DE2222831C3

DE2222831C3 - Anordnung zur Rückgewinnung eines Taktsignals aus einem digital kodierten Signal

Info

Publication number: DE2222831C3
Application number: DE19722222831
Authority: DE
Inventors: Jaromir Rijswijk Budejicky
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1971-05-29
Filing date: 1972-05-10
Publication date: 1981-09-24
Also published as: FR2140048A1; SE372678B; BE784139A; NL7107453A; CA943637A; JPS568531B1; FR2140048B1; DE2222831A1; DE2222831B2; GB1346547A

Description

Die Erfindung betrifft eine Anordnung zur Rückgewinnung eines Taktsignals aus einem digital kodierten Eingangssignal, das wenigstens zwei unterschiedliche Signaiwerte hat und in jeder Bitzelle ein Taktbit und/öder ein Datenbit enthält, wobei im Eingang der Anordnung ein Übergangsdetektor zum Feststellen von Übergängen zwischen den genannten Signalwer* ten liegt, dessert Ausgang mit einem Eingang eines Bandfilters zum Ausfiltern einer η-ten Harmonischen der Taktfrequenz verbünden ist.

Das Eingangssignal enthält die Information in Form von Daten, während die Information des Taktsignals dieser Dateninformation zugeordnet wird, um eine Synchronisation zu erhalten (sogenanntes »selfclockinga-Signal). Daraus kann man wiederum die Zeitpunkte herleiten, in denen das Signal abgefragt wercien muß, obgleich nur ein einziger Strom von Signalen vorliegt. Das Eingangssignal kann als Magnetisierungszustand einer magnetisierbaren Schicht auf einem einen Aufnehmer passierenden Träger, als Spannungspegel auf einer Eingangsklemme oder auf andere Weise gebildet werden.

Bei der Rückgewinnung des Taktsignals ist zu beobachten, ob das Signal während der Übertragung durch verschiedenartige Einflüsse verformt wurde. So können u. a. die Übergänge zwischen den verschiedenen Werten des Eingangssignals mit anderen als den ursprünglichen Zwischenräumen aufeinanderfolgen. In vielen praktischen Fällen kann man zwei Arten von Zeitdeformierungen unterscheiden:
^ao 1. Schnelle Änderungen der Zeitpunkte der Übergünge in bezug auf die dafür optimalen Zeitpunkte. Diese als »Jitter« (Zittern) bekannten Änderungen werden beispielsweise durch eine zu kleine Bandbreite des Systems, durch Rausch und durch Störungen verursacht. Diese Änderungen müssen kleiner als die Hälft*; des kleinstmöglichen nominalen Abstands zwischen zwei aufeinanderfolgenden Übergängen sein. Das Mittel dieser Änderungen über einige Zeiteinheiten ist praktisch Null, so daß man sie als Phasenänderungen der zusammensetzenden Frequenzen des Eingangssignals betrachten kann. 2. Langsame Änderungen der Länge der Zeiteinheiten über viele (beispielsweise Dutzende) Zeiteinheiten. Diese werden beispielsweise durch Änderungen der Übertragungsgeschwindigkeit verursacht, da z. B. der obengenannte Träger Geschwindigkeitsänderungen aufweisen kann. Diese Änderungen sin.' normalerweise verhältnismäßig klein, beispielsweise höchstens ± 3%.

Sind nun Änderungen vom ersten Typ vorhanden, so kann man die Information des Taktimpulses dadurch zurückgewinnen, daß das empfangene Signal einen Resonanzkn ;s anstoßt, der auf eine günstig gewählte Harmonische der Taktfrequenz abgestimmt ist. In dem Kreis entstehen dann gedämpfte Schwingungen, die von den Phasenänderungen des Eingangssignals mehr oder weniger frei sind. Wenn der Gutefak-ϊογ (Q-Faktor) des Resonanzkreises hoch genug ist (beispielsweise großer als 10), so sind Amplitude und Phase der Schwingungen fortschreitend über viele Zeiteinheiten des Eingangssignals bestimmt. Je größer der Q-Faktor ist, um so weniger Phasenschwankungen treten im Kreis auf. Der Höchstwert des U-Faktors istbegicn/i. beispielsweise durch die höchst zulässige Reaktionszeit des Systems.

Das auf diese Weise zurückgewonnene Signal des Taktimpulses kann dazu verwendet werden, um die Abfragezeitpunkte zurückzufinden Dadurch kann dann das Eingangssignal regeneriert werden.

Schwankt nun die mittlere Länge der Zeiteinheiten, so wird der Resonanzkreis mit einem veränderten Rhythmus angestoßen, und die zurückgewonnene ⁶S Frequenz ist nicht mehr gleich der Eigenfrequenz des Resonanzkreises. Dadurch nimmt die Amplitude des Signals des Kreises ab, und zu gleicher Zeit ändert sich die Phase in bezug auf den Resonanzzustand und

mithin auch in bezug auf die Phase des Eingangssignal. So wird eine Frequenzabweichung des Eingangssignals in eine Phasenabweichung des zurückgewonnenen Taklsignals umgewandelt. Bei der Feststellung der Abfragezeitpunkte ergibt dies eine Verschiebung.

Aufgabe der Erfindung ist es, die Taktsignalrückgewinnung dahingehend zu verbessern, daß trotz unvermeidbarer zeitJicher Signalbeeinflussungen eine fehlerfreie Taktfrequenz zur genauen Signalsynchronisation erhalten wird.

Gelöst wird diese Aufgabe dadurch, daß zwischen dem Übergangsdetektor und dem Bandfilter eine Sperranordnung mit einer Sperrzeit lange zsvischen der Hälfte und der Gesamtlänge einer Bitzelle geschaltet ist, welche nach Durchlassen eines Übergangssignals ein innerhalb der Länge einer Bitzelle danach eintreffendes zweites Übergangssignal sperrt, und weiter, daß das Bandfilter eine Nachstellanordnung besitzt, mit der es vom empfangenen Signal auf die genannte n-te Harmonische im empfangenen Signal nachgestellt wird.

Im allgemeinen enthalten die von der Sperranordnung hindurchgelassenen Signale nur die gegebenenfalls schwankende Information des Taktsignals. Da weiterhin der Filterkreis nachstellbar ist, entspricht die Eigenfrequenz stets der genannten Harmonischen.

Da ferner die Anzahl von Übergängen im Eingangssignal durch die darin vorhandene Information beeinflußt wird, hat dies zur Felge, daß der Filterkreis mit variabler Energie angestoßen wird. Durch die Sperranordnung wird der Effekt jedoch begrenzt, weil zu nahe aufeinanderfolgende Übergänge gesperrt werden.

Eine bevorzugte Ausführungsform der Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, daß der genannte Übergangsdetektor ein differenzierendes Element und einen doppelseitigen Gleichrichter und die erwähnte Sperranordnung eine monostabile Kippschaltung mit einer zwischer der Hälfte der erwähnten Zeiteinheit und der erwähnten Zeiteinheit liegenden aktiven Zeit enthält. Auf diese Weise werden diejenigen Übergangssignale gesperrt, die näher auf ihre Vorgänger folgen als die erwähnte aktive Zeit. Normalerweise ist dann die Grundfrequenz des Taktimpulses hinausgefiltert.

Eine Weiterbildung der Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, daß die Filieranordnung ein Eingangsfilter enthält, das fur höhere Harmonische dor Taktfrequenz undurchlässig isn -ind dessen Ausgang über einen Frequenzvervielfacher mit einem Hingang des erwähnten, aj'f eine gradzah'ige höhere Harmonische der Taktimpulsfrequenz nachstellbaren Filterkreises verbunden ist. Ein zusätzliches Problem entsteht dadurch, daß entsprechend einer bestimmten Konvention beim Senden einer Reihe von »Einsen« die Information des Taktimpuls unterdrückt wird, was mit der Schreibweise »1 m c.« (ein Impuls mit »missing clock«) ausgedrückt w'^d. In dem von dor Sperranordnung durchgelassen»^ Signal entstehen dann Phasensprünge von J80⁸· Der Frequenzvervielfaehef gleicht diese jedoch a»'s.

ferner ist eine Weiterbildung dadurch gekennzcichnctj daß der erwähnte Frequenzvervielfacher einen weiteren doppelseitigen Gleichrichter enthält. Durcheiricri doppelseitigen Gleichrichter wird die dominierende Frequenz des gefilterten Signals auf einfache Weise Verdoppelt,

Ferner ist eine Weiterbildung dadurch gekennzeichnet, daß der erwähnte Filterkreis eine durch eine Vorspannung einstellbare Reaktanz enthält, wobei die Vorspannung von einem Phasendetektor hergeleitet wird, der die Phasen des Ausgangssignals des erwähnten Frequenzvervielfachers und ein Signal des Filterkreises vergleicht. An sich ist die Verwendung einer derartigen einstellbaren Reaktanz bekannt, in Kombination mit dem Vorhergehenden wird jedoch auf diese Weise eine einfache Schaltung erzielt.

Die Erfindung wird an Hand der Zeichnungen näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 eine Anzahl von Signalformen in einer Anordnung gemäß der Erfindung bei der Anwendung

*5 von Phasenmodulation,

Fig. 2 eine Anzahl von Signaltormen in einer Anordnung gemäß der Erfindung bei dr;r Anwendung von Frequenzmodulation,

Fig. 3 den Schaltplan einer Anordnung gemäß der Erfindung

Fig. 4 ein näher ausgearbeitetes Schema von Fig. 3 und

Fig. 5 zwei Phasendiagramme des Phasendetektors.

Fig. 1 A bis 1J zeigt eine Anzahl von Signalformen bei der Anwendung von Phasenmodulation. Fig. IA zeigt die Taktimpulse, die zu Anfang der durch sie selbst definierten Zeiteinheiten fallen. Fig. IB zeigt die Informationsimpulse, die in der Miite der Zeiteinheiten auftreten, in der die Information » 1« vorhanden ist. Fig. IC ^eigt die Taktimpulse und Inform*' tionsimpulse gemeinsam. In Fig. IA fehlt eint Anzahl von Taktinipulsen wahrend einiger Zeiteinheiten, in denen die Information nach Fig. i B Einsen enthält (»missing clock«). Fig ID zeigt die Folge zweier Signalzustände. Die Konvention lautet hierbei: Man vergleicht zu Anfang jeder halben Zeiteinheit die Situation mit der entsprechenden Situation der vorhergehenden Zeiteinheit (Fig IC). Bei Gleich-

heit tritt ein übergang auf. Sind die Situationen nicht gleich so tritt kein Übergang auf. Die Verarbeitung dieses Signal·, ist nun wie folgt: Der Signaizustand wird differenziett (Fig. 1 E), und die hervorgerufenen Impulse werden doppelseifig gleichgerichtet (F;g. 1 F).

Jeder Impuls kann eine monostabile Kippschaltung starten, deren aktive Zeit beispielsweise ⁶ ,„ Teil einer Zeiteinheit ist. Wenn also zwei Impulse in einer halben Zeileinheit nacheinander ankommen, so wird der zweite dadurch gesperrt, daß die monostabile Kippschaltung dann für ein Eingangssignal unempfindlich ist Die Ausgangssignde der monostabilen Kippschaltung werden gefiltert. Die dominierende Frequenz ist die Frequenz des Taktsignal (1. Harmonische). Da bei voinavidenem Taktimpuls der astabile Zustand stets länger anhält als der stabile, ist auch die doppelte Frequenz vorhanden (2. Harmonische). Ferner sind höhere Harmonische vorhanden. Die 2. und höheren Harmonischen werdrn herausgefiltert, was mit einem Tiefpaßfilter oder cnem Bandfilter geschehen kann.

Das Bandfilter kann beispielsweise durch den genannten Filterkreis verwirklicht werden, der mithin ein Signal aufweist, das durch den Anfaag Von Fig. IH gegeben wird. Wenn nun Fjg, 1A stets die Information des Taktsignals in jeder Zeiteinheit enthält, ist damit ein sinusförmiges Signal enthalten, aus dem die Abfragezeitpunkte hergeleitet werden können.
Wenn entsprechend dem zweiten Teil von Fig. IA

der Taktimpuls in einer Anzahl von Zeiteinheiten nicht vorhanden ist (mit anderen Worten, wenn der Taktimpuls um eine halbe Zeiteinheit verzögert ist), wirkt die Erfindung wie folgt: In Fig. IG und IH treten zu Anfang und Ende einer solchen Periode Phasensprünge von 180° auf. Deshalb wird das Signa! von Fig. IH noch einmal doppelseitig gleichgerichtet, bis es dem von Fig. II entspricht. Nun sind die Phasensprünge verschwunden, und es ändert sich nur die Amplitude art der Stelle der früheren Phasensprünge. Im nächsten Filter werden die Unregelmäßigkeiten herausgefiltert, und die dominierende Frequenz bleibt iibrig (Fig. IJ). In diesem Fall ist es die doppelte Frequenz des Taktsignals (2. Harmonische). Man kann jedoch auch eine höhere geradzahlige Harmonische der Frequenz des Taktsignals verwenden, beispielsweise die vierte. Dann muß du* dominierende Frequenz des Signals nach Fig. IH gleichfalls mit einem höheren Faktor muiiipiiziert werden.

I , t 2 A bis 2 J zeigen entsprechende Signalformen wie I- ig. IA bis 1J bei der Anwendung der Frequenzmodulation. Im allgemeinen gilt die Konvention zum Bilden vonFig. 2D,daß jeder Block in Fig. 2 Γ einen Übergang in Fig. 2D ergibt. Die weitere Verarbeitung entspricht der nach Fig. 1. Auch nun treten zu Anfang und Ende der Periode, in der das Signal des Taktes fehlt. Phasensprünge auf. die wieder durch Obergang auf die zweite Harmonische vermieden werden.

Die in Fig. 3 dargestellte Anordnung enthalt eine Signalquelle A, deren Ausgangssignal (D) einen ersten und einen /weiten Signalzustand haben kann. Die Übergänge zwischen diesen beiden Zuständen werden im Übergangsdetekhir B festgestellt. In der Filteranordnung C wird eine Harmonische der Taktfrequenz hcrausgefiltert. Die Filteranordnung C enthalt eine Sperranordnung D. welche die Übergangssignale (E) von ß empfängt. Wenn zwei Übergangssignale (B) innerhalb einer Zeiteinheit ankommen, so wird jeweils eines gesperrt Die von der Sperranordnung D durchgelassenen Signale (/) werden einem Filterkreis E zugeführt. Durch dessen Ausßanßssignal (J) ist die Eigenfrequenz des Filterkreises £ auf eine Harmonische der Taktfrequenz verstellbar. Dies erfolgt dadurch, daß ein Phasendetektor K die Phasen der Signale (I) und (J) am Ein- und Ausgang von E miteinander vergleicht und dem Fihcrkreis E das Nachstellsignal zuführt. Wenn der Filterkreis ein Resonanzkreis ist, so ist der Phasenunterschied ein genaues Kriterium für die Verstimmung des Kreises in bezug auf die F.ingangsfrequenz.

Fig. 4 zeigt die detaillierte Abbildung eines Teils von Fig. 3. Dieser enthält zwei doppelseitige Gleichrichter T und H, eine monostabile Kippschaltung S, zwei Tiefpaßfilter Q und /V, zwei Verstärker G und V. drei Transformatoren /, / und M, sechs Widerstände Rl bis R6, sechs Kondensatoren Cl bis C6, zwei Gleichrichterzellen Dl und D2, ein Potentiometer P und einen Phasendreher L. Außerdem sind die Sperranordnung D, der nachstellbare Filterkreis E und der phasenempfindliche Detektor K angegeben.

Am Ausgang des doppelseitigen Gleichrichters T entsteht die Spannung (F) nach Fig. IF. Von innerhalb einer halben Zeiteinheit aufeinanderfolgenden gleichgerichteten Übergangssignalen (E) steuert jeweils eines die rnonostabüe Kippschaltung 5 an, die eine Kippzeit von einer zwischen einer halben und einer ganzen Zeiteinheit liegenden Lange aufweist.

Das Tiefpaßfilter Q hat eine Grenzfrequenz bei etwa I¹ jmal der Frequenz des Taktsignals, und es erzeugt ein Signal (H) entsprechend Fig. 1 H, -welches im Verstärker C verstärkt wird. Gegebenenfalls können

Tiefpaßfilter Q und Verstärker G zu einer einzigen Einheit zusammengebaut v/erden. Der doppelseitige Gleichrichter H cveugt ein Signal (/) nach Fig. 11, dessen dominierende Frequenz die zweite Harmonische der Taktfrequenz ist. Dieses Signal wird dazu verwendet, um einen Fitterkfeis zu erregen, der aus dem Konc!cr~ntor Ct und der Wicklung Jl des Transformators J gchtlde' wird Die Wicklung J2 ist klein und kann in bezug auf den Hlterkreis vernachlässigt werden. Das Ausgang«,signal des Kreises erscheint an

*5 der Klemme F.

Der Filterkreis wird über einen aus den Widerständen /?1 und Rl bestehenden Spannungsteiler erregt Dieser ist derart bemessen, daß er als eine Spannungs-ϊΓιϊί VCrnäCh!ä5Sigb?^r"^r

ist in bezug auf den Resonanzwidersland des Serienkreises Jl bis Cl klein) wirksam ist. Bei Resonanz ist dann die Spannung der Wicklung Jl in bezug auf die Spannung am Widerstand Rl genau um 90° in der Phase gedreht. Bei Frequenzänderungen des Ein-

^a5 gangssignals entsteht eine Verstimmung, die eine Änderung des erwähnten Phasenunterschieds zur Folge hat. Wenn die Frequenz sinkt, so wird der Phascnunterschi¹. Λ kleiner, und umgekehrt. Die Abweichung vom Phasenunterschied von 90° ist mithin ein Maß für die Größe und für die Richtung der Verstimmung.

Man kann diese Phaseruinterschiedsänderung durch einen Phasendetektor nun einfach in eine proportionale Spannung umwandeln. Diese Spannung kann man dazu verwenden, den Filterkreis nahezu bis zur Resonanz nachzustimmen, indem man dem Kreis eine zusätzliche Reaktanz zuordnet, die proportional dieser Spannung ist. Dies kann beispielsweise dadurch geschehen, daß der Kondensator (1 als eine spannungsabhängige Kapazität ausgebildet wird. Diese hat dann eine feste Vorspannung entsprechend der nominalen Frequenz. In Fig. 4 wird diese Vorspannung mittels eines Potentiometers f von einer Speisespannung U_B abgeleitet. Die Widerstände /?3 und A4 und der Kondensator Cl bilden eine Hochfrequenzentkopplung zwischen dem Filterkreis und dem Potentiometer P. Der Widerstand /?4 kann dabei groß genug sein, um den Kreis nicht merkbar zu dämpfen; er kann jedoch auch dazu verwendet werden, um eine bc· stimmte Dämpfung einzustellen.

Die Wirkungsweise des Phasendetektors ^;~t wie folgt: An der Sekundärwicklung Il des Transformators / erscheint eine Spannung Wl, die mit der Spannung (I) am Ausgang des Gleichrichters H in Phase

ist (Fig. 5 A). An den Sekundärwicklungen Ml und M3 des Transformators M erscheinen zwei entgegengesetzte, im absoluten Wert gleich große Spannungen Wl und Wi, die der Spannung an der Wicklung /1 des Filterkreises E proportional sind; diese Spannung*

So wird durch die Wicklung Jl abgenommen. Im Resonanzfall ist der Phasenunterschied zwischen den Spannungen WX und Wl bzw. Wl und W3 genau + 90° und — 90°. Die geometrisch addierten Spannungen Wl + W2bzw. Wl + W3, die an den Dioden

Dl und D2 anstehen, haben dann gleiche absolute Werte (Fig. 5 A). Dann sind auch die gleichgerichteten Spannungen an den Kondensatoren CA und CS gleich groß, und sie weisen dieselbe Polarität in bezug

auf den Verbindungspunkt der Kondensatoren CA und CS auf; die Spannung zwischen den beiden Endpunkten der Kondensatoren CA und CS ist dann gleich Null. Die Widerstände R5 und RG entladen die Kondensatoren CA und C5 innerhalb gewisser Zeil zur Regelung der Zeitkönstanten.

Bei einer Verstimmung des Filterkreises in bezug ati? das Eingangssignal ändern sich auch die Phasenunterschiede zwischen den Spannungen Wl und Wl und zwischen den Spannungen Wl und W3, wodurch die absoluten Werte der Spannungen Wl 4- WT. und Wl + W^ nicht mehr gleich sind (Fig. 5 B). Dadurch sind auch die Spannungen an den Kondensatoren CA und CS nicht mehr gleich groß, und es entsteht daher eine Rcgelspannung X, die gleich dem Unterschied der genannten absoluten Werte ist. Diese wird zur Änderung der Vorspannung des Kondensators Cl und damit auch zur Änderung von dessen Kapazität vGrÄCriuOi. UG! Einer riCiitigCn WSn! CJCT · ΟίΠΓϊίίϊίΟΠ der weit entfernt liegenden Spannungen wird der Kreis durch die Regelspannung zur Resonanz hingedriickt.

Das Tiefpaßfilter N dient zum Entfernen der Hochfrequenzkomponenten der Regelspannung, um eine unerwünschte HF-Rückkopplung zu verhindern. Der eine viel größere Kapazität als der Kondensator als Cl aufweisende Kondensator C3 bildet einen Kurzschluß für den Hochfrequenzstrom des Filterkreises.

Wegen der Spannungsabhängigkeit der Kapazität d;s Kondensators Cl muß die daran anstehende Wechselspannung viel kleiner als die Gleichstromvorspannung sein. In der Praxis ist diese Vorspannung beispielsweise 5 Volt, und die als höchste zugelassene Amplitude der Wechselspannung beträgt 0,1 Volt.

Die Steuerspannung muli derart gewählt werden, daß die Amplitude dieser Spannung bei Resonanz den gewählten Wert nicht überschreitet. Das bedeutet, daß bei einer Verstimmung die Kreisspannung in Abhän- ·

gigkeit von der Versiimmung und vom Q-Fakfof noch niedriger svird. In einem praktischen Fall, wobei Q = 50 ist, und bei einer Verstimmung von 3% ist die Kreisspannung etwa dreimal kleiner als bei einer ResonanZj also etwa 30 mV, Soll der Phasendetektof gut funktionieren, so sind jedoch beispielsweise 6 Volt notwendig. Dies wird durch einen über eine Wicklung J2 mit wenigen Windungen an den Kreis gekoppelten Verstärker V erreicht.

Hinter dem Verstärker V steht ein Phasendrc-

¹S her L, der zur Korrektur von etwaigen Phasenfehlern verwendet werden kann. Diese Phasenfehler können durch die Schaltungskomponenlen verursacht werden.

Die !fSrüiis^os£i!terts S^rt2nnüPⁿ 1^°"" man »η Λρτ Klemme F beispielsweise über einen kleinen Kondensator C6 abnehmen.

Die Erfindung kann auch andersartig verwirklicht werden. So kann man statt einer variablen Kapazität auch eine variable Induktivität verwenden. Man kann

^J5 auch den doppelseitigen Gleichrichter H und das Tiefpaßfilter Q weglassen, wenn die Reihe von Taktimpulsen (Fig. 1 A) regelmäßig ist. Ebenso kann man den nachstellbaren Filterkreis auf eine andere Art und Weise aufbauen. Es werden jedoch immer die beiden wichtigsten Maßnahmen der Erfindung kombiniert, nämlich daß zunächst eine mit der Taktimpulsfrequenz liierte grobe Abstimmfrequenz zurückgewonnen wird, auf welche Frequenz danach ein Filterkreis nachgestellt wird.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

130239/84

Claims

Patentansprüche:

1. Anordnung zur Rückgewinnung eines Taktsignals aus einem digital kodierten Eingangssignal, das wenigstens zwei unterschiedliche Signalwerte hat und in jeder Bitzelle ein Taktbit und/oder ein Datenbit enthält, wobei im Eingang der Anordnung ein Übergangsdetektor zum Feststellen von Übergängen zwischen den genannten Signalwerten liegt, dessen Ausgang mit einem Eingang eines Bandfilters zum Ausfiltern einer n-ten Harmonischen der Taktfrequenz verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem Übergangsdetektor (S) und dem Bandfilter (E) eine Sperranordnung (5) mit einer Sperrzeitlänge zwischen der Hälfte und der Gesamtlänge einer Bitzslle geschaltet ist, welche nach Durchlassen eines Ubergangssignals ein innerhalb der Länge einer Bitzefie danach eintreffendes zweites Ubergangssignai sperrt, unu weiter, gUu uss uariw filter (E) eine Nachstellanordnung (K) besitzt, mit der es vom empfangenen Signal auf die genannte n-te Harmonische im empfangenen Signal nachgestellt wird.

2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Übergangsdetektor aus einer Reihenschaltung eines differenzierenden Elementes und eines doppelseitigen Gleichrichters (T) besteht und daß die Sperranordnung (S) eine monostabile Kippschaltung ist, durch deren Zustände die Durchlaß- bzw. Sperrzustände gebildet werden und deren Kippzeit zwischen der Hälfte und der Gesamtlänge einer Bitzelle liegt.

3. Anordnung nach Anspruch oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Filteranordnung am Ausgang der Sperranordnung (S) ein Tiefpaßfilter (Q) besitzt, das für Harmonische der Taktfrequenz η größer als 1 undurchlässig ist und dessen Ausgang mit einem Eingang eines Frequenzvervielfachers (H) verbunden ist, dessen Ausgang an einem Bandfilter für die 2. Harmonische verbunden liegt.

4. Anordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Frequenzvervielfacher (H) einen weiteren doppelseitigen Gleichrichter enthält.

5. Anordnung nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Filterkreis eine durch eine Vorspannung einstellbare Reaktanz (Jt) enthält, wobei die Vorspannung von einem Phasendetektor (K) abgeleitet wird, der die Phasen des Ausgangssignals des Frequenzvervielfachers (H) und eines Signals des Filterkreises vergleicht.