzöger.v|ngen einführen, mit Ausnahme der Verzögerungselemente Dp_Q = 75,183 ns, Dp₅ - 64 /us + 56,39 ns - 150,37 ns ■ 63,9 fas und

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» 2 (75_f185) ns - 150,37 ns.

In FIg, 9 kann der Punkt W ansteife des Punktes S für die

vorher beschriebene Voraussage v~(t) - ν _e(t) + ν „(t) be-

w β υ

nutzt werden. Dies ergibt die Voraussage v_Q(t) - ν _w(t) + r_fl(t). Dies kann bei der Schaltung gemäe Fig. 8 verwirklicht werden, indem die Verzögerung D, in D_pu» die Verzögerung D₃ in D_0n geändert und der Umkefcrverstärker (14, 18) in den Pfad des Verzögerungselementes D₃ (15, 19) gelegt wird. Diese Voraussage ist vorteilhaft durch die grössere Nähe zu Q als von 5 zu Q und ergibt eine bessere Auslöschung der Chrominanzkomponente von v_Q(t).

Die Ableitung der Chrominanzvoraussagen von den benachbarten Abtastwerten an verschiedenen Punkten in der Hilfsträgerperiode durch trigonometrische Addition oder Subtraktion können noch benutzt werden, wenn die Abtastfrequenz nicht ganzzahlig oder harmonisch auf die Hilfsträgerfrequenz bezggen ist. Das dreifache der Hilfsträgerfrequenz ist in jedem Fall eine zu hohe Abtastfrequenz für ein Signal mit einer Bandbreite von nur 5,5 MHz und es ist angebracht, bei so tiefen Frequenzen itie 12,5 HHz Tiefpaßfilter vorzusehen. Vorausgesetzt daß die Abtastfrequenz bekannt und stabil ist, so können die Gewichtungskoeffizienten zu gewissen Nachbarabtastwerten abgeleitet werden, welche eine Einheitsverstärkung in den Voraussageschleifen bei den Chrominanz- und Helligkeitskomponenten des Signales sicherstellen.

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Claims

224H57 Patentansprüche

1. Verfahren zur digitalen Kodierung eines analogen Signales mit einer Basisbandkomponente mit einer modulierten Hilfsträgerwelle, dadurch gekennzeichnet, daß in jedem Abtastaugenblick ein Augenblickswert des analogen Signales mit einem vorherigen Wert des Signales verglichen und die Differenz in digitaler Form kodiert wird und der vorherige Wert des Signales die gleiche Hilfsträgerphase wie der augenblickliche Wert hat·

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Abtastfrequenz gleich dem dreifachen der Hilfsträgerfrequenz ist.

3. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der vorherige Wert des Signales durch Abtastung des analogen Signales zu einer früheren Zeit abgeleitet wird, das von dem Augenblickswert des Signales, mit dem es verglichen wird, um ein ganzzahliges Vielfaches der Perioden der Hilfsträgerfrequenz beabstandet ist.

4. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die ganze Zahl eins ist.

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5. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Augenblickswert des Signalee auch mit einem zweiten vorhergehenden Wert des Signales verglichen wird und ein zweiter Differenzwert abgeleitet wird» der erste Differenzwert und der zweite Differenzwert addiert und die Summe der Differenzwerte digital kodiert wird.

6. Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß das analoge Signal ein Farbfernsehvideosignal ist, der erste vorhergehende Wert zeitlich von dem Augenblickswert um eine Periode der Hilfsträgerfrequenz beabstandet ist und der zweite vorhergehende Wert zeitlich von dem Augenblickswert durch ein Intervall von etwa einer Zeile der Abtastung beabstandet ist, durch welche das Videosignal erzeugt würde und das Intervall gleich einer ganzzahligen Anzahl von Perioden der Hilfsträgerfrequenz ist.

7. Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß das analoge Signal ein Farbfernsehvideosignal nach dem PAL System ist, der erstgenannte vorherige Wert zeitlich von dem Augenblickswert durch eine Periode der Hilfsträgerfrequenz beabstandet ist und der zweite vorherige Wert zeitlich von dem Augenblickswert durch ein Intervall von etwa zwei Zeilen der Abtastung beabstandet ist, durch welche das Videosignal erzeugt wurde und das Intervall eine ganzzahlige Anzahl von Perioden der Hilfsträger-

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f requen z ist:.

8. Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß das Farbfernsehvideosignal dem PAL System entspricht und der zweite vorherige Wert von dem Videosignal nach dessen Kombination mit einer Sinus-Schwingung von einer Frequenz abgeleitet ist» die doppelt so groß wie die Hilfsträgerfrequenz ist, so daß die Phasenumkehr der Farbhilfsträgerfrequenz bezüglich einer bestimmten Phase in den jeweils übernächsten Abtastzeilen kompensiert wird, durch welche das Videosignal erzeugt wurde.

9. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Augenblickswert der Basisbandkomponente mit einem zweiten Wert der Basisbandkomponente verglichen wird, der an einem vorherigen Abtastaugenblick abgeleitet wurde und der Augenblickswert der Hilfsträgerfrequenz mit dem zweiten Wert der Hilfsträgerfrequenz verglichen wird, der durch die Kombination verschiedener vorheriger Werte abgeleitet wurde und die Anzahl der Ableitungen, der vorherigen Werte von dem analogen Signal und die Art der Kombination zur Erzeugung des zweiten Wertes der Hilfsträgerfrequenz derart gewählt werden, daß der zweite Wert dem Wert der Hilfsträgerfrequenz entspricht, die zeitlich von dem Augenblickswert der Hilfsträgerfrequenz durch eine ganzzahlige Anzahl an Perioden der Hilfsträgerfrequenz beabstandet ist.

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10. Verfahren nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet» daß vor der digitalen Kodierung das Differenzsignal oder die Summe der Differenzsignale einer Quantisierung unterworfen werden, bei welcher die Quantisierungspegel bei kleinen Signalwerten kleine Abstände und bei größeren Signalwerten größere Abstände haben.

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