DE2216255A1

DE2216255A1 - Vorrichtung bzw. schaltung zur induktiven heizung eines metallgegenstandes mittels einer spule

Info

Publication number: DE2216255A1
Application number: DE2216255A
Authority: DE
Inventors: Jun Philip H Peters
Original assignee: Environment One Corp
Current assignee: Environment One Corp
Priority date: 1971-04-06
Filing date: 1972-04-05
Publication date: 1973-05-30
Also published as: FR2132477B1; JPS51122726A; FR2132477A1; CA946938A; AR193854A1; JPS51122844A; JPS5322289B1; AU4040572A; NL7204565A; US3710062A; IT957496B; AU469103B2; BR7202008D0; JPS4736029A; JPS5410377B2; JPS51122748A; GB1392221A

Description

DlpUng. Michael Korn A*_ie._ci:

Mönchen - Krailllna , "" * 4 I O Z O Q

Mönchen - Krailllng , "" * 4 I O Z O 0 /^i. i,

Gartenstraße 13 ' H 1 P

Invironment/One Corporation *

2775 Balltown Road
Scheneotady, N*Y./U S A

Vorrichtung bzw. Schaltung zur Induktiven Heizung eines Metallgegenstandes mittels einer Spule

Die Erfindung schafft eine neuartige Möglichkeit der Heizung von metallenen Gegenständen, insbesondere zur Verwendung als Herd in Küchen, bei welchen der Metallboden eines Kochgefäßes auf induktivem Wege über eine Spule geheizt wird. Die Erfindung beschreibt einen neuen Zerhakker für eine solche Induktionsspule und neue Steuermittel insbesondere zur Regelung der Temperatur des zu heizenden Gegenstandes, z.B. Über die Erfassung der Infrarotstrahlung des Bodens des Kochgefäßes als Istwert. Besonders wichtig ist, daß die Erfindung alle Sicherheitsrisiken ausschließt, die bekannten Einzelschaltungen anhaften, und die der Grund dafür sind, daß Induktionsheizungen insbesondere zur Verwendung in Haushalten bisher keinen wirtschaftlichen Erfolg hatten. Elektrische Kochherde für Haushalte und Küchen aller Art sind bisher stets Herde mit Widerstandsheizung gewesen. Es gibt beispielsweise auch Mikrowellenöfen, die aber hinsichtlich der Sicherheit des Betriebes zu wünschen übrig lassen, und wenn über haupt sichere Mikrowellenofen auf den Markt kamen, dann waren sie wegen des erheblichen Sicherheitsaufwandes unverhältnismäßig teuer. Bei Kochherden mit Widerstandsheizung ist die entwickelte Wärme proportional dem Quadrat, des Stromes und proportional zum Widerstand des Heizele-

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mantes. Durch steuern oder regeln des Stromes oder des Widerstandes karuuman die angegebene Wärme ändern. Bei allen Widerstandsheizungen wird aber die erzeugte Wärme dadurch gesteuert, daß man die zügeführte elektrische Energie in irgendeiner Welse beeinflußt. Durch vorherige Bichung kann man zwar die verbrauchte Energie relativ genau bestimmen; eine Beeinflussung der Temperatur der Heizplatten ist aber nur in recht großen Orenzen möglich.

Bin wesentlicher Nachteil der bekannten Widerstandsheizungen in Kochherden und dgl. besteht darin, daß sehr viel Energie nutzlos vergeudet wird. Diese vergeudete Energie führt in unerwünschter Weise gerade im Sommer zu einer starken Überhitzung von Küchen. Ein weiterer Nachteil der bekannten Ohm¹sehen Heizungen besteht darin, daß man abgesehen von der'mangelhaften Temperatursteuerungsmöglichkeit der eigentlichen Heizplatten insbesondere die Temperatur der Kochgeräte nahezu überhaupt nicht überwachen kann, insbesondere den Boden eines Kochtopfes, der auf einer bekannten Heizplatte steht. Insoweit bestehen in der feinen Küche erhebliche Schwierigkeiten, da die feine Küche sich im wesentlichen dadurch auszeichnet, daß Wärme nur sehr vorsichtig zugeführt werden darf. Die feine Küche verwendet aus diesem Grund ausgesprochen teueres Kochgeschirr.

Ein weiterer Nachteil des bekannten Heizens von Kochtöpfen ist die mangelhafte thermische Kopplung des Bodens des Topfes an die Heizplatte, an welcher Platte bekanntlich erhebliche Wärmeübergangs-Widerstände liegen.

Die Erfindung hat sich die Aufgabe gestellt, eine Heizeinrichtung, insbesondere für Kochherde, zu schaffen, die nach dem Prinzip der in jeder Hinsicht vorteilhaften in-

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duktlven Übertragung der Heizenergie arbeitet. Die Erfindung schafft neben besonders zweckmäßigen Ausgestaltungen für den eigentlichen Wärmesender, d.h. eine Induktionsspule, eine neuartige Speiseschaltung für eine Induktionsspule mit neuartigen und zweckmäßigen Steuerbzw. Regelmöglichkeiten.

Die Erfindung schafft zunächst eine Speiseschaltung mit Steuerkreisen für eine Induktionsheizanlage. Die Speiseschaltung weist einen Zerhacker auf, der unter der Steuerwirkung eines steuerbaren Silicium-Gleichrichters oder irgendeines anderen entsprechenden Leistungsschalters steht, z.B. eines Thyristors. Dieser gesteuerte Leistungs schalter versorgt einen Schwingkreis, zu dessen Bauelementen die eigentliche Induktionsspule gehört. Bei einer Ausführung der Erfindung liefert ein Vollweg-Gleichrichter aus der Netzspannung einen sogenannten pulsierenden Gleichstrom, der an den Zerhacker gelegt wird. Diese pulsierende Gleichspannung wird nun gesteuert periodisch durch eine besondere Antastschaltung an den eigentlichen Schwingkreis gelegt.

In weiter unten im einzelnen beschriebener Weise bieten sich vielfältige Möglichkeiten besonders zweckmäßiger Regelung bzw. Steuerung der Heizleistung. Es ist weiter möglich, in einer ebenso einfachen wie sicheren Weise überhitzung zu vermeiden, ebenso wie eine besonders gute Steuerung der Temperatur des beispielsweise beheizten Kochgefäßes möglich ist. Weitere Ausgestaltungen der Erfindung betreffen Einzelheiten der Schaltung, wie besonders zweckmäßige Dämpfungen zum Vermeiden von Hochfrequenzströmen, die beispielsweise in der Nähe befindliche Radiogeräte stören könnten.

Um Wiederholungen zu vermeiden, wird hier auf Einzelmerk-

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male nicht eingegangen; das der Erfindung zugrunde liegende Prinzip und dessen besonders zweckmäßige Ausgestaltungen ergeben sioh aus den Ansprüchen und der folgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen unter Hinweis auf die Zeichnung. In dieser zeigen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines vollständigen Zerhackers mit Regelkreisen und Spannungsversorgung;

Figuren 2, 2A und 2B verschiedene Ausführungsformen des eigentlichen Zerhackerschwingkreises;

Figuren 3-!3E schematisch verschiedene Ausgestaltungen der Anordnung der Induktionsspule selbst mit Darstellung der Anordnung eines Temperaturfühlers, eines Unterbrechers für den Temperaturfühler und dgl.;

Fig. 4 ins einzelne gehend einen Teil de-r Schaltung nach Fig. 1;

Fig. 4A, die unten an Fig. 4 angesetzt zu denken ist, einige Steuerkreise der Schaltung nach Fig. 1;

Fig. 4b weitere Einzelheiten einer Temperatureteuerschal tung;

Fig. 4C eine schematische Darstellung zweier Kennlinien;

Fig. 5 eine weitere Ausführungsform einer Temperatursteuerung;

Fi/¹;. Γ» Gchematiroh einen mit Netzwechse!spannung

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betriebene Aus führungs form des eigentlichen Zerhackersj

Fig. 7 eine weitere AusfUhrungsform eines Schwingkreises im Zerhacker;

Figuren 7A-7H zusammengestellt einige besonders charakteristische Wellenformen in den zuvor beschriebenen Schaltungsteilen;

Fig. 8 schematisch einen gewissermaßen doppelten Schwingkreis zur Speisung von zwei Induktions heizspulen, die etwa gemäß Fig. 8A angeord- : net sein können; '

Fig. 9 sehematisch eine der Fig. 8 ähnliche Ausführungsform, bei der zusätzliche Mittel vorgesehen sind, um Hochfrequenz-Harmonische auszufiltern;

Fig. Io eine weitere AusfUhrungsform einer Induktions spulen-Speiseschaltung mit zugeordneten Steuer- und Regelkreisen;

Fig. loA Details einer weiteren Ausgestaltung eines ■ Schwingkreises zur Speisung einer Induktionsspule zu Heizzwecken;

Fig. 11 im Schaltplan eine -weitere Ausgestaltung einer kompletten Speiseschaltung;

Fig. 12 eine weitere Ausgestaltung einer Speise- und Erregerschaltung für eine Heiz-Indulctionsspule;

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Pig. IjJA eine weitere Ausführungsform der Verbindung eines Gleichrichters mit einem Leistungsschalter;

Fig. 1?B eine grafische Darstellung, die im Text im

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einzelnen erläutert wird;

Fig. 15C schematisch eine andere Ausführung einer Gesamtanordnung;

Fig. 14 schematisch einen Über-Temperaturfühier mit nachgeschalteter Steuerschaltung zur Ven*en~ dung in den AusfUhrungsformen nach den oben abgehandelten Figuren; und

Figuren 15 und I6-I6B schematisch verschiedene Einsatzmögl ichlcei ten der Er findungs- gemäßen Merkmale.

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Flg. 1 zeigt ein Blockdiagramm der Versorgung einer Induktions-Heizeinrichtung, wobei der elektrische Teil in wesentlichen ein als Zerhacker ausgebildeter Wechselrichter 1st und mit einer entsprechenden Steuerschaltung ausgebildet ist. Die Schaltung nach Pig. I dient hauptsächlich zur Erregung einer Induktionsheizspirale zum Erwär-■en bzw. Heizen von Kochgefäßen mit Metallboden. Der Hochfrequenzgenerator gemäß Fig. 1 ist einschließlich seiner Abwandlungen gemäß weiter unten folgender Beschreibung ebenfalls geeignet, bekannte Induktionsheizanlagen zu speisen.

Insbesondere 1st die zu beschreibende Generatorsohaltung nicht nur zur Beheizung von Kochgefäßen mit Metallboden geeignet. Bs ist welter daraufhin zu weisen, daß eine große Anzahl von Einzelheiten weiter unten beschrieben werden, die zunächst nur in Blockform dargestellt sind.

Der Hf-Generator nach Fig. 1 wird über die Anschlüsse 11 und 12 mit Haushaltswechselspannung gespeist und nimmt bei 1157 Speisespannung etwa 15 - J5o A auf. Im folgenden wird von einer Speisespannung von 115 V und 6ö Hz ausgegangen. Am Eingang des Gerätes liegt ein Unterbrecherschalter 13 mit schnellem Ansprechverhalten, der etwa die Funktion einer Sicherung hat. Die Speisespannung der Leiter 11 und 12 wird zunächst an einen Vollweggleichrichter 14 herkömmlicher Art gelegt, der an seinem Ausgang mithin auf den Schienen 15 und 16 eine pulsierende Gleichspannung der doppelten Netzfrequenz erzeugt. Der Ausgang des Gleichrichters 1* wird zunächst nicht gefiltert, so daß also der pulsierende Gleichstrom 12o Mz hat. Der Ausgangsstrom des Vollweggleichrichters 1% wird zur Speisung eines Wechselrichters verwendet, der zunächst eine Filter Induktivität Lp, einen Filterkondensator Cg sowie eine gesteuerte und in beiden Richtungen durchlässige Torschal tung mit einem gesteuerten Siliciumgleichrichter 17 und

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einer entgegengesetzt gepolten und parallel damit verbundenen Rückkopplungsdiode 18 aufweist. Der Oleichrichter 17 und die Diode 18 speisen einen 20-30-kHz-Zerhacker-Wechselrichter 19, der im folgenden unter Hinweis auf die Figuren 2, 2A und 2B im einzelnen erläutert wird. In nicht gezeigter Welse kann eine herkömmliche R-C-Dämpfungsschaltung zum Ausfiltern von Spannungsspitzen, d.h. zum Schutz der Oleichrichter 17 und 18, vorgesehen sein. Die Speisung des Hochfrequenzgenerators selbst geht zunächst über einen Filterkondensator Cp und eine Filterinduktivität L₃. L₂ liegt zweckmäßig in der gepulsten Gleichspannungsschiene 16, die den negativen Zuleitungspol darstellt, kann aber auch in der positiven Schiene 15 liegen. In der hier gezeigten Anordnung von Lp liegt der Anodenanschluß des gesteuerten Gleichrichters 17 unmittelbar an dem positiven Ausgang des Gleichrichters 14. Wärme wird von dem Anodenanschluß an eine Wärmesenke abgegeben, und es muß mithin ein guter Wärmeleitpfad für diese abzuleitende Wärme vorhanden sein, der andererseits elektrisch isolieren soll. Diese Bedingungen verlangen eine Verbindung mit der Wärmesenke, die einen hohen kapazitiven Widerstand hat. Wenn die Anode unmittelbar an der positiven Schiene 15 liegt, dann ist die maximale Spannung von der Anode zur Wärmesenke nicht größer als die Spitze der Versorgungsspannung. Wenn andererseits Lp in der positiven Schiene liegt, ist die zwischen der Anode und der Wärmesenke entstehende Spannung gleich der vollen Spitzenspannung über dem gesteuerten Gleichrichter, d.h., der Wert ist mehrmals so hoch wie die Spitzenspannung der Versorgung. Außerdem hat die Spannung am gesteuerten Gleichrichter steile Anstiegsflanken und Abfallflanken, was kapazitiv übertragene Spannungsspitzen an der Wärmesenke bedingt. Wenn diese Wärmesenke, d.h. die Kühlung, mit einem Gestell oder Oehiiuse, welches geerdet ist, verbunden 1st, dann bilden

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diese kapazitiven Spannimgsspitzen eine ungewollt® Hochfrequenzquelle auf der Leitung. Bei der bevorzugten Anordnung von Lg sind die Anode des gesteuerten Gleichrichters und die Kathode der Diode 18 jeweils an die positive Schien 15 gelegt, um solche kapazitiven Wirkungen und die Spannung über der Isolierung zwischen den beiden Bauteilen und der Kühlung so klein wie möglich zu halten.

Die Erregung der Stromversorgung des Wechselrichters findet nur in Intervallen statt, in Vielehen ein Nullpunktschalter in Form eines gesteuerten Gleichrichters 21 durch eine Detektor- und Anschalteinrichtung 22 in den Leitzustand geschaltet wird, die ihrerseits durch eine Verzö« gerungss3haltung 2J* angetastet wird. Die Verzögerungsschaltung 25 steht ihrerseits unter der Steuerwir&ung einer Temperatur-Detektor- und Verstärkungsschaltung 2% sowie einer Heizleistungs-Steuers chal tung 25 „ Die He iss- " leistungs-Steuerschaltung 25 stellt die Leistung ein, die von dem Zerhacker geliefert wiraj. der dann seinerseits die Hochfrequenzimpulse au? Erregung der Heizspule liefert» Die Heizspule heizt dann Ihrerseits das mit einem

Metallboden ausgestattete Kochgefäß bzw. einen anderen Metallgegenstand, der zu heizen 1st. Die Temperaturaeßuna -verstärkerschaltung 24 erfaßt direkt die Temperatur des Kochgefäßes oder ües anderen von der Inöutetlonsh@izspule -geheizten Gegenstandes, wie dureh äl^ gestriohelfce Verbindung 26 dargestellt ist, ιιηύ sntwiokelt nach U&E~ gäbe der erfaßten Werts ein Ein- bzw. Aue-Sohaltsigaal, welches seinerseits die VerzSgerungsschaltung 25 steuert» Die Betriebsspannung für die TemperaturüieB- raid Verstäx·» kungsschaltung 24 wird unmittelbar vom Vollweggleicfariahter 14 über eine Versorgungseinheit j5o erhalten., öle besonders hohen Verstärkungsbeöürfnissen de? Sehaltimg 24 entspricht.

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Der Schaltgleichrichter 21 steuert seinerseits nicht direkt das Anschalten des gesteuerten Gleichrichters 17, sondern dient nur zur Eraiöglichung des Betriebes des Zerhacker-Wechselrichters durch Steuerung der Anlage des Hochspannungserregungspotentials vom Gleichrichter 14 an den Wechselrichter. Der Zweck, den die Steuerschaltung 22 für den gesteuerten Oleichrichter 21 erfüllt, ist der, sicherzustellen, daß die Erregungsspannung nur am oder nahe beim Anstieg des gleichgerichteten, ungefilterten und eine Sinushalbwelle darstellenden Hochspannungsimpulses am Ausgang des Verstärkers 14 an den Zerhacker angelegt wird. Auf diese weise werden die Kommutierungsbauteile nicht mit Spannungsspitzen belastet, die sonst unerwünschte Polgen haben würden. Einer der durch die Verwendung des gesteuerten Gleichrichters 21 vermiedenen Machteile wäre ein zeitlich an der falschen Stelle liegendes leitfähig-werden des gesteurten Gleichrichters 17 dann, wenn an dem gewünschten Abschaltpunkt kein entsprechendes Schaltsignal zur Verfügung steht. Ein weiterer Vorteil des Einsatzes des gesteuerten Gleichrichters 21 besteht darin, daß die Anstiegsgeschwindigkeit der angelegten Spannung auf den Wert begrenzt wird, der sicherstellt, daß die in der Schaltung 19 gespeicherte Energie stets ausreichend ist, die beiden Bauteile 17 und 18 unter allen Belastungsbedingungen umzuschalten. Dies erfordert, daß der Umschaltstrom ein Mehrfaches des Stromes I₂ ist, der im Augenblick der Umschaltung durch L₂ fließt. Wenn die Speisespannung zu schnell angelegt wird, dann kann sich ein Ladestrom I₂ ergeben, der größer ist als der verfügbare Umschaltstrom I₁; dies ergibt dann einen dauernden Kurzschluß, auf den hin der Sicherungsschalter 13 öffnet. Durch geeignete Auslegung der Antastschaltung zur Lieferung der richtigen Verzögerungen in Verbindung mit der Verwendung der Steuerung der Diode 21 wird ein

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richtiges Antasten des den eigentlichen Inverter antastenden Gleichrichters 17 jederzeit - vor allem am Beginn eines Arbeitszyklus' - sichergestellt.

Das öffnen bzw. Anschalten des gesteuerten Silicium-Gleichrichters 1? wird über einen entsprechenden Transformator 31 bewirkt, dessen Sekundärwicklung an der Steuerelektrode des gesteuerten Gleichrichters 17 liegt, wobei die Primärwicklung* von einem Impulsverstärker mit zugeordneter Gleichspannungsversorgung 32 gespeist ist. Dieser Impulsverstärker 32 steht seinerseits unter der Speisung bzw. Steuerwirkung einer Verzögerungsschaltung mit Impulsgenerator 33 zur Erzeugung der Antastimpulse zur Versorgung des gesteuerten Gleichrichters 17«Dieser letztere Schaltkreis hat eine veränderliche Impulsfolge innerhalb eines vorherbestimmten Bereichs, wobei die Impulsfolge in einer weiter unten im einzelnen zu erläuternden Weise von der Einstellung eines veränderlichen Speisewiderstandes ~$k bestimmt wird. Der die verzögerten Impulse liefernde Generator 33 liegt mittels de.r Leitung 9I parallel zur Spule Lp, so daß sein Erregungspotential dem an den Halbleiterelementen 17 und l8 anliegenden entspricht. Dieses Potential tritt nur auf, nachdem der gesteuerte Gleichrichter 21 leitend gemacht wurde, und entsprechende Potentiale am Zerhacker-Verstärker auftreten können. Die vorgesehene Anstiegsflankenverzögerung des Schaltkreises 33 und die Art der vom Verstärker 32 sowie von dem Gleichrichter 17 gelieferten Antastimpulse, auf die weiter unten im einzelnen eingegangen wird, bewirken dann die Erzeugung eines Antastimpulses, der so groß ist, daß unter allen denkbaren Betriebsbedingungen der Gleichrichter 17 angeschaltet, d.h. leitend gemacht, wirdj dies geschieht insbesondere unabhängig von der Belastung der vernorjit en Heizspule.

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Für die folgenden Ausführungen wird davon ausgegangen, daß die die Belastung der Schaltung darstellende Heizspule 19, die von der Schaltung nach Pig. I gespeist wird, die Gestalt einer Flachspirale hat und dazu dient, ein Kochgefäß, z.B. einen Topf, mit Metallboden zu heizen, der sich in solcher Relativstellung zu der Heizspirale befindet, daß der Boden durch induktive Kopplung von der Spule geheizt wird. Der von der flachen Spule erzeugte magnetische Fluß bewirkt durch induktive Kopplung eine Heizung des Metallbodens des Topfes wegen des sich ständig wiederholenden Aufbaus und Zusammenbruches des Magnetfeldes mit der relativ hohen Zerhackerfrequenz von etwa 20 kHz. Es wird dabei bezogen auf die Stromstärkeeinheit mehr Wärme erzeugt, wenn die Frequenzen höher sind, als wenn diese Frequenzen niedriger sind, und zwar, weil der Oberflächenwiderstandswert des Metalls für die höhere Frequenz höher ist. Die Ausbildung der eigentlichen Heizspule als Flachspule bewirkt eine besonders gute magnetische Kopplung zwischen der Spule und dem flachen Boden des Topfes, dessen Ebene parallel zur Ebene der Flachspirale ist. Radial außerhalb einer derart ausgebildeten Spule hört das Magnetfeld nach einer sehr kurzen Strecke auf, so daß eine unerwünschte Abstrahlung von Hochfrequenz praktisch nicht zu befürchten ist. Man kann übrigens derartige Heizspulen sowohl parallel zueinander als auch in Serie miteinander schalten, wenn man mit einer Speiseschaltung mehrere solche Spulen speisen will.

Beim anfänglichen Inbetriebsetzen der Schaltung wird ein dem Unterbrecherschalter 13 ähnlicher Schalter geschlossen, um Wechselspannung, d.h. die Netzversorgung, an den Vollweggleichrichter 14 zu legen. Die eine relativ hohe Spannung aufweisende pulsierende Gleichspannung am Ausgang des Gleichrichters 14 wird dann über die Schienen 15 und 16 unter anderem an den Antastimpulsverstärker mit

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Stromversorgung 32, sowie an die Verzögerungsschaltung und an den Kondensator Cp gelegt, wenn der gesteuerte Gleichrichter 21 leitend gemacht wird. Zu Beginn wird der Nullpunktschalter SCR 21 ("SCR" bedeutet gesteuerter Silicium-Gleichrichter) noch geschlossen gehalten, aufgrund der Wirkung der Verzögerungsschaltung 23, bis Energie benötigt wird. Zu diesem Zeitpunkt wird - wenn dies nicht schon vorher getan wurde - die Heizleistungssteuerung 25 auf die gewünschte Heizleistung eingestellt. Wie bereits erwähnt wurde, dient die Heizleistungssteuerung 25 zum Bestimmen derjenigen Ausgangsleistung, die in einem vom Zerhacker-Wechselrichter erzeugten Impuls enthalten 1st. Die Steuereinrichtung 25 hat damit praktisch die Funktion, die bei Qasherden der Steuerung der Gaszufuhr dient und zusätzlich zur Temperaturregelung die Flammengröße zu beeinflussen gestattet. Die Solltemperatur wird in diesem Falle dadurch eingestellt, daß man die Verstärkung ©Ines Temperaturfühlers mit Verstärker 24 von Hand, mechanisch, elektrisch oder auch auf andere Weise verstellt» Dieser Temperaturfühler mit Verstärker 2k erfaßt dann unmittelbar die Temperatur des Metallbodens der Pfanne oder des Topfes, der auf der Spiralspule steht«, und steuert den Zerhacker im Sinne einer An- bzw. Abschaltung über die Verzögerungsschaltung 23 und die Nullpunktsteuerung 22_S um die Temperatur des Topfes möglichst nah auf der Temperatur zu halten, die durch die Einstellung des veränderlichen Widerstandes 32 bestimmt ist. Ggfs., kann eine elektrische, mechanische, optische oder elektromechanisehe Kopplung zwischen der Regeleinrichtung 25* dem zur Leistungsvorwahl verstellbaren Widerstand 34 und/oder dem einstellbaren Widerstand 132 vorgesehen sein, um zwei dieser drei Stellglieder oder alle drei gekoppelt miteinander arbeiten zu lassen» Es sei nun angenommen^ daß nach dem oben beschriebenen anfänglichen Einschalten eine · Leistung abgegeben werden soll. Das Ausgangsslgpial des Temperaturfühlers mit Verstärker 24 hat dann eine solche

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Größe, daß es die Start-Verzögerungsschaltung antasten kann, die dann Ihrerseits die Nullpunktsteuerung 22 antastet, wodurch dann der gesteuerte Gleichrichter 21 an dem oder nahe dem Beginn der nächsten Halbwelle des pulsierenden Gleichstroms am Ausgang des Gleichrichters 14 angeschaltet wird. Wenn der Gleichrichter 21 in den Leitzustand geschaltet wurde, beginnt sich der Kommutierungskondensator zu laden und die Spannung über der Filterspule Lp, die zunächst von der Schiene 15 aus Null war, wird am Punkt der Verbindung des Leiters 91 negativ. Dadurch kann dann die mit der Rampe des insoweit ansteigenden. Impulses eine Verzögerung erzeugende Generatorschaltung 33 einen Triggerimpuls von genau bestimmter relativ niedriger Spannung an einem Zeitpunkt nach dem Anschalten von SCR 21 erzeugen, wobei dieser Zeitpunkt durch die Einstellung des veränderlichen Widerstandes 34 bestimmt ist. Der Niederspannungs-Triggerlmpuls wird dann im Verstärker 32 verstärkt und durch den Impulstransformator 31 an die Steuerelektrode des den Zerhacker schaltenden gesteuerten Gleichrichters 17 gegeben, so daß dieser automatisch mit einer höheren Frequenz an-und abgeschaltet wird, als der Betriebsfrequenz des Zerhacker-Wechselrichters entspricht. Solange die TemperaturfUhl- oder -meßschaltung 24 weitere Leistung anfordert, erzeugt der Zerhacker-Wechselrichter Ausgangsimpulse mit einer Betriebsfrequenz von etwa 18 - 3o kHz, wobei diese Frequenz durch die Impulsfrequenz bestimmt wird, mit der der SCR 17 angetastet wird. Diese Anta/istfrequenz ist durch die Einstellung des veränderlichen Widerstandes J54 sowie weitere Parameter der Schaltkreise bestimmt, auf die weiter unten eingegangen wird. Wenn nun die vorher eingestellte Temperatur erreicht ist, dann bewirkt die Temperaturfühl- und Verstärkerschaltung 24, daß die Verzögerungs- bzw. Sperrschaltung 23 die Mullpunktschaltung 22 nicht welterarbeiten läßt, so daß der SCR 21 solange |esperrt bleibt.

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bis durch die Regelschleife wieder angezeigt wird, daß die Temperatur des Topfbodens unter den Sollwert gefallen ist. Es handelt sich hier also um eine echte Regelung.

In Fig. 2 ist eine bevorzugte Ausführung des Kommutierungskreises 19 mit der als Heizspirale ausgebildeten Spule L^ dargestellt. Figuren 2A und 2B zeigen weitere Ausgestaltungen für diesen Kreis 19 (s. Fig. 1), auf die x^eiter unten eingegangen wird. Bei dem AusfUhrungsbeispiel nach Fig. 2 dient eine Kommutierungsspule oder Induktivität L, als Heizspule und stellt damit die Belastung des Zerhacker-Wechselrichters dar. In diesem Ausführungsbeispiel gibt man der Spule L, die Gestalt einer in einer Ebene liegenden Spirale und der zu heizende Topf würde dann mit parallelem Boden auf diese Spirale gestellt bzw. darüber angeordnet.

Fig. 7 zeigt nun die Reihenschaltung der Fig. 2 mit all jenen Bauteilen, die für das weitere Verständnis wichtig sind, insbesondere die Zusammenschaltung mit dem gesteuerten Silicium-Oleichrichter 17, der Rückkopplungsdiode 18, der Filterinduktivität L₂ und «lern Filterkondensator C₂. Die Figuren 7A - 7G zeigen nun einige BetriebsCharakteristiken an bestimmten Stellen der Schaltung nach Fig. 7·

Bei der Anordnung nach Fig. 7 liegen die Filterinduktivität L₂ und der Filterkondensator C₂ zwischen der gesteuerten Diode 17 bzw, der RUckkopplungsdiode 18 und dem Eingang, wobei E die unter Hinweis auf Fig. 1 schon erläuterte pulsierende Gleichspannung am Ausgang des Vollweg-Gleichrichters darstellt. Durch diese Anordnung müssen L₂ und C₂ nur so groß ausgelegt werden, daß sie einep relativ kleinen Hochfrequenzstrom 1^₂ leiten können, der

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hauptsäohllch von C_g während jeder Perlode T des Zerhakker-Weohselriohters gezogen wird, wobei es nloht notwendig let, daß diese Bauteile fen relativ starken Hochfrequenz-Belaetungsstrom I_L1 aufnehmen, der duroh die eigentliche Heizspule L₁ fließt. Dadurch kann nan nicht nur kleinere und deshalb billigere Bauelemente für Lq und Cp zum Filtern in einer Schaltung mit relativ großer Leitung·abgab· verwenden, sondern erhfeOb auch noch erhebliche Vorteile im Betrieb dadurch, daß die beiden Filterelemente L₂ und C₂ weniger erwärmt werden. Die Filterinduktivität muß ebenfalls den Strom aufnehmen, der von der mit I bezeichneten Quelle kommt. Wenn B eine GleichepannungsqueHe ist, dann 1st der Durcheohnittsetron ein gleichbleibender Strom und proportional der Belastung des ganzen Kreises. Wenn E der Ausgang eines Vollweg-Oleichrichters - s. Flg. 1 - 1st, dann Ändert eich der Durchschnittswert des Stroms mit der Speisespannung und hat einen Spitzenwert, der wieder der Belastung proportional 1st. Der geringere Hochfrequenzstrom 1st dem Grundpegel des von der Versorgung gezogenen Stromes überlagert.

Der Zerhacker nach Fig. 7 arbeitet in einer dem Fachmann bekannten Art, wobei die wesentlichen Schaltungsbestandteile unter anderem der gesteuerte Oleichrichter und der in Reihe liegende Kondensator sind.

Letzte Einzelheiten dieser Schaltung sind dem Buch "Principles Of Inverter Circuits" von Bedford und Hoft zu entnehmen, welches in der Kongreßbibliothek In New York unter der Katalognummer 64-2oo78 geführt ist. Zur Erleichterung des Verständnisses soll Jedoch die Arbeitsweise der Schaltung nach Fig. 7 1« folgenden kurz erläutert werdent Die lingangsspannung B zwischen den Schinen 15 und 16 ist zu Jedem Zeitpunkt während einer Halbwelle

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dee pulsierenden Oleichatroms so gepolt« daS die Schiene 15 gegenüber der Schiene 16 positiv ist. Ss wird nun angenommen, daß die Schaltung zuvor durch Einschalten bzw. Offnen des gesteuerten Gleichrichters 21 der Fig. 1 in Betrieb gesetzt wurde. Der Kondensator C₁ ist geladenj Energie steht zur Verfügung, und der Temperaturfühler hat ein Signal abgegeben, demnach Energie über die Heizspule abgegeben werden soll. Beim Anlagen eines öffnungaimpulses an die Steuerelektrode des gesteuerten Silioium-Qleichrichters 17 wird die im Kondensator C, gespeicherte Energie Über den SCR 17 und über die Spule L₁ in Form eines Schwingvorganges entladen und lädt damit den Kondensator C₁ entgegengesetzt und schaltet den SCR 17 ab, d.h. sperrt ihn. C₁ und L₁ sind nun so ausgelegt, daß sie einen Schwingkreis mit vorherbestimmter Schwingfrequenz bilden, so daß beim Abschalten von SCR 17 (sperren) das zusammenfallende Magnetfeld von L₁ einen in entgegengesetzter Richtung fließenden Strom durch die Diode 18 schickt, wodurch dann C₁ auf seinen ursprünglichen Wert minus den Verlusten aufgeladen wird, die beim Belasten

es von L₁ entstanden. Während dies' in umgekehrter Richtung fließenden Stromes ist SCR 17 in der anderen Richtung vorgespannt und bleibt gesperrt. Beim Ende des in entgegengesetzter Richtung fließenden Stromes kehrt die Diode 18 wieder in den Sperrzustand zurück, wodurch dann eine volle Schwingung des Wechselrichters abgeschlossen ist. Beim Anlegen des nächsten Antast- (öffnungs-) Impulses an den gesteuerten Silicium-Oleichrichter 17 wird der nächste derartige Zyklus durchgeführt. Die Frequenz der Anlage von Antastimpulsen an SCR 17 bestimmt mithin die Arbeitsfrequenz des Zerhackers und ist immer etwas kleiner als die Ausgangs- bzw. Arbeitsfrequenz des Zerhackers .

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Durch Veränderung der Frequenz der Antaatlnpulae wird die Arbeitsfrequenz und damit die mittlere Ausgangsleistung des Kreis·β in einer Welse gesteuert, wie 1« folgenden unter Hinweis auf die Figuren 7 und 7A - 70 erläutert . wird. Aus den Lelstungskrels wird Leistung entzogen duroh laden der Arbeitsapule L₁ und es wird nur soviel Netsleistung naohgeapelat« wie erforderlich 1st, um dl· Verluste zu kompensieren« die duroh Leistungsabgabe (Belastung) der Arbeitsspule L, während jeder Arbeiteperiode oder Schwingung des Zerhackers verbraucht wird. Wenn die Arbeitespule L₁ nicht belastet 1st, also dann« wenn kein Topf oder kein Kochgefäß auf der Spule steht« treten nur minimale Verluste auf« und nicht von der Spule verbrauohte Leistung wird praktisch Über die Rückkopplungsdiode zurückgespeist.

Aus dem obigen ist bereits zu entnehmen« dafl der Wechselrichter etwa sinusförmige Stromlmpulae mit großer Amplitude periodisch erzeugt« die mit einer Frequenz duroh Lv fließen, die bei 18-30 kHz liegt. Das von dieser Hochfrequenz erzeugte elektromagnetische Feld let eng« d.h. mit außerordentlich hohem Wirkungsgrad« an den Netallboden des Kochgefäßes in unmittelbarer Nähe von L₁ gekoppelt« wodurch in bekannter Weise Wirbelstrom· in dem Qefaßboden entstehen« die ihrerseits eine Ohm'sehe Heizung desselben bewirken. Während des Betriebes*der Schaltung muß nur die HF-Komponente des Stromes I-g ⁱⁿ der Filterspule L₂ über den Filterkondenaatdr C₂ fließen. Der Strommittelwert von 1^₂ 1st derjenige Strom, der zur Nachlieferung des Äquivalents der verbrauchten Leistung und zur Kompensation von Verlusten während jeder Schwingung des Zerhackers zu liefern ist. Die Hochfrequenzkomponente ist klein im Verhältnis zu dem Strom I_L1 In der Spule L₁; man kann von einem Verhältnis von 1 zu to ausgehen. Dieses soeben beschrieben· Merkmal bedingt zusan-

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«•η Mit dta Verfahren dtr Antastung dee gesteuerten Slllclum-aieiohrlohters 17 Mit einer Frequent; Innerhalb einer bestimmten kritischen Betriebsfrequenz gemäft der folgenden Beschreibung die vorteilhafte Betriebsweise des Leietungikrelsee mit In Reihe liegenden Kondensator) insbesondere 1st dabei wichtig« dafl der Kreis unabhängig von der Belastung arbeiten kann.

Die Figuren 7A - 70 stellen eine Aniahl von Wellenfoxwen der Spannungen und Strömt dar, die während eines jeden Arbeitszyklus des Zerhaokers In diese« auftreten. OeaäB VIg. 7B beeteht dl· Zelt t_l# während welcher der gesteuert· Gleichrichter 17 leitet, aus der Summe der beiden Zeiten t_ie und t^. Während t_lg flieflt ein positiver Stroe I_Ll und während der Zelt t_lß fließt ein negativer Strom (also In der anderen Richtung) durch dl· Rüokkopplungsdlod· 18. Die Gesamtzeit t_l let durch dl· Weohselriohterfrequeni der Bauteile L₁ und C₁ bestimmt, bzw. durch die elektrischen Wert» dieser Komponenten, rig. 7C zeigt den seitlichen Verlauf des Stromes I^ In der FiI-terspul« L₂, der von der Stromversorgung gesogen wird. Die rilterepule Lg sucht die von der Stromversorgung ge» sogen· Strom-tfellenform zu glätten, so daß dieser Strom während einer gansen Periode T des Kreises beeteht. T errechnet sich aus der Summe von t_1# t_g und ist gleich dem Reziprokwert l/t der Arbeltsfrequenz des Zerhaokers.

Aus Fig. 7A ergibt sich, daß eine solche Periode T des Zerhackers aus zwei Zeiten, nämlich t^ und t~ beeteht. t₁ 1st die kombinierte Leitzeit des gesteuerten 0Ieichrichte re plus der Umsohalt- oder Kommutierungszelt. t_g wird durch dl· Verxögerunge- und Antastsohaltung bestimmt, welch· die Antastimpulse an den steuerbaren Oleichriohter SCR 17 legt. Durch Veränderung der Ladezeit t_£ innerhalb •In·· beschränkten Bereiches von Werten wird die mittlere

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η ^2216?55

*- I 1 P

Leistungsabgabe verändert, d.h. die Heizleistung, welche der Boden des Kochgefäßee oder dgl. erfährt. Das mittlere

Quadrat der Wurzel des Heizwertes des Stromes I_T1 ändert

1/2
sich wie I (tj/2T) ' , worin I die maximale Amplitude des sinusförmigen Impulses ist.

Die Figuren 7D - 7F der Zeichnung stellen die verschiedenen Spannungs- und Stromwellenkurven während einer längeren Arbeitsperiode T dar, und zwar unter Bedingungen, bei denen eine geringere mittlere Leistung von der Sohaltung abgegeben und damit eine geringere Wärme in beispielsweise dem Boden des Kochgefäßes erzeugt wird. Dies kommt daher, daß bei der niedrigeren Arbeitsfrequenz gemäß den Figuren 7D - 7F erheblich weniger Ampere-Sekunden in der Spule L₁ fließen, als bei der höheren Arbeitsfrequenz gemäß den Figuren 7B -7D.

Aus einem Vergleich der Figuren 7A und 7B mit den Figuren 7D und 7B ist ersichtlich, daß t^, welche Zeit durch die Parameter der Komponenten C, und L, bestimmt ist, gleich bleibt, und zwar unabhängig von der desamtdauer der Arbeitsperiode T. Es wird also die Ladezeit t_g zwischen dem Sperren der Diode 16 und dem näonsten Anschalten des gesteuerten Oleichrichters 17 verändert, um die Oesamtleistung an der Ausgangsseite des Zerhackers zu verändern. Die Flg. 7A zeigt den steilen Spannungsanstieg an, den beiden Dioden SCR 17 und 18 aufgrund des Potentials am Kondensator C₁ am Ende der Kommutierungsperiode t. als V_cl in ausgezogenen Linien für volle Belastung nach dem Sperren der RUckkopplungsdiode 18 erfahren* Wenn keine Belastung im Kreis liegt, dann ist der Anstieg von Vq* entsprechend der gestrichelten Linie sehr nahe bis zum Wert V„ Dieser letztere Wert stellt die wiederange-

IT»

legte Vorwärtsspannung dar, die am gesteuerten Oleich-

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Η 1 F

riehter 17 zum Zeitpunkt des Anschaltehs dieses Gleichrichters erscheint. Bei bekannten Wechselrichtern mit in Reihe liegendem Kondensator hängt der dortige Wert von Vp im wesentlichen von dem Grad der.Ohm¹sehen Belastung des Kreises ab. Dabei ist es im allgemeinen notwendig» eine gewisse Mindestbelastung vorzusehen, damit Vp nicht auf ein mehrfaches der eigentlichen Versorgungsspannung B ansteigt. Bei der vorliegenden Schaltung kann aber der Wert von Vp im wesentlichen unabhängig von der Belastung gemacht werden, und zwar einschließlich des theoretischen Falles, in welchem keinerlei Ohm*sehe Verluste auftreten würden, und zwar weder Innerhalb"der eigentlichen Zerhackerbauteile noch innerhalb der äußeren Ladekreise. Diese Arbeitsweise ist außerordentlich vorteilhaft, und wird dadurch erreicht, daß man das Verzögerungsintervall tp in das richtige Verhältnis zum Wert von L₂ und C₁ bringt.

Ss ist nun gefunden worden, daß die wiederangelegte Vorwärtsspannung Vp nach Jedem Leit-Intervall an SCR 17 im wesentlichen unabhängig von der Leidungsbelastung am Ausgang dea Zerhackers 1st, wenn die Verzögerungszeit tg, d.h. die Ruhestromladungszeit fUr den zugeordneten Kondensator innerhalb eines Arbeitszyklus* T des Zerhackers so gehalten wird, daß i4>tg ^lm wesentlichen nahe von "Jf/2 Bogengrad ist, wobei U₂ für gegenüber L₁ sehr großen L₂ gleich ist (L₂ C₁)"*¹/². Die technische Fortschrittlichkeit dieses Gedankens 1st für Induktionsheizungen der beschriebenen Art außerordentlich groß, wie folgende Überlegung zeigt} Man denke z.B. an das Kochen in einer ganz normalen Küche mit auf einer Induktionsspirale stehendem Kochtopf, der ohne vorherig« Absenkung der Versorgungsspannung plötzlich von der Heizspirale herunter genommen wird. Durch dieses Herunternehmen des Topfee wird die Belastung innerhalb eines Sekundenbruchteils vom Zerhacker genommen. In einer Schaltung, deren Vp im nicht belasteten Zustand groß im Vergleich im zu Vp im vol!belasteten Zustand

309822/0712 __ifi_

* M 1 P

1st, kann eine solche schnelle Veränderung der Belastung zur Erzeugung ganz erheblicher Spannungsspitzen Über der entsprechenden Spule führen. Da nun Halbleiter-Leietungssohalter wie der hler verwendete gesteuerte Siliciu»- Olelchrlchter Leistungsspitzen nur Innerhalb sehr begrenzter Spannungs- und Strombereiche aushalten können, würde das Auftreten solcher erheblicher Spannungsspitzen, die durch schnelle Belastungsänderung erzeugt werden, das Durchbrennen des entsprechenden Leistungssohalters nach sich ziehen. Solche Leistungsschalter können auch dann durchbrennen, wenn die Belastung nur langsam weggenommen wird, und die wiederangelegte Vorwärtsepannung erheblich über den Wert ansteigt, für den das Halbleiter-Bauelement ausgelegt ist. Wenn man jedoch in der oben im einzelnen beschriebenen Weise vorgeht, und die Betriebefrequenz etwa innerhalb des beschriebenen Bereiches hält, kann man die an den gesteuerten Gleichrichter wieder angelegte Vorwärtsspannung V_p leicht innerhalb von vorherbestimmten Pegeln mit einer Genauigkeit von zehn Prozent halten. Man kann also ganz erhebliche Leistungen sehr stark, d.h. sehr schnell, ändern, ohne daß ein bestimmtes Halbleiter-Bauelement mit Sohaltfunktion durchbrennt, was bei bekannten Anlagen immer wltder vorkam.

Die oben beschriebenen vorteilhaften Betriebseigenschaften erhält man für jede gegebene Vtrsorgungespannung B dann, wenn man gemäß den folgenden Formeln (l) den Wert der wieder angelegten Vorwärtsspannung Vp in Beziehung zur Versorgungsspannung B setzti '

-JL- ⁼ ** · ^Sin"₂*2 * ^l "^Coau2^t

2^t2

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1-e "*"l Cosu.t.

309822/0712 "^l?"

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2jH6'265

Dtr Antistatic ti, di* Ia ixjxMientialfolstcr &·§ «*!*«##& «*r For«·! CO *r«oh«liiti stellt den etfftkUmt ©faö⁴eobim •tani tar, dtr In Reihe «it dtp IntuktionifcjAiX· Hftgfe, und tntr aufgrund d«r &#l*ntung dittatr βραΐ« «it dto ttotalliwdtn ·1η·β KochgefMfi»e. J· uthr Ltiaiung In von Wir·· trmeugt wird» uneo größör wird λ. ttftti au· Oltiohving (1), daß dann, wenn aan^₂t_g β tu* gl«ieh TV2 hält, der Kxponentlalaußdruck ia Ktnntr« wal@!iif Belftitungewidtretand R enthKlt, Null irird« da er dei% Kosinus von ^t₂ enthält, der beiTT/ß Hull wirdt u%r Ausdruok wird also nun auf folgenden Wert

^fc

wobei ersichtlich dieses Verhältnis nunmehr unatöiängig von der Belastung ist*

Die in dem Metallboden eines auf die entsprechende Bpule gestellten Kochgefäßes induzierte Leistung kann ohne Beschränkung hinsichtlich C^t₂ für den jeweiligen ttomtnt -wert dee Belaetungestroinee in der Spule wie folgt bemch· net werdent

dt

Hierbei wird die geringe Leistung vernachlässigt, während der Huheperiode t_g abgegeben wird.

die

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-H-24

I 1 t 16

ρ * a T

.^Li

L₁ ein «I dt (3)

1 - e

2u,

(4)

Unter der Annahn· daß U^t₁ gleich 21Γ let und klein gegen 2U₁ let, ergibt sich

«ehr

C V IF

2T

- e

-Ht,

(5)

Bs eel z.B. angenommen, daß das Kochgefäß einen Widerstand von 1 OKM In den Schaltkreis reflektiert« und daß Vp 4oo Volt, C₁ * InF, L₁ =Mtt und T - 5o/is. Bei diesen Werten erhält nan rechnerisch eine Auegangeleistung von 1 2oo Watt, was eehr nahe bei dem experimentell gefundenen Wert liegt.

Aus Gleichung (5) sieht man, daß durch Veränderung von T die von der Schaltung gelieferte Auegange1·Ietung verändert werden kann. Der Wert von V« ale Funktion von B In QIeichung (1) wird in Gleichung (5) «ingeeettt, ua die Leistung unabhängig von der abhängigen Variablen V_p und

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H 1 P

ali Punktion der Periodenlänge (T) zu finden, wobei ) iet.

Um die beiden Gleichungen (1) und (5) nicht gleichseitig lösen zu müssen» kann man zeigen, daß in dem Bereich, in welchen^gtg etwaX/2 ist, Vp/g sich als Kehrwertfunktion von T ändert, wenn man annimmt, daß t^ konstant ist. Bs konnte übrigens im Experiment in diesem Sinne gezeigt werden, daß dies zutrifft, und zwar ist dabei so vorgegangen worden, daß man einen Zerhacker bzw. Wechselrichter nach Pig. 7 ausgemessen hat, wobei tatsächlich ziemlich genau proportional k/T ist. Wenn man nun diesen empirisch gefundenen Wert in Gleichung (5) einsetzt, dann ergibt sich:

kE²C

2T³

-Rt₁

Unter der Annahme, daß die Frequenz f des Zerhaokers zwischen jJokHz und 2ο kHz geändert werden kann, indem man tg, d.h. also den Kehrwert von f verändert, kann man aus Gleichung (6) ersehen, daß mit einer Veränderung der Frequenz von 1,5 zu 1 entsprechend }o zu 2o kHz eine Veränderung der Ausgangsleistung innerhalb eines Verhältnisses von 3,^ zu 1 erhalten wird. Aus Gleichung (6) ist weiter ersichtlich, daß man die Ausgangsleistung auch durch Veränderung von C, verändern kann. Wenn t~ konstant gehalten wird, dann ändert eich T etwa wie ty Außerdem verändert eich tj^ proportional zur Wurzel des Wertes von C^. Di« Wirkung einer Xnderung von C₁ mit konstantem tg besteht darin, daß die abgegebene Leistung sich nahezu linear mit C₁ ändert. Man kann einen außerordentlich . großen LeistungsbeaLoh bei der beschriebenen Schaltung

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U .

z.B. durch eine geeignete Kondenaatorachaltung entsprechend Flg. 2B erreichen. Welter ist es möglich, die Leistung getrennt dadurch zu beeinflussen, dad nan T konstant hält und nur C, ändert, und nan kann auoh C. auf. einen bestimmten Wert einstellen, und danach zum Zwecke der Veränderung der Ausgangsleistung T zu ändern, wobei dann t₂ entsprechend dem neu eingestellten Wert von C, ist.

In den Figuren 2A und 2B sind einige Weiterbildungen des insoweit beschriebenen Zerhaokers dargestellt. Da der Strom durch die Arbeitsspule L₁ aus einer Anzahl von intermittierenden Sinusimpulsen besteht, und die Spannung über der Spule am Anfang und am Bnde eines jeden etwa sinusförmigen Impulses mit einer der Frequenz von 18 - J>o kHz entsprechenden Steilheit ansteigt bzw. abfällt,, könnten erhebliche harmonische im Hochfrequenz-Spektrum auftreten und die bekannten unerwünschten Nebenwirkungen mit sich bringen. Um nun eine solche ungewüneohte HF-Abstrahlung zu vermindern, kann man einen entsprechenden HF-Dämpfungskreis über eine der wesentlichen Komponenten des Zerhackers schalten, z.B. eine Reiheneohaltung aus einer aiättungsspule L, und einem Olättungslcondensator C, in Parallelschaltung zum Kondensator C^. Die Qesamt impedanz von L,, C, und C₁ sollte ihrer Natur nach kapazitiv sein und in Serienresonanz mit L₁ bei der gewünschten Arbeitsfrequenz liegen, so daß man die weiter oben hinsichtlich ihrer Bedeutung abgehandelte wichtige Zeit t, erhält. Bei einer solchen Anordnung wird man die zur Olättung dienende Induktivität L, in der in folgenden unter Hinweis auf die Fig. 3 - 51 erläuterten Weiee ausbilden, damit sie als Heizspule wirkt, auf die z.B. ein Kochgefäß gestellt wird. Wenn nan L, und C, Überhaupt vorsieht, dann dienen diese Bauelenente dazu, den durch L-x fließenden Belastungsatron in wesentlichen sinusförmig zu gestalten, so daß also praktisch keine har-

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K1P16

moniechen Oberschwingungen auftreten« die im Hochfrequenzbereich liegen. Wenn man dann die verbleibenden Bauteile, Insbesondere die Induktivität L₁ in eine Abschirmung nach Art eines Oehäuses oder dgl. einbaut, dann erhalt man eine Induktionsheizung, die nahezu überhaupt keine Störstrahlung in einem Bereich hat, die andere, in der Nähe befindliche elektronische Geräte beeinflussen könnten.

Zusätzlich zu dem Merkmal, den Strom durch dl© Heizspule L-. im wesentlichen sinusförmig zu machen, um auf diese Weise HP-Strahlung zu vermeiden, haben L, und C-* weitere Vorteilet da der Strom durch L, im wesentlichen Sinusgestalt hat, wird eine im wesentlichen seitlich kontinuierliche induktive Kopplung zwischen der Spule und dem Boden dee Kochgefäßes erreicht, wodurch Wärme besser ausgenützt wird. Außerdem wird eine bessere Impedanzanpassung zwischen der Heizspule L, und dem Metallboden des Kochgefäßes erreicht, was wieder im Sinne einer verbesserten Kopplung wirkt, so weit das in Hinblick auf die notwendigen körperlichen Merkmale sowohl der Spule L~ als auch des Gefäßträgers möglich 1st. Die im wesentlichen konstante Größe V« der Schaltung gemäß Fig. 2 wird beim Vorgehen nach Fig. 2A In einen im wesentlichen konstanten Strom und eine im wesentlichen konstante Spannung in der Spule L, unabhängig von der Belastung Übertragen bzw. reflektiert. Wenn die Spule L, wegen daraufstehendem Kochgefäß belastet 1st, ergibt sich eine Verschiebung zwischen Spannung und Strom ausgehend von einer im wesentlichen quadratischen Phasenbeziehung dann, wenn keine Belastung vorhanden ist (keine Verluste) bis hin zu einer "Phasenverschiebung¹* vom Werte Mull. Die Größe der nicht phasenverechobenen Komponente bestimmt dann dl« Leistung, die von der Spule L-, auf das Kochgefäß übertragen wird. Diese Phasen-Verschiebungs-Steuerung der Ausgangsleistung wird erzielt, während Spannung und Strom

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in wesentlichen gleich bleiben. Die Konstanz der Spannung und des Stromes Über L, ausgehend von dem Zustand ohne Belastung bis hin zur vollen Belastung stellt sicher, daß keine gefährlich hohen Potentiale auftreten, wenn das Gefäß und damit die Belastung von der Spule weggenommen wird. Dieser wichtige Vorteil ist möglich, weil die Schaltung praktisch überschüssige Energie mittels der Rückkopplung an die Leistungsversorgung in einer Welse zurückgibt, die weiter unten unter Hinweis auf Fig. 7B im einzelnen erläutert wird. Die Vereinigung aller dieser technischen Vorteile in einem einzigen Leistungskreis ergibt ein Maximum an Ausgangsleistung und Wirkungsgrad innerhalb derjenigen Grenzwerte des Betriebes, die durch die Eigenschaften der beiden Gleichrichter bzw. Halbleiterelemente 17 und 18 bestimmt sind.

Fig. 2B zeigt eine weitere Ausgestaltung des Leistungskreises mit einer parallel zu C₁ geschalteten Reihenschaltung von C-, und L, zu Zwecken der Olättung. Bei diesem Ausführungsbeispiel besteht der Wechselrichter- Kondensator C. aus mehreren parallel geeohalteten Binze!kondensatoren C_1A - C₁₁J, die wahlweise durch entsprechende Betätigung der Schalter 25A - 25D zu- und abgeschaltet werden können. Auf diese Weise kann man die gesamte Kapazität des Zerhackerkreises so wählen, daß die Leistungsabgabe P linear gemäß obiger Oleichung (6) mit der Kapazität des wesentlichen Oesamtkondensators veränderbar ist. Zweckmäßig schaltet man die zusätzlichen Kondensatoren nur dann zu und ab, wenn de Dioden bzw. Gleichrichter 17 und 18 gesperrt sind, damit keine Funkenstreoken in den Schaltern auftreten. Die Art und Weise, wie hier zweckmäßig vorzugehen ist, wird weiter unten unter Hinwels auf Fig. 4 im einzelnen erläutert.

In den Figuren 7C und 7F sind die Verhältnisse bei voller Lei β tunge belastung (FL) und ohne Leistungebelastung (If j)

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H- H 1 P

für verschieden Werte von T, d.h. die Betriebsfrequenz, sowie für verschiedene Werte von tatsächlich eingeschalteten Eerhacker-Kondensatoren dargestellt, die entsprechend Pig. 2B ein- oder ausgeschaltet sind. In den Figuren 7C und 7P stellen die ausgezogenen Kurven die Wellenform des Stromes 1^₂ dar, der von der Stromversorgung während jeweils einer Periode T bei einem relativ geringen Wert von C₁ dar. Wenn entsprechend Fig. 2B ein vergrößerter Kapazitätswert verwendet wird, indem man einen oder mehreren der Kondensatoren 25 in Fig. 2B zuschaltet, dann wird die Zeit tj, während der der SCR 17 leitet, proportional größer, da die Wechselrichterfrequenz des Kreises sich ändert. Diese Veränderung vergrößert das Leitintervall t_lg des SCR 17 und es wird folglich ein proportional größerer Strom gemäß der gestrichelten Kurve in Fig. 7C gezogen, die die Größe von It₂ gegen die Zeit darstellt. Man sieht aus der gestrichelten Kurve von Fig. 7C, daß proportional mehr AmpereSekunden in einer gegebenen Peitode T gezogen werden, so daß die Leistungserzeugung des Zerhackers bei einer gegebenen Betriebsfrequenz vergrößert wird. Durch Verwendung der Schaltungsmerkmale nach Fig. 2B kann man also bei jeder gegebenen Betriebsfrequenz die Leistungsabgabe einmal durch Veränderung der Kapazität von C. verändern, und zum anderen die Arbeltsfrequenz zur Leistungsveränderung ändern, wodurch man einen relativ großen Bereich erhält, in dem man die Leistungsabgabe einstellen kann.

Fig. 7 zeigt ebenfalls It₂ und niedrigere mittlere Ströme 1-QQt die dann fließen, wenn keine Leistungsbelastung vorliegt. Man sieht, daß gemäß Fig. 7F der mittlere Qleichspannungspegel des in L₂ fließenden Stromes wesentlich niedriger liegt als die Pegel gemäß den Kurven der Flg. 7C und hinsichtlich der Größe durch die Verluste im Kreis bestimmt ist. Die Spitzengröfie des Stromes der

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-St- I 1 P

Wechselrichterfrequenz wird tatsächlich größer, wenn man die Leistung in Richtung zur niedrigeren Seite verändert; die negativen Halbperloden des Wechselrichter-Stroms gleichen im wesentlichen den positiven Halbperiöden mit Ausnahme der Verluste Im Kreis und die Wurzel des Quadrates der verbrauchten Leistung ist recht niedrig, was einen guten Wirkungsgrad ergibt. Während der negativen Halbperloden, die dem Leiten der RUckkopplungsdlode entsprechen, wird Strom praktisch in die Quelle zurückgespeist, und es wird nur so viel Strom bzw. Leistung verbraucht, wie den Leistungsverlusten entspricht, die mit etwa zehn Prozent recht niedrig liegen. Der Zerhacker verbraucht offensichtlich beim Wegnehmen der Belastung trotz Einstellung auf volle Leistung nur diese geringe Leistung, die praktisch den Leitungsverlusten entspricht. Bs wird also automatisch keine Leistung aufgenommen und unnütz vertan, wenn keine Leistung induktiv von der Heizspule abgenommen wird. Dies ist aus Sicherheitsgründen wichtig und wirtschaftlich außerordentlich vorteilhaft.

Flg. 70 zeigt den Verlauf der Reaktanz gegen die Frequenz, d.h. die Zelt in Schaltungen nach Flg. 2A und 2B. Die Darstellung zeigt Serien- und Parallelresonanzpunkte an und zwar, wie sie von den Anschlüssen des gesteuerten Oleichrichters 17 und der Diode 18 gesehen werden. Bine Wechselrichter-Betriebsweise ist nur in den Frequenzbereichen I, II und III möglich, in denen die Reaktanz kapazitiv ist. Die Flächen III und II der Darstellung bezeichnen nJaderfrequente Arbeitsbereiche, die hauptsächlich durch den Wert von L₂ bestimmt sind. Der Wechselrichter wird in dem Bereich I betrieben, um eine Kopplung von L-, zu dem Boden des die Belastung darstellenden Kochtopfes oder dgl. zu bewirken, wie oben beschreiben wurde. Der Betrieb bei den Bereichen III und II zugeordneten Frequenzen sollte nicht nur vermieden werden, weil dann dl·

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γ·· ; -··» 11 ρ

Leistungsübertragung über L, außerordentlich niedrig wird, sondern auch, weil relativ starke umlaufende Stöme entstehen würden, welche z.B. die verwendeten Dioden zerstören könnten oder z.B. die Sicherungen zum Durchbrennen bringen könnten. Die Betriebsfrequenz des Zerhackers sollte auf den Frequenzbereich entsprechend der Betriebsweise I beschränkt werden, wenn eine Glättungssehaltung mit L, und C₂ gemäß Figuren 2A und 2B verwendet wird. In Wechselrichtern oder Zerhackern, die nur L₁ und C^ gemäß Fig. 2 aufweisen, wobei L, die Heizspule ist und keine Qlättungskomponenten vorliegen, ist das der Fig. JQ entsprechende Diagramm in Fig. YH wiedergegeben, wobei II den Betriebsbereich darstellt.

Fig. 3 1st eine Kombination eines sohematischen Funktionsdiagramms und eines Teilschnittes einer bevorzugten Aus« fUhrungsfonn einer Induktions-Helaspul® nach der Erfindung» Bs ist ferner eine Temparaturfühleinriehtung vorgesehen,, und die dargestellte Anordnung dient beispielsweise als Herd in einem Haushalt. Die Fig. 3 zeigt die Art und Weise, wie eine Spiral-förmig gewundene Heizspule 4l, deren Windungen in einer Ebene liegen, unter einer isolierenden Tragkonstruktion 49 angeordnet ist, die sowohl für den Magnetlinien-Fluß als auch für Infrarotstrahlen .durchlässig ist. Die Platte 49 bildet praktisch die eigentliche Herdplatte. Die Art und Weise, wie die Heizspirale 41 selbst gewickelt bzw. gewunden ist, wird weiter unten unter Hinweis auf die Figuren 3A - JC beschrieben? es soll zunächst einmal angenommen werden, daß die Spule eine mittige Öffnung 42 aufweist und in eine geeignete Isolierung eingebettet ist, so daß die Spule einen relativ starren flächigen Körper darstellt. Die Induktionsheissspul® 41 kann entweder die Spule L^ in Fig. 2 od©r die Spule L* in Figuren 2A und 2B sein, und ist &uf mehreren mit Abstand angeordneten Isolierblöcken 45 gelagert» Die Blöcke

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M 1 P

liegen Ihrerseits auf einem ebenen, leitenden Metallteil 44 mit einer mittigen öffnung 45, die ihrerseits mit der mittigen öffnung 42 in der Spule 41 fluchtet. Die Metallplatte 44 ist ihrerseits mit Schrauben oder dgl. an einem leitenden Ring 47 aus Aluminium oder dgl. gut leitenden Metall mittels Bolzen 46,47 aufgehängt. Der Ring 47 weist oben gemäß Fig. 3 einen weiteren Ring oder dgl. 48 auf, der mehrere mit Abstand voneinander angeordnete öffnungen aufweist, die zum Durchfluß von Kühlluft dienen. Die Heizspule 41 ist unter der öffnung in dem oberen Ring 48 angeordnet. Die eigentliche "Kochplatte¹*, d.h. der Einsatz 49, ist in der gezeigten Weise in den Ring 48 eingesetzt; die Platte 49 besteht aus einem keramischen Material, welches auch für Infrarotstrahlen durchlässig ist. Selbstverständlich ist dieser Einsatz 49 kräftig genug, um z.B. eine Pfanne oder einen Topf 51 zu tragen, der bzw. die einen Metallboden aufweist. Die Anordnung ist so getroffen, daß KUhlungsluft die eigentliche Heizspirale umfließen kann, so daß dieselbe relativ kühl bleibt. Der obere Ring 48 kann aus einem Metall bestehen, oder aus Holz oder aus einem Keramikmaterial oder dgl. Zweckmäßig ist die öffnung in dem oberen Ring 48 mit einem die Magnetfeldlinien zusammenhaltenden Werkstoff ausgelegt. Das Teil 44 besteht zweckmäßig aus Aluminium, um die Magnetfeldlinien von der Induktionsheizspule in dem Boden des Topfes 51 zu konzentrieren. In einer anderen Ausgestaltung kann die Platte 49 nur ein kleines Infrarot-durchlässiges Penster bilden, das im Ring 48 angeordnet ist, wobei dann diese öffnung mit den öffnungen 42 und 45 fluchtet.

Unmittelbar unterhalb den miteinander fluohtenden mittleren öffnungen 42 und 45 befindet sich ein Infrarotlicht intermittierend unterbrechender Propeller 52 oder dgl.,

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der von einem kleinen herkömmlichen Elektromotor 53 angetrieben wird. Der Infrarot-Unterbrecher 52 ist ao angeordnet, daß er von oben auf einen Infrarot-Detektor 54 fallendes Infrarot-Licht unterbricht. Ggfs« kann es auch zweckmäßig sein, eine Art Sammelspiegel 55 unterhalb des Detektors 54 anzuordnen, um das vom Boden des Topfes 51 durch die beiden fluchtenden öffnungen 42 und 45 nach unten gelangende Infrarot-Licht auf dem Detektor 54 zu konzentrieren. Der Unterbrecher 52 unterbricht nun periodisch das auf den Detektor 54 fallende Infrarot-Licht, so daß in dem Detektor 54 eine Wechselspannungskomponente entsteht. Die Amplitude dieses Wechselstrom-Signales ist? dann kennzeichnend für die Temperatur des Bodens des induktiv geheizten Topfes 51 und ist vor allem im wesentlichen unabhängig von Umgebungseinflüssen, insbesondere der Temperatur der Umgebungsluft, sowie sogenannten Langzeit-Änderungen. Ersichtlich muß eine solche Pfanne 51 oder ein entsprechender Topf auf der Platte 49 vorhanden sein, um die induktiv von der Spule 41 übertragene Energie in Wärme umzusetzen. Da die Spule 41 einen geringen Ohm¹sehen Widerstand hat, bleibt sie relativ kühl, was Verluste herabsetzt. Ebenso bleibt die Platte 49 mangels Aufnahme induktiv übertragener Energie kühl, und wenn das Teil 49 sich überhaupt erwärmt, dann nur durch Konvektion oder direkten Wärmeübergang aus dem Boden der Pfanne bzw. des Topfes 51· Zweckmäßig gibt man der Platte 49 eine unregelmäßige Oberfläche, so daß ein Topf oder eine Pfanne 51 nur auf einigen wenigen Punkten aufsteht, wodurch nur sehr wenig Wärme vom Boden des Topfes in die Platte 49 übertragen wird. Da die Platte 49 ein Isolator ist, hat sie eine sehr geringe Wärmekapazität, so daß der Großteil der induktiv von der Spule 4l übertragenen Energie im Boden des Topfes 51 durch Wirbelstrom in Wärme umgesetzt wird. Da andererseits der Temperatur-» fühler 54 nahezu ausschließlich von der Temperatur des

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Topfes 51 beaufschlagt wird, 1st eine Steuerung bzw. Regelung mit sehr kleinem Spiel möglich.

Pig· 3A stellt schematisch ein bevorzugtes Verfahren zur Herstellung der Induktions-Heizspule 41 derart dar, daß man eine besonders gufce Kopplung an den Boden des Topfes 51 erhält. Es sind mehrere Litzen A,B,C und D eines aussen isolierten Drahtes miteinander verdrillt oder verwoben, so daß zunächst einmal ein Kabel mit in diesem Falle vier voneinander getrennten Litzen entsteht. Dieses Kabel ist dann in einer Ebene spiralig aufgewickelt, wobei in der Mitte eine Öffnung freigelassen wird. Jede Litze kann ihrerseits wieder aus einzelnen feinen Drähten bestehen, wie sie z.B. in Netzverbindungskabeln üblich sind. Fig. 3B zeigt nun, wie die vier Litzen innerhalb des Kabels miteinander verbunden sind. Ganz offensichtlich sind die vier Litzen elektrisch in Reihe gelegt, so daß also ein Eingangsanschluö T, und ein Ausgangsanschluß T₂ übrigbleibt. Das Innenende A¹ der Litze A liegt am Eingangspunkt B der Litze Bj B¹ liegt an C; C¹ an D und die Punkte A und D* bilden ganz offensichtlich die Anschlüsse T₁ und Tg.

Fig. 3C zeigt eine andere Art der elektrischen Verbindung der einzelnen Litzen A-D des Kabele, wobei ersichtlich einige der Litzen miteinander über Kreuz verbunden sind, so daß man zwei Sätze von parallel verbundenen Litzenbündeln erhält. Die Enden A und B der Litzen A und B liegen zusammen und die Enden C und D der mit gleichen Buchstaben bezeichneten Litzen liegen ebenfalls zusammen. Die Enden C und D der gleichen Litzen eind nun an die Enden A¹ und B* der Litzen A und C gelegt. Bei dieser Anordnung bilden mithin die Enden A und B der gleiohbezeichneten Litzen die eine Eingangsklemme T^, und die zusammengelegten Enden C* und D¹ der anderen beiden Litzen

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bilden ersichtlich die andere Bingangakleiaaie T_g. Mm kann ersichtlich auf diese Wtise verechledene Orad* ä@r fisftgne» tisehen Kopplung zum metallischen Boden dee Topfes 51 herstellen und man hat auf diese Weise weiterhin verschiedene Möglichkeiten, sowohl den induktiven Wideretand als auch den zwischen den einzelnen Litstn liegenden kapazitiven Widerstand der ganzen Spule eu beeinflussen.

Flg. 3D zeigt eine andere Auβführung«form als die Fig. 3» wobei ein ringförmiger Ferritkörper 56 eine mittlere Öffnung 57 aufweist und Im Eadialsohnitt praktisch zwei nebeneinander liegenden Trögen entspricht. Die eigentlich® Induktionsspule 4-1 liegt in diesem kreisrunden Trog §6 unterhalb einer Platte 49, die nicht magnetisierbar und durchlässig für Infrarot-Licht 1st. Auf dieser Platt© 49 würde dann eine Pfanne oder ein Topf 51 ^it Metallboden stehen. Der Ferritkern 56 kann aus elfteai hohe Temperaturen aushaltenden Ni-Zn-Ferrit bestehen, d©ssen Fexwsafoi-Iitat bei etwa 35o°C über loo liegt. Der Ferritkern kann dann in geeigneter Welse über die Platte 49 in ein© entsprechend große öffnung einer Platte 48 eingehängt werden, wobei ein kleiner Luftspalt zwischen den Teilen 56 und 48 sein sollte, wenn die Platte 48 aus Stahl besteht. Die ganze Anordnung würde dann mit den fluchtenden Mittelöffnungen wieder über einem Infrarot-Detektor angeordnet, wie dies in Fig. 3 dargestellt ist. Die Wirkungsweise der Anordnung nach Fig. 3D entspricht etwa der nach Fig. 3, wobei aber kleinere Luftpfade vorhanden sind, wodurch Streuflufl an der Unterseite der Spul« auf ©inen vernaohlässlgabren Pegel abgesenkt wird. Bei dieseia tue«· führungsbeispie 1 hat man eine besonders gute magia®tisch® Kopplung zwischen der Spule und dem Topf bzw, detäecn Boden festgestellt. Man erhält dabei also mehr Heizleistung bei gleichem Strom. Wegen der noch besser gekoppelten Magnetflüsse kann man die Einheit in einer Metallplatt®

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anordnen« und die Kanten der Metallplatte näher zum Ferrit kör per reichen lassen, ohne daß deswegen Wärme in der Platte erzeugt würde. Außerdem ist ein Vorteil des Ferritkerns darin zu sehen, daß der Magnetfluß gegen andere Metallkörper, z.B. Tragstrukturen, besser abgeschirmt ist, wodurch man in der Wahl des Werkstoffes für diese weiteren Teile nicht beschränkt ist, und außerdem wegen der kleineren notwendigen Abstände weniger Platz braucht. Bei diesem AusfUhrungsbeispiel entstehen auch dann keine nennenswerten Hochfrequenzstrahlungen, wenn man einen Zerhacker nach Fig. 2 verwendet, wobei - wie dort erwähnt - keine zusätzlichen Dämpfungsmittel wie L, und C, vorgesehen sind. Dadurch wird Platz gespart und ein guter Wirkungsgrad erreicht, obwohl natürlich die Kosten des Ferritkerns eine gewisee Belastung mit sich bringen. Selbstverständlich wird der Ferritkern 56 nur mit Spulen L, oder L-, verwendet, bei denen leine Gleichstromkomponenten auftreten, die sonst den Kern sättigen könnten. Dies ist deswegen wichtig, damit man nicht durch Sättigung des Kerns unerwünschte Spitzenströme erhält, die worauf oben schon eingegangen wurde - für die Halbleiterbauteile, insbesondere den SCR 17, gefährlich werden könnten.

Fig. ys, zeigt eine weitere AusfUhrungsform des alternierende Signale der erfaßten Infrarotstrahlung erzeugenden Unterbrechers 52 der Fig. J. Bei dieser Anordnung nach Fig. 3B treibt ein einziger Motor 53E nicht nur die propellerartigen Blätter 52B, sondern auch die Oebläseschaufeln 58, die dazu dienen, einen Kühlluft-Strom um die Heizspule und durch die Räume unterhalb der eigentlichen Topfhalterung 49 zu treiben. Bei der Anordnung nach Flg. 3E, ist eine Öffnung 59 im Gehäuse des Oebläseaotors 53E vorgesehen, durch welche Infrarotstrahlung vom

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Boden des induktiv geheizten Gefäßes 51 hindurohtraten und von hierfür vorgesehenen Unterbrecherblättern 521 unterbrochen werden, wodurch eine Pulsierung entsteht. Das pulsierende Signal aus Wärmestrahlung fäUt nun auf einen Detektor 54, der innerhalb des Gehäuses angeordnet ist. Die Unterbrecherblätter 52E und di© Gebläseschaufel 58 werden mit gleicher Drehzahl mittels einer gemeinsamen Welle vom Motor 53E gedreht. So wird in einem Ausführungsbeispiel eine Unterbrecherfrequenz von 54 Hz erreicht bzw. angewendet. Bei dieser Anordnung erreicht man nicht nur eine Kühlung der Induktions-Heizspule und der Räum® um die Spule herum, sondern außerdem noch ein© wesentlich verbesserte Temperaturstabilität der Umgebung, in " welcher der Infrarotdetektor mit zugeordneten Halbleiter-Verstärkern angeordnet ist.

Fig. 4, die sich nach unten in die Fig. 4A fortsetzt, ist ein Schaltplan für die elektrischen Teile der Induktions-Heizeinrichtung und für die Steuermittel mit einem Infrarot-Temperaturfühler. Die Induktions-Heizspule L-, zum Heizen des Metallbodens eines Kochgefäßes 51 (am rechten Rand der Figur) kann in der oben erläuterten Weise etwa gemäß den Figuren 3 - 3E ausgebildet sein und wird von einem Zerhacker-artig arbeitenden Wechselrichter etwa gemäß Fig. 2B getrieben. In Fig. 4 sind verschiedene Untereinheiten der Energieversorgung der Spule in gestrichelt angedeuteten Blöcken dargestellt» wobei diese gestrichelt dargestellten Blöcke den Blöcken im Blookdlagramm der Fig. 1 entsprechen. In der folgenden Beschreibung der Binzelblöcke werden die erforderlichen Einzelheiten der einzelnen Schaltungen erläutert, und zwar insbesondere In Hinblick auf die Regelung des Betriebs des eigentlichen Generators der Spule, d.h. des Schwingkreises 19* der Heizspule L,, der Diode 17 und der Rückkopplungsdiode 18.

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Wie Pig. 4 links oben zeigt, 1st zunächst ein Vollweg-Oleiohrlchter 14 in bekannter Brllckensohaltung vorgesehen« der zunächst vier Leistungsdioden aufweist. Der Oleiohrichter weist zwei Reihen von gegeneinander geschalteten Dioden auf» wobei die beiden Reihen parallel zueinander liegen, über einen Sicherheitsschalter 15 wird Netzspannung, z.B. 115 Volt, 6o Hz und 15 - 3o Ampere angelegt. Bine Anzeigelampe 61 liegt zwischen den Speisezuleitungen des Oleichrichters 14, um anzuzeigen, ob Speisespannung anliegt. Der Ausgang des Oleichrichters 14 erscheint auf den Schienen 15 und 16 in Form eines pulsierenden«, ungefilterten Gleichstromes. Die Binzelimpulse, aus denen sich dieser pulsierende Oleichstrom zusammensetzt, haben jeweils etwa Sinusgestalt. Jeder solche Impuls geht jede halbe Periode von seinem Maximalwert auf Null und umgekehrt, Diese Wellenform ist in Fig. 1 oben links neben der Stromschiene 15 schematisch angedeutet.

Wie bereits oben unter Hinweis auf Fig, I erläutert wurde, wird die pulsierende ÖleIchspannung der Schienen 15 und 16 erst dann an den eigentlichen Unterbrecher oder Zerhacker geliefert, wenn der Nullpunkt-Schalter SCR 21 unter der Wirkung einer Nullpunkt-Steuerschaltung 22 und der Verzögerungsschaltung 2J> angestellt, d.h. leitend gemacht, wird. Da der der Schalttransistor SCR 21 den erheblich Über der Signalstärke liegenden Strom I-g schalten muß, handelt es sich hierbei natürlich um einen entsprechend für starke Ströme ausgelegten Halbleiterschalter. Solche Halbleiterschalter benötigen aber andererseits ein erhebliches Antastsignal, für welchen Zweck ein weiterer gesteuerter Siliciura-Oleichrichter 62 vorgesehen ist, der für geringere Leistungen ausgelegt let als SCR 21. SCR liefert einen Anschaltstrom von etwa 5o Milliampere, der von der Spannung an SCR 21 abgelefcet wird, bevor SCR 21 vom gesteuerten Oleichrichter 62 angeschaltet wird. SCR

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f -as- μ ι Ρ 16

benötigt nun nurmehr 2oo - 5oo Mikroampere Antastetet»!, wodurch praktisch die Empfindlichkeit der Antastfichaltung 22 erheblich erhöht wird, so daß die Schaltung 8CR 21 dann anschaltet, wenn nach dem Anschaltsignal dl© gleichgerichtete Wechselspannung gerade widder von Mull nach oben geht.

SCR 21 steuert die Ladung des Kondensators C₂ in Abhängigkeit vom Anliegen oder Nichtanllegen eines Signals an seiner Steuerelektrode* Das Antast- oder Toreignal ist in Phase mit der Versorgungsspannung K und wird zur Zeit t angelegt oder nicht angelegt.

Da der gesteuerte Silicium-Oleiclirichter 21 praktisch bei der Spannung Null bzw. ganz kurz darüber angeschaltet wird* wird der Kondensator C₂ in Phase mit der pulgierenden Gleichspannung geladen. Wenn also Speisespannung engelegt 1st, entstehen keine Hochspannungs-Strosaspitzea durch den Oleichrichter zur Ladung von Cp, was dann der Fall wäre, wenn SCR 21 bei geschlossenem Schalter IJ unmittelbar am Gleichrichter läge. In diesem letzteren Fall verwendet man oft einen kleinen Reihenwiderstand von etwa 1/2 Olim entweder auf der Wechselspannungs- oder auf d©r Gleichspannungseeite des Gleichrichters, um derartige Ladestrom me auf etwa 15o Ampere zu begrenzen, was der Morsislbelast» barkeit der Dioden in der Brücke entspricht» Während ein solcher Reihenwiderstand zwar den Strom begrenzt, bedingt er andererseits einen erheblichen Leistungsverlust durch Wärme, wenn z.B. bei Vollast 12 Ampere Strom dem Zerhacker zugeführt werden; das sind in diesem Falle immerhin etwa 72 Watt. Ein Leistungsverlust dieser Größe beeinträchtigt aber den normalerweise sehr guten Wirkungsgrad des Wechselrichters und verlangt sogar eine eigene Kühleinrieh- . tung. Dadurch würde eine erhebliehe Energiemenge an unerwünschter Stelle durch unerwünschte Wärme von der desamt-

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leistung abgezweigt, die zum Erhitzen eines Gefgflee mit Metallboden dienen sollte. Der Kondensator C₂, der normalerweise ein Elektrolytkondensator ist, beginnt also sein Laden mit einer niedrigen Spannung, die dann etwa gradlinig nach Maßgabe der Änderung der Steigung der Ladung C₂ ansteigt, und folgt dann der Halbwelle der Versorgungsspannung. Der Ladestrom ist immer wesentlich kleiner als der maximale Belastungsstrom, so daß der BrUokengleichrichter keine großen Stromspitzen aushalten muß. Da kein Reihenwiderstand vorgesehen ist, wird insoweit keine Leistung verloren. Außerdem wird der Kondensator C₂ nur geladen, wenn SCR 21 leitet. Wenn der Zerhaoker bzw. Vfechselrichter sich gerade im Ruhezustand befindet, in welchem SCR 21 nicht leitet, dann ist auch keine Spannung am Kondensator C₂ und infolgedessen wird dieser Kondensator auch nicht von einer dauernd anliegenden Spannung belastet. Die Standzeit eines solchen Kondensators C₂ ist also tatsächlich dadurch gegenüber bekannten Anordnungen erhöht, daß er nur unter Spannung steht, wenn Leistung abzugeben 1st.

Zwei in Reihe geschaltete Kondensatoren 63 und 63A liegen zwischen der Steuerelektrode von SCR 62 und der Versorgungsschiene 16. Der gemeinsame Punkt zwischen diesen beiden Kondensatoren liegt an der Verbindung zwischen der Katode von SCR 62 und der Steuerelektrode von SCR 21. Die beiden Kondensatoren dienen dazu, ein öffnen von SCR 62 und damit SCR 21 beim Einschalten zu verhindern. Ein Kondensator liegt nun parallel zum SCR 21, um ein Anschalten dieses Bauteils bei Einschalt-Spannungsspitzen zu verhindern. Die Kondensatoren 63 und 63A und die Steuerelektrode von SCR 62 liegen an einem Abgriffspunkt eines Spannungsteilers, der aus einer Reihenschaltung der Widerstände 64, 65 und 66 besteht, wobei der Spannungsteiler zwischen den

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Schienen 15 und 16 liegt. Wenn also Insoweit keine Sperre vorgesehen wird, wird die Steuerelektrode von SCR 62 jedesmal dann, wenn der gepulste Gleichstrom von Null aus größer wird, soweit positiv, daß SCR 21 in den Leitzustand geschaltet würde.

Wenn SCR 21 leitet, liegen die Ausgänge des Oleichrichters 14, der Kondensator C₂ und der Zerhacker parallel zueinander, und die Spannung über dem Kondensator weicht verlaufsmäßig von der Sinusform um so stärker ab, je größer die Ohm'sche Belastung vom Zerhacker ist. Bei einer starken NeBenschlußbelastung folgen die Kondensatorspannung V~2 und die Versorgungsspannung E im wesentlichen derselben Sinuswellengestalt mit Ausnahme des Mullpunkts und der Versrogungsstrom Ig₁ durch SCR 21 hat im wesentlichen einen Sinusverlauf.

Bei geringfügiger Belastung fällt die Kondensatorspannung V_Cp langsamer ab, als die Halb-Sinus-Versorgungsspannung und folgt einer Exponentialkurve, die vom Eingangswiderstand des Zerhackers bestimmt 1st. Da im vorliegenden Falle die Belastung gering ist, ist während einer erheblichen Zeit um den NullpunktjheruBi die Spannung B geringer als die Kondensatorspannung und die Anodenspannung an SCR 21 ist negativ, so daß dieser gesteuerte Gleichrichter also nicht leitet. SCR21 schaltet also zu einer Zeit t_a ab und zu einer Zeit t^ an, wenn das Steuersignal dauernd jenseits des Zeit-Nullpunktes t_Q anliegt. Während eines Sperrintervalles folgt das Antasteignal der Halb-Sinus-Welle zum Wert Null hin, so daß also dl® Möglichkeit besteht, den gesteuerten Widerstand in der nächsten Halbperiode anzuschalten oder ihn nicht anzuschalten. Auf diese Welse kann man bei jedem Abfall auf Null entscheiden, ob der gesteuerte Gleichrichter leiten soll oder nicht, obwohl die Spannung an C₂* die auch an den Zerhacker geliefert wird, niemals auf Null abfällt.

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Der entsprechende Stromfluß durch den SCR 21 1st In Pig. IB dargestellt und besteht aus einer abgeschnittenen HaIb-Sinus-Welle zur Bildung von Anstiegsflanken und Abfallflanken zu jenen Zeltpunkten t_b und t , in welchen der SCR nach Maßgabe des Potentials auf C₂ an- und abgesohaltet wird. Der Anstieg bei t_fe 1st viel langsamer als in typischen, phasengeeteuerten Silicium-Gleiohrichtera, well ein entsprechend geeignetes und kontinuierliches Signal zum Anschalten an die Steuerelektrode des SCB*s näher am Hu 11 punkt als bei t. vorliegt, so daß der Ström zu fHessen beginnt, sobald mit einer von der Differenz der Steigung der Spannungskurve bestimmten Geschwindigkeit B-V«« positiv wird. Anstiege von nur etwa 5 Ampere in einer Zehntel Millisekunde sind typisch für eine Io kHz-Welle. Jeglicher induktive Widerstand in dem Versorgungssystem bewirkt eine weitere Verlangsamung dieses Anstieges. Bine solche Stromwelle zeigt nicht den bei bekannten phasengesteuerten Qleichrichtern auftretenden BMI-Pegel. Wenn die Qröße des gezogenen Stroms mit größerer zerhaokerbelastung ansteigt, geht die Stromwelle ihrer Form nach in Richtung einer Sinusgestalt und der BMI-Pegel ist sogar kleiner, als wenn gar keine Belastung vorlag·.

Um ein Anschalten des Niederspannungsgleiohriohters 62 sowohl beim Anschließen der Speisespannung durch Schliessen des Schalters 1J5 als auch dann zu verhindern» wenn der Zerhacker bei Handsteuerung angeschaltet wird oder abgeschaltet wird, ist ein weiterer gesteuerter Silioiu»- Oleichrichter 72 als Teil des Verzögererkreises 23 vorgesehen; SCR 72 liegt zwischen dem Verbindungepunkt der Spannungsteiler-Widerstände 64 und 65 und der Sohlen· 16. Wenn SCR 72 leitet, wird die Verbindung von 64 und 65 Auf dem Potential der Schiene 16 festgehalten, und daduroh kann der Oleichrichter 62 nicht angeschaltet werden. Der Sperr-SCR 72 liegt mit seiner Steuerelektrode unmittelbar

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über einen Widerstand 71 an seiner eigenen Anode« so daß er angeschaltet wird, sobald er überhaupt an Spannung gelegt wird. Die durch die RC-Schaltung an der Steuerelektrode der Niederspannungs-Schaltdiode 72 bedingt® Yera&eerung verhindert, daß die Antastspannung an SCR 62 auf einen der Stromleitung entsprechenden Wert geht, bevor der gesteuerte Gleichrichter 72 geöffnet wird. Diese Wirkungsweise ist ähnlich der Wirkung von normalerweise geschlossenen Relaiskontakten zwischen der Steuerelektrode und der Katode von SCR 21 beim Starten. Der SCR 72 verhindert also ein öffnen des Niederspannungsgleichrichters 62 dann, wenn kein anderes Signal anliegt, so daß also SCR 62 ohne irgendwelche weitere Steuersignale nicht geöffnet werden kann, wenn man z.B. den Gerätestecker einsteckt oder den Hauptschalter IJ schließt. Dadurch daß SCR 62 gesperrt bleibt, wird auch der Zerhacker nicht erregt. Die soweit beschriebene Schaltung hält zuverlässig jedes Antastsignal an SCR 62 fern, wenn z.B. zu irgendwelchen Zwecken das Gerät kurzfristig an Netzspannung gelegt wird, oder wenn aus irgendwelchen Gründen der Schalter IJ schnell geöffnet und geschlossen wird, und dgl. Bs entstehen ausserdem beim Einstecken keine Funken am Gerätestecker, unabhängig davon, wie der Stecker eingesteckt wird. Auf diese Weise werden beispielsweise Beschädigungen der Bauteile des eigentlichen Zerhackers vermieden, und es wird eine erhebliche Bedienungssicherheit erreicht.

Die Steuerelektrode des Sperrschalters 72 liegt am Kollelttor eines ersten npn-Haltetransistors 75» dessen Emitter direkt an der Schiene 16 liegt. Die Basis des Transistors 75 liegt über einen Ladewiderstand 74 am gemeinsamen Punkt zweier Spannungsteiler-Widerstände 75 und 76, die ihrerseits in Serie zwischen den Schienen 15 und 16 liegen. Bin Niederspannungskondensator 82 mit großer Kapazitanz liegt zwischen der Basis des Transistors 75 und der Schiene Aufgrund dieser Schaltung wird die positive Spannung von

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dem Abgriffspunkt zwischen den Widerständen 65 und 66 über den Widerstand 74 langsam im Kondensator 82 gesammelt, bis der Transistor 73 in den Leitzustand geschaltet wird, und damit die Steuerelektrode des SCR 72 auf dem Potential der Schiene 16 hält, wodurch SCR 72 während folgender Halbwellen Jenseits derjenigen Halbwelle nicht angeschaltet werden kann, während welcher die Steuerelektrodenspannung von SCR 72 unter dem Anschaltpegel festgehalten wird. Es liegen also im wesentlichen gegeneinander arbeitende Sperrglieder in Form des ersten Transistors 73 und der Sperrdiode 72 vor, die gegeneinander arbeiten. Wenn kein weiteres Steuersignal erscheint, können nach einer durch die Widerstände 64, 65 und 66 und den Kondensator 82 bestimmten kurzen Verzögerungszeit von etwa einer Sekunde die beiden gesteuerten Oleichrichter 62 und 21 kurz über dem Nullwert der Spannung angeschaltet werden, d.h. wenn am Ausgang des Oleichrichters die nächste positive Sinus-Halbwelle erscheint. Bs sind Jedoch weitere Steuersignalgeneratoren zur Steuerung des Transistors 73 vorhanden, und zwar die Temperaturmeß-Schaltung 27 und die Wärmezufuhrsteuerung 25 - 25a, sowie weitere Signalgeneratoren, wie z.B. ein Uberstrom-Detektor, ein Höchst-Temperaturdetektor und weitere Sicherheitselemente, die weiter unten beschrieben werden.

Aus dem Vorstehenden ergibt sich, daß die "Nullpunkt-Steuerung" keinerlei Bauelemente aufweist, die irgendwelche Energie speichern könnten, mit deren Hilde die gesteuerten Gleichrichter 62 und 21 genau bei der Spannung Null in der Versorgung angeschaltet werden könnten; im Oegenteil: die Versorgungsspannung muß erst wieder einen genügend Über Null liegenden Wert erreicht haben, um ein entsprechendes Öffnungssignal für diese Oleichrichter zu liefern. Dies ist keineswegs ein Nachteil, da daß Potential zwischen Anode und Katode des SCR 21 zu einem Zeitpunkt positiv wird, der immer später liegt, als einer

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der zeitlichen Nullpunkte, weil ein Restpotential in den Kondensatoren des Zerhackers jenseits des SCR 21 gespeichert ist, welches von der SCR-Spannung abgezogen wird. Ss wird also ein Antastsignal an den SCR 21 vor dem Zeitpunkt gelegt, zu welohem seine Anodenspannung so groß wird, dafl er überhaupt leitend werden kann. Bs 1st weiter darauf hinzuweisen, daß wegen der Speicherung von Ladung in den Kondensatoren des Zerhackers ein kontinuierliches Antastsignal an der Steuerelektrode von SCR 21 während jeder Halbwelle der Anschaltzelt erforderlich ist, um den großen zeitlichen Verzögerungsbereich zu ermöglichen, während dessen die Anodenspannung von SCR 21 positiv ist, und demnach SCR 21 leitend werden kann.

Unter Hinweis auf Fig. 2B war bereite erläutert worden, daß die Heizleistungssteuerung 25 eine Schaltanordnung aufweist, die dazu dient, einen Satz von Kondensatoren In einzelnen Schritten in die Qesamtkapazität C, einschalten zu können, um diese Gesamtkapazität zu vergrößern oder zu verkleinern. Wie Flg. 4 nunmehr im einzelnen zeigt, sind tatsächlich zwei Schalter S₁ und Sg vorgesehen^, die mechanisch miteinander gekoppelt sind. Der Schalter S₁ ist ein progressiv arbeitender Schalter, der stufenweise die verschiedenen Kondensatoren C₁* - C„. parallel zu C. schaltet, wenn sich der bewegliche Sciialterteil voa S₁ von links nach rechts in Fig. k bewegt. C₁ 1st dabei die kleinste kapazitive Reaktanz, die man in der Schaltfolge erhalten kann. Der progressiv arbeitend® Schalter kann einen drehbaren Anker haben, der kontinuierlich iß einem Drehsinne betätigt werden kann* um ohne Änderung der Utodrehungsrichtung einen zusätzlichen Kondensator nach dem anderen parallel zu C₁ schaltet·,, bis alle zusätzlichen Kondensatoren so geschaltet sind. Yen einem ganz bestimmten Schritt aus, der der zuletzt genannten Bedingung entspricht, besteht dann nur ein weiterer Schritt in di®

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nächste Schaltstellung« von dem an alle zusätzlichen Kondensatoren aus der Parallelschaltung zu C₁ herausnimmt, wodurch man dann der Qesamtkapazität den kleinsten Wert gibt. Aus αrunden der Vereinfachung ist S₁ als ein mit Längsbewegung arbeitender Schalter dargestellt.

Zusätzlich zu dem soeben erläuterten Schalter S, ist eine Heizleistungs-Schaltanordnung vorgesehen, die einen Schalter Sp mit Schaltstellen 25a aufweist. Die Schaltkontakte von S₂ dienen zum Verhindern eines Anschaltene des SCR 21 während derjenigen Intervalle, in welchen der bewegliche Sohalterteil von S₁ zwisohen zwei Anschlußpunk ten steht, d.h. während des eigentlichen Veränderns der Größe von C₁ . Auf diese Weise wird erreicht, daß die Versorgung des Zerhackers nicht mit Speisespannung beaufschlagt wird, während die eigentliche Heizleistung durch Veränderung von C₁ vergrößert wird. Würde man diese Maßnahme nicht vorsehen, so daß der Zerhacker arbeiten würde, während tatsächlich gerade ein Umschaltvorgang abläuft, würde man beim Betätigen von S₁ dort erheblich· Schaltfunken in Kauf nehmen müssen.

Das tatsächliche Abschalten des Stromflusses vor dem eigentlichen Schalten gestattet auch die Verwendung eines Schalters kleiner Abmessungen, der infolgedessen auch von Hand einfach zu bedienen ist. Außerdem kann der Schalter mit so kleinen Kontaktflächen ausgestattet sein, daß er nur zur Stromleitung dient, nicht aber zum eigentlichen Schalten. Durch die Verwendung dieser Art der Veränderung der Qeeamtkapazität wird erreicht, daß die Verbindungeleitungen zu Jedem einzelnen Kondensator nur solchen Quer schnitt brauchen, als für diesen Kondensator jeweils notwendig ist. Zweckmäßig sind alle zuschaltbaren Kondensatoren nach dem Schalter S₁ so groß ausgelegt, daß dl· Schaltschritte gleiche Kapazitätβveränderungen bringen;

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die zuschaltbaren Kondensatoren wäran dann gleich groß zu wählen.

Damit nun in der oben erläuterten Weise der SCE 21 während des Schaltens von S₁ nicht leitend wird, sind all^s festen Kontakte des Schalters S₂ parallel an die Basis eines npn-Klemm-Transistors 8l gelegt, dessen Emitter an der Stromschiene 16 liegt, und dessen Kollektor über einen Strombegrenzungswiderstand 8o am Kondensator 82 liegt«, Der bewegliche Kontakt des Schalters Sp liegt direkt an der negativen Schiene 16 und an einem Ende einer Spannungsteiler-Widerstandsreihe mit Widerständen 85 und 84, wobei dieser Spannungsteiler wieder zwischen den Schienen I5 und 16 liegt. Der gemeinsame Punkt der beiden Widerstände 83 und 84 liegt zusammen mit den festen Kontakten des Schalters Sp an der Basis des Transistors 8l.

Auf diese Weise wird erreicht, daß der bewegliche Kontakt des Schalters Sp die Basis des Transistors 8l auf der Spannung der Schiene 16 hält, nachdem der Schalter in eine bestimmte Stellung verbracht wurde. Während derjenigen Intervalle, in welchen die gekoppelten Schaltanker von S₁ und Sp bewegt werden, um in der oben erläuterten Weise die Gesamtkapazität von C₁ zu ändern, ist der Anker von Sp, der sich synchron mit dem Anker von S₁ bewegt, offen. Während dieser Intervalle, in denen der Schalter Sp offen ist, wird eine positive Anschaltvorspannung an die Basis des zweiten Transistors 8l über die Widerstände 83 und 84 angelegt, wodurch dieser Transistor leitend wird. Sobald der Transistor 8l leitet, wird der Kondensator 82 schnell über den Widerstand 80 entladen, und die Basis des Transistors 73 wird dadurch auf das Potential der negativen Schiene gebracht, wodurch der Sperr-SCR 72 leitend wird, und ein Anschalten der Transistoren 62 und 21 sicher verhindert.

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2216755 η ι ρ

Wenn der SehaltVorgang beendet ist, mit welchem die Oesamtkapazit&t C₁ verändert wurde, dann liegt der bewegliche Anker von S₂ an einem der festen Kontakte, wodurch die SpannungsteilerWiderstände 83 und 84 abgeschaltet werden, und die Basis des Transistors 8i wieder auf dem Potential von der Stromschiene Io gehalten wird. Dadurch sperrt der Transistor 8l und hat keine Wirkung mehr auf die Schaltung . Mit dem Augenblick, in welchem der Anker von Sp eine seiner Ruhestellungen erreicht, beginnt die Ladung des Kondensators 82 auf ein Potential, welches den Transistor 73 anschaltet, wodurch wiederum SCR 72 nicht mehr von der nächsten Halbwelle angeschaltet werden kann, nachdem seine Steuerelektrode auf dem Potential von der Schiene 16 gehalten wird. Der SCR 21 wird dann am oder nach dem nächsten Nulldurchgang der pulsierenden Wechselspannung angeschaltet, und es wird wieder Speisespannung an den Zerhacker angelegt. Der SCR 21 wird also gesperrt, sobald irgendeine Bewegung der gekoppelten Anker der Schalter S₁ und Sp vorgenommen wird. '

Zusätzlich zum Transistor 8l ist ein weiterer Transistor 85 in der gezeigten Weise mit dem Transistor 8l Emitter an Emitter und Kollektor an Kollektor geschaltet, um zusätzlich ein Anschalten des Transistors 73 zu verhindern. Der Transistor 85 ist ein npn-Transistor, dessen Basis am Ausgang der Temperatur-Detektorschaltung 24 liegt, und sein Einschalten bzw. Ausschalten wird aleo von der erfaßten Temperatur des Kochgefäßes bzw. dessen Boden gesteuert. Der Transistor 85 steuert das letzte Anschalten bzw. Abschalten des SCR 21 in ähnlicher Weise wie dies der Transistor 8l tut. Die Temperaturmeßschaltung 24, welche positive Anschaltsignale und negative Sperrsignale an die Basis des Transistors 85 liefert, wird weiter unten im einzelnen beschrieben.

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8b «ei nun angenommen, daß die Schaltung sieh in den oben beschriebenen Zustand befindet, und daß Leistung In einem Augenblick angefordert wird, in welchem Ar steuerbare Siliciura-aieiohriohter 21 au einem Zeitpunkt angeschaltet ist, an welchem die pulsierende Gleichspannung auf den Schienen 15 und 16 auf oder nahe bei dem Wert Null Ist« Beim Anschalten von SCH 21 erscheint eine negative Span« nung zwischen dem Verbindungspunkt des !Leiters 91 und der Schiene 15, welche Spannung über einen Widerstand 93 an eine Zener-Diode 92 gelegt wird» Die Zener-Diode 92 hat einen charakteristischen Wert von etwa 12 Volt Gleichspannung verglichen mit den höheren Spannungsspiteen von 115 - 150 Volt zwischen den Schienen 15 und ΐβ. Bhtcö, das Nieder-Qleichspannungserregerpotential wird ein "SUS⁵¹-Triggerkreis erregt, der einen HG Kreis mit verände Widerstand j54 und einem Ladekondensator 9h aufweist ehe letzten Schaltglieder parallel sur Zener der positiven Schiene 15 liegen (⁹SUS¹¹ ist di© des englischen Ausdruckes.^i!silicon unilateral switohⁿ und wird mit dsm in Fig. 4"bei 95 gezeigten Bjmbol darge stellt, welches dem Fachmann bekamt ist), !in sistor 95 als Sciiwellwert-Beteletor ©äer ein E Bauelement, z.B. eine entsprechend© Zener-Bioe.©^ einem Anschluß gemäi Fig» 4 links oben an ein© Stelle zwischen dem veränderlichen Mläersfcaaö 34 und üem sator 94 ge legt, ιιιιά mit den ariaQVQn laechlui Kondensator 96 an· die Basis eines' pBp-LeistuB 97, Die Basis des Transistors 97 iefe bei dem bcsispiel gemäß Fig. '4 über einen links obeÄalb üew, densators 96 dargc-isteilten Miderst&iid an die gelegt. Der sum Zwecke der Leistungssohaltung Transistor 97 bewirkt auch e-ins Leistungsverstärkung. Is handelt sich um einen Transistor mit einer ralati^ ffla«· chen Strom/Spannuiigskennlinie, so daB ein relativ konstanter Strom durch das Bauteil im angeschaltataa Zustand

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fließt, obwohl an der Emitter-Kollektor-Streoke erhebliche Änderungen auftreten. Der Emitter des Transistors 97 ist direkt an die Stromschiene 15 gelegt, und sein Kollektor liegt an der Primärwicklung 98 eines Schalttransformators T,, der seinerseits zu der Transformatorsohaltung 31 in Pig. 1 gehört. Das andere Bnde der Wicklung 98 liegt an einer OleichspannungsVersorgung von niedriger Spannung, die ihrerseits aus einer Reihenschaltung einer Oleichrichterdiode lol und den damit in Reihe liegenden Widerständen Io2 und I03 besteht. Parallel zum Widerstand Io3 liegt ein Filter- bzw. Olättungskondensator Io4. Der Niederspannungs-Oenerator aus den Teilen lol - Io4 liegt zwischen den Schienen 15 und 16 und liefert ein Niederspannungs-Gleichstrom-Signal an der Emitter-Kollektor-Streoke des Transistors 97 zum Umschalten desselben.

Dr eben erwähnte Transformator T, weist eine mit der Primärwicklung 98 induktiv gekoppelte Sekundärwicklung 99 auf, und ist so gepolt, daß sie die negativ werdenden Impulse, die in der Primärwicklung 98 erzeugt werden, umkehrt, und positive Antastimpulse an die Steuerelektrode eines für niedrige Leistung ausgelegten Hochspannungs-Oleichrichters SCR Io5 legt. Zusätzlich zu der Phasenumkehrung hat der Transformator T, die Aufgabe, den Leistungsverstärker gleichstrommäßig vom Zerhacker zu trennen. Eine parallel zur Wicklung 99 liegende Diode I06 verhindert, daß negative Antastimpulse an der Auegangsseite der Wicklung 99 an die Steuerelektrode des SCR Io5 gelegt werden. D^r Hochspannungsgleichrichter SCR Io5 liegt in Reihe mit Widerständen Io7 und Ho zwischen der Anode und der Katode des Leistungsschalters SCR 17 des Zerhaokers. Die Katode von SCR I05 liegt direlct an der Steuerelektrode des Zer-Hacker-SCR 17 und am Widerstand Io7, der als Belastungewiderstand für die Steuerelektrode dient. SCR I05 dient zur kontinuierlichen Anschaltung des einen hohen Strom führenden SCR 17 bei Auftreten eines scharfen Trigger-

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I 1 F Ig

Impulses, der von der Wicklung 99 geliefert wl3?dL· Bar 3CR Io5 muß spannungsiriRßi-gjs hinsichtlich derrentiale der Spannung und der Absehalts^itsn möglichst ähnlich sein, zwecteralßig gleichen^, ifer- -ϊ während der relativ kuraen Anselmltgeit (vor* SGE V einen wesentlich kleineren Stroa leiten. SCR 1©5 w ähnlich dem SCR 52 zur Erhöhung der ScIiaitempflnöliöMcelt des gesteuerten Gleichrichters ^, der die Leistimg soiialtea muß. Man kanii somit SCH log claim fortlassen,, n&iwi öl© Impulse von T, zum Antasten yen SCR 17 ausreichend slnsL

In der oben beschriebenen Antastanor-dnung erseheint bei® leitend werden von SCR 21 ein negativer Impuls am Zerhalcker-seitigen Ende der Filterspule L^,_s der über den Widerstand 93 an die Zener-Diode 92 gelegt wird» Die iron der Zener-Diode 92 stabilisierte Spannung wird ebenfalls über den veränderlichen Widerstand ^k an den Kondensator 94 gelegt, woraufhin dieser Kondensator sich negativ in Hiehtung auf die Sehwellwertspannung des SUS 95 lädt« Die Ladegeschwindigkeit des Kondensators 9^ ist durch die Einstellung des veränderlichen Widerstandes ^k bestimmt. Damit ist also diejenige Zeit durch die Einstellung dee Widerstandes 34 beeinflußbar, innerhalb welcher der Kondensator Sk auf eine so hohe Spannung geladen wird* daß diese Spannung die Sehwellwertspannung von SUS 95 erreicht bzw. etwas übertrifft, um SUS 95 leitend au machen. Diese Zeit ist nun das Intervall t_g, welches unter Hinweis auf Fig. 2 und Fig. 7A erläutert wurde. Is handelt sich dabei um die Ausschaltzeit. Der Widerstand J>k bestimmt damit die Arbeitsfrequenz des Zerhackers in dem beschränkten Bereich, der oben im Zusammenhang mit Fig. 2 und Fig. 7 erläutert wurde. Bs ist aber hier anzumerken, daß in einigen AusführungBfällen der Widerstand J54 auf einen festen Wert eingestellt werden kann, so daß also tg festgelegt wird. In diesem Falle würde die abgegebene Leistung Zerhack «rs auf andere Weise gesteuert, z.B. durch ent-

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sprechende Wahl der Größe der Kapazität C«. Dies trifft z.B. für diejenigen Schaltungen zu, welche die in Fig. 4 dargestellte Anordnung von L, und C, zu 0lättungszwecken verwenden.

Die Entladung des Kondensators 94 durch SUS 95 und die R-C-Schaltung 96 erzeugt einen scharf ansteigenden negativen Spannungsimpuls an der Basis des Leistungsverstärkers 97, der dadurch für die Dauer des Anliegens dieses Impulses leitend gemacht wird, und einen viel größeren und verstärkten Antastimpuls an die Primärwicklung des Transformators T, legt. Dieser Antastimpuls wird dann induktiv auf die Sekundärwicklung von T. gekoppelt und schaltet den Spannungsschalter SCR Io5 ein, der seinerseits den -leistungsschalter SCR 17 anschaltet, womit ein Leit-Intervall in der Zerhackerschaltung beginnt. Zu der Schaltung gehört noch ein großer Bntladungswiderstand I08, der parallel zu Cp liegt, damit die Kondensatoren C., Cp, C, und C,,, schnell entladen werden, wenn SCR 21 wieder sperrt. Es ist wichtig, daß diese Kondensatoren entladen werden, damit SCR 21 so nah wie möglich am Nullpunkt leitend wird, wenn ein Anschaltsignal wieder an den SCR 21 angelegt wird. Zweckmäßig liegt parallel sowohl zum SCR 17 als auch zur RUckkopplungsdiode 18 eine Reihenschaltung von einem Widerstand I09 und einem Kondensator 111, um beim Abschalten der RUckkopplungsdiode 18 ein kurzfristiges Einschalten von SCR 17 zu vermeiden. Zur Anzeige, wann der Zerhacker selbst arbeitet, liegt eine Neon-Lampe loo in Reihe mit einem Widerstand parallel zur Spule L₂* Die Lampe brennt nur dann, wenn Hochfrequenzeignale über der Spule auftreten. Der Gleichstromwiderstand der Spule ist sehr niedrig, und die Lampe leuchtet indolgedeesen nicht auf, wenn nur Gleichstrom durch die Spule fließt. Die Helligkeit der Lampe bleibt dann, wenn sie überhaupt brennt, relativ gleichförmig, da die Hochfrequenzkomponenten des Stromes durch L₂ sich mit der Belastung nioht wesentlich

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ändern.

Es ist bei der oben beschriebenen Antastschaltung von besonderer Bedeutung, daß sie die an die Steuerelektrode des Leistungsschalters SCR 17 gelieferte Antastimpulsenergie vom 0Ieichspannungskondensator Io2 als Speicher erhält, der unmittelbar von den Schienen 15 und 16 geladen wird, die ihrerseits die pulsierende Wechselspannung des Ausgangs des Verstärkers 14 führen. Der Verzögerungsund Sperrkreis stellt sicher, daß der Kondensator voll geladen ist, bevor SCR 21 angeschaltet wird, und die Versorgungsspannung für den eigentlichen Zerhacker Über C₂ erscheint. Das Ergebnis dieser Maßnahmen ist, daß Impulse gleicher Oröße an der Steuerelektrode von SCR Io5 zu jeder Zeit vorliegen, und zwar einschließlich der Zeit, in welcher das gepulste Gleichspannungssignal zwischen den Schienen 15 und 16 den Wert Null hat, d.ti. immer zwischen zwei positiven Impulsen auf 15 und 16. Bekannte Antastschaltungen sind nicht in der Lage, derart kräftige und zeitlich an der gewünschten Stelle Antastimpulse zum Anschalten von SCR 17 zu liefern. Insbesondere ist im bekannten Falle die Impulshöhe und die Zeit des jeweiligen Erscheinens eines Antastimpulses abhängig vom jeweiligen Potential zwischen den Schienen 15 und 16. Im vorliegenden Falle liefert der SUS 95 Impulse gleicher Größe und konstanter Verzögerung bis herunter zu einer Spannung von nur 12 Volt. Diese Impulse werden im vorliegenden Falle verstärkt, um den Leistungsgleichrichter zu schalten. An den diesbezüglichen Verstärker wird vor Erscheinen des ersten Impulses eine Gleichspannung an den Kollektor gelegt; dieses Merkmal ist der Verzögerungs- und Sperrschaltung eigen. Aufgrund der Wirkung von Cp fällt der Wert der Versorgungsspannung zwischen den einzelnen Impulsenjäer pulsierenden Gleichspannung auch bei größter Belastung des Zerhackers nie unter 12 Volt. Die Gleich-

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_s<_}

spannungevereorgungen für den Leistungsverstärker und den Temperaturdetektor werden unmittelbar vom Hauptgleichrichter 14 geliefert und nicht von einer getrennten Quelle, für die man wieder einen mit Netzfrequenz betriebenen Transformator brauchte.

Wie bereits weiter oben erläutert wurde, wird die Anschalt- und Abschaltregelung des Nullpunkt-SCR 21 vom Temperaturdetektor- und Verstärker-Kreis 24 übernommen. Die Art der Erzeugung von Signalen, welche die Temperatur des Bodens des Kochgefäßes wiedergeben, ist oben bereits unter Hinweis auf die Figuren 3 - 3B dargestellt. Unter Hinweis auf Fig. 4A, die sich praktisch unten an die Fig. 4 anschließt, wird im folgenden erläutet, auf welche Weise das die Temperatur darstellende Signal verstärkt und bearbeitet wird, so daß man ein Signal erhält, das zum Anschalten bzw. Abschalten des Transistors 85 nach Maßgabe der herrschenden Temperatur an dessen Basis gelegt wird. In Fig. 4a 1st zunächst der Infrarotstrahlung in elektrische Signale umsetzende Wandler wieder mit 54 bezeichnet, und der Unterbrecher 52 ist ebenfalls dargestellt, der die Infrarotstrahlung, welche auf den Wandler 54 fällt, gewissermaßen zerhackt, damit man ein Wechselspannungesignal erhält. Bs kann sich bei dem Wandler 54 um einen beliebigen bekannten Wandler für diesen Zweck handeln« z.B. einen Fotowiderstand, einen Fotoleiter, eine Fotozelle, einen Fototransistor und dgl. Zweckmäßig wird ein im Handel erhältlicher Bleisulfid- oder Bleiselenid-Fotoleiter verwendet. Das Empfindlichkeitsmaximum liegt spektral gesehen bei solchen Bauelementen meist in einem Bereich zwischen 2 und 4 Mikron; üblicherweise sind solche Bauelemente sogar bei Raumtemperatur noch empfindlich genug, um mit mehr als 8,5 Mikron, d.h. Infrarotlicht, beaufschlagt zu werden.

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HIP

Bine Bleieulfid-Zelie 54 liegt zunächst In Reih® mit einer IConstant-Stromquelle bestehend aus einem Feldeffekttransistor 121 (im folgenden "EET 121"), dessen Quell· und Saugelektroden in Reihe mit einem einstellbaren Riiek« kopplungswiderstand 122 liegen. Ferner hat der HBT eine RUckkopplungsschleife bestehend aus dem Leiter 123, ö®? Y>m Punkt zwischen den Teilen 54 und 122 ausgeht, und an der Steuerelektrode des FET 121 liegt. Die in Reihe lie» genden Bauelemente 121, 122 und 54 liegen zwischen der Stromschiene 16 und dem Punkt B rechts in Fig. 4A. Der Punkt B liegt ersichtlich über zwei in Reihe liegende Widerstände 125 und 127 an der anderen Schiene 15. Die Widerstände 125 und 127 dienen zum Herabsetzen der Spannung in dieser Reihenschaltung. Parallel zu den Bauteilen 54, 121 und 122 liegt nun in der gezeigten Weise eine Zener-Diode 124. Zwischen dem Punkt E (liegt zwischen den Widerständen 125 und 127) und der Schiene 16 liegt ein Filterkondensator 126.Diese Anordnung stellt eine relativ stabile Niederspannungs-Gleichstromquelle dar, die einen ziemlich konstanten Gleichstrom durch den Wandler 54 leitet. Der Gleichstrom durch die Zelle 54 wird nun nach Maßgabe des propellerartigen Unterbrechers 52 moduliert, wodurch also die Zelle 54 ein Wechselspannungssignal erzeugt, dessen Amplitude sich in Abhängigkeit von Änderungen der erfaßten Temperatur des Bodens des Gefäßes, d.h. der Infrarotquelle, ändert.

Die Wechselstromkomponente über der Zelle 54 wird Über einen Kondensator 128 an den nicht umpolenden Eingang 3 eines herkömmlichen Betriebsverstärlers 129 gelegt, wie er z.B. von den Firmen Fairchild, Motorola, Texas Instruments u.s.w. hergestellt wird. Der Verstärker 129 weist eine Anzahl von Halbleiterverstärkungsstufen und entsprechenden Kopplungsnetzwerken auf. Verstärker

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dieser Art dienen bekannterweise als umpolende oder nicht vuapolende GUeichspannungs- oder Wechse!spannungsverstärker Der Verstärker 129 ist im vorliegenden Falle so gesohaltet, daß er als Wechselstromveretärker arbeitet. Bei Verstärkern dieser Gattung sind die Anschlüsse wie folgt genormt: mit 2 ist der umpolende Eingang bezeichnet; mit ist der nicht umpolende Eingang bezeichnet. Die Betriebsgleichspannung von etwa 24 Volt wird an die mit 4 und 7 bezeichneten Versorgungsanschlüsse gelegt, und 6 ist der Ausgang. Ersichtlich wird die Betriebsspannung für den Betriebsverstärker 129 zwischen dem Punkt B in Pig. ^A und der Schiene 16 abgenommen.

Die Wechselspannungskomponente, die aufgrund der Wirkung des optischen Unterbrechers 52 in dem Wandler $k erzeugt wird, wird nun an den nicht umpolenden Eingang des Verstärkers 129 über einen Kondensator 128 angekoppelt. Bin Eingangswiderstand in Form eines veränderlichen Widerstandes IJo liegt zwischen der Eingangsklemme } des Verstärkers 129 und einer Leitung 135, welche eine Nieder-Qleichspannung als Vorspannung liefert. Der Ausgang 6 des Verstärkers 129 ist über ein äußeres Netzwerk zur Verstärkungseinstellung rückgekoppelt, welches aus drei veränderlichen Widerständen IJl, 1^2 und 1£5 besteht, die ihrerseits in Reihe miteinander liegen. Die Reihenschaltung dieser Widerstände liegt ihrerseits in Reihe mit einem als Gleichstromsperre dienenden Kondensator 1^4, der seinerseits mit seiner anderen Klemme an der Versorgungsleitung 125 liegt. Der veränderliche Wideretand 1J51 dient zur Einstellung der oberen Temperaturgrenze, der veränderliche Widerstand \y$ dient zur Einstellung der unteren Temperaturgrenze, und der in der Mitte liegende veränderliche Widerstand 1}2 ist mit seine« Abgriff an den umpolenden Eingang 2 über einen Widerstand 1JJ2A gelegt, so daß die Wechselspannungsveretärkung von 129

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gekehrt proportional zur Einstellung des Abgriffs des Widerstandes 132 verändert werden kann. Di· Umpolungszuordnung betreffend den Eingang 2 des Verstärkers 129 ergibt einen starken Anstieg des Verstärkungsfaktors bezogen auf del Einheit der Änderung der Stellung des Mittelabgriffes von 122, wenn der Abgriff im Sinne der Erzielung eines hohen Verstärkungsgrades verstellt wird, und zwar dann, wenn die Temperatur des erfaßten Gegenstandes sich auf einem niedrigen Wert befindet und das Wechselspannungssignal vom Wandler 54 pro Qrad Temperaturrückgang sehr schnell kleiner wird. Die Oesamtwirkung der Anordnung besteht darin, das nicht lineare Ansprechverhalten de» Wandlers zu kompensieren und zu verhindern, das sonst dazu führen würde, daß der Regelbereich der hohen Temperaturen an einem Ende des veränderlichen Widerstandes zusammengedrängt ist. Man kann also praktisch die Anzeige zum Eichen des Widerstandes 132 linear machen. Man vermeidet auch die Notwendigkeit der Verwendung eines Widerstandes mit besonders gestalteter Widerstandskennlinie bezogen auf die Abgriffsbewegung; man kann also ein herkömmliches Potentiometer mit gleichbleibender Steigung der Kennlinie verwenden, und erhält praktisch einen linear verstellbaren Regelbereich, obwohl der Wandler keine lineare Kennlinie hat. Bs 1st einer anderen Ausführung auch möglich, den mittleren veränderlichen Widerstand 132 auf einen relativ niedrigen Rückkopplungswert festzulegen, um den höonsten Verstärkungsgrad zu erhalten, der zur Regelung des Systems bei den niedrigsten Temperatüren notwendig ist; in diesem Falle kann dann die Verstärkung dadurch verändert werden, daß man unmittelbar den Wert des Eingangswiderstandes 13o verändert, wie weiter unten in Zusammenhang mit Fig. 4b noch erläutert wird. Bekanntlich verändert eine Veränderung des Eingangswiderstandes I30 die Verstärkung des Wechselspannungeverstärkers 129» un-

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Bittelbar proportional zu Änderungen dee Wideretandowertes von 150. Die nicht lineare Anspreohkennlinie des Wandlers würde in diesen Falle dazu führen, daß auf einer entsprechenden Skala die niedrigen Temperaturen einen großen Teil der Skala einnehmen und die Einheiten der Temperatur einen relativ großen Abstand haben» während alle hohen Temperaturen auf einem sehr kleinen Teil der Skala zusammengedrängt mit sehr enger Einteilung liegen würden. Jede der beiden oben beschriebenen Möglichkeiten zur Kompensation kann für sich getrennt verwendet werden« da jedes dieser beiden Verfahren innerhalb beschränkter Temperaturberedbhe seine Vorteile hat. Wenn man entsprechend höhere Kosten in Kauf nehmen kann, können die beiden Kompensationsmögllchkeiten in einer einzigen Schaltung kombiniert werden, und man erhält dann natürlich die beiden Kompensationsmöglichkeiten zugeordneten Vorteile, Insbesondere eine relativ feinfühlige Stellmögliohkeit über einen sehr großen Temperaturbereich. Nan kann ein· nahezu lineare Verknüpfung von eingestellter Temperatur gegen die Widerstandseinstellung dadurch erreichen, daß man entsprechende lineare Widerstände IJo und 1}2 auf einer gemeinsamen Steuerwelle anordnet.

Bin weiteres wichtiges Merkmal ist darin zu sehen, daß das an die Eingänge 2 und 3 des Verstärkers 129 angelegt« Vorspannpotential nicht direkt auf einen mittleren Abgriffspunkt zwischen dem Punkt B und der Sohiene 16 bezogen ist, sondern vielmehr auf eine Versorgungsleitung 135, die ihrerseits vom Punkt C zwischen den Zener-Diöden I36 und 137 ausgeht. Die Zener-Dioden 136 und iyj liegen in Reihe mit einem zur Spannungsabsenkung dienenden Widerstand 1^2_# und diese Reihenschaltung liegt parallel zum Kondensator 126. Dieser Schaltungsteil wirkt als stabilisiert· Niederspannungsquelle für einen zweiten in IC-Technik

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ausgeführten Betriebsverstärker 138, dessen Ausgang so geschaltet 1st« daß die Anordnung wie ein Spannungs-Schwellwertschalter mit einstellbarer Hysteresis wirkt. Die zweite, eine stabilisierte Niederspannung liefernde Quelle für den Schwellwertschalter, die von der Quelle getrennt ist, die den Wandler 54 und den Wechselstromverstärker 129 speist, ist vorgesehen, um diese beiden Kreise so weit wie möglich aus unten diskutierten Gründen zu entkoppeln, und um die Eingangsklemmen 2 und 2 des Verstärkers 129 von seiner Speisespannung zu entkoppeln, um zu vermeiden, daß der Verstärker 129 durch den zwar endlichen aber sehr kleinen Innenwiderstand der Zener-Diode 124.als selbstschwingender Oszillator arbeitet. Das verstärkte Wechselstromsignal am Ausgang (Klemme 6) des Verstärkers 129 ist über ein RC-Olied 141 an eine zwei Dioden 142 und 142 aufweisende Schaltung hoher Impedanz zur Verdopplung der Spannung angeschlossen. Der Ausgang der zur Spannungsverdopplung eingesetzten Dioden 142 und 143 erscheint über einem Qlattungskondensator 144 und einem Widerstand 145 als negative Oleichspannung, die auf der Schiene 135 erscheint, und wird an den umpolenden Eingang (Klemme 5) des Verstärkers 158 gelegt.

Der Verstärker I58 kann ähnlich dem Verstärker 129 aufgebaut sein; seine von außen zugänglichen Anschlüsse sind aber in einer Schaltung l4o besonders verbunden, die als bistabiler Spannungsschalter wirkt, und zwar im Sinne einer Anschaltung und einer Ausschaltung. Dieser Schalter wird von einem seiner stabilen Arbeitszustände in den anderen umgeschaltet, wenn der Pegel des an den hoch-Ohmigen Eingang 2 angelegten Signales über einen vorherbestimmten Wert ansteigt, oder unter einen anderen vorherbestimmten Wert abfällt, der kleiner ist als der erste vorherbestimmte Wert. Die bistabile Schaltung l4o arbeitet somit als Schwellwertdetektor »it Hyster*«i· oder

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einem "toten Band" zur Erzielung der Wirkung eines Betriebsschwellwertes bezüglich der Amplitude des Weoheelstromsignales vom Verstärker 129, und damit bezüglich der Temperatur, die vom Wandler 54 erfaßt wird. Der Ausgang des bistabilen Kreises erscheint am Anschluß 6 des Verstärkers 1^8 und wird weiter über die in Reihe geeohalteten Belastungswiderstände 146, 147 und 150 an die Schiene 16 gelegt. Es erscheint nun eine positive Stufen-Qleiohspannung in Abhängigkeit von der Spannung auf der Schiene 16 über dem Widerstand 147, wenn das Wechselspannungssignal so groß ist, daß es den Schaltzustand in dem Schwellwertdetektor I4o ändern kann. Diese Oleichspannung ist solange vorhanden, als der Schalter in seinem Sperrzustand bleibt, und geht auf einen niedrigeren Wert zurück, wenn der Schalter in den Leitzustand umkehrt. Ein Leiter 148 leitet nun das Schaltpotential an der Verbindungsstelle der Widerstände 146 und 147 an die Basis des bereits erwähnten dritten Klemmtransistors 85· Auffällig ist nun, eine regenerative Rückkopplung von der positiven Versorgungsspannungs-Klemme 7 des Verstärkers 138 an den nloht umpolenden Eingang 3 dieses Verstärkers über einen veränderlichen Widerstand 149, der zusammen mit dem veränderlichen Widerstand 15I dazu dient, den Schwellwertpegel bezüglich der Schiene 135 zu|erzeugen, bei welohem der bistabile Kreis von einem Arbeitszustand in den anderen umschaltet. Zusätzlich dient der veränderliche Abgriff am Widerstand 149 zur Einstellung der Oröße bzw. des Betrages der Hysteresis in den Schaltpegeln, bei welchen der bistabile Kreis von einem seiner stabilen Zustände wieder in den anderen zurückgeht. Der Widerstand 150 kann entweder zwischen den Anschlußklemmen 6 und 7 liegen, oder zwischen den Anschlußklemmen 6 und dem Punkt A. Im ersteren Falle ist die Änderung des Stromes, die aus der Versorgung zwischen den Punkten A und D gezogen wird, kleiner, wenn der Verstärker I38 in den Leitzustand gesohaltet

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wird, und die Wirkung dieses Schaltvorganges auf die Spannung zwischen den Punkten B und D verlangt weniger Entkopplung zwischen den Spannungen zwischen A und D sowie B und D pro Einheit des Verstärkungsfaktors im Verstärker 129.

Wenn nun beim Arbeiten des Kreises die erfaßte Regelgrösse zu klein ist« d.h. also, daß die vom Wandler 54 erfaßte Härme des Metallbodens des Gefäßes niedrig ist, dann geht die Spannung am Eingangsanschluß 2 des Verstärkers 138 nach oben, d.h. wird positiver als ein vorgegebener negativer Wert; der bistabile Kreis l4o wird dann in denjenigen Arbeitszustand geschaltet, der einer niedrigen Ausgangsspannung in der Größe von etwa null Volt an der Klemme 6 entspricht. Diese niedrige Ausgangsspannung wird nun durch den Leiter 148 rückgekoppelt und bewirkt, daß der npn-Transistor 85 gesperrt wird. Wie bereits diskutiert wurde, kann bei sperren des Transistors 85 der Transistor 73 angeschaltet werden, sobald (zeitmäßig) die nächste Halbwelle des pulsierenden Gleichstroms zwischen den Schienen 15 und'16 erscheint. Dadurch wird dann die Steuerelektrode des Sperrtnuislstors 72 auf das Potential der Schiene 16 gebracht, und nunmehr können die Nullpunkt-Thyristoren 62 und 21 an oder nahe dem Nullpunkt derselben Halbwelle des pulsierenden Gleichstroms angeschaltet werden, wodurch nun ein Arbeiten des Zerhackers in der oben beschriebenen Weise möglich wird.

Nieder-Gleichspannungs-Brregerpotentiale werden an den bistabilen Kreis l4o von dem zweiten Niederspannunge-Gleichriohternetzwerk geliefert, welches die beiden in Reihe liegenden Zener-Dloden 136 und 137 umfaßt, die zusammen mit dem Widerstand 152 parallel zum Kondensator 126 geschaltet sind; zu diesem Schaltkreis gehört ein zweiter Pilterkondensator 193, der parallel zu den beiden

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Zeaer-Dioden 136 und 137 liegt. Der "Kondensater 13* liegt la lttlokkopplungepfad de· Verstärker· 129, ■<> dme die negative Rückkopplung für Gleichspannung von der Klemme 6 an die Klemme 2 nah·au loo Proient Ut, wodurch der Verstärkungsfaktor für Oleiohspannung oder GUeiohatroei praktisoh den wert eine entsprecht, obwohl der Weohselspannungsverstärkungefaktor weit aber taueend liegen kann. Mr Verstärker let mithin relativ unempfindlich gegenüber kleinen Veränderungen der Versorgungsepannungemv oder von Außentemperaturen, so dal die bekannten Probleme im Zusammenhang alt der Fixierung eines Nullpunkt·· gar nioht erst auftreten können. Der Kondensator 13* let Ober die Sohiene 135 mit dem Punkt C zwischen den beiden Zener-Dlöden 136 und 137 verbunden. Auf diese Weise 1st es ηloht erforderlich, daß man parallel zur Zener-Diode 124 einen Filterkondensator legt. Die Vorzögerung«zeit beim Beginn des Ladens des Kondensators 134 1st viel kleiner als dann der Fall wäre, wenn 134 an der Schiene 16 läge. Der Vorteil dieser Maßnahme ist, daß der Verstärker 129 wesentlich schneller nach dem Ladungsbeginn ein Eingangssignal aufnehmen kann. Zwisohen den Punkten B und D 1st nur eine Zener-Diode 124 erfordernoh, well der zwischen den Dioden 136 und 137 liegende Punkt C als gemeinsamer Bezugspunkt für den Verstärker 129, den Detektorkreis mit den Dioden 142 und 143 und den stabilen Kreis I4o dient. Aufgrund dieser Anordnung ist der Bezugsnullpunkt der Eingänge 2 und 3 des Verstärkers 129 in beiden Fällen durch den Punkt C bestimmt, so daß eine Änderung der Spannung in B aufgrund großer Spannungsänderungen in der Schiene 13 beim An- und Ausschalten des Zerhaoker· keine erhebliche Änderung der Spannung des Punktes C mit sioh bringt, und eine Änderung der Versorgungsspannung sioh nicht am Eingang des Verstärkers 129 bemerkbar macht und dort möglicherweise ein unerwünschtes Schalten des Kreises l4o zu bewirken, wodurch ein Bin/Aus-Sohwlngen des Systeme beim

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ORIÖINAl

Anschalten des Zerhaokere auftreten könnt«. m* eben beschrieben« Anordnung ist deshalb wichtig, well sohlagar* tige Xaderungen aar y«reorg>j^Mptiinung es Punkt B Rieht daxu führen dürfen, da3 der bistabile Sohwellwertkrele l*o in einer seiner beiden Se*i^;:-Itriehtuagen η i ο h t schaltet, wenn aufgrund der tatsächlich ®rff&St®s Tmsgm- -ratur dies notwendig sein sollte. Während demjenigen Zeit, in welcher der Zerhacker abgeschaltet ist, weil die Temperatur des induktiv geheizten Bodens den Kochgefäfles auf oder über der eingestellten Temperatur ist, befindet sich der Schaltpunkt B auf seiner höchsten Spannung, well die Belastung des Zerhaokere fortgefallen 1st. Beide Spannungen am Punkt A und am Punkt B haben sich dabei geringfügig aufgrund der nicht genauen Regelung der Zener-Dioden erhöht. Dadurch wurde das Potential an der Eingangeklemme 3 des Verstärkers 138 angehoben, und der bistabile Kreis I4o wird regenerativ gesperrt gehalten, so daß eine positive Ausgangsspannung an der Ausgangsklemme 6 des Verstärkers I38 erscheint. Die positive Spannung an der Klemme 6 wird über den Leiter 1KB rückgekoppelt, um den npn-Transistor 85 leitend zn machen, wodurch der Transistor 73 seine Klemmfunktion aufhört, und nunmehr kann der SCR 72 angeschaltet werden. Aufgrund dieser Tatsache können keine weiteren Anschaltpotentiale an die Nullpunktschalter SCR 21 und SCR 62 gelangen. Der Punkt C in der Stromversorgung wird spannungseäBig um einige Millivolt angehoben, und zwar aufgrund einer nicht loo Prozent genauen Regelung tier Zener-Dioden, was die Wirkung ht, daß die an dem umpolenden Eingang 2 des Kreises I4o liegende Spannung steigt. Nunmehr fällt das Potential an der A4sgangsklemme 6 des Verstärkers 138 degenerativ in Richtung auf das Potential der negativen Schiene. Die regenerative Wirkung am Slngangeansohluß 3 bleibt aber vorherrschend, und der bistabile Schaltkreis l4o bleibt stabil in seinem Sperrzustand. Während des Anschaltens

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d«e eigentlichen Zerhackers fällt die Spannung am Punkt M, und die Änderungen der Spannung an den Punkten A und C wirken einander wieder in der oben beschriebenen Weise entgegen. Während des Anschaltens des Sohwellwertkreisee I4o bleibt aber die regenerative Wirkung im Anschaltsinne dominierend, um so das Potential an der Ausgangeklemme 6 negativ in Richtung auf das der Schiene 16 zu treiben, wie oben erläutert wurde. Man sieht also, daß die Wirkung einer Herabsetzung der Spannung am Punkt S darin besteht, den durch die Hysteresis bedienten Spalt in dem Kennlinienfeld des bistabilen Schalters zu verringern, und diesen Schaltkreis in den Leitzustand zu treiben. Bs ist wichtig, daß Änderungen der Spannung am Punkt B aufgrund des An- und Abschaltens des Zerhackers nicht derart durch den Wechselstromverstärker 129 und den Dioden-Detektor kommen sollen, daß sie die kurzzeitigen Änderungen der erfaßten Temperatur am Eingang 2 des Verstärkers 1^8 erscheinen und fälschlich zum Umschalten des Schalters l4o führen. Es könnte beispielsweise das Potential am Punkt C scharf abfallen, und ein kurzzeitiges negativ werdendes Signal an die Anschlüsse 2 und 3 des Verstärkers 129 geben, wodurch ein negativer Impuls am Ausgang 6 dieses Verstärkers erscheint. Dieser letztere Impuls wird durch den Dioden-Detektor an die Klemme j5 des Verstärkers 1^8 gekoppelt, um zu verhindern, daß der bistabile Kreis I4o in den Leitzustand kommt und damit den Zerhacker anstellt.

Im folgenden wird nunmehr beschreiben, was in den Schaltungsteilen oach Fig. 4 vor sich geht, wenn ein Kochgefäß mit noch kühlem Boden auf dem Herd steht und nunmehr induktiv über die Heizspule L^ in der oben beschriebenen Weise geheizt werden soll. Ein Anstieg der Temperatur des Bodens des Oefäßes ergibt einen Anstieg der Widerstandsänderungen des Wandlers 54, während derselbe optisch praktisch von dem Unterbrecher 52 bedeckt und freigegeben wird. Wenn der Unterbrecher in Fig. 3E beispielsweise

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aus einem mit zwei Blättern bestehenden Propeller besteht, und von einem üblichen Weehselsparinungs-KUhlmotor getrieben wird, dann erhaält man eine Unterbrecherfrequenz von ungefähr 5o - 6o Hz und ein entsprechendes Wechselstromsignal im Wandler. Selbstverständlich kann man auch andere Wechselspannungsfrequenzen erzeugen, indem man eine andere Anzahl von Blättern am Unterbrecher verwendet und/oder einen mit anderer Drehzahl laufenden Motor. Die Wechselstromkomponente, die durch die Wirkung des Unterbrechers in dem Wandler erzeugt wird, hat eine Amplitude, die der erfassten Temperatur des Bodens des Kochgefäßes entspricht. Umgebungstemperaturänderungen ergeben zwar eine Gesamtänderung des jeweiligen Widerstandswertes des Wandlers, werden aber als Langzeitänderungen durch den Kondensator 128 von den weiteren Schaltungsteilen elektrisch getrennt. Es sei nun angenommen, der Boden des Topfes sei kühl und demgemäß die Amplitude der Wechselspannung Über dem Wandler 54 niedrig, so daß die gleichgerichtete negative Spannung, die über dem Kondensator Io2 am Eingang 2 des Schalters l4o aufgebaut wird, nicht groß genug ist, um den bistabilen Schalter l4o in seinem abgeschalteten Zustand zu halten. Dann ist also der Schalter im eingeschalteten Zustand, während der Ausgangsanschluß 6 auf einem negativen oder niedrigen Wert gehalten wird, der Über die Leitung 148 rückgekoppelt wird und den dritten Transistor 85 anschaltet. Dadurch wird die Steuerelektrode des Transistors 72 potentialmäßig festgehalten und es erscheinen Impulse an den Steuerelektroden der Nullpunktschalter SCR 121 und 62, wie oben erläutert wurde. Dadurch wird nunmehr Leistung an den Verstärker gegeben und es werden Stromimpulse mit der Zerhacker frequenz durch die Induktionsheizspule L-, geleitet, die dann den Boden des Kochgefäßes 51 heizen.

Der Schwellwert, bei welchem die Spannung am Eingang 2 des bistabilen Schalters I4o von dem Leitzustand in den

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Sperrzustand gesohaltet wird, wird praktisch durch die Kreisparameter des bistabilen Kreises I4o ,bestimmt. Durch Veränderung der Verstärkung des Wechselströmverstärkers 129, beispielsweise mittels des veränderlichen Widerstandes 132, kann man denjenigen Temperaturpegel nach Maßgabe der Solltemperatur für das Kochgefäß ändern, bei welchem das zerhackte-, oder Wechselstromsignal vom Wandler 54 so groß wird, daß es über oder unter den Schwellwert des bistabilen Schalters l4o steigt bzw. fällt. Man kann durch Änderung des Eingangswiderstandes 130 eine ähnliche Wirkung erzielen.

Nachdem der Boden des Kochgefäßes auf die eingestellte Solltemperatur erwärmt wurde, überschreitet die negative Spannung, die durch die Oleichrichter 142 und l4j über dem Kondensator 144 aufgebaut wurde, den Schwellwert des bistabilen Kreises I4o. Dadurch schaltet nun der bistabile Kreis in den Sperrzustand um, in welchem die Ausgangsgröße am Anschluß 6 positiv wird, und ein positives Potential über den Leiter 148 geht, was den Transistor 85 leitend macht. Dadurch wird der Transistor 73 in einen Zustand verstellt, der den Sperrgleichrichter 72 dazu bringt, die gesteuerten Gleichrichter 21 und 62 zu sperren. Diese durch dte Temperaturerfaseung und die beschriebene Steuerschaltung bewirkte An- und Abschaltung geht relativ gleichmäßig und stabil von einem Zustand in den anderen über, obwohl die Niederspannungs-Versorgungskreise für den Temperaturfühler unmittelbar an der gleichgerichteten Wechselspannung, d.h. dem pulsierenden Oleichetrom, mit relativ hoher Spannung liegt. Die beschreibenen Merkmale verhindern die Notwendigkeit eines Untersetzungstransformators, was Kosten und Gewicht spart und darUberhinaus die Schaltung einfacher gestaltet. Die Temperaturerfassungs-Schaltung gemäß Fig. 4 weist mithin erhebliche technische Vorteile auf.

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Fig. kB zeigt teilweise stark ficheiaatisiert eine andere Schaltung des Rückköppluiigspfades des WeshseletromverBtärkers 129, um eine anders Temperatur-Verstärkungs-Kennlinie zu erhalten, als mit der SehsIteang gemäß Fig· 4A« Bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig., 4E ist üot nicht iasigolende Eingang 3 des Verstärkers 129 direkt mit dem beweglichen Abgrifijeines veränderlichen Widerstandes IJo gekoppelt, der als Temperatursteuer-Uiderstand arbeitet. Der veränderliche Widerstand IjJo liegt in Serie mit einem Kopplungs kondensator 128 und einem veränderlichen Widerstand IJJ, der zur Einstellung der oberen Grenze der Temperatur dient und mit einer Speiseschiene 135 verbunden ist, die der Schiene 135 in Fig. 4A entspricht. Die Ausgangsklemme 6 des Verstärkers 129 speist eine Rückkopplungsschleife mit einem zur Einstellung der unteren Temperaturgrenze dienenden veränderlichen Widerstand 131, einem festen Widerstand 132 und einem Gleichströme blockierenden Kondensator 134 in Reihe. Dieses Netzwerk liegt zwischen dem Ausgang 6 des Verstärkers und der Versorgungsschiene 135, und es ist ein kleiner Begrenzungswiderstand zwischen dem umpolenden Eingang 2 des Verstärkers 129 und der Stelle zwischen den Widerständen I3I und I32 gelegt. Mit dieser Anordnung 1st nach Einstellung der Widerstände 131 und 133 die verstärkung des Wechselstromverstärkers 129 wegen seiner RUckkopplungsimpedanz fixiert. Einstellungen der Gesaratverstärkung werden danach nur noch durch den die Temperatur beeinflussenden Widerstand 130 bewirkt, und die Gesamtverstärkung ändert sich direkt mit der Änderung der Einstellung des Widerstandes I30.

Fig. 4C zeigt die Arbeitskennlinien der beiden Temperaturerfassungskreise in den Figuren 4A und 4B. In Fig. 4C ist die lineare Bewegung eines einstellbaren Steuerorganes, z.B. eines Knopfes, mit dem man den Wert des Widerstandes 130 einstellen kann, auf der Abszisse linear in

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Einheiten von null bie hundert dargestellt. Die untere Kurve stellt die Ausgangsveretärkung dee Wechaelstromverstärkers 129 für verschiedene Temperaturen gemäß der Ordinate dar. Die untere Kurve ist gewissermaßen eine direkte Verknüpfung der Verstärkung mit der Einstellung des Knopfes und die obere Verstärkungs- Temperatur-Kurve für die Schaltung nach Fig. 4A stellt gewissermaßen eine inverse Verknüpfung der Verstärkung mit der Knopfeinetellung dar. Man sieht aus Fig. 4c daß die direkte oder unmittelbare Veränderung der Verstärkung des Verstärkers 129, die von dem in Fig. 4B gezeigten Widerstand 13Jo bestimmt ist. den unteren Temperaturbereich von 15o - 275° F über etwa 5o Prozent der Bewegung des beweglichen Teils des veränderlichen Widerstandes 1^o erstreckt. Der obere Temperaturbereich über etwa 275° ist dem verbleibenden Teil der Bewegungsmöglichkeit des Knopfes zugeordnet, also gewissermaßen zusammengedrückt. Diese charakteristische Kurve entspricht im wesentlichen der dynamischen Kennlinie des Infrarotwandlers 5^, anstatt ihn zu kompensieren, wie dies bei der Schaltung nach Fig. 4A der Fall ist. Das Merkmal ist aber vorteilhaft für den hler im ganzen gesehenen Binsatzzweck,nämlich induktives Kochen, weil in dem unteren Temperaturbereich eine feinere Einstellung möglich let, in dem schwierig zuzubereitende Speisen hoher Qualität normalerweise gekocht bzw. gedünstet werden. Dies trifft z.B. zu, für feine Gemüse, Soßen, Suppen und dgl. Die inverse Verknüpfung zwischen Temperatur und Khopfbewegung entsprechend der Kurve für die Fig. 4A gibt dagegen eine relativ ungenau einstellbare Temperatur im unteren Temperaturbereich, die also in einem kleinen Teil der möglichen Khopfbewegung zusammengedrückt erscheint; in diesem Fall läßt sich der hohe Temperaturbereich besonders fein einstellen. Die inverse Verknüpfung der Verstärkung kompensiert zumindest teilweise die dynamische Charakteristik

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dee Infrarot-Wandlers 54, so daß das Oesaetanaprechverhalten gewissermaßen linearisiert wird. Je nach dem« welche dieser beiden Arten der Verknüpfung von Temperatur und Temperatureinstellung gewünscht wird, kann man also einen der beiden beschriebenen Schaltkreise verwenden. Wenn man die Kosten eines besonders genauen veränderlichen Widerstandes für den Widerstand 132 in Flg. 4B aufwenden kann, dann können beide Betriebsarten entsprechend den beiden erläuterten Kennlinien erhalten werden, je nach dem, in welchen TemperaturbexAch man besonders fein regeln bzw. steuern will.

Zusätzlich zu den beschriebenen Steuermitteln zum Verhindern des Anschaltens der Bauteile 21 und 62,nämlich durch die TemperaturfUhl- und Kondensatorschaltmittel nach den obigen Darstellungen, können andere und weitere Sperrkreise vorgesehen sein, indem man einfach weitere zusätzliche Transistoren 85 und 81 einsetzt. Solche zusätzlichen Sperrtransistoren können von beliebigen weiteren Schutzeinrichtungen gesteuert werden. So kann man z.B. einen überstrom, der durch übermäßige Belastung des Gefäßes entsteht, durch entsprechend geeignete Widerstände geringen Wertes erfassen, die mit den Schaltmitteln in Reihe geschaltet sind, und das erfaßte Signal kann dann z.B. bei überschreiten eines bestimmten Maximalstromes einen zusätzlichen Sperrtransistor schalten, der dann während einer Halbwelle der pulsierenden Oleichspannung die Speisung des eigentlichen Zerhackers abschaltet. In ähnlicher Welse kann man überspannungssohutz vorsehen, Schutz gegen zu hohe Temperaturen und dgl.

Die Schaltung nach Fig. 5 stellt eine weitere, vereinfachte AusfUhrungsform der Temperaturfuhlsohaltung und* der Steuerschaltung dar, die man mit der Leistungssteuerung gemäß Fig. 4A anstelle der oben beschriebenen Schalt-

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kreis«,rerwenden kann. In Pig. 5 haben dl· Bauteil· und Teilkreise, dlt denen in Flg. 4A gltioh sind, dl· gleichen Bezugszelehen erhalten, eo dafl man leicht sieht, in welcher Weite die Temperatureteuershaltung naoh Fig. 5 Bit der Steuerschaltung naoh Flg. 4 zusaieaenwlrkt. Aus diesen Grunde sind die ganzen zua Leistungskreis gehörenden Bauteile rechts oben in Fig. 5 fortgelassen worden. In Fig. 5 ist der offene Wechselstronausgang eines Verstärker· 129 über einen Kondensator 17o an die Arbeitewicklung

161 eines Blattfeder-Relais gelegt, dessen Kontakte mit

162 bezeichnet sind. Das Relais wirkt als bistabiler Schwellwertpegel ohne Hysteresis, welches das Offnen und SohlieBen der Kontakte 162 mit der Frequenz des Infrarot-Unterbrechers beginnt, wenn der Wechselstromausgang so groß wird, daß der Anker des AIaIs betätigt werden kann. Die Relaiskontakte 162 liegen in Reihe mit einem Entladungswiderstand l6o parallel zu einem Kondensator 82, der seinerseits Über einen Ladewiderstand 74 an den Mittelabgriff zweier Spannungsteilerwiderstände 75 und 76 gelegt 1st. Diese Spannungstellerwiderstände liegen zwischen den Schienen 15 und 16, die ihrerseits die pulsierende Gleichspannung führen. Die Stelle der Verbindung zwischen Kondensator 82 und dem Bntladungswiderstand I60 ist an die Basis eines ersten npn-Klemtntransistors 75 gelegt. Wenn bei dieser Anordnung die Kontakte 162 offengehalten werden, wird der Kondensator 82 Über das Ladenetzwerk 7^, 75 und 76 geladen, der den ersten Klewntransletor 73 in angeschaltetem Zustand läßt, wodurch der Sperrgleichrichter 72 abgeschaltet ist, und Antastpotentiale an die Nullpunktechalter SCR 21 und SCR 62 gelegt werden können. Wenn nun die durch die Widerstände 1}2 bzw. l}o bestimmte Temperatur des Bodens des Kochgefäßes erreicht wurde, ist das vom Verstärker 129 &n die Relaiswicklung I6I so grofi, daß die Kontakte 162 geschlossen werden können. Dies er-

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gibt dann ein© aohnelle Batladung' de« Kondensator« 82 mit folgender Sperrung des Transistors 73. Banash wird der Sperrgleichrichter 72 leitend durch ein positives Antastpotential, das Über den Widerstand 71 an seine Steuerelektrode gelegt wird, so daß nunmehr also <Si© Siollpanktschalter 21 und 62 nicht mehr angetastet werden können. Wenn der Pegel des von dem optischen Unterbrecher wechselgerichteten Signales so hoch wird» daß das Relais l6l anziehen kann« dann oszilliert das Relais, indem es die Kontakte 162 in relativ schneiiSr Folge ein- und ausschaltet, Id einem solchen Falle wird bei Jedem Schließen der Kontakte der Kondensator 82 entladen. Bs 1st aber nun eine Schließung ausreichend, um den eigentlichen Zerhakker abzuschalten. Die Kontakte 162 schließen sich aber mit großer Geschwindigkeit verglichen zur Ladezeitkonstante des Kondensators 82, so daß der Kondensator nahezu völlig entladen bleibt, so lange die Relaiakontakte zwischen ihren beiden Schaltzuständen Mn- und herschwlngen. Abhängig von der Frequenz, mit welcher der Wandler optisch durch den Unterbrecher beaufschlagt wird, öffnet und schließt der Relaiskontakt 162 bei jeder Halbwelle. Diese Frequenz liegt bei j5o Schaltvorgängen pro Sekunde, wenn der IR-Strahl mit 15 Hz unterbrochen wird. Während jeder Halbwelle des vom Verscärker 129 &n die Relaiswicklung l6l gelieferten Wechselstrom-Anregungssignales schließt der Kontakt 162, wenn die angelegte Spannung entsprechend hoch ist, und öffnet sich wieder vor dem Bnde der Halbwelle. Wenn aber die verstärkte Spannung an der Wicklung l6l etwas unter den zum Schließen erforderlichen Wert abfällt, wird der Kontakt 162 bei der nächsten folgenden Halbwelle des für die Temperatur charakteristischen Wechselstromsignales nicht betätigt. Synchronismus der Unterbrecherwirkung des Relais mit der Wechselspannungsnetzversorgung ist nicht erforderlich, obwohl man eine

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synchrone Arbeitsweise erreichen kann. Die Arbeiteweise entspricht dem entweder-oder-Prinzip und es tritt nur eine sehr geringe Hysteresis und keine Rest-Oleichvorspannung an der Relaiswicklung l6l auf, die den Zustand einer Hysteresis bedingen könnte; es wird also ein sehr genau definierter Schwellwert erreicht, der das öffnen und Schließen der Kontakte 162 bestimmt.

Die Schaltung nach Fig. 5 hat einige erhebliche Vorteile gegenüber der Schaltung nach Fig. 4. Bei der Schaltung nach Fig. 5 ist kein mit zwei Dioden ausgestatteter Spannungsverdoppler vorgesehen, und ferner kein Filter zwischen dem Ausgang des Verstärkers und dem bistabilen Schalter. Folglich besteht auch keine Zeitkonstante des QlattungsVorganges der Spannungsverdopplungsschaltung. Das Ein/Aus-Verhalten bewirkt, daß das Wegschalten und Zuschalten des eigentlichen Zerhackers in einem sehr engen Temperaturbereich entsprechend der Einstellung stattfindet. Die Schaltung spricht also sehr schnell und genau auf Temperaturen und damit auch auf die Einstellungen an. Bs treten weiter keine Verzögerungen beim jeweiligen Anschalten aufgrund von Spannungsspitzen-Ladung des Detektorkreises auf. Es entfällt die Notwendigkeit für einen zweiten Betriebsverstärker als bistabilen Schalter mit den zugehörigen Widerständen und Potentiometern; weiter entfällt die zweite Versοrgungsspannungs-Schaltung, mit der man den bistabilen Kreis vom WechselspannungsverstKrker trennt. Man braucht also weniger Bauteile und die Schaltung 1st in sich einfacher.

Es ist wünschenswert, daß die Schaltkontakte 162 ihrerseits einen geringen Widerstand haben, so daß man eine schnelle Entladung des Kondensators 82 erreicht und ver-

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hindert, daß sich eine kleine Vorspannung über dem Kondensator 82 entwickelt, die möglicherweise den Zerhacker im Halbwellentakt anschaltet und damit den gesteuerten Gleichrichter im Zerhacker falsch arbeiten läßt. Bin weiteres Merkmal besteht darin, daß das Relais 161 mit seinen Kontakten 162 die Steuerung des mittleren Gleichspannungspegels des BetriebsVerstärkers auf die negative Schiene 16 verlagert, was eine erheblich erhöhte interne Stabilität bringt. Da die Leistung zum Betätigen des Relais unmittelbar vom Ausgang des Betriebsverstärkers kommt, ist die Punktion von Netzspannungsschwankungen unabhängig. Die Schaltung kann von der positiven Schiene 15 aus angesteuert werden, wenn man dies für zweckmäßig hält, weil das Relais eine trennende Wirkung hat. Die Verwendung eines Relais im erläuterten Zusammenhang ist unbedenklich, da im Handel erhältliche Relais ohne jede Schwierigkeiten mehrere Millionen Mal betätigt werden können, ohne auszufallen, wenn - wie hier - die geschalteten Ströme klein sind. Normalerweise haben solche Relais eine Lebensdauer von mindestens tausend Stunden bei einer Schaltfrequenz von 6o Hz, wobei die geschalteten Ströme wesentlich höher sein können, als die in der Schaltung nach Fig. 5 auftretenden. Auch akustisch ist die Verwendung eines schnellschaltenden Relais unbedenklich, weil es im Handel erhältliche schallgedämpfte Relais gibt. Weiterhin sind entsprechende Relais ohne weiteres mit den Ausgangsgrößen der üblichen Betriebsverstärker, wie hier vom Betriebsverstärker £9, schaltbar.

Pig. 6 stellt schematisch eine andere Ausführungsform der Stromversorgung bzw. Leistungsversorgung für den eigentlichen Zerhacker, welche keine Gleichrichtung der Netzspannung vor der Nullpunktsteuerung bzw. -schaltung benötigt. Bs kann also die Netzversorgung mehr sinusförmig

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bleiben, anstatt eine Verzögerungszelt aufzuprägen, die duroh die Anschaltzelt des Nullpunktechalters mit folgendem scharfen Anstieg, um nach Jedem Nullpunkt wieder auf die Versorgungsspannung zu kommen, bestimmt 1st. Mit der Anordnung nach Fig. 6 kann man Jegliche Nahfeldstörung (KMI) von elektromagnetischen Feldern oder ein Heizen des Kondensators C₂ aufgrund eines solchen starken Anstieges vermeiden, ohne daß man einen Oleichrichter und entsprechende Filter braucht; dies spart ersichtlich Kosten. Ss liegt in diesem Falle eine kleine Hochfrequenz-Starkstromfilteranordnung 2o5 und 2o6 an den Bingangsschienen, um Hochfrequenzkomponenten auszuflltern, die über das Netz hereinkommen. Die Filteranordnung mit Spule 2o5 und den Kondensatoren 2o6 wirkt nur für Hochfrequenzen und muß keinerlei Gleichstromkomponente führen, so daß man z.B. die Spule auf einen entsprechenden Ferritkern wickeln kann; ferner können die beiden Filterbauteile Wein und daher billig sein. Die Zerhackerschaltung hat auch einen Wirkungsgrad der Leistung gegenüber dem Netz, der für praktisch alle Belastungen bei nahezu eins liegt. Die Schaltung benötigt vier sich schnell erholende Leistungsdioden 2ol - 2o4, die in der aus Fig. ersichtlichen Weise in einer Brücke zusammengeschaltet sind, die dann eine Spannung nur eines Vorzeichens an den eigentlichen Zerhacker-Unterbrecher SCR 17 liefert. Bin wichtiges Merkami dieses Kreises ist darin zu sehen, daß die Dioden zwei Funktionen haben: die Dioden sind einmal die Pfade für den rückwärts laufenden Strom der eigentlichen Zerhacker-Anordnung L-C. Zum anderen dienen die Dioden zum Gleichrichten der Netzwechselspannung, damit man den SCR 17 speisen kann. Man brauoht also kein· weiteren Dioden mit kurzer Srholungszeit. Die Anschaltung und Abschaltung der an den eigentlichen Zerhacker gelieferten Leistung wird von einem in beiden Richtungen l#i-

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tenden Bauteil, z.B. einem Triac 2o7 unter der Wirkung eines Null-Spannungsschalters 22 und eines Triac 23 vorgenommen, welchem *m „ler Steuerelektrode des Triac 2ö7 während Jeder Leit-Halbperiod© ein Signal aufrecht erhält. Der Null-Volt-Schalter 22 kann etwa der Null-Volt-Spannungs anordnung in den Figuren 1 und 4 äbneln* oder von ©insm im Handel erhältlichen Schalter gebildet werden, der bei eingangsseitiger Polaritätsänderung schaltet} welche Wahl man trifft, hängt da^on ab, wie das Trigger-Signal an den SCR 17 zum öffnen gelegt werden soll. Die an den eigentlichen Zerhackerunterbre^her SCR 17 gelegten Antastimpulse können von einer Antastsignalschaltung etwa nach Fig. 4 erzeugt werden. Hinsichtlich weiterer Merkmale arbeitet der hier beschriebene Schaltungsteil ähnlich wie oben unter Hinweis auf Fig. 1-4 beschrieben wurde, so daß hier keine Wiederholungen nötig sind.

Die Figuren 8, 8A und 9 zeigen Ausführungsformen für den eigentlichen Zerhackerkreis, wenn eine erhebliche Leistungsabgabe erforderlich ist. Die Schaltungen nach den Figuren 8 und 9 sind so ausgelegt, daß sie etwa die doppelte Leistung abgeben können wie bei dem zuerst beschriebenen Ausführungsbeispiel. Die Schaltungen nach Fig. 8 und 9 werden z.B. mit 22o Volt Wechselspannung, 6o Hz und einem Strom von 15 - Jo Ampere gespeist. Die Schaltung nach Fig. 8 zeigt im wesentlichen zwei solche Zerhacker wie in den Figuren 2 und 7* die in derselben Richtung arbeitend, miteinander in Serie an den beiden Ausgängen eines nicht gezeigten Vollweg-Olelchrichters liegen, der natürlich an die höhere Netzspannung angepaßt ist. Auch bei dieser Schaltung wurden die Bauteile mit den gleichen Bezugszeichen versehen, soweit Ubereinstimmung mit bereits beschriebenen Merkmalen besteht. Bei der Schaltung nach Fig. 8 liegen zwei Filterkondensatoren C₂ und Cg _{ln Relhe} ^_{1 den} beiden Ausgängen des Vollweg-

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Gleichrichters, die wieder mit 15 und l6 bezeichnet eind und im Schaltbild also rechts von dem nicht gezeigten SCR 21 liegen. Die beiden Filterspulen L₂ und Lp¹ liegen direkt an einem Punkt zwischen den beiden Kondensatoren Cp. Bei dieser Anordnung ist die Antastschaltung so ausgebildet, daß sie die beiden SCRs 17 und 17¹ gleichzeitig antasten, so daß die beiden Zerhackerkreise praktisch synchron die Hochfrequenz/Induktionsheizströme in den getrennten Spulen L₁ und L₁* entwickeln. Die Spulen L₁ dienen wieder zum Heizen des Bodens eines Kochgefäßes und können parallel aufeinander liegend in Form von Spiralspulen ausgebildet bzw. angeordnet sein, wie sich aus Flg. 8A ergibt, die einen Axialschnitt durch die beiden aufeinander liegenden Spulen darstellt. Die beiden Spulen L₁ sind eng miteinander gekoppelt und bilden zusammen mit den zugehörigen Kondensatoren C₁ einen doppelt gesteuerten Resonanzkreis mit niedriger Frequenz, die die sogenannte Kommut^ierungsfrequenz darstellt. Das gleichzeitige Feuern von SCR 17 und 17¹ bewirkt, daß die Kommutierungsströme entsprechend der niedrigeren Betriebsweise (lower mode) in Phase sind. Bei enger Kopplung ist die obere Betriebsweise (upper mode) des doppelt abgestimmten Kreises sehr viel höher als die Bigenreeonanzfrequenz von L₁ und C₁, und wird nicht durch gleichzeitiges Feuern erregt. Die "chopper"-Stärke wird kleiner gemacht als die Kommutierungsstärke, wie weiter oben unter Hinweis auf Fig. 7 erläutert wurde.

Fig. 9 zeigt eine weitere Abhandlung der Schaltung nach Fig. 8, wobei Glättungsspulen L, und L-,¹ sowie Olättungskondensatoren C, und C,^f parallel zu den Kommutierungskondensatoren C₁ bzw. C₁* liegen. Außerdem liegen die Filterspulen Lp und Lp* im Gegensatz zur Schaltung nach Fig. 8 in den beiden Stromschienen 15 und 16. Die Verbindungsstelle zwischen den beiden Filterkondensatoren

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Cg und Cg* let direkt an eine gemeinsame Mittelschiene gelegt, die in der aus Fig. 9 ersichtlichen Weise auch die Punkte zwischen den gesteuerten Gleichrichtern 17 und den Rückkopplungsdioden 18 verbindet. Ersichtlich sind wie in Pig. 8 die beiden gesteuerten Gleichrichter 17 auch richtungsmäßig jeweils gleichsinnig in Serie gelegt. Dasselbe gilt sinngemäß für die Rückkopplungsdioden 18. Ss sind mit dieser Mittelschiene außerdem die beiden Kondesatoren C₁ und die beiden Spulen L, verbunden. Bei dieser Anordnung wird die Ausgangsleistung von den beiden Spulen L. und L,¹ abgenommen, die wieder gemäß Pig. 8a angeordnet und ausgebildet sein können. Die beiden chopper-Gleichrichter SCR 17 und SCR 17¹ werden wieder simultan angeschaltet, so daß die beiden Kreise synchron arbeiten. Is handelt eich ersichtlich um eine Schaltung, die aus zwei spiegelbildlich gleichen Teilen besteht.

Fig. Io zeigt schematisch eine weitere AusfUhrungsform der Induktionsheiz^Schaltung. Bei der Anordnung nach Flg. Io ist die Kommutierungsspule L₁, db auch das Feld zur induktiven Leistungsübertragung abstrahlt, in Reihe mit dem Kommutierungskondensator C. und dem SCR 17 parallel zu einem Filterkondensator C₀ geschaltet. Bine kleine Gllttungsepule L^ mit Ferritkern liegt parallel zum Kommt lerungskondenea tor C₁ und die Rückkopplung«diode 18 liegt wieder parallel zum SCR 17 und in Reihe mit einer au« einer Windung bestehenden Primärwicklung «in·· kleinen Ferrit-Kopplungsträneformatοrs 171. Parallel sun SCl 17 und der Rüokkopplungsdiode 18 liegt eine klein· 01Ettungsechaltung bestehend aus einer Reihenschaltung von eine· widerstand Io9 und eine« Kondensator 111. VIe vorher liefert ein Tollweg-Gltiohriohter 14 über Schienen 15 und 16 einen pulsierenden Gleichstrom durch einen zur

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i* .

Phastnattuerung dienenden SCR 21 als Schalter. Bint FiI-terepule L₂ litgt in der Wechselspaiinungeversorgung de· Vollweg-aisichrichtere, damit der Filterkondensator C₂ mit solcher Geschwindigkeit geladen wird, dsJ der maximale Ladestrom und di/dt an den Anschlüssen des SCR 17 an die Betriebskenngröflen dieses Oleiohrichters angepaflt sind. Die Filterspule Lp liegt auf der Wachselspannungsseite des αIeichrichters 14« damit man eine kleinere Spule verwenden kann, und außerdem keine Sättigungsproblesie des Kerns hat, die auf der Auegangsseite des Öle!anrichte re durch den Qleichspannungsanteil entstehen könnte. Der Zerhacker arbeitet naoh de« Antasten durch den Phasensteuers ohalter SCR 21 ähnlich wie der oben unter Hinweis auf die Figuren 1-7 beschriebene Kreis. Bs sind jedoch eine Reihe von Unterschieden hinsichtlich der Art der Leistungssteuerung des Ausgangs bei der Schaltung naoh Fig. Io insoweit vorhanden, als eine Signalquelle alt konstanter Frequenz zum Antasten des Zerhaokers verwendet wird, so dafl er slao mit konstanter Frequens läuft, während das aieichspannungs-Brregerpotential, welches dem Zerhacker Über C_g zugeführt wird, phasengesteuert wird, um die Leistungsabgabe des Kreises zu beeinflussen und damit praktisch die Heizleistung der Spule L^. Um den Kreis nach Fig. Io in Betrieb zu setzen, wird zunäohst naoh dem Schlieflen des Hauptsohaltere 13 ·1η einfacher Schalter 172 geschlossen, ua dtn Yollweg-fllelchriohter 14 su erregen. Beim schliefen dt« Sehaltere 172 wird tin Anregungepotentlal duroh einen Spanrnsigsbtgrtnger-Wlderatand 173 und tint Parallelschaltunf einer Zentr-Dlo4t Ιβο mit tint« Kondensator 17% gegeben, wob·! dlett lttsttrt Sohaltun« dazu verwendet wird, «la Ant—Ulpul Bit koosttAttr Frt^utnz iu tntuctn. Der «ltabtsiglielk· AnUettlpMl«tnerator weist einen Transistor 75 alt tlatr AmsgtnfitIeIttrodt und swtl Basiselektroden auf, d#sssa tins Bsslstltk-

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trode B, In Rtihe mit einer Ladespule liegt, und dessen andere Basiselektrode E, &n einem Miderstand 177 liegt. Parallel zu dieser Ssrie?'.schaltung liegt ©in Kondensator 174. Bin zweiter Kondenstor 178 und ein Widerstand I79 liegen miteinander in Serie parallel zum Kondensator 174_S und die gesteuerte Elektrode des Transistors 175 li©gt an der Stelle zwischen den Bauteilen 178 und 179» Der Antastkreis wird durch einen pnp-Trausistor I8I vervollständigt, dessen Emitter über einen Begrenzerwiderstand 182 an dem Ende der Spule 176 liegt, das dem Anschluß an den Transistor 175 entgegengesetzt ist. Die Basis dieses Transistor.. 181 ist direkt an die Basis B, des Transistors 175 gelegt. Der Kollektor von 181 liegt an der Verbindung der Steuerelektrode von SCR 17 und einem Widerstand 1ο9· Eine Klemmdiode I83 liegt zwischen der Steuerelektrode des chopper-SCR 17 und der negativen Stromschiene 16, an der die Katode des SCR 17 direkt liegt, um beim iSialen auftretende Spannungsspitzen an der Schiene 16 zu neutralisieren.

Im Betrieb erzeugt der Antastkreis negative Antastimpulse mit schnellem Anstieg an der Induktivität 176, die direkt an dem pnp-Transistor I8I liegt, um ein Starkstrom-Antastsignal zu erzeugen. Daraufhin erscheint ein flacher positiver Antastimpuls über einem relativ kleinen Widerstand von 2o Ohm, der in der Bniitter-KoUektor-Strecke des Transistors 18I liegt. Dieser Antastkreis erzeugt positive Impulse von etwa zwei bis zwanzig Volt, wenn Über dem Kondensator 174 Speisespannungen etwa derselben Höhe erscheinen. Die Impulse werden mit etwa gleicher Ausgangsfrequenz zwischen etwa 12 und Jo kHz erzeugt, und zwar hauptsächlich nach Maßgabe der Zeitkonstante des RC-Kreises bestehend aus Kondensator 178 und Widerstand 179· Diese Impulse haben außerordentlich kurze Anstiegszeiten, um ein ganz schnelles Anschalten des ohopper-Qleichrichters

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zu ermöglichen. Diese Impulse mit konstanter Frequenz werden kontinuierlich an den SCR 17 angelegt, unabhängig davon, ob der Zerhacker-Leistungskreis nun durch den Phasensteuerschalter SCR 21 angeschaltet wurde oder nicht. Zur Steuerung des Anschaltens des Phasensteuersohalters SCR 21 ist* ein Zeitschaltkreis mit einem Transistor mit zwei BasisanschlUssen und nur einer gesteuerten Elektrode bei 185 vorgesehen. Die beiden Basiselektroden dieses Transistors I85 sind über entsprechende Strombegrenzungswiderstände 186 und 187 und einen in Reihe geschalteten Begrenzungswiderstand 188 an dem SCR bei oder zumindest nahe bei dem Nullpunkt angeschaltet. Bine Zener-Diode begrenzt den Wert der über dem Transistor I85 anliegenden Spannung und den Reie'henwiderständen I86 und 187· Der Punkt zwischen dem Widerstand I87 und der zugeordneten Basis des Transistors I85 ist unmittelbar an die Steuerelektrode des Phasensteuerschaltes SCR 21 gelegt, um diesen SCR anzuschalten, wenn der Transistor I85 leitend wird.

Um den Transistor I85 zum gewünschten Zeltpunkt leitend zu machen, 1st zunächst ein Ladekondensator 2ol in Reifce mit einem Feldeffekttransistor 2o2 parallel zu einer Zener-Diode 189 geschaltet, wobei der Feldeffekttransistor als Quelle für einen konstanten Strom dient. Die Konstantstromfluelle weist außer dem Feldeffekttransistor 2o2 einen in Reihe damit geschalteten veränderlichen Widerstand 2o2 auf, der die Ladegeschwindigkeit des Kondensators 2ol steuert und damit die Zeit zum Anschalten des Transistors I85. Die Saugelektrode des Feldeffekttransistors 2o2 liegt am beweglichen Abgriff eines veränderlichen Widerstandes 2o4, an den eine Spannung von einem Olättungskondensator 2o5 gelegt wird, der «einerseits ersichtlich wieder parallel zur Sekundärspule des Transformators I71 liegt. Wenn man von einer normalen Belastung des Kreises ausgeht, dann wird der RUckkopplungsstrom von der RUckkopplungs-

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Diode 18 im Transformator 171 transformiert, der Ausgang des Transformators wird durch die Diode 2o6 gleichgerichtet, und es erscheint nunmehr ein im wesentlichen gleichgerichteter Strom über dem Potentiometer 2o4, das seinerseits die Stromstärke des konstanten Stromes durch den Feldeffekttransistor 2o2 festlegt. Die Einstellung des Widerstandes 2oj5 bestimmt die Ruhe-Ladezeit des Kondensators 2ol und damit den Zeitpunkt des Zusammenbruchs des Sperrfeldes im Transistor I85. Nachdem der Transistor 185 leitend wurde, wird ein positiver Antastimpuls direkt an die Steuerelektrode des Phasensteuerschalters SCR 21 gelegt, um diesen letzteren leitend zu machen. Dies kann an jedem Punkt zwischen den Phasenwinklen null und hundertachtzig Grad der Phase des vom Gleichrichter 14 gelieferten Ausgangs^eschehen, wodurch praktisch die Erregungεspannung in bekannter Weise durch Phasenverschiebung gesteuert wird, die an den eigentlichen Zerhacker gelegt wird.

Bei einem normalen chopper-Zerhacker mit Rückkopplung über eine Diode, ist der durch die Diode zurückfließende Strom etwa gleich dem Vorwärtsstrom des SCR 17* wenn der Zerhacker nicht belastet 1st. Tatsächlich ändert sich die Größe des Rückwärtsstromes durch die Diode etwa umgekehrt mit der vom Zerhacker abgenommenen Leistung. Da bei der Schaltung nach Fig. Io der Spitzenstrom, der durch die RUckkopplungsdiode zurückfließt, gewissermaßen nach Art einer Probenentnahme erfaßt, gleichgerichtet und gefiltert wird, um eine Steuergleichspannung zu liefern, kann man diese Spannung rückkoppeln, um die Phase des Feuerns des Steuerschalters 21 zu beeinflussen, und dadurch die billige Leistung zu verringern, die von dem Zerhackerkreis erzeugt wird. Daraus ergibt sich dann, daß der Kreis derart arbeitet, daß er den Diodenstrom über den ganzen

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Bereich von der Leistung null bis zur vollen Leistung auf einem Im wesentlichen konstanten Wert hält. Infolgedessen kann man in der Schaltung nach Flg. Io eine RUckkopplungsdiode verwenden« die für einen kleineren Maximalst rom ausgelegt ist, und vor allem für kleinere Änderungen des Stromes und der Spannung nach der Zeit. Ferner kann man diejenige Spannung« die sich in belastungslosen Zustand Über dem Kommutator-Kondensator C. entwickelt, sehr klein halten; Verluste bei Abnahme keiner Leistung werden mithin auf einem Minimum gehalten. Außerdem kann man für den SCR 17 ein Bauelement verwenden« das nicht so steile Strom- und Spannungsanstiege aushalten muB. In anderen AusfUhrungsformen werden vergleichbare Merkmale und Betriebsvorteile erhalten« wenn man den Vorwärtsstrom im SCR 17 in ähnlicher Weise erfaßt und an den Phasensteuerschalter SCR 21 rUokkoppelt.

Zusätzlich zu den obigen Merkmalen zeichnet sloh die Schaltung nach Fig. Io noch duroh ein besonders wichtiges Sicherheitsmerkmal aus« das dann wichtig 1st« wenn der Drehknopf für die Leistungsbestinmung auf maximale Leistungsabgabe gestellt ist (Widerstand 2o3 auf maximalen Wert gestellt), und die Komnatlerungsspule L₁ nicht belastet 1st« z.B. weil gar kein Kochgefäß auf der Spule steht. Ks kann nun durchaus vorkommen, daß duroh Versehen im Haushalt dieser Zustand eintritt. Wenn man nun unter den obigen Bedingungen anschaltet, besteht wegen der dem Kreis eigenen Verzögerungen keine Rückkopplungsspannung an den Phasensteuer-Transistor 2o2 und der nicht belastete Zerhacker bietet eine sehr kleine Impedanz über dem Filterkondensator C₂* Unter diesen Bedingungen würde «in sehr hoher Strom fließen, und der SCR 17 würde angetastet, obwohl dies aus anderen OrUnden nloht erwUnsoht 1st, und/ oder der Hauptschalter 13 öffnet sioh. Uk nun ein solches Verhalten, d.h. ein unzeitiges Feuern des SCR 17 zu vermei-

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den, weist die Schaltung nach Fig. Io einen Fotoleiter 211 mit einer öltihdrahtlampe 212 in solcher Anordnung auf» daß man einen graduellen Anstieg der Leistung von der Leistung null bis zur größten Leistung erhält, selbst wenn der zur Leistungssteuerung dienende Widerstand 2oj5 sich in der Stellung befindet, in der volle Leistung abgegeben werden kann. Der Fotoleiter 211 liegt in Reihe mit dem Widerstand 2o2 und dem Feldeffekttransistor 2o2. Wenn nun der Hauptschalter 192 angeschaltet wird, dann ist der Widerstand des Fotoleiters zunächst sehr hoch, und es kann nur ein kleiner Strom zum Kondensator 2o,l gelangen. Andererseits ist beim Fehlen einer Belastung der Strom durch die Rückkopplungsdiode relativ groß, und es entwickelt sich sehr schnell eine RUckkopplungsspannung an der Steuerelektrode des Feldeffekttransistors 2o2. Wenn nun die Helligkeit der Lampe 2o2 größer wird, dann wird der Widerstand des Fotoleiters 211 kleiner, was dazu führt, daß die Spannung zum Laden des Kondensators 2ol größer wird. Bs wächst aber nun aufgrund der beschriebenen Anordnung das RUckkopplungsslgnal an den Feldeffekttransistor 2o2 ebenfalls proportional und beschränkt dadurch die Ladegeschwindigkeit für den Kondensator 2ol. Wenn nun die Lampe ihre volle Helligkeit erreicht hat, was durch die Zeltkonstante des zugehörigen Kreises bestimmt wird, wird der Widerstand des Fotoleiters sehr klein, und dieser Teil der Schaltung nimmt nicht mehr teil an der Steuerung des Phasensteuertransistors, der das Anschalten des Zerhackers beherrscht. Wenn fernerhin die Netz-Wechselspannung auf einen sehr kleinen Wert zurückgeht, dann erlöscht die Lampe 212 ebenfalls, wodurch die Leistungszuführung an den Zerhacker proportional schnei« ler kleiner wird, als dann der Fall wäre, wenn nur seine Bingangsspannung selbst kleiner würde.

Wie im einzelnen bei der Schaltung nach Fig. Io die Aus-

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gangsleistung automatisch kleiner wird, wenn keine Belastung vorhanden ist, kann man am besten an Fig. 7B sehent bei normaler Belastung ist der Vorwärtsstrom duroh den SCR 17 gemäß der ausgezogenen Kurve in der Zeit t.» und der RUckwtfrtsstrom durch die Rückkopplungsdiode 18 während des Intervalls t_1D etwa gleich groß. Wenn nun keine Leistung abgenommen wird, aber trotzdem die Regelglieder auf volle Leistungsabgabe gestellt sind, dann wird der rückwärts gehende Strom durch die Ruckkopplungsdiode 18 während der Zelt t._ größer, wie mit dem gestrichelten Kurvenzug dargestellt ist. Der Feldeffekttransistor 2o2 zur RUckkopplungssteuerung erfaßt diesen ansteigenden Rückwärtsstrom und stellt nun den Ladestrom für den Kondensator 2ol derart ein, daß das Feuern des SCR 21 phasenmaß ig so verzögert wird, daß der rückwärts gerichtete Strom durch die Diode 18 wertmäßig gleich wird dem duroh den SCR 17 fließenden Strom. Obwohl die Schaltung nach Fig. Io keine Temperatursteuerung aufweist, kann selbstverständlich eine entsprechende Regelmöglichkeit vorgesehen werden, indem man einen Temperaturdetektor, der nahe der Induktionsspule oder dem Metallboden angeordnet ist, in die Schaltungeinbauen kann, der den ganzen Schaltkreis stillsetzt, wenn eine bestimmte Temperatur erreicht wird. Zu diesem Zweck könnte man zusätzlich eine ThermlstorbrUoke oder ähnliche Temperaturerfassungsanordnungen wie bei den Figuren k und 5 verwenden, um eine eine Abweichung anzeigende Spannung zu erzeugen, mit der man dann den duroh den Feldeffekttransistor 2o2 fließenden Ladestrom zur Ausübung einer Regel- oder Steuerwirkung steuern kann. Bine Sicherheitseinrichtung gegen übermäßige Temperaturen kann man z.B. in der Welse vorsehen, daß nan einen kleinen gesteuerten Silicium-Oleiohriohter bei einer einer vorherbestimmten Temperatur entsprechenden Spannungsschwelle antastet, der dann den Ansohaltkrels für den als Phaeeneteuerorgan wirkenden SCR 21 anhält.

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Aue einem Vergleich der Schaltungen gemäß Fig. Io und 4 sieht man, daß bei der Schaltung nach Fig. 4 die von der Schaltung gelieferte Ausgangsleistung über einen großen Bereich dadurch gesteuert bzw. geregelt war, daß man die Arbeitsfrequenz oder den Wert der Kommutierungskapazität (oder beides) des Zerhackers ändert (d.h. Änderung des chopping-Maßes des Zerhackers und/oder verändern des Wertes des Kondensators im Kommutierungskreis zum Vergrößern oder Verkleinern der Leistungsabgabe bei beliebigem chopping-Maß). Bei der Schaltung nach Fig. Io ist das chopping-Maß, in diesem Fall eine Frequenz, konstant gehalten, und die vom Kreis möglicherweise zu liefernde Leistung wird durch Phasensteuerung desjenigen Punktes erreicht, bei dem der in Reihe geschaltete Phasensteuerschalter SCR 21 angeschaltet wird, so daß er leitet. Durch Veränderung des Phasenwinkels, der auch gelegentlich als "Verzögerung" bezeichnet wurde, bei welchem im Bereich zwischen null Grad und hundertachtzig Grad der SCR 21 leitend gemacht wird, kann man die Ausgangsleistung bei gleichbleibender chopper-Frequenz verändern. Auch hier kann man für einen noch größeren Bereich der möglichen Leistungsänderung den Kondensator im Schwingkreis wertmäßig durch zuschalten oder abschalten weiterer Kondensatoren verändern, und/oder gleichzeitig iie Leistungsabgabe noch dadurch verändern, daß man den erläuterten Winkel der Phasenverschiebung ändert, um den phasenmaß ig verschoben der SCR 21 angeschaltet wird. Man kann auch noch die Frequenz der Antastkreise verändern, um eine zusätzliche Leistungssteuerung zu erhalten. Man kann den Kreis nach Fig. Io auch insoweit anders ausgestalten, als man gemäß Fig. loA eine andere Zusammenschaltung der Teile L₁J-C₁, C₂, L₁^ vornimmt, wodurch man denjenigen Hochfrequenz-chopper-Strom stark verringert, der durch den Blektrolytkondensator C_g fließen muß. Die Schaltung nach Fig. loA wird zwischen die Schiene 16 und die

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ib ,/

Punkte A und B gelegt, ohne daß weitere Änderungen notwendig wären; die Arbeltsweise und der dahinterstecken*· Grundgedanke ist derselbe wie er bereite unter Hinweis auf Fig. Io erläutert wurde.

Flg. 11 erläutert eine weitere AuefUhrungsform einer Induktionsheizschaltung, bei welcher die Konmutierungaspule L,, der Konunutierungskondensator C. und die Spule L₂ in Reihe an einem Vollweg-Oleichriohter 14 liegen. Der SCR 17 und die RUckkopplungsdiode 18 liegen jeweils parallel zur Serienschaltung von L₁ und C₁. Parallel zu den ganzen soeben genannten Bauteilen liegt ein Kondensator C₂ zu Filterzwecken. In der Schaltung nach Fig. 11 wird kein in Reihe geschalteter gesteuerter Sillcium-Oleichrichter verwendet, um z.B. die Phase der Spannung zu steuern, mit der der Zerhacker gemäß Fig. Io gespeist wird, oder um die Nullpunkt-Schaltung vorzunehmen, wie dies unter Hinweis auf Fig. 4 erläutert wurde. Um systembedingte Wech selspannungsstörungen auszuschalten, ist eine klein· Hochfrequenz-Filterspule L— und ein Hochfrequenz-Filterkondensator Cjjp in der gezeigten Weise (s. Fig. 11 linke außen) zugeschaltet.

Antastimpulse werden an die Steuerelektrode des Zerhakker-SCR 17 von einem Hochspannungs-Konstantstrom npn-Traneistor 221 geliefert, der seinerseits über Belastungswiderstände 222 und 223 direkt an den Schienen 15 und 16 liegt. Die Steuerelektrode von SCR 17 ist zwischen den Belastungswiderständen 222 und 223 angeschlossen.

Um eine Oleichstromtrennung zwischen dem Antaetkreis und dem SCR 17 herzustellen, kann die Primärwicklung ·1« nes Impulstransformators parallel zum Widerstand 223 geschaltet werten, wobei dann die Sekundärwicklung des Transformators zwischen die Steuerelektrode von SCR 17

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und die Schiene 16 gelegt wird. Der Antasttransistor 221 wird durch einen Einseiten-Silicium-Gleichriehter 224 angeschaltet* der einen schnell ansteigenden Impuls konstanter Größe zwischen die Basis und den Emitter des Transistors 221 legt, wenn die Ladung auf dem Kondensator 225 spannungsmäßig den Schwellwertpegel des Transistors 224 erreicht. Der Transistor 221 arbeitet eis Leistungsverstärker zur Erzeugung von Impulsen wesentlich größeren Stromes in den Widerständen 222 und 223, als sie durch die Entladung des Kondensators 225 durch den Transistor 224 möglich wären. Der Kondensator 225 wird seinerseits von einem Feldeffekttransistor 226 als Konstantstromquelle geliefert, wobei ein Rückkopplungswiderstand 227 dafür sorgt, daß an den Kondensator 225 ein im wesentlichen konstanter, linearer Ladestrom geliefert wird.

Der Feldeffekttransistor 226 erhält seine Leistung von der Spannung, die über einem Widerstand 228 abfällt, der seinerseits im Emitter-Kollektorkreis eines npn-Transistors 229 liegt. Der Widerstand 228 und der Transistor 229 liegen in Reihenschaltung zwischen den Stromschienen 15A und 16. Die Basis des Transistors 229 liegt am Verbindungspunkt zwischen einem Widerstand 231 und einer damit in Reihe geschalteten Zener-Diode 232, welche Reiehnschaltung wiederum zwischen der Schiene 16 und der Anode des SCR 17 liegt. Die Steuerelektrode des Feldeffekttransistors 226 ist zusätzlich zur Kopplung an den RUckkopplungswiderstand 227 über einen Begrenzungswiderstand 233 mit dem Emitter eines pnp-Transistors 234 verbunden, dessen Kollektor an der Schiene 16 und dessen Basis am veränderlichen Abgriff des Gleichspannung zuführenden Widerstandee 228 liegt. Durch Veränderung der Stellung des Abgriffes auf dem Widerstand 228 kann der durch den Feldeffekttransistor 226 an den Kondensator 225 gelieferte Ladestrom verändert werden, was wiederum die Frequenz der

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Ausgangsimpulse verändert, die vom Transistor 224 und dann vom Leistungstransistor 221 abgegeben werden. Dadurch wird wiederum die Kreisfrequenz im Kreis mit dem SCR 17 geändert, was zu einer Änderung der abgegebenen Leistung führt, wie oben bereits im einzelnen unter Hinweis auf Fig. 7 erläutert wurde.

Wie bereits oben erwähnt wurde, kommt es gerade in Haushalten oft vor, daß ein entsprechendes Kochgefäß 51 von der Induktionsspule L, heruntergenommen wird, und dabei aber der zur Leistungseinstellung dienende Widerstand 228 auf seinem der vollen Leistung entsprechenden Wert bleibt. Unter solchen Bedingungen wird der durch die RUckkopplungsdiode 18 fließende Rückwärtsstrom erheblich vergrößert, wie die gestrichelte Kurve in Fig. 7B der Zeichnung zeigt. Dieser vergrößerte Rückwärtsstrom durch die Diode 18 bewirkt beim Abschalten der Diode 18 einen erheblich vergrößerten Wert der wieder angelegten Vorwärtsspannung V"_cl über dem SCR 17 (steiler Spannungsanstieg), welche Spannung auch an der Glättungsschaltung mit der Reiehnschaltung aus Widerstand Io9 und Kondensator 111 erscheint. Damit dieser steilere Spannungsanstieg erfaßt werden kann, liegt ein Gleichrichter 241 mit in Reihe dazu liegendem Belastungswiderstand 242 parallel zum Widerstand Io9 der Glättungsschaltung, und die sich insoweit ergebende gleichgerichtete Spannung wird dann in einer Differenzierschaltung differenziert, die einen Kondensator 243 und einen Widerstand 244 aufweist. Der differenzierte Ausgang wird dann an die Basis des npn-Transistors 245 gelegt. Der Emitter des npn-Transistors 245 liegt direkt an der negativen Schiene 16 und der Kollektor dieses Transistors liegt über eine Diode 246 zu Blockierzwecken und den Begrenzungswiderstand 253 an der Steuerelektrode des Feldeffekttransistors 226. Wenn sich also wegen eines großen Wertes der Spannung über dem Kondensator C, ein großes

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Spannungsdifferential Über dem Widerstand Io9 aufbaut, dann wird dieses Potential gleichgerichtet, differenziert und an den npn-Transistor 245 angelegt, um auf diese Weise die Steuerelektrode des Feldeffekttransistors 226 wirkungsmäßig an die negative Schiene 16 anzuschließen, wodurch der durch den Feldeffekttransistor 226 fließende Strom proportional dv/dt vermindert wird; dadurch wird dann der Kondensator 225 langsamer geladen. Wegen der langsameren Ladung des Kondensators 225 wird dann die Frequenz der von den Transistoren 224 und 221 erzeugten Antastimpulse herabgesetzt, bis der Wert von dv/dt und die Spannung an C, auf denjenigen sicheren Wert vermindert werden, der durch de Einstellung des Widerstandes 242 bestimmt ist. Die Schaltung erfaßt somit automatisch ein eventuelles Abnehmen des Gefäßes 51 bei voller Leistung, und nimmt die Leistung automatisch herunter, sobald dies wegen der Unmöglichkeit einer Leistungsabgabe notwendig ist. Es wird also die EingangsIeistung an den Zerhacker dann, wenn sein Ausgang leistungsmäßig offen ist, erheblich unter die bei Vorliegen keiner Belastung entstehenden Verluste herabgesetzt, obwohl die Steilheit der Spannung zur Steuerung der chopper-Frequenz ausfällt. Selbstverständlich werden auch die Werte des Kommutierungsstromes I, sowie von V™ und der Spannung an C, entsprechend abgesenkt.

Das Differential dv/dt, das an die Basis des Transistors 245 gelegt wird, ist nicht nur proportional der Geschwindigkeit des Anstieges der Spannung auf den Pegel V_cl an der Diode 18, wenn diese gesperrt wird, sondern auch proportional der Größe von V_cl· Demgemäß reguliert die Rückkopplung der differenzierten Spannung zum Zwecke der Änderung der Zerhackerfrequenz auch die Leistung bei Änderungen der Versorgungsspannung E. Wie oben bereits unter Hinweis auf Fig. 7 erläutert wurde, bleibt bei gegebener

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Ladung V„, in einem festen Verhältnis bezüglich V₁,, und diese letztere Spannung ist direkt proportional zur Versorgungsspannung E. Bei einer gegebenen Belastung ändert sich also V_cl mit Änderungen der Versorgungsspannungen. Die Schaltung ändert die chopplng-Frequenz, d.h. die Zerhackerfrequenz in derselben Weise, als wenn die Belastung so geändert würde, daß V_cl konstant bliebe, womit sowohl Vp als auch die abgegebene Leistung konstant bleiben. Dieses Merkmal ist sehr wertvoll, wenn man bedenkt, daß dadurch unabhängig von Schwankungen der Netzspannung die z.B. an ein Kochgefäß abgegebene Leistung konstant bleibt.

Zusätzlich zu der oben beschriebenen Regelung leistet die Schaltung nach Fig. 11 auch eine Bin-Aus-Steuerung der Temperatur des Metallbodens eines Kochgefäßes 51 oder degl., wenn der Gefäßboden z.B. einen negativen Temperaturkoeffizienten hat, oder wenn eine andere induktive Belastung aufgebt wird, die einen negativen Temperaturkoeffizienten hat. In Fig. 11 ist ein Thermistor 251 als Temperaturdetektor gezeigt, der selbstverständlich nahe bei oder sogar in Berührung mit dem Boden des Qefäßes angeordnet ist, damit er dessen Temperatur erfassen kann. Bin Anschluß des Thermistors 251 ist am gemeinsamen Punkt einer Serienschaltung bestehend aus einer Zener-Diode 252 und einem Widerstand 253 angeschlossen, wobei die Teile 255 und 252 an den Schienen 15 und 16 liegen. Ein Olättungskondensator 25^ liegt parallel zur Zener-Diode 252, um das Niederspannungs-Erregungspotential für den Thermistor weiter zu stabilisieren. Der andere Anschluß des Thermistors 251 liegt in Reihe mit einem zur Spannungsherabsetzung dienenden Widerstand 255 an der negativen Schiene 16, und der Verbindungspunkt zwischen dem Thermistor und dem Widerstand 255 ist über einen Begrenzungswiderstand 256 an die Steuerelektrode eines kleinen Sperr-SCR 257 gelegt.

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Dieser SCR 257 wirkt als Schalter und liegt parallel zur Niederspannungs-Zener-Diode 232, die ihrerseits die Basis des Transistors 229 ansteuert. Die Spannung zwischen dem Emitter dieses letzteren Transistors und der Schiene 16 treibt den als Konstantstromquelle dienenden Feldeffekttransistor 226 und den Zeitgeberkondensator 225· Wenn der SCR 257 angeschaltet wird und demnach leitet, dann schließt er die Diode 232 kurz und verhindert die Entwicklung und Anlage eines Anregungspotentials für den Feldeffekttransistor 226 und den Ladenkondensator 225· Dies führt dazu, daß keine weiteren Antastimpulse zur Ansteuerung des SCR 17 mehr entstehen können. Die an SCR 257 liegende Gleichspannung kann nicht größer werden als die Spannung an der Zener-Diode 232, und wenn der Zerhacker abgeschaltet ist, fällt die Spannung, welche die Zener-Diode speist, um einen Faktor von etwa vier zu eins ab. Wenn man für 231 einen Widerstand mit einem hohen Wert verwendet, dann wird der durch SCR 257 auf einen Pegel nahe dem Haltestrom begrenzt und der SCR 257 öffnet sich dann, wenn die an seiner Steuerelektrode anliegende Spannung absinkt. Der SCR 257 arbeitet also bei niedrigem Gesamtstrom als Verstärker mit hoher Verstärkung derart, daß er auch dann, sogar in Gegenwart eines Gleichspannungspotentials zwischen Anode und Katode abgeschaltet werden kann, wenn die Temperatur unter den Pegel abfällt, der durch den Widerstand 255 eingestellt ist. Anstelle des SCR 257 kann man auch ein Relais verwenden, an dessen Spule die über dem Widerstand 255 abfallende Spannung liegt. Es ist noch ein weiterer einfacher S halter 258 vorgesehen, um den Sperrschalter SCR 257 beliebig in den Kreis einzuschalten oder ihn herauszunehmen. Normalerweise wird der Schalter 258 in der in Fig. 11 dargestellten Stellung gehalten sein. Wenn die Betriebsbedingungen derart sind, daß ein induktiv geheiztes Gefäß 51 kalt ist und mithin Leistung vom Zerhacker geliefert werden muß, ist der Thermistor 251 entsprechend kalt. Wegen seines negativen Tem-

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peraturkoeffizienten des Widerstandes hat der Thermistor 251 zunächst einen relativ hohen Widerstandswert, so daß die Verbindungsstelle zwischen Thermistor 251 und Widerstand 255 auf einem erheblich niedrigeren Wert gehalten wird, als dem Öffnungspotential von SCR 257 entspricht. Wenn aber 'das entsprechend überwachte Kochgefäß 51 auf den vom Thermistor 251 bestimmten Temperaturwert gekommen ist, wird das Potential an der Steuerelektrode des SCR 257 so hoch, daß er angeschaltet wird und dann in der oben beschriebenen Weise verhindert, daß weiter Antastimpulse für den SCR 17 erzeugt werden. Man kann in weiterer Ausgestaltung dieses Gedankens mehrere verschiedene Thermistoren 251 mit unterschiedlichen Werten einschalten, oder den Wert des Widerstandes 255 ändern, um die Temperatur festzulegen bzw. zu verändern, bei welcher der SCR 257 eingeschaltet wird, wodurch ersichtlich eine weitere Möglichkeit der Steuerung bzw. Regelung der Temperatur des Gefäßes gegeben 1st.

Fig. 12 zeigt eine weitere Ausführungsform des eigentlichen Heizkreises nach der Erfindung. Bei dieser Ausgestaltung liegen die eigentlichen Kommutierungs-Bauteile C, und L₁ wieder in Reihe miteinander an den Schienen 15 und 16. Parallel zu L₁ und C₁ liegen föfi jeweils der SCR 17 und die Rückkopplungsdiode 18. Ein Glättungskreis mit einer Serienschaltung aus Widerstand I09 und Kondensator 111 liegt ebenfalls parallel zu den erwähnten Einheiten, um den Spannungsanstieg dv/dt des jeweils wieder angelegten Potentials an SCR 17 zu begrenzen. Der Zerhacker wird wieder von einem Vollweg-Gleichrichter 14 mit Ausgangsschienen 15 und Io über eine Filterspule L₂ und einen entsprechenden Filterkondensator C_? (zwischen I5 und 16) gespeist. Ein wesentlicher Unterschied der Anordnung nach Fig. 12 bezüglich der vorher beschriebenen Ausführungsbeispiele

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besteht in der Gestaltung des Antastkreises und der Art, wie bei plötzlichem abnehmen des Kochgefäßes 51 von der Spule L₁ bei auf volle Leistung gestelltem Zerhacker diese Leistung vermindert wird.

In der Schaltung nach Fig. 12 ist welter ein Trigger-Schwingkreis vorgesehen, der Triggerimpulse veränderlicher Frequenz und relativ niedriger Spannung erzeugt, die so wenig Energie beinhalten, daß sie den SCR 17 nicht direkt betreiben bzw. antasten können. Dieser Schwingkreis weist zunächst einen ersten programmierbaren Transistor 261 auf, der nur einen Übergang hat un-d im folgenden mit PUT bezeichnet wird, (unijunction transistor). Der PUT 261 ist ebenso wie der oben schon erwähnte Einseiten-Silicium-Schalter SUS ein integrierter Schaltkreis. Es handelt sich dabei um einen. Niederspannungsschalter, der im Handel erhältlich ist und beispielsweise von "General Electric" hergestellt wird. Der PUT 261 1st ein derart ausgebildetes Schaltelement, daß es mit relativ niedriger Spannung angetastet wird und bei erreichen eines genau definierbaren Potentials leitend wird, welches an seine Steuerelektrode zu legen ist. Dieses Antastsignal wird von einem als veränderlicher Widerstand ausgebildeten Spannungsteiler 262 angelegt und die kritische Antastspannung bezieht sich auf die Anoden- und Katoden-spannung des PUT 261. Die Anode und die Katode von 261 liegen in Reihe mit einem Strombegrenzungswiderstand 265 parallel zwei Niederspannungs-Gleichstrom-Zener-Dioden 264 zu Stabilisierungszwecken, die ihrerseits in Reihe mit einem die Spannung absenkenden Widerstand 265 zwischen den Schienen 15 und 16a auf der Zerhackerseite der Spule L₂ liegen. Die über den Zener-Dioden 264 abfallende bzw. erzeugte Spannung wird über einen Widerstand 265 an einen Kondensator 266 mit veränderlicher Kapazität gegeben. Wenn sich

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der Kondensator 266 lädt, dann erreicht die Anoden-Katodenspannung über dem PUT 26l einmal den Punkt, an dem diese Spannung gleich der Spannung zwischen der Steuerelektrode und der Katode von PUT 26l nach Maßgabe des Spannungs teilers 262 ist, woraufhin der PUT 261 sofort leitend wird, d.h. das Sperrfeld bricht in ihm zusammen. Wenn PUT 261 leitend wird, wird der Kondensator 266 über ihn entladen, und es beginnt ein neuer Ladezyklus. Die Zeltkonstante von Widerstand 263 und Kondensator 266 und die Einstellung des Spannungsteilerwiderstandes 262 bestimmen die Größe der Verzögerung t₂ zwischen dem Ende einer Kommutierungsperiode tj^ von L₁ und C₁ und dem nächsten Anschalten von SCR 17. Kapazität und Widerstand der Bauteile 266 und 265 werden so eingestellt, daß die Zeitverzögerung, welche die Zerhacker-Geschwindigkeit und die Leistungsabgabe des Zerhackers bestimmen, über einen bestimmten Bereich durch ausschließliche Verstellung des Spannungsteilers 262 bestimmt werden kann. An der Steuerelektrode von PUT 261 werden negative Rechteck-Trigger-Impulse über einen Leiter 267 und einen Kopplungskondensator 290 an die Ansehaltelektrode eines zweiten PUT 268 gelegt, welcher als Antastverstärker zum Antasten des Hochspannungs-SCR 17 dient. Dieser Verstärkungs-PUT 268 liegt mit seiner Anode an einer Niederspannungs-Qlelchstromversorgung bestehend aus einem Widerstand 269 und einem Kondensator 267, welche beiden Bauelemente in Reihe zwischen den Schienen 15 und I6A liegen. Eine Zener-Diode 271 liegt zu Stabilisierungszwecken parallel zum Kondensator 267. Der Wert der Kapazität 267 ist etwa hundertmal größer als der des Kondensators 266, so daß dieser Teil des Kreises relativ kräftige Antastimpulse zur unmittelbaren Anlage an die Steuerelektrode von SCR 17 liefert. PUT 261 liefert also Triggerimpulse geringer Energie, die den PUT 268 am Ende einer Verzögerungsperiode anschalten, die relativ unabhängig von der Spannungsversorgung

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an PUT 261 ist, womit diese Verzögerungszeit relativ konstant bleibt, auch wenn nur noch eine sehr kleine Versorgungsspannung zur Verfügung steht, wie z.B. zwischen zwei gleichgerichteten Impulsen der Versorgungsspannung am Kondensator C« bei starker Belastung des Zerhackers. Daraus ergibt sich, daß die Zerhackerfrequenz sich sehr wenig innerhalb einer Halbwelle der Versorgungsfrequenz ändert. Die vom PUT 261 gelieferten Impulse sind nicht stark genug, um den SCR 17 unmittelbar anzutasten. Also werden diese Impulse von PUT 261 durch PUT 268 verstärkt, damit mit dem Ausgang von PUT 268 SCR 17 direkt angetastet werden kann. Die Impulsamplitude der Antastimpulse vom PUT 268 sind aufgrund der für den Fachmann aus Fig. 12 ersichtlichen Wirkung der Zener-Diode 271 und des Kondensators 276 etsprechend begrenzt und haben - was wichtig ist - eine konstante Amplitude.

Zusätzlich zu der veränderlichen Frequenzsteuerung der Ausgangsleistung der Schaltung nach Fig. 12 kann eine Temperatursteuerung vorgesehen werden, und zwar unter anderem durch Verwendung eines Thermistors 272 im Steuerelektroden-Kreis von PUT 261. Der Thermistor 272 wird derart angeordnet, daß er die Temperatur des Bodens des Kochgefäßes oder dgl. erfaßt, welches von der Induktionsspule L, beheizt wird. Der Thermistor stellt also unmittelbar den Schwellwert zur Anschaltung von PUT 26I derart ein, daß man eine lineare proportionale Steuerung der Heizung hat. Man kann alternativ auch eine Ein/Aus-Steuerung dadurch erhalten, daß man einen temperaturempfindlichen Schalter 273 parallel zu den Zener-Dioden 264 legt. In diesem Falle könnte diese Schalteinrichtung den Kontakt eines empfindlichen Relais enthalten, welches z.B. von dem TemperaturfUhlerkreis gemäß Fig. 5 getrieben wird.

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Es ist zusätzlich zu den oben erläuterten Merkmalen noch eine Steuerschaltung vorgesehen, welche die gemäß der Einstellung von 262 fixierte Zerhackerfrequenz beherrscht, um die Zerhackerfrequenz und damit die abgegebenen Leistung zu vermindern, wenn in der oben bereits erläuterten Weise -z.B. bei Einstellung auf Leistungsabgabe das Kochgefäß entfernt wird. Diese zusätzliche Steuerung verringert die Frequenz und damit die Leistungsabgabe des Kreises unabhängig von der Einstellung der beiden veränderlichen Bauteile 266 und 262. Es ist eine Fadenlampe in Reihe mit einem veränderlichen Widerstand 282 und einem Kondensator 283 zwischen die Schienen I5 und 16 vor Lp gelegt. Die Lampe ist optisch mit einem Fotoleiter 284, z.B. einem Fotowiderstand, einer Fotozelle, einer Fotodiode oder dgl. gekoppelt, die in Reihe mit dem veränderlichen Widerstand 285 parallel zum veränderlichen Widerstand 262 liegt, mit dem die Temperatur eingestellt wird. Der bewegliche Abgriff des Widerstandes 285 liegt an der Steuerelektrode eines dritten PUT 286, der seinerseits ebenfalls parallel zum veränderlichen Widerstand 262 liegt. Wenn der Fotowiderstand 284 von der Lampe 281 beleuchtet wird, dann hat der Fotowiderstand einen geringen Widerstand, so daß der PUT 286 abgeschaltet ist, d.h. sperrt. Wenn von der Lampe 281 aber kein Licht ausgeht, dann wird der Widerstand des Fotowiderstandes 284 so groß, und die Anode-Steuerelektroden-Spannung von PUT 286 wird so negativ, daß PUT 286 leitend wird, wodurch praktisch der veränderliche Widerstand 262 kurzgeschlossen wird. Das vergrößert nunmehr die Verzögerungszeit zwischen den vom Schwingkreis 261 gelieferten Triggerimpulsen auf den Maximalwert, der durch die Einstellung der Widerstände 272 und 272A bestimmt ist. Solange Licht von der Lampe 281 auf den Widerstand 284 fällt, bleibt der dritte PUT 286 gesperrt, und die Zerhackerfrequenz und

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damit die Heizung eines ganz bestimmten Kochgefäßes stehen unter der Steuerwirlcung des Kondensators 266 und/oder des veränderlichen Widerstandes 262. Wenn in der Schaltung nach Fig. 12 die Leistung auf maximalen Wert gestellt ist, d.h., die Triggerimpulse die höchste Frequenz haben (β. Fig. 7), und plötzlich das Kochgefäß 51 weggenommen wird, dann wird ein erheblicher Teil der pulsierenden Oleichspannung zwischen den Schienen 15 und 16 weggenommen. Da die Lampe 281 in Serie mit dem Kondensator 283 liegt, spricht sie nicht auf die Gleichspannungslcomponente zwischen den Schienen 15 und 16 an, sondern wird nur von dem Wechselspannungsteil gespeist. Wenn also die Weohselspannungskomponente klein wird oder verschwindet, dann leuchtet auch die Lampe 281 nicht mehr. Wenn aber die Lampe 281 aufgrund der nicht mehr vorhandenen Weehselspannungskomponente abgeschaltet wird, dann wird Über den Fotowiderstand 284 der dritte PUT 286 leitend gemacht, wodurch nunmehr die Frequenz zurückgeschaltet wird-und damit die Ausgangsleistung des Zerhackers auf das mögliche Minimum gestellt wird.

Das AusfUhrungsbeispiel der Schaltung nach Fig. 13 hat einig· Ähnlichkeit mit der Schaltung nach Fig. 6 und unterscheidet sich von dieser Schaltung nach Fig. 6 dadurch, daß sie keinen in Serie geschalteten Nullpunktschalter in Form eines Triacs 2o7 oder dgl., z.B. einen in beiden Richtungen leitenden Thyristor aufweist. Im Falle der Fig. 13 wird die Leistungssteuerung im Sinne einer Bin/Aus-Schaltung dadurch erreicht, daß man die Triggerimpulse an den SCR 17 an- bzw. abschaltet. Die Schaltung nach Fig. kann aber ähnlich wie bei der Schaltung anch Fig. 6 Dioden mit schneller Brholungszeit in der Dioden-Oleichrichterbrücke 14 verwenden, und der Gleichrichter 14 dient nicht nur als Vollweg-Gleichrichter für die Leistung, sondern auch als Rückkopplungsweg für den RUckwärtsstrom aus den

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Kommutatorbauteilen L, und C.nach dem Abschalten von SCR 17. Die RUckkopplungsdiode 18 ist in Pig. 13 gestrichelt eingezeichnet, weil in diesem Falle L₂ und C₂ auf der Ausgangsseite des Gleichrichters 14 in der gestrichelten Weise geschaltet werden können, und dann in der obe/n unter Hinweis auf Fig. 4 erläuterten Weise wirken. Es 1st aber in diesem Fall eine getrennte RUckkopplungsdiode 18 erforderlich. Vorzugsweise werden L₂ und C₂ auf der Eingangsseite des Brückengleichrichters - ganz links in Fig. 13 - verwendet, weil dabei der Netzstrom im wesentlichen sinusförmig ist und keine scharfen Spannungsspitzen im Beginn einer jeden Halbwelle auftreten, wie der Fall ist, wenn C₂ und L₂ sich auf der Gleichspannungsseite des BrUkkengleichrienters befinden. Bei dieser Anordnung ist die RUckkopplungsdiode 18 fortgelassen, und die Rückkopplung des Kommutierungsstromes läuft über die Leistungsdioden im Gleichrichter 14 auf der linken Seite von Fig. 13. Ansonsten ist die Zerhackerschaltung nach Fig. 13 ähnlich der vorher beschriebenen Ausführung. Sie weist in Reihe geschaltete Kommutierungskomponeiiten L, und C, auf und ggfs. noch einen Glättungs-L-C-Krels parallel zu C,, wie rechts in Fig. 13 gestrichelt dargestellt ist. Auch hler wird der Leistungspegel durch Wahl des Wertes von C. bestimmt. C₁ ist also ein veränderlicher Kondensator. Ks ist wieder eine parallel zu SCR 17 geschaltete Reihenanordnung eines Kondensators 111 und eines Widerstandes Io9 vorgesehen, um die Wirkung von eventuellen Spannungsspitzen auf den SCR zu vermindern.

Der SCR 17 wird durch Antastimpulse angeschaltet, die an seine Steuerelektrode von einem Antasttransistor 311 angelegt werden. Der Emitter dieses Transistors ist über einen Belastungswiderstand 312 an die Schiene 16 gelegt. 311 ist ein npn-Transistor, dessen Kollektor an der Verbindung eines Widerstandes 313 und einer Zener-Diode 314

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liegt, wobei zwischen dem anderen Ende des Widerstandes 315 und der Schiene I5 eine weitere Diode 3Jo liegt. Ein Kondensator 315 liegt parallel zur Zener-Diode 314 und zu den parallel geschalteten Teilen 315 und 314 liegt noch ein weiterer Widerstand 316 zu Ableitzwecken. Der Widerstand 313, die Zener-Diode 314 und der Kondensator 315 liefern unter Speisung des Potentials zwischen den Schienen I5 und l6 einen Gleichstrom, der über die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 311 und den damit in Reihe liegenden Belastungswiderständ 312 fließt.

Die Basis des Antastfcransistors 3H liegt am Ausgang eines verzögerte Impulse liefernden Kreises bestehend aus einem SUS 95, einem Kondensator 94 und einera veränderlichen Widerstand 34, die ähnlich arbeiten, wie die diesbezüglichen Triggerkreise in den #*/#/ Fig. 4 und 11. Der SUS Trigger 95 wird mit einem mit der Zeit sich ändernden Potential versorgt, welches an der Zener-Diode 92 abfällt und von der an SCR I7 liegenden Spannung über einen Reihenviiderstand 93 angeliefert wird. Die einen kleinen Energieinhalt aufweisenden Triggerimpulse vom Triggergenerator 95 werden im Antasttransistor 3II verstärkt, und zwar sowohl spannungsmäßig als auch strommäßig, damit man kräftige Antastimpulse über dem Belastungswiderstand 312 erhält, die dann an die Steuerelektrode des SCR 17 gelangen. Diese Impulse haben z.B. eine Spitzenspannung von 2o Volt und einen Spitzenstrom von 1-2 Ampere; es ist wichtig, daß Spannung und Strom dieser Impulse unabhängig von den zyklischen Änderungen in der Wechselspannungsversorgung sind.

Zwischen den Schienen 15 und l6 liegt eine Sperr- und Verzögerungsschaltung ähnlich der in Fig. 4 gezeigten. Zwischen den Schienen liegt zunächst eine Reihenschaltung eines BelastungswiderStandes 93 und eines die Leistung

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steuernden SCR 72. Parallel zu 72 liegt eine Zener-Diode 92. Der Widerstand 93 ist als Belastungswiderstand ausgebildet. Wenn SCR 72 leitet, besteht nur eine vernachlässigbare Spannung über der Zener-Diode 92 und es kann keine Spannung am Kondensator 94 aufgebaut werden, und somit am SUS 95, wodurch keine Triggerimpulse vom SUS-Kreis erzeugt werden und mithin auch der Zerhacker nicht arbeitet. Die Widerstände 74, 85 und 76 sowie der Kondensator 82 stellen ähnlich wie in Fig. 4 einen Verzögerungskreis dar, der das Abschalten von SCR 72 durch den Transistor 73 verzögert; der Transistor 75 leitet im Leitzustand den RUckwärtsstrom von der Steuerelektrode von SCR 72 und schaltet deses Bauelement damit ab. Wenn SCR 72 abgeschaltet wird, steigt die Spannung über der Zener-Diode 92 scharf an, und der SUS Triggergenerator erzeugt einen Triggerimpuls am SCR 17* und der Zerhacker beginnt zu arbeiten.

Beim Anschalten der npn-Transistoren 85 und/oder 81 wird der Kondensator 82 über den Entladungswiderstand 80 entladen. Der Transistor 75 wird abgeschaltet und ermöglicht, daß der Strom durch den Widerstand 71 den SCR 72 leitend macht, und dadurch die Spannung von der Zener-Diode 92 nimmt, wodurch der Zerhacker wieder angehalten wird. Die Widerstände 83 und 84 bilden eineiSpannungsteiler und bewirken, daß der Transistor 85 immer angeschaltet ist, und der Zerhacker demnach abgeschaltet ist, wenn nicht die Steuerelektrode des Transistors 8l an der Sohiene 16 liegt, und zwar mittels eines Schalters wie etwa Schalter 25a in Fig. 4, der dort progressiv den effektiven Wert des Kondensators C₁ ändert und damit die Leistung, die der Zerhaoker abgibt. Der Transistor 85 wird daäurch angeschaltet, daß eine kleine Gleichspannung zwischen seiner Basis und der Schiene 16 erscheint, die beispielsweise von einem Schwellwertschalter geliefert werden kann, der in der Temperaturmeß- und Verstärkungsschaltung 24 gemäß Fig. 4 liegt.

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Im wesentlichen liegt also der Sperr- und Verzögerungskreis unmittelbar parallel zum Zerhacker-SCR, um ein Anschalten von SCR 17 auch nur für kurze Zeit dann zu vermeiden, wenn der Unterbrecher 13 geschlossen ist, und die ganze Einheit überhaupt erst einmal an die Netzspannung angeschlossen wird. Die Verzögerungszeit muß abgelaufen sein, bevor der Zerhacker arbeitet, und die Verzögerung kommt dann in Wirkung, wenn der Kondensator C, z.B. auf einen neuen Wert geschaltet wird, oder wenn äußere Steuerungen eingreifen, um den Zerhacker anzuschalten, nach dem er zwar an der Speiseleitung liegt, aber noch nicht läuft.

Wenn C₂ sich auf der Wechselspannungsseite des Gleichrichters 14 befindet, dann wird der SCR 72 nahe den Nullpunkten des gleichgerichteten Ausgangs des Verstärkers 14 abgeschaltet. Es handelt sich dabei um diejenigen Punkte, nahe denen der Zerhacker selbst zu arbeiten beginnt; ersichtlich ist es dabei möglich, daß die ganze Schaltung sehr, sehr nahe beim Nullpunkt bereits mit dem Arbeiten beginnen kann. Beim Abschalten des Zerhackers kann SCR 72 praktisch zu jedem Zeitpunkt bezogen auf die Versorgungsspannung außerhalb des Nullpunktes angeschaltet werden und der Zerhacker hört dann schlagartig auf zu arbeiten, nachdem der letzte Triggerimpuls vom SUS 95 erzeugt wurde. Ein schlagartiges Abschalten bringt keine Kommutierungsprobleme mit sich, was aber beim Anschalten der Pail sein kann.

Das Anschalten und Ausschalten des Zerhackers nach Fig. 13 kann in zwei Arten geschehen. Die einfachste Ein/Aus-Steuerung wird durch den Unterbrecher 13 geliefert, der ersichtlich im Netzeingang liegt. Wenn der Unterbrecher 13 geschlossen wird, werden der Sperr- und Verzögerungs-

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kreis 72, die diesbezüglichen nachgeschalteten Unterkreise, der SUS-Zeitgeberkreis 95 mit nachgeschalteten Kreisen und der Leistungsverstärker 311 sowie der Gleichspannungs-Versorgungskreis 31Λ automatisch in der ersichtlichen Weise nacheinander angeschaltet, um bei allen Belastungsbedingungen den Zerhacker anzutasten und das erläuterte Kommutieren einzuleiten, welches in der beschriebenen Weise mit der Kommutierungsfrequenz vor sich geht. Man kann den Unterbrecher 13 auch nur als Schutzeinrichtung zum Trennen der Netzversorgung bei überlastung betrachten, wodurch gelegentlich die Notwendigkeit einer Neueinstellung erforderlich ist. In diesem Fall könnte man einen Niederstromschalter zum Ein- und Ausschalten des Zerhackers verwenden. Ein solcher Schalter kann z.B. ein Teil eines Bimetallschaltgerätes sein, welches Temperatur-gesteuert ist, es kann sich um ein Fotorelais, ein normales Spulenrelais oder einen einfachen kleinen Schalter mit einem Arbeitskontakt handeln, der über entsprechende Kabel im Bedienungspult liegt oder von dort aus betätigt wird. Es sind zwei mögliche Arten der Einschaltung eines kleinen Schalters in Fig. 13 gezeigt, wobei diese Schalter mit 1J5A und 13B bezeichnet sind. Der Schalter 13A kam/z.B. zwischen der Schiene 16 und den beiden Kollektoren der Transistoren 81 und 85 liegen. Bei dieser Art der Schaltung entlädt der geschlossene Schalter 13Λ den Kondensator 82 zum Zwecke der Abschaltung des Zerhakkers, und muß demnach offen sein, um den Zerhacker einschalten zu können. Im Falle der Verwendung eines Schalters gemäß Fig. 13B ist ersichtlich eine umgekehrte Wirkungsweise gegeben. Der Schalter 13B liegt zwischen der Schiene 16 und der Basis des Transistors 8l und kann somit parallel zu der C₁ nicht kurzschließenden Schaltanordnung liegen. Für 13B gilt also, daß die Kontakte geschlossen sein müssen, um den Zerhaoker anzuschalten. Jedenfalls muß selbstverständlich der Schalter 13 in beiden

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Fällen geschlossen sein, um den Zerhacker überhaupt betreiben zu können.

Wenn der veränderliche Widerstand 54 dazu verwendet wird, die Leistungsabgabe durch Steuerung der Verzögerungszeit tg zu steuern, könnte man daran denken, den Schalter 13B mit dem veränderlichen Widerstand 54 derart zu koppeln, daß die Verzögerungszeit t„ am längsten und demnach die Leistungsabgabe am geringsten ist, wenn der Schalter zum Anlassen des Zerhackers betätigt wird. In diesem Falle wird der Ein/Aus-Schalter Teil eines einfachen Steuervorganges derart, daß nahe der Aus-Position die kleinste Leistungserzeugung stattfindet. Selbstverständlich kann der hinsichtlieh des Öffnungsvorganges invers wirkende Schalter 15A in einer dementsprechend ähnlichen Weise an den veränderlichen Widerstand 54 angeschlossen, bzw. mit ihm gekoppelt werden.

Wenn man den Zerhacker nach Fig. 15 durch schließen des Hauptschalters 15 in Betrieb setzt und beispielsweise Schalter 15A und/oder 15B vorhanden sind, verhindert die Sperr- und Verzögerungsschaltung die Erzeugung eines Triggerimpulses während einer kurzen Verzögerungszeit von etwa einer halben Sekunde. Diese vorherbestimmte Verzögerungszeit reicht aus, die Kondensatoren C₁, C, und 515 zu laden, bevor der eigentliche Zerhacker-Gleiohrichter 17 angeschaltet wird. Nach der vorherbestimmten Verzögerungszeit lädt sich der Kondensator 94, bewirkt ein Zusammenbrechen des SUS 95 bei etwa 8 Volt und ein Antasten des Widerstandes 511 für einen kurzen Augenblick über den Kopplungskondensator 96. Danach bleibt der Antastungstransistor 511 über die Zelt hinaus angeschaltet, die zum Laden des Kondensators 96 auf die Spannung der Zener-Dioden 92 erforderlich ist. Dieser Gedanke ist zweckmäßig, weil

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dadurch der Antasttransistor 3II nicht fortlaufend leitet, wenn ein vorzeitiger Triggerimpuls vom SUS 95 kommt, wenn nicht genügend Energie im Kondensator 315 gespeichert ist,· um das Anschalten von SCR 17 zu ermöglichen. Die Oleichstromversorgung für den Antasttransistor 311 von dem Potential zwischen den Schienen 15 und 16 durch den Widerstand 313 und die Zener-Diode 314 mit Kondensator 315 stellt sicher, daß alle Antastimpulse ungefähr gleiche Energie haben, und zwar auch jene Impulse, die sehr nahe bei den verschiedenen Nullpunkten der pulsierenden Oleichspannung erzeugt werden. Dies ist zeitlich zu verstehen.

Die Zeitkonetante des Kondensators 94 mit Ladewiderstand 34 bestimmt den Wert von tp entsprechend den oben unter Hinweis auf Fig. 7 gegebenen Erläuterungen. Da der Antasttransistor 311 eine erhebliche Verstärkung hat, muß die im Zeitgeberkondensator C^ gespeicherte Ladung groß sein, und es kann ein kleiner Kondensator mit einer Kapazität von etwa 0,005 Mikrofarad verwendet werden. Ersichtlich wird in der Schaltung nach Fig. I3 kein Impulstransformator benötigt, und es ist ferner kein in Reihe geschalteter Nullpunktschalter oder Triac für große Leistungen notwendig, wodurch die Kosten für die Herstellung einer solchen Schaltung verringert werden. Da die Schaltung auch von jener Art sein kann, bei welcher der Vollweg-Gleichrichter 14 gleichzeitig als RUckkopplungsdiode dient, können weitere Kosten eingespart werden. Ferner ist keine getrennte Gleichspannungsversorgung erforderlich, da das zum Antasten des Antasttransistors 31I erforderliche Oleich· Strompotential von der Spannung abgenommen wird, die jeweils zwischen den Schienen 15 und 16 herrscht.

Diese Gleichspannungsquelle kann auch in der gezeigten Weise die Versrogung des Verstärkungskreises des Temperaturfühlers übernehmen, wie bei 318 in Fig. 13 angedeu-

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tet ist. Der Verstärker 24 des Temperaturfühlers kann etwa so ausgebildet sein, wie oben unter Hinweis auf Fig. erläutert wurde, und dne Temperatursteuerung durch schliessen und öffnen eines Schalters liefern, der parallel entweder zum Schalter IJA oder zum Schalter 1J5B liegt, um jeweils die Entwicklung von Triggerimpulsen durch den SUS 95 zu verhindern . Eine solche Anordnung ist in Pig. 13 gestrichelt dargestellt; ein Schalter 162 liegt parallel zum Schalter IJA und wird über eine Relaisspule Ιβΐ betätigt, die vom Verstärker 24 des Temperaturfühlers beaufschlagt wird. Weitere Einzelheiten der Schaltung nach Fig. IJ entsprechen den oben bereits erläuterten Schaltungen, so daß eine ins Detail gehende Beschreibung insoweit nicht erforderlich ist.

Die Schaltung nach Fig. IJ liefert dann, wenn C₂ in der gestrichelt gezeichneten Weise auf der Leistungsseite des Gleichrichters 14 liegt, eine nahezu sinusförmige Beziehung zu dem gezogenen Netz-Wechselstrom. Der Kreis arbeitet gleich gut, wenn der Vollweg-Gleichrichter 14 nicht als Rückkopplungsdiode dient und folglich eine getrennte Rückkopplungsdiode 18 mit schneller Erholungszeit vorgesehen ist, und die Filterspule L₂ auf der Gleichspannungsseite des Vollweg-Gleichrichters 14 angeordnet ist, wie in Fig. 13 oben links gestrichelt angedeutet ist. In diesem Fall muß der Vollweg-Gleichrichter 14 keine schnelle Brholungszeit haben. Bei dieser Ausführungsform kann der Filterkondensator C₂ auf der Wechselspannungsseite des Gleichrichters 14 sein, um Kondensatorlade-Wirkungen auf den von der Wechselstromquelle gezogenen Strom zu verhindern. Bei dieser zuletzt erläuterten Ausführung kann die Filterspule L₂ hinter dem Gleichrichter 14 entweder in der positiven Schiene 15 oder in der negativen Schiene 16 liegen. Wenn sowohl der Filterkondensator C₂ als auch die Spule L₂ auf der Gleichspannungs-, also Aus-

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gangs-Seite des Vollweg-oieichrichters 14 liegen, dann kann C₂ ein Elektrolytkondensator mit den bekannten Kosten und Abmessungs-Vorteilen sein, ohne daß deswegen die Zerhackerfrequenz auf die Oleichstromseite vor dem Oleichrichter durchschlägt. In diesem Fall ist zwar der gezogene Wechselstrom nicht genau sinusförmig, sondern hat vielmehr einen relativ stellen Anstieg wegen des schlagartigen Ladens von C₂ bei Beginn einer Halbwelle; es besteht aber der Vorteil, daß am Pilterkondensator C₂ eine Spannung auftritt, die über die Nullpunkte der pulsierenden Oleichspannung auf der Ausgangsseite von 14 hinübergeht, wodurch sichergestellt wird, daß dfe Spannung an der Zener-Diode 92 niemals unter die Klemmspannung der Zener-Diode fällt und die Zeitverzögerung t₂, die vom SUS Triggerschaltkreis geliefert wird, bleibt konstant, wodurch wieder die Zerhakkerfrequenz konstant bleibt. Dieses Merkmal ist besonders wichtig, wenn man den Zerhacker in der Betriebsart I gemäß Pig. 70 betreibt, und Glättungskomponenten L, und C, vorgesehen sind. Diese Art der Versorgung gewährleistet einen kontinuierlichen Betrieb des Zerhackers und verhindert das Verhältnis der Spitzenleistung zur mittleren Leistung auf der Ausgangsseite. Wenn die Schaltung nach Pig. I^ so ausgebildet ist, daß der Oleichrichter 14 gleichzeitig ale Lieferant der pulsierenden Oleichepannung und als RUckkopplungsdiode dient, dann befindet sich das Potential der Katode vom SCR 17 und der Schiene 16 während der abwechselnden Halbwellen der Versorgungsspannung auf einem hohen negativen Potential bezüglich des neutralen Punktes, wie Fig. 13A zeigt. Flg. 1J5B zeigt, wie die Spannungen auf den Schienen 13 und 16 zeltmäßig sich bezüglich der Nullschiene der Spannungsversorgung verhalten. Ss ergibt sich daraus, daß der Temperaturfühler 24 auf demselben hohen Potential bezüglich des Leitungs-Nulleiters arbeitet, und es muß ein von Hand zu betätigender Knopf an der Temperatursteuerung oder an der Leistungesteuerung etwa

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entsprechend dem Widerstand 354 isoliert sein gegen das volle Potential der an den SCR 17 gelieferten vollen Vorwärt sspannting, die einen Wert von etwa 4oo Volt oder mehr hat. Diese Spannungsisolierung ist leicht erreicht, wenn die Schalter lJA und 1J5B als Kontakte eines mechanischen Relais betrachtet werden, wie z.B. bei der Kontakt-Spulenanordnung 162 - 161. Im Falle des Temperaturfühlers ist es vielleicht am einfachsten, eine Hilfs-Stromversorgung für den Temperaturfühler 24 und die Relaisspule 16I vorzusehen.

Fig. 13c zeigt eine Ausgestaltung des Kreises nach Fig. 15» die eine zusätzliche Stromversorgung 318 für den Temperaturfühler-Verstärker 24 aufweist, um die Erde des Temperaturfühlers 24 auf dem Erdpotential der Netzversorgung zu halten und die oben beschriebene Hochspannungsisolierung zu vermeiden. Anstelle des Relais I61 - l62 kann man einen mit Licht beaufschlagten Fotoleiter verwenden, um die notwendige Isolierung sicherzustellen. Das eine Lichtquelle und einen Fotoleiter aufweisende Bauelement kann so geschaltet werden, wie der Schalter IJA, um den Kondensator 82 zu entladen, was dem Abschalten des Zerhackers entspricht, wenn das Licht angeschaltet ist; man kann diese Untereinheit auch zwischen den Emitter und die Basis des Transistors 81 legen, um den Zerhacker anzuschalten, wenn das Licht leuchtet. Jedenfalls sollte die Lampe dieser Einheit bestehend aus Lichtleiter und Lampe so gespeist werden, daß sie entweder ganz aus ist oder voll leuchtet, um ein vollständiges Anschalten des SCR 72 über die Zener-Diode 92 zu erreichen. Die Lichtsteuerung der Zerhackerleistung ist beispielsweise dadurch möglich, daß man den Lichtstrahl unterbricht, der zum Fotoleiter geht, wobei man eine solche Steuermöglichkeit getrennt oder in Vereinigung mit dem Temperaturfühler verwendet, um den Foto-

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fühler beispielsweise zu überlaufen.

Wenn der Gleichrichter 14 nur als Generator für die pulsierende Gleichspannung verwendet wird, dann liegt die Spule L₂ auf der Gleichspannungsseite des Verstärkers 14. Wenn die Spule L₂ in Reihe zwischen dem Gleichrichter 14 und der Schiene 15 liegt, dann geht die Schiene 16 ohne Unterbrechung an den Gleichrichter und die Schiene 16 ist auf einem Potential, das frei ist von der Zerhackerspannung und einen Spitzenwert hat, der niemals über die Spitzenspannung der Spannungsversorgung hinausgeht. In diesem Fall kann der Temperaturfühler mit einer Versorgungsspannung gespeist werden, die von der einseitigen Gleichspannung über dem Kondensator 315 abgenommen wird, wobei dann der Signalausgang des Schwellwertschalters des Temperaturfühlers 24 unmittelbar an die Basis des Transistors 85 gelegt werden kann. Netzspannungsisolierung von der Temperatursteuerung der Fühleranordnung 24 ist dann einfach, indem man nichts weiter tut, als eine isolierende Welle oder einen Schaltknopf aus einem Isolatormaterial verwendet. In diesem Falle ist dann das Potential des die Leistung steuernden Widerstandes etwas höher als die Spitzenspannung der Metzversorgung bei aufeinander folgenden Halbwellen, und kann ohne Schwierigkeit abisoliert werden. Die einzige Schwierigkeit, die auftreten könflte, wenn L₂ in Reihe mit dem positiven Ausgang des Gleichrichters 14 liegt, besteht darin, daß die Anode des SCR 17 und die Katode der Rückkopplungsdiode l8 auf einem hohen positiven Potential bezüglich der angeschlossenen Kühlplatten oder degl. arbeiten, auf denen sie sitzen, wodurch die Ableitung der diesbezüglichen Wärme etwas schwieriger wird, und möglicherweise kapazitiv angekoppelte Hochfrequenzstörungen ergibt, wie weiter oben erläutert wurde. Zusammenfassend kann gesagt werden, daß die erläuterte Schaltung

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nach Pig. 13 eine billige Versorgungsschaltung für eine Hochfrequenz-Induktionsheizspule darstellt. Die Steuerung des Zerhackers ist zuverlässiger, wenn man das Steuersignal für den SCR 17 bei dem Wert null der gleichgerichteten Netzspannung oder in der Nähe dieses Wertes an- bzw. abschaltet, als wenn man einen in Reihe liegenden steuerbaren Gleichrichter, wie z.B. den SCR 21 oder den Triac 2o7 gemäß Pig. 4 bzw. Fig. 6, verwendet. Selbstverständlich kann man - wie der Fachmann sieht - den einen beschriebenen SCR 17 durch mehrere parallel geschaltete entsprechende steuerbare Gleichrichter ersetzen, die dann jeweils ■ weniger Strom-belastet sind. Mit einem einzigen steuerbaren Gleichrichter für den SCR 17 kann man etwa eine . Leistung von 1 5oo Watt bei 115 Volt Speisespannung erhalten, wobei dann die Zerhackerfrequenz in der Nähe von 18 - 25 kHz liegt.

Fig. 14 zeigt ein SchaItdiagramm einer Detektor- bzw. überwachungsschaltung für zu hohe Temperaturen, die mit jeder der oben beschriebenen Speiseschaltung für ds Heizspule verwendet werden kann, jedoch insbesondere zur Verwendung mit der Schaltung nach Fig. 13 gedacht ist. In der Schaltung nach Fig. 14 ist ein Thermistor 411 mit negativem Temperaturkoeffizienten des Widerstandes vorgesehen, der als der eigentliche Wandler zur Erfassung der Temperatur dient. Es kann beispielsweise gewollt sein, daß eine pyrokeramische Platte, auf der der induktiv zu heizende Kochtopf steht, eine bestimmte Temperatur nicht überschreitet. In diesem Falle würde man also den Thermistor 411 an der Unterfläche dieser Platte anordnen.

Der Thermistor 411 liegt in Reihe mit einem veränderlichen Widerstand 412 zwischen den Schienen 15 und 16. Parallel zum Widerstand 412 liegt ein Ladewiderstand 413. Der gemeinsame Punkt der drei Bauelemente 411, 412 und 413 liegt

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an der Steuerelektrode eines Widerstandes 414 mit einem programmierbaren übergang. Der PUT 4l4 liegt mit seiner Katode über einen Belastungswiderstand 415 an der Schiene 16, und seine Anode liegt am gemeinsamen Punkt zweier Spannungsteilerwiderstände 4l6 und 417, die ihrerseits zwischen den beiden Schienen liegen. Ein RUckstell-Druckknopfschalter 4l8 liegt parallel zu der Anode-Katode-Strecke von PUT 414 zum Abschalten dieses Transistors und Rückstellen des Kreises nach dem der PUT 4l4 einmal leitend wurde. Der Punkt zwischen der Katode des PUT 4l4 und dem Belastungswiderstand 415 liegt über einen Leiter

421 und einem darin vorgesehenen Begrenzungswiderstand

422 an der Basis des Sperrtransistors 85, der - wie oben erläutert - einen Teil der Speiseschaltung der Fig. 13 ist. Es könnte sich auch um den entsprechenden Transistor in Fig. 4 handeln. Wenn nun der PUT 4l4 angeschaltet wird, wird ein positives Antastsignal an die Basis des Transistors 85 gegeben, welches diesen anschaltet, also leibend macht. Dadurch leitet der Verzögerungs- bzw. Sperrtransistor 73; nun kann der SCR 72 leitend werden und damit in der oben beschriebenen Weise den Zerhacker praktisch abschalten.

Im praktischen Einsatz wird der Schaltkreis nach Fig. 14 dadurch auf den gewünschten Abschalttemperaturwert einge-

stellt, daß man durch die Einßtellung des Widerstandes 412 einen bestimmten Wert des Thermistors 411 wählt. Während nun die Temperatur des Thermistors 411 ansteigt, wird sein Widerstand wegen des erwähnten negativen Temperaturkoeffizienten kleiner, wodurch das Potential an der Steuerelektrode des PUT 4l4 langsam nach unten geht, und zwar bis zu einem Wert, bis die Sperrwirkung des PUT zusammenbricht und er mithin leitet. Nachdem der PUT 4l4 leitend wurde, wird das erläuterte positive Antastsignal, welches sich über dem Widerstand 415 entwickelt, erzeugt.

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das in der oben beschriebenen Weise zum Abschalten des Zerhackers führt. Wenn man zu einem späteren Zeitpunkt den Schaltkreis dahin testen will, ob die vom Thermistor 411 erfaßte Temperatur wieder auf einen zulässigen Wert abgesunken ist, drückt man den Druckknopf 4l8 nieder, und schließt damit Anode und Katode des PUT 4l4 kurz. Daraufhin sperrt der PUT 4l4 solange, bis das an seiner Steuerelektrode liegende Signal wieder eine Größe erreicht, die ihn öffnet. Wenn der Knopf 4l8 losgelassen wurde, wird die Vorwartsspannung wieder an den PUT aus den Spannungsteilerwiderständen 4l6 und 417 angelegt. Wenn die Temperatur wieder unter den am Widerstand 412 eingestellten Wert gesunken ist, bleibt der PUT 4l4 zunächst im Sperrzustand, und der Thermistor 411 übt keine Steuerfunktion auf den Zerhacker aus, bis das nächste Mal der eingestellte Maximalwert der Temperatur erreicht wird.

Wenn aber die Temperatur nicht genügend zurückgegangen ist, wird 4l4 sofort wieder leitend und sperrt den Zerhacker solang, bis die Temperatur wieder unter den eingestellten Maximalwert gesunken ist und die Bedienungsperson den Rückstellknopf 418 wieder betätigt. Offensichtlich kann die Schaltung nach Fig. 14 in ähnlicher Weise auch mit den anderen Ausführungsformen der Speiseschaltung für die induktive Heizspule verwendet werden.

Die Figuren 15, 16, ΙβΑ und 16B zeigen andere Möglichkeiten des Einsatzes einer induktiven Heizung nach den vorstehenden Erläuterungen, als ausgerechnet in einem Kochherd. Die Anordnung nach Fig. 15 zeigt mehrere Gegenstände 289, die in einer besonderen Atmosphäre geheizt werden sollen. Die Gegenstände befinden sich auf einer metalli schen Untaiage 294 innerahlb einer Glocke 291, die in bekannter Weise mittels eines Ventiles 292 an eine Va-

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kuumpumpe anschließbar ist. Man kann über den Anschluß mit dem Ventil auch eine ganz bestimmte Atmosphäre in der Glocke aufrechterhalten.

Die Platte 294 kann induktiv durch eine Induktionsspule 41 geheizt werden, die mit der oben in mehreren Ausführungsformen beschriebenen Speiseschaltung verbunden ist. Ein wärmedurchlässiges, elektrisch und thermisch isolierendes feuerfestes Teil 49 ist zwischen der Heizspule 4l und der darauf angeordneten Metallplatte 294 angeordnet, auf der die zu heizenden Gegenstände liegen. Die Platte 49 dient gleichzeitig als Bodenplatte für die Glocke 291. Der Wärmewandler 54 erfaßt die Temperatur der Induktiv geheizten Metallplatte 254 und steuert mit den oben beschriebenen Schaltungen die Temperatur der Platte. Es kann jede der in den Figuren 1 - 14 gezeigten Zerhackerschaltungen verwendet werden, um die Spule 41 zu speisen. Die Metallplatte kann auch durch eine Sekundär-Induktionsspule ersetzt werden, die von der Spule 41 erregt wird, wenn man in einen Behälter berührungslos die Energie übertragen will.

Man kann eine solche über induktive Kopplung in eine zweite Spule übertragene Energie in anderer Weise verwenden, z.B. zum Heizen, zum Betrieb einer Getterpumpe oder zum Betrieb irgend eines anderen elektrischen Gerätes innerhalb des Gefäßes.

Die Anordnung gestattet ein schnelles und direktes Heizen sowohl der Platte 294 als auch ein indirektes Heizen der darauf abgestellten Gegenstände.

Die Platte 49 dient als vakuumdichter Abschluß de-r Glocke 291 nach unten, und ist für Infrarotstrahlung durchlässig, sowie auch für elektromagnetische Felder, wie oben bereits

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an anderen AusfUhrungsbeispielen erläutert wurde.

In Fig. 16 1st schematisch eine Verwendungsmöglichkeit der Erfindung dargestellt, wobei an eine mechanisierte Trocknungsanlage für Farben oder dgl. gedacht ist. Es sind dabei die Gegenstände 299 auf einem Transportband 3oo gelagert, welches swischen den Rollen 3ol und 3o2 läuft. Mehrere Flachspiralig gestaltete Induktionsheizspulen 41 etwa ähnlich der unter Hinweis auf Fig» 3 erläuterten sind über der Länge des Förderbandes 3oo angeordnet, um ein ganz bestimmtes Temperaturprofil etwa nach der gestrichelten Linie unterhalb des Transportbandes 3oo aufrechtzuerhalten, so daß die Gegenstände 299 durch verschieden heiße Zonen laufen. Die hintereinander angeordneten Induktionsheizspulen 41 können Jweils einen eigenen Zerhacker 52 rait Temperaturmeßwandler 53 haben, um das angedeutete Temperaturprofil aufrechtzuerhalten. Es wird in diesem Falle angenommen, daß die zu heizenden Gegenstände 299 zumindest zum Teil aus Metall bestehen, damit sie induktiv geheizt werden können. Wenn dies nicht der Fall ist, kann man die Einzelteile 299 auf kleinen Metallunterlagen fördern, die in etwa der Unterlage 29^ in Fig. 15 entsprechen.

Die Fig. 16A zeigt schematisch eine andere Möglichkeit einer Heizeinrichtung für die Anlage nach Fig. 16, wobei aber nur eine einzige, aber entsprechend lang ausgestaltete, Heizspule verwendet wird, die sich über die ganze Apparatelänge in Richtung der Pfeile in Fig. 16 erstreckt, wenn man eine gleichbleibende Temperatur in Arbeitsrichtung des Bandes erreichen will. Eine weitere Ausführungsform für einen Induktionsheizofen ist in Fig. l6B schematisch dargestellt, bei welcher ein Federband 3oo zur Aufnahme der Gegenstände 299 durch eine schraubenförmige Induktionsspule 3o5 hindurchführt. Auch hier sind wieder

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mehrere Temperaturfühler 53 mit zugehörigen optischen Unterbrechern 52 vorgesehen, um die Temperatur der Gegenstände an verschiedenen Stellen ihres Laufs durch die Spule zu erfassen. Bei dieser Anordnung ist vorgesehen, daß die einzelnen Windungen der schraubenförmigen Spule 3o5 einen axialen Abstand voneinander haben, damit die von den Wandlern 53 zu erfassende Wärmestrahlung durch die Zwischenräume zwischen den Windungen hindurchgehen kann. Bei der Anordnung nach Fig. 16b sollte das Förderband 3oo aus einem wärmedurchlässigen und elektrisch isolierenden Werkstoff bestehen. Wenn man keinen thermisch transparenten Werkstoff für den Gurt verwenden kann, dann kann man z.B. Löcher in dem Förderband vorsehen, die sich unter den Gegenständen 299 befinden, so dal3 insoweit "Fenster" zur Erfassung der Temperatur direkt entstehen.

Pat entan sprüche

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Claims

DlpUng. Michael Korn ή AS*

Mönchen-KraHllng "¹^" H l P Ib

Gartenstraß· 13

P a t e η t a η s ρ r ü c h e

1. Zerhacker-Schaltung gekennzeichnet durch einen gesteuerten Leistungsgleichrichter zur Versorgung einer Belastung (19) mit einem periodischen Strom, einen Gleichrichter (l4) zur Speisung einer pulsierenden Wechsel-Hochspannung an den steuerbaren Gleichrichter, einen Antastkreis (31*53*37) zum periodischen Antasten des steuerbaren Gleichrichters (17)* wobei die Antastschaltung eine Nieder-Gleichspannung von dem gepulsten Gleichstrom ableitet, einen von der Nieder-Gleichspannung gespeisten Ladekreis (3^*9*0 zur rampenartigen Modulation des Niederspannungssignals, einen auf das Rampensignal ansprechenden Schwellwertdetektor (95), der dann leitend wird, wenn die Rampenspannung einen vorherbestimmten Wert erreicht, einen Halbleiterschalter (97) mit am Ausgang des Gleichrichters (14) liegenden gesteuerten Elektroden und vom Schwellwertdetektor (95) angetasteter Steuerelektrode, und einen in Reihe mit dem Rampensignal-gesteuerten Schalter (97) liegenden Kopplungskreis (98,99) zur Ankopplung eines Antastsignales an die Steuerelektrode des gesteuerten Leistungsschalters.

2. Zerhacker-Siialtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Ladezeitkonstante des Rampensignalgenerators veränderbar ist, um die Leistungsabgabe des Zerhackers zu verändern.

3. Zerhacker-Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß in dem Rampensignaldetektor ein Silicium-Kippschalter (95) liegt, und daß in dem Hochspannungs-Gleichspannungsschaltkrels ein Hochspannungsschalt-

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transistor (97) liegt, und daß zur Kopplung des Antastsignales für den gesteuerten Gleichrichter (17) ein Transformator vorgesehen ist, dessen Primärwicklung (98) in der Emitter-Kollektorstrecke des gesteuerten Transistors (97) liegt, und dessen Sekundärwicklung das Antastsignal an die Steuerelektrode des als Thyristor ausgebildeten Gleichrichters (I7) liegt.

4. Zerhacker-Schaltung nach Anspruch 3# dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem Gleichrichter (14) und dem eigentlichen Zerhacker ein empfindlicher Detektor nach Art eines Schwellwertdiskriminators liegt, der nur nahe dem Beginn einer jeden Halbwelle des pulsierenden Gleichstroms (auf den Schienen 15 und 16) leitend wird.

5· Zerhacker-Schaltung nach Anspruch 4, gekennzeichnet durch eine Sperrschaltung (73) zur Sperrung des Betriebes des empfindlichen Schwellwertdetektors, sowie durch einen Wandler (54) zur Erfassung der vom Zerhacker abgegebenen Leistung, wobei die Sperrschaltung den Schwellwertdetektor im Sperrzustand hält, wenn die Zerhacker-Leistung einen vorgegebenen Wert übersteigt.

6. Zerhacker-Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß während der nicht leitenden Intervalle des Zerhackers die Schwingkreiskapazität zur Änderung der Leistungsabgabe mittels eines Schalters (S₁) veränderbar ist.

7. Zerhacker-Schaltung nach einem oder mehreren der vorstehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch eine Differenzierschaltung (241-245) zur Erfassung von dv/dt mit einer parallel zu dem gesteuerten Gleichrichter (17) liegenden Reihenschaltung eines Widerstandes (I09) und

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eines Kondensators (111), wobei diese Reihenschaltung dazu dient, den Spannungsanstieg des an die Steuerelektrode des Thyristors (17) gelegten Signals zu begrenzen, wobei die Differenzierschaltung ein dv/dt Steuer-■ signal erhält, welches kennzeichnend ist für die an den Thyristor gelegte Steuergröße und Mittel vorgesehen sind, das dv/dt Steuersignal an die Antastschaltung zu koppeln, um den Wert von dv/dt zu verringern.

8. Zerhaeker-Schaltung nach Anspruch 1, gekennzeiohnet durch einen Wandler sur Erfassung der Betriebsbedingungen der Belastung mit einer elektro-optischen Detektorschaltung (281,284,272), die parallel sum Ausgang des Gleichrichters liegt und die Welligkeit des Gleichrichters erfaßt, und kennzeichnend für die Belastungsbedingungen der .Leistungsschaltung ist, wobei Schaltmittel vorgesehen sind, um den Zerhacker betriebsmäßig so zu steuern, daiS die Leistungsabgabe einem zweiten, vorgegebenen Wert der Welligkeit entspricht.

9. Zerhaeker-Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die eigentliche Zerh&cker-Schaltung eine Filterinduktivität; (L₂^, eine in beiden Richtungen steuerbar leitbara Torschaltung (17,l8) in Reihe mit der Filterinduktivität über dem Ausgang des Gleichrichters aufweist, wobei die Filterinduktivität zwischen dem Thyristor (17) und dem Gleichrichter liegt, daß eine Schwingkreisinduktivität (L₁) und eine zugehörige Kapazität (C,) in Reihe miteinander parallel zum Thyristor (17) liegt, wobei dieser Resonanzkreis während des Leitzustandes (t.) einer jeden Speise-Halbwelle schwingt und der Schwingkreis über zumindest eine seiner Komponenten (L,,^) seine Energie abgibt, und daß der an der Steuerelektrode des Thyristors (17) liegende Antastkreis diesen Thyristor mit einer steuerbaren

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Frequenz leitend schaltet, so daß sich eine Arbeitsperiode T des Zerhackers ergibt, die zeitlich der Summe aus t_x und einer Ruhezeit als Ladezeit (tg) zusammensetzt, so daß ⁰^t₀ im wesentlichen 9o Bogengraden

1 /2 oder mehr entspricht und<**= (L₂C.) ', wodurch die wieder angelegte Vorwärtsspannung am Thyristor nach jedem Leitfähigkeitsintervall unabhängig von der Belastung ist.

10. Zerhacker-Schaltung nach Anspruch 9* dadurch gekennzeichnet, daß die Antastschaltung Mittel zur Veränderung der Ladezeitkonstante des Rampengenerators aufweist, der in Ein/Aus-Schaltweise die Antastschaltung nach Maßgabe der geforderten Leistung steuert, wobei die Ein/Aus-Schaltung einen empfindlichen Nullwertschalter (21) zwischen dem Oleichrichter und dem Zerhacker aufweist, wobei der Nullwert-Erfassungs- und Anschaltkreis an den Nullwertschalter gekoppelte Mittel aufweist, um den pulsierenden Gleichstrom nur dann durchzulassen, solange er sich an oder nahe dem Nullpunkt befindet; dasB Steuermittel (23) zur Verhinderung des Betriebes dieser Nullpunktschaltung und die Belastung erfassende Mittel (54) vorgesehen sind, welche Bin/Aus-Steuersignale nach Maßgabe der Belastung zur Steuerung der Sperrechaltung erhalten, und daß Kondensatorschalter (S,) vorgesehen sind, die während der nicht leitenden Intervalle des Zerhackers verschiedene Kapazitäten in den Schwingkreis einschalten können, um die Leistungsabgabe zu verändern.

11. Zerhacker-Schaltung nach Anspruoh 9» dadurch gekennzeichnet, daß der Antastkreis die Frequenz des Zerhakkers in der Weise steuert, daß die jeweilige Ausgangsfrequenz zumindest in etwa die Bedingung erfüllt, dafi ^w ₂tg im wesentlichen über 9o Bogengrade geht oder größer

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ist, und daß ferner Mittel (18,171, 2o4) vorgesehen sind, um wesentliche Änderungen der Belastung des Leistungskreises zu erfassen und die.Frequenz des Zerhackers zu vermindern, wenn eine plötzliche Leistungsveränderung eintritt.

12. Zerhacker-Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Zerhacker-Schwingkreis Hochfrequenz-Harmonische erzeugt und einen Glättungskreis mit Spule (L.,) und Kondensator (C-,) parallel zum Zerhacker kreis aufweist, welcher Glättungskreis das zerhackte Signal von Harmonischen im wesentlichen befreit und ihm im wesentlichen die Gestalt eines Sinussignals gibt.

IJ. Zerhacker-Schaltung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Belastung die Ausgangsleistung von der Glättungsspule abnimmt und daß die Glättungsspule eine Induktions-Heizspule ist.

14. Zerhaeker-Schaltung nach Anspruch I3, dadurch gekennzeichnet, daß der Nullpunktdetektor und -schalter (21) zwischen dem Gleichrichter (14) und dem Zerhackerkreis liegt, wobei der Nullpunktdetektor und -anschaltkreis an dem Nullpunktschalter liegt, um diese Mittel nur bei oder nahe dem Beginn einer jeden Halbwelle der gleichgerichteten pulsierenden Spannung zu schalten, und daß eine Sperrschaltung (23) vorgesehen ist, die dann das Anschalten der Nullpunktschaltung verhindert, wenn ein Temperaturfühler (54) für die Temperatur des von der Induktions-Heizspule geheizten Gegenstandes eine Temperatur erfaßt, die über einem vorherbestimmten Pegel liegt.

15. Zerhaeker-Schaltung nach Anspruch 9# gekennze1ohnet durch eine Glättungsspule (L.,) und einen zugehörigen

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Glättungskondensator (C,) in Reihenschaltung parallel zu mindestens einer der Schwingkreiskomponenten des Zerhackers, wobei de}. Werte der Glättungskomponenten derart gewählt sind, daß die Gesamtimpedanz des Olättungskondensators, der Glättungsspule und des Schwingkreiskondensators kapazitiv ist und in Resonanz mit der Zerhackerlnduktivltät ist, so daß eine Zerhackerperiode t, entsteht, wobei die Glättungsspule und der Glättungskondensator den Ausgangsstrom durch die Glättungsspule so formt, daß der durch die Glättungsspule fließende Strom im wesentlichen sinusförmig ist und wenige oder keine höhere Harmonische aufweist, und daß die Belastung an die Glättungsspule angekoppelt ist und ihre Leistung aus dieser bezeiht.

16. Zerhacker-Schaltung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß die Glättungsinduktivität eine induktive Heizspule aufweist.

17. Zerhacker-Schaltung nach Anspruch 16, gekennzeichnet durch die Nullpunktschaltmittel nach Anspruch 14.

18. Zerhacker-Schaltung nach Anspruch 17* dadurch gekennzeichnet, daß der Temperaturfühler einen Infrarotwandler (54) aufweist, der von dem durch die Induktionsspule beheizten Gegenstand "beleuchtet" wird, daß ein Konstantstrom-Verstärker (121) in Reihe mit dem Infrarotwandler an einer Quelle für ein niedriges Oleichstromerregungspotential liegt, daß die Sichtverbindung zwischen dem geheizten Gegenstand und dem Infrarotwandler periodisch unterbrochen wird, um in dem Wandler eine Wechselspannungßkomponente zu erzeugen, deren Größe kennzeichnend für die Temperatur des geheizten Gegenstandes 1st, daß ein Wechselstromverstärker und

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eine auf verschiedene Solltemperaturen einstellbare Impedanz an den Wechselstrom-Verstärker angeschlossen sind und diesen steuern, daß die Einstellung der veränderlichen Temperaturimpedanz dazu dient, einen Temperaturpegel zu bestimmen, bei welchem der Ausgang des Weehselstromverstärkers eine wirksame Größe erreicht, daß ein vom Ausgang des Wechselstromverstärkers gespeister Steuerverstärker das Bin/Aus-Signal verstärkt, welches für die Temperatur des geheizten Gegenstandes im Verhältnis zur Solltemperatur kennzeichnend ist, daß dieses Ein/Aus-Steuersignal an die Sperrsehaltung (2?) geliefert wird, und daß von einem gemeinsamen Bezugspunkt (G) Betriebs-Vorspann-Fotentiale an die Quelle für das STiederspannungs-Erregungspotential gelegt werden, welche den Wechselstromverstärker und den Ein/Aus-Steuerverstärker speisen, um die Wirkung. von Änderungen im Erregungspotential so klein wie möglich zu halten.

19. Zerhacker-Schaltung nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß als Infrarotdetektor (5*0 eine Bleisulfid-Halbleiterzelle dient, daß der Konstantstromverstärker einen Feldeffekttransistor (121) aufweist, bei dem ein Rückkopplungswiderstand in Reihe mit der Saug- und der Quellelektrode liegt, und eine Rückkopplung vom Rückkopplungswiderstand an die Steuerelektrode des Feldeffekttransistors liegt, um den Strom durch den Verstärker und die in Reihe geschaltete Bleisulfid-Zelle konstant zu halten, wobei der Weehselstroraverstärker (129) einen integrierten Betriebsverstärker mit umpolendem und nicht umpolendem Eingang und einen Ausgang aufweist, dass das Ausgangssignal vom Infrarot-Wandler wechselspannungsmäßig an den nicht umpolenden Eingang gelegt ist, daß die »instellbare Impedanz für die Solltemperatur drei veränderliche Reihen»

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widerstände zwischen der Ausgangsklemme und der umpolenden Eingangsklemme des Betriebsverstärkers aufweist, wobei die beiden äußeren Widerstände (131,153) als Stellorgane für die niedrigste und die höchste Temperatur dienen, und der mittlere Widerstand (132) zur Einstellung der Solltemperatur dient, daß Mittel (135) vorgesehen sind, um den umpolenden und den nicht umpolenden Eingang mit Speisespannung von einem gemeinsamen Punkt (C) auf der Quelle für Niederspannungs-Erregungspotential zu speisen, welche den Wechselstromverstärker und den Infrarotwandler speisen, daß die Ausgangs-Ein/Aus-Steuerung und der Verstärker (138) einen bistabilen Schmitt-Trigger aufweisen, der auf den Ausgang des Wechselstromverstärkers anspricht und ein erstes elektrisches Potential erzeugt, wenn die von der Zelle erfaßte Temperatur unter dem Sollwert ist und ein zweites unterschiedliches Differential erzeugt, wenn die erfaßte Temperatur über dem Sollwert liegt, wobei der Ausgang des Schmitt-Triggers die Sperrschaltung steuert.

2o. Zerhacker-Schaltung nach Anspruch 19* dadurch gekennzeichnet, daß die Induktions-Heizspule die Gestalt einer ebenen, spiralförmig gestalteten Spule (41) aufweist, daß eine Halterung (49) aus wärmedurchlässigem, elektrisch isolierendem Werkstoff zur Aufnahme eines Oefäßes mit Metallboden vorgesehen ist, wobei dieser Metallboden induktiv geheizt wird, daß die Spule eine Mittelöffnung (47) aufweist und unter der Halterung angeordnet 1st, daß der Bleisulfld-Infrarot-Wandler (54) unterhalb dieser mittigen Öffnung In der Heizspule derart angeordnet ist, daß er in Sichtverbindung mit dem zu heizenden Boden des Gefäßes besteht, daß die Bleisulfidzelle innerhalb eines Reflektors (55) zur Konzentration der erfaßten Infrarotstrahlung auf der Zelle angeordnet ist, und daß ein z.B. nach Art eines Schau-

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_i0 ■ 221625b r- η ι ρ

felrades wirkender optischer Unterbrecher (57) im Lichtpfad zwischen dem Boden des Gefäßes und der Empfangsfläche der Zelle angeordnet ist, welcher Unterbrecher die Sichtverbindung periodisch unterbricht.

21. Zerhacker-Schaltung nach Anspruch 2o, dadurch gekennzeichnet, daß der optische Unterbrecher (52) ein Schaufelrad oder dgl. aufweist, welches einen Kühlluftstrom im Bereich der mit Wärme beaufschlagten Teile erzeugt, und daß die spiralig gewundene Induktionsheizspule (41) ein spiralförmig aufgewickeltes isoliertes Kabel aus mehreren verdrehten Einzelleitern aufweist, die innere und äußere Anschlußpunkte haben, und daß das Kabel aus mehreren Einzelsträngen isolierter Leiter besteht, die miteinander verschlungen sind, wobei die äußeren Anschlußpunkte einiger Stränge mit den inneren Anschlußpunkten anderer Stränge verbunden sind, um so die gewünschte Anzahl von Windungen bzw. Wicklungen zu erhalten, und daß die inneren und die äußeren Anschlußpunkte mindestens eines Stranges mit der Glättungsspule im Zerhacker verbunden sind, wobei ein pfannenförmig gestalteter Ferritkern (56) mit Mittelöffnung (57) die Induktionsspule unterhalb der wärmedurchlässigen Unterlage hält, um die Magnetfeldlinien in Richtung auf das zu heizende Gefäß zu leiten.

22. Zerhacker-Schaltung mit Steuerung des Differentials der Spannung (dv/dt), gekennzeichnet durch zwei Versorgungsschienen (15,16) zwischen denen ein Thyristor als Halbleiterschalter in der Stromversorgung liegt, eine Dämpfungsschaltung bestehend aus einer Reihenschaltung eines Widerstandes (I09) mit einem Kondensator (111) parallel zum Thyristor (17) um die Steilheit der an den Thyristor angelegten Vorwärtsspannung zu begrenzen, wobei aus der Begrenzungsschaltung Signale abge-

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leitet werden, die dem Wert von dv/dt entsprechen, und daß diese dem Differential der Spannung entsprechenden Signale in solcher Weise zur Steuerung des Thyristors rückgekoppelt sind, daß der Spannungsanstieg am Thyristor in durch dessen Eigenschaften bestimmten Grenzen bleibt.

23. Zerhacker-Schaltung mit optisch-elektronischer Steuerung, gekennzeichnet durch Versorgungsschienen (15,16) zur Leistungsversorgung, einen Welligkeit-Detektor in der Versorgungsschaltung zur Erhaltung eines Ausgangs-Welligkeitssignales nur in Abhängigkeit von und kennzeichnend für die Gegenwart und Größe einer Welligkeit in der Versorgung, eine Steuerschaltung zur Steuerung der Arbeitsweise der Stromversorgung, ein auf die Welligkeit ansprechendes Bauelement in der Steuerschaltung zur Erfassung des Welligkeitssignals dann, wenn die Stromversorgung einen Strom erheblicher Welligkeit liefert, und Schaltmittel, die das Welligkeitssignal im Sinne einer Einhaltung eines vorgegebenen Welligkeitsbereiches.

24. Zerhacker-Schaltung, gekennzeichnet durch zwei Versorgungsschienen (15,16) für den eigentlichen Zerhacker-Schwingkreis, eine Filterinduktivität (Lp), eine damit in Serie liegende und in beiden Richtungen steuerbare Halbleiter-Torschaltung (17,18) zwischen den Schienen (15,16), wobei die Filterinduktivität zwischen dem Thyristorschalter und der Speiseklemme einer Schiene liegt, einen Schwingkreiskondensator (C.) und eine Schwingkreisinduktivität (L₂) in Reihenschaltung parallel zum Thyristor und derart dimensioniert, daß bei einer gewünschten Zerhackerfrequenz Serienresonanz auftritt, die während eines jeden Arbeitszyklus eine Kommutierungszeit tj schafft, in welcher der Thy-

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- *'° HIP

ristor leitet, Mittel zur Abnahme der Zerhackerleistung von mindestens einer Schwingkreiskomponente und durch eine der Steuerelektrode des Thyristors vorgeschaltete Antastschaltung zum Leitendmachen des Thyristors mit gesteuerter Frequenz derart, daß die Arbeitsperiode des Zerhackers die Summe der Zeit t, und einer zur Aufladung dienenden Ruhezeit tp ist, x^obei

H,t_o im wesentlichen ΤΓ/2 Bogenwinkel oder größer ist,

1 /?
und(J₂ = (L₂G₁)"" ', wodurch die nach jedem Leit-In-

tervall an den Thyristor gelegte Vorwärtsspannung im wesentlichen leistungsunabhängig ist.

25. Zerhacker nach Anspruch 24, gekennzeichnet durch einen Pilterkondensator C₂ parallel zu der aus der Filt'erspule und dem Thyristor bestehenden Reihenschaltung.

26. Zerhacker nach Anspruch 24, gekennzeichnet durch einen Gleichrichter (14) zwischen der Netzwechselspannungsquelle und dem Thyristor (17), welcher einen sogenannten pulsierenden Gleichstrom an den Thyristor legt,

27. Zerhacker-Schaltung nach Anspruch 24, dadurch gekenn-» zelohnet, daß die Zerhacker-Induktivität eine Induktions-Heizspule aufweist.

28. Zerhacker-Schaltung nach Anspruch 24, gekennzeichnet durch einen Ein/Aus-Steuerkreis (21) zur Antastung des Antastkreises im Sinne eines Anschaltens des Thyristors nach Maßgabe der vom Zerhacker geforderten Leistung.

29. Zerhacker-Schaltung nach Anspruch 28, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem Gleichrichter und dem Thyristor ein Schalter liegt, der von einem Detektor (22) nur dann geöffnet wird, wenn gerade der Beginn einer

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Halbwelle der gepulsten Gleichspannung zwischen den Schienen anliegt.

3o. Zerhacker nach Anspruch 29» gekennzeichnet durch eine Sperrschaltung (23) zum Sperren des Detektors nach Art einer Torschaltung, sowie einen den Zustand der Belastung erfassenden Detektor (24), wobei der letztere Detektor die Sperrschaltung im Sinne einer Überwachung sperren kann.

Jl. Zerhacker-Schaltung nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, daß der Antastkreis den Zerhacker mit veränderlicher, steuerbarer Arbeitsfrequenz derart antastet, daß die Arbeitsfrequenz der Bedingung kipt? ⁼ ^/2 oder größer IT/2 genügt.

32. Zerhacker nach Anspruch 31, gekennzeichnet durch einen Detektor (241-246; Fig. 11) zur Erfassung erheblicher Änderungen der Belastung innerhalb des gesandten Belastungsbereiches und Schaltmittel (233) zum automatischen Verringern der Arbeitsfrequenz des Kreises dann, wenn die Ausgangsleistung vom vollen möglichen Wert bis zum belastungslosen Zustand abfällt.

33· Zerhacker-Schaltung nach Anspruch 24, gekennzeichnet durch eine zu Glättungszwecken vorgesehene Serienschaltung aus einer Induktivität L-, und einer Kapazität C, parallel zu mindestens einem Schwingkreisbauteil, wobei die Gesamtimpedanz des Schwingkreiskondensators, der Glättungsspule und des Giättungskondensators ka*- pazitiv ist und in Serienresonanz mit der Zerhackerspule die Kommutierungsperiode t, bestimmt, und daß dieser Glättungskrels den Ausgangsstrom, der durch die Glättungsspule fließt, auf im wesentlichen Sinusgestalt ohne wesentliche .Harmonische bringt.

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34. Zerhacker nach Anspruch 33» dadurch gekennzeichnet, daß die Belastung von der Glättungsinduktivität abgenommen wird, und daß die Glättungsinduktivität eine induktive Heizspule aufweist.

35· Zerhacker nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, daß die Schwingkreiskapazität aus mehreren parallel angeordneten Kondensatoren besteht, deren Gesamtkapazität mittels eines Schalters zur Erzeugung der gewünschten Höhe der Leistungsabgabe einstellbar ist.

36. Zerhacker-Schaltung nach Anspruch 28, dadurch gekennzeichnet, daß sie zur Speisung einer Induktionsheizung dient, und daß die Schaltung einen Temperaturfühler aufweist, der auf dem Rückkopplungswege nach Art einer Torschaltung die Leistungssteuerung bewirkt.

37. Zerhacker nach Anspruch 36* dadurch gekennzeichnet, daß die auf dem Rückkopplungswege gesteuerte Torschaltung einen gesteuerten Schalter (21) zwischen Energieversorgung und Thyristor aufweist, der seinerseits von einem empfindlichen Detektor der Versorgungsspannung nur dann geöffnet werden kann, wenn sich die Halbwellen des gepulsten Gleichstromes am Beginn ihres Anstiegs befinden.

38. Zerhacker nach Anspruch 37» gekennzeichnet durch eine Sperrschaltung (23) zur Sperrung des Detektors und des Temperaturdetektors.

39. Zerhacker-Schaltung nach Anspruch 38, gekennzeichnet durch eine zu Glättungszwecken vorgesehene Serienschaltung einer Induktivität (L-,) und eines Kondensators (C^.) parallel zu mindestens einer der Zerhacker-

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Schwingkreiskomponenten, wobei die Gesamtimpedanz des Schwingkreiskondensators, der Glättungsinduktivität und des Olättungskondensators kapazitiv ist und in Serienresonanz mit der Kommutierungs- oder Zerhackerinduktivität ist, um eine Zerhackerperiode t. zu bestimmen, und daß der Glättungskreis den durch die Qlättungsspule fließenden Strom im wesentlichen sinusförmig gestaltet, ohne daß wesentliche Harmonische auftreten, wobei die Belastung an die Glättungsinduktivität angekoppelt ist, von ihr betrieben wird und die Glättungsinduktivität eine Induktions-Heizspule aufweist.

40. Zerhacker-Schaltung mit Speisekreis nach Anspruch 25, dadurch gekennzeichnet, daß sie zwei derartige Speisekreise aufweist, die in Reihe Vorderseite an Rückseite an einer Versorgung der doppelten Stromstärke liegen, wobei die Filterinduktivitäten und die Filterkapazitäten eines jeden Kreises jeweils in Reihe miteinander liegen, und die gemeinsamen Punkte der Filterkondensatoren und der Filterinduktivitäten direkt miteinander verbunden sind, und die beiden Thyristoren eines Jeden Kreises gleichzeitig angetastet werden.

41. Zerhacker-Schaltung nach Anspruch 24, gekennzeichnet durch zwei Zerhackerkreise, die gleichsinnig in Reihe geschaltet sind und an einer Leistungsversorgung doppelter Stromstärke liegen, wobei zwei in Reihe geschaltete Filterkondensatoren parallel zu den in Reihe geschalteten Kreisen zwischen der Leistungsversorgung und den Filterinduktivitäten eines Jeden Kreises liegen, und der Punkt zwischen den in Reihe geschalteten Filterkondensatoren an den gemeinsamen Punkten liegt, an denen die beiden Kreise miteinander in Reihe geschaltet sind, wobei ferner die beiden Thyristoren beider Kreise gleichzeitig geschaltet werden.

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42. Zerhacker-Schaltung nach Anspruch 26, dadurch gekennzeichnet, daß die Gleichrichterbauteile und die Filterinduktivität schaltungsmäßig vertauscht sind, und daß der Thyristor (17) ein gesteuerter Gleichrichter ist, wodurch die Schaltung durch Netz-Wechselspannung gespeist werden kann, und der Gleichrichter sowohl als Gleichrichter wie auch als RUckkopplungsdiode wirkt.

43. Antastkreis, e- für einen Zerhacker mit / Thyristor nach den vorstehenden Ansprüchen, gekennzeichnet durch eine Stromversorgung (15,16), einen davon gespeisten Gleichspannungsgenerator (97), einen Rampensignalgenerator (34,94) und einen bei einer bestimmten Rampenspannung ansprechenden Detektor (95), der bei Erreichen der vorherbestimmten Rampenspannung leitend wird und dadurch einen Halbleiterschalter (97) mit relativ flacher Strom/Spannungs-Kennlinie anschaltet, dessen geschaltete Elektroden das Erregersignal für die Steuerung des Thyristors (17) führen.

44. Antastschaltung nach Anspruch 43, dadurch gekennzeichnet, daß die Emitter-Kollektorstrecke des Halbleiter-Schalters (97) in Reihe mit einem weiteren Signalgenerator (98,99) an der Hochspannungs-Gleichstromversorgung liegt, und daß die Basis dieses Transistors (57) von dem bei einem bestimmten Wert der Rampenspannung leitend werdenden Detektor (95) angetastet ist.

45. Antastschaltung nach Anspruch 44, dadurch gekennzeichnet, daß der die Höhe der Rampenspannung erfassende Detektor ein Transistor mit einem übergang ist, der bei Anliegen eines bestimmten Potentials leitend wird (unijunction transistor), und daß die Ladezelt . des Kondensators (94) im Rampensignalgenerator veränderbar (54) ist.

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46. Antastschaltung nach Anspruch 44, dadurch gekennzeichne tj dafl der bei einem bestimmten Wert der Rampenspannung leitend werdende Detektor ein Binseiten-Sillclum-Schaltelement (SUS 95) 1st, und daß die RC-Konstante des Ladekreises, in welchem die Rampenspannung erzeugt wird, veränderlich ist.

47. Antastschaltung nach Anspruch 46, dadurch gekennzeichnet, daß der weitere Signalgenerator, der mit der Emitter-Kollektorstrecke des Transistors (97) in Reihe liegt, ein Impulstransformator ist, dessen Primärwicklung (98) mit der gesteuerten Strecke des Transistors an einer Gleichspannung liegt, und dessen Sekundärwicklung (99) ggfs. über weitere Verstärkerkreise und ggfs. unter Zufügung von Olättungskreisen das Antastsignal für den Hochleistungsthyristor (17) liefert (Plg.4).

48. Schaltung zur Regelung einer eingestellten Temperatur, !nahenonaore für einen Zerhacker nach den vorstehenden y Ansprüchen, gekennzeichnet durch einen von der geregelten Temperatur beaufschlagten Temperaturwandler (54), einen Konstantstromverstärker (121) in Reihe mit dem Wandler und einer Gleichspannungsversorgung, einer Hinrichtung (42) zur periodischen Unterbrechung des Lichtpfades zwischen dem die geregelte Temperatur aufweisenden Ort und dem Wandler (54), so daß die elektrische Ausgangsgröße des Wandlers eine Weohselspannungskomponente aufweist, dessen Amplitude kennzeichnend für die gemessene Temperatur 1st, einen Wechselstromver stärker (129), einen veränderlichen Widerstand (133) zur Einstellung der Solltemperatur, welcher die Verstärkung des Wechselstromveretärkers steuert, wobei die Einstellung des verändtrllohen Widerstandes (133) dazu dient, einen Temperaturpegel zu bestimmen, bei

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welchem der Ausgang des Wechselstromverstärkers einen bestimmten Betriebspegel erreicht, einen bistabilen. Schalter (Ijj8) am Ausgang des Wechse!Stromverstärkers zur Erzeugung eines verstärkten Ein/Aus-Ausgangssignales« welches der Isttemperatur entspricht, und Mitteln (155) zum Anlegen von Betriebsspannungspotentialen aus einem gemeinsamen Bezugspunkt (C) an die Quelle der den Wechselstrom-Verstärker versorgenden Niederspannung und den Ein/Aus-Verstärker, wodurch die Wirkungen von Veränderungen im Erregerpotential minimal gehalten werden.

49. Schaltung nach Anspruch 48, dadurch gekennzeichnet, daß der Konstantstromverstärker einen Feldeffekttransistor (121) aufweist, der eine Saug-, eine quell- und eine Steuerelektrode aufweist, und daß ein Rfäekkopplungswiderstand in Reihe zwischen der Saug- und der Quellelektrode liegt, daß der Widerstand ferner über einen RÜckkopplungspfad an der Steuerelektrode des Feldeffekttransistors liegt, so daß ein konstanter Strom durch den Feldeffekttransistor und den damit in Reihe liegenden Widerstand fließt, und daß die Reihenschaltung bestehend aus dem Rückkopplungswiderstand und der Saug- sowie der Quellelektrode in Reihe mit dem Infrarot-Wandler (54) liegt.

50. Schaltung nach Anspruch 49, dadurch gekennzeichnet, daß der Wechselstromverstärker ein integrierter Betriebsverstärker ist, der einen umpolenden und einen nicht umpolenden Eingang hat, wobei das Ausgangssignal des Wandlers wechselspannungsmäßig an den nicht umpolenden Eingang 'gelegt ist, daß der zur Temperaturein-Btellung veränderliche Widerstand insgesamt drei veränderliche Widerstände (131-133) aufweist, die in Reihe zwischen dem Ausgang und dem umplenden Eingang des

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Verstärkers liegen, wobei die beiden äußeren veränderlichen Widerstände der Reihenschaltung aus den drei Widerständen zum Einstellen der minimalen und maximalen Temperaturen dient, und der mittlere veränderliche Widerstand zur Einstellung des Sollwertes der Temperatur dient, und daß sowohl der umpolende als auch der nicht umpolende Eingang des Betriebsverstärkers Betriebsvorspannungen von der Versorgungsquelle erhalten, die auch den Wandler und den Wechselstromverstärker versorgt.

51. Schaltung anch Anspruch 5o, dadurch gekennzeichnet, daß der Ein/Aus-Verstärker einen bistabilen Triggerschaltkreis (138) aufweist, der vom Ausgang des Wechselstromverstärkers gesteuert wird, wobei der eine der bistabilen Zustände dann angeschaltet ist, wenn der Ausgang des Wechselstromverstärkers denjenigen Pegel erreicht, der der Solltemperatur entspricht, und automatisch in den ersten stabilen Zustand geht, wenn der Verstärker-Ausgang unter diesen dem Sollwert entsprechenden Pegel geht, und daß getrennte Wechselstromquellen für den bistabilen Schaltkreis, den Infrarotwandler und den Wechselstromverstärker vorgesehen sind, um die gespeisten Bauteile des Kreises voneinander zu isolieren (Fig.

52. Schaltung nach Anspruch 5o» dadurch gekennzeichnet, daß der als Eln/Aus-Schalter wirkende Verstärker ein Relais mit Spule (I6I) aufweist, welche Spule mit dem Ausgang des Wechselstromverstärkers und einem Hochspannungsladenetzwerk (163) verbunden ist, welches Niederspannungs-Antastsignale an die Steuerelektrode eines Halbleiter-Schalters (72) legt, und daß die von der Spule gesteuerten Kontakte (162) des Relais je nach Schaltstellung das Ladenetzwerk mit dem Ausgang des Wechselstromverstärkera laden oder entladen (Fig.5).

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