DE2165095B2 - Schaltungsanordnung zur Gewinnung von auf ein vorgegebenes Niveau bezogenen und eine vorgegebene Amplitude besitzenden Synchronimpulsen aus einem Videosignal - Google Patents

Description

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Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Gewinnung von auf ein vorgegebenes Niveau bezogenen und eine vorgegebene Amplitude besitzenden Synchronimpulsen aus einem Videosignal mit einem Verstärkerzweig für das Videosignal und mit einer dem Videosignal-Verstärkerzweig nachgeschalteten Stufe, die bezogen auf eine etwa in der Mitte zwischen der vorgegebenen Synchroninipuls-Amplitude und einem vorgegebenen Austastniveau liegende Amplitude des verstärkten Videosignals Ausgangs-Synchronsignale liefert.

In Fernsehempfangsgeräten können Synchronimpulse relativ zu einem Trägerbezugssignal mit richtigem Niveau festgestellt werden. Beispielsweise in Studiogeräten ist jedoch der Fernsehsignal-Träger nicht vorhanden; dabei wird lediglich die Videoinformation von einem Gerät auf das andere gekoppelt. Typischerweise werden die Synchronimpulsspitzen auf ein vorgegebenes Niveau geklemmt und in bezug auf dieses Niveau bei einer vorgegebenen Spannungsamplitude festgestellt. Ein derartiges System arbeitet so lange zufriedenstellend, wie jich die Signalamplitude nicht ändert. Allerdings kann das Videosignal in der Amplitude variieren und aus verschiedenen Gründen, beispielsweise durch Amplitudenänderung, durch Verlust von Hochfrequenzkomponenten, Verlust von Niederfrequenzkomponenten, durch weißes Rauschen, Impulsrauschan und Netzfrequenzsignale beeinflußt werden. Dies bedingt eine ungenaue oder sogar vollständig fehlende Synchronisation.

Aus der Zeitschrift »Rundfunktechnische Mitteilungen«, Jahrgang 7, 1963, Seiten 21 bis 24 ist bereits eine Schaltungsanordnung zur Beseitigung von einem Fernsehsignal überlagerten Brumm- oder Rausch-Störsignalen bekanntgeworden. In dieser Schaltung ist ein Amplitudensieb mit Begrenzercharakteristik vorgesehen, das aus der Mitte des Synchronanteils des Fernsehsignals eine schmale Scheibe herausschneidet. Dabei handelt es sich an sich nicht um eine Schaltungsanordnung zur Gewinnung von auf ein vorgegebenes Niveau bezogenen und eine vorgegebene Amplitude besitzenden Synchronimpulsen aus einem Fernsehsignal. Das Herausschneiden einer schmalen Scheibe aus der Mitte des angelieferten Synchronanteils erfolgt bei diesem Amplitudensieb durch einen doppelseitigen Begrenzer in Form eines Differenzverstärkers mit zwei Transistoren, dessen Bezugsspannung (Basisspannung eines der Transistoren) als Funktion des Eingangspegels des Videosignals immer auf die mittlere Spannung des Synchronimpulses eingeregelt wird, wobei das Videosignal zur Gewinnung eines Bezugswertes für diese mittlere Spannung eingangsseitig auf das Impulsdach schwarzgesteuert wird. Diese Schwarzsteuerung bedeutet eine Einregelung des Impulsdaches auf den Wert 0 Volt.

Daraus folgt, daß es sich bei diesem Amplitudensieb im eigentlichen Sinne nicht um eine Schaltungsanordnung zur Gewinnung von eine vorgegebene Amplitude besitzenden Synchronimpulsen handelt, da das Herausschneiden einer schmalen Scheibe aus der Mitte der Eingangssynchronimpulse selbst dann nicht mit der Erzeugung von Synchronimpulsen einer vorgegebenen Amplitude vergleichbar ist, wenn man formal davon ausgeht, daß die Begrenzung auf beiden Seiten der mittleren Spannung der Impulse einer Einregelung auf eine vorgegebene Amplitude entsprechen würde.

Weiterhin kann dieses vorbekannte Amplitudensieb die Synchronimpulse auch nicht auf ein vorgegebenes Niveau beziehen, da die oben genannte mittlere Spannung bei Schwankungen des Eingangspegels zwischen einem minimalen und einem maximalen Wert

ebenfalls schwankt. Damit schwanken auch die um diese mittleren Spannungen herausgeschnittenen Scheiben hinsichtlich des Bezugsniveaus. Dies wird insbesondere unter Berücksichtigung der Tatsache deutlich, daß der Fußpunkt des Synchronimpulses für den minimalen und den maximalen Eingangspegel bei unterschiedlichen Spannungswerten liegt.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung der in Rede stehenden Art anzugeben, mit der auch bei schwankender Videosignal-Amplitude eine Abtrennung der Synchronimpulse bezogen auf ein vorgegebenes Niveau und mit vorgegebener Amplitude möglich ist.

Diese Aufgabe wird bei einer Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art erfindungsgemäß durch folgende Merkmale gelöst:

einen ersten Rückkopplungskreis, in dem aus der Amplitude der Synchronimpulse im verstärkten Videosignal ein auf die vorgegebene Synchronimpuls-Amplitude bezogener Signalwert erzeugbar und in den Videosignal-Verstärkerzweig einspeisbar ist, und einen zweiten Rückkopplungskreis, in dem das Austastniveau des verstärkten Videosignals auf das vorgegebene Niveau bezogen und aus dem ein entsprechender Signalwert in den Videosignal-Verstärkerzweig einspeisbar ist, so daß die Amplitude des verstärkten Videosignals im Sinne der Einstellung der vorgegebenen Austastniveaus geändert wird.

Ausgestaltungen des Erfindungsgedankens sind in Unteransprüchen gekennzeichnet.

Die Erfindung wird im folgenden anhand von in den Figuren der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispielen näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 ein Blockschaltbild einer Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung;

Fig. 2 ein detailliertes Schaltbild der Schaltungsanordnung nach F i g. 1;

F i g. 3 ein Signaldiagramm eines vollständigen Fernsehsignals, und

Fig.4 ein Diagramm eines Fernseh-Vertikalsynchronsignals.

Gemäß Fig. 1 umfaßt ein Synchronimpuls-Detektor der Erfindung einen Eingang 10, welcher an einen ersten invertierenden Eingang eines in seiner Verstärkung automatisch geregelten Verstärkers 12 angekoppelt ist. Ein zweiter invertierender Eingang dieses Verstärkers 12 erhält ein Eingangssignal von einem Tiefpaßfilter 14. Das Ausgangssignal des Verstärkers 12 wird auf einen nichtinvertierenden Eingang eines Summationsverstärkers 16 gegeben, der an einem weiteren invertierenden Eingang ein Eingangssignal von einem Hochpaß 18 aufnimmt. Das Ausgangssignal des Verstärkers 16 wird auf eine Austastniveau-Vergleichsstufe 20, eine 50%-Niveau-Vergleichsstufe 22 und eine Synchronimpulsspitzen-Vergleichsstufe 24 gegeben. Der letztgenannten Synchronimpulsspitzen-Vergleichsstufe 24 ist ein Niveauspeicher 26 nachgeschaltet, dessen Ausgangssignal über den Tiefpaß 14 auf den Verstärker 12 und über den Hochpaß 18 auf den Verstärker 16 gegeben wird. Das Ausgangssignal der 50%-Niveau-Vergleichsstufe 22 stellt das Synchron-Ausgangssignal der Schaltungsanordnung dar, das auf einen Ausgang 48 und die Synchronimpulsspitzen-Vergleichsstufe 24 gegeben wird. Die letztgenannte Stufe spricht daher während des Auftretens der Synchronimpulse an. Das Ausgangssignal der Austastniveau-Vergleichsstufe 20 wird über einen Tiefpaß 30 als Regelsignal auf den in seiner Verstärkung automatisch regelbaren Verstärker 12 gegeben.

Die Wirkungsweise der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 ist die folgende: das zusammengesetzte Videosignal wird als invertiertes Signal am Eingang 10 eingespeist und tritt nach Inversion durch den Verstärker 16 in der in F i g. 3 dargestellten Form auf. Dieses in Fig.3 dargestellte Signal enthält einen horizontalen Synchronimpuls 106. Dieser Horizontal-Synchronimpuls verläuft über ein Austastniveau 110 bis

ίο zu einer Synchronimpulsspitze 104 hinaus. Zwischen jeweils zwei Austastintervallen liegt Videoinformation 112, weiche die Horizontaltastung der Bildinformaticn darstellt.

Im Rahmen der Erfindung ist es nun erwünscht, am Ausgang 28 ein Synchron-Ausgangssignal abnehmen zu können, wenn der Horizontal-Synchronimpuls 106 einen Wert erreicht, der etwa auf der Hälfte zwischen dem Niveau 110 und der Impulsspitze 104 liegt; dabei handelt es sich um die Stelle, in der eine horizontale Linie 108 die Vorderflanke des Synchronimpulses 106 schneidet. Zu diesem Zweck wird der Synchronimpuls zunächst zwischen den beiden extremen Niveaus normiert.

Der Synchronimpulsspitzenwert wird durch die Synchronimpulsspitzen-Vergleichsstufe 24 geklemmt, welche die Impulsspitze 1104 feststellt und ein Rückkoppelsignal über den Niveauspeicher 26 sowie die Filter 14 und 18 zur Neueinstellung des zusammengesetzten Video-Eingangssignals liefert, bis die Synchron-

jo impulsspitze 104 einer vorgegebenen Spannung entspricht. Die Ausgangssignale der Filter 14 und 18 werden in den Verstärker 12 bzw. in den Verstärker 16 eingespeist, bis die Synchronimpulsspitzen auf eine gegebene Spannung eingestellt bzw. geklemmt sind.

Darüber hinaus unterdrücken die genannten Rückkopplungskreise und speziell der den Hochpaß 18 enthaltende Rückkopplungskreis Schwankungen in dem Synchronimpulskreis 104. Beispielsweise können die Synchronimpulsspitzen in dem Eingangssignal einen anderen als horizontalen Verlauf haben. Die Signallage wird über die Rückkopplungskreise bei der Feststellung des Spitzenwertes 104 so eingeregelt, daß die Impulsspitze 104 eben verläuft bzw. einen konstanten Spannungswert besitzt.

Der richtige Wert des Rückkoppelsignals wird zwischen Synchronimpulsspitzen durch den Niveauspeicher 26 gespeichert. Dieser Niveauspeicher 26 arbeitet während des Synchronimpulses 106 so, daß sich hinsichtlich Schwankungsproblemen einen optimale

so Charakteristik ergibt. Allerdings tendiert der Niveauspeicher 26 dazu, einen gegebenen Wert von einem Synchronimpuls 106 bis zum nächstfolgenden Synchronimpuls zu speichern, wodurch das gesamte Signal in allen Zeitpunkten auf den Spitzenwert des Synchronimpulses bezogen wird.

Das Austastniveau 110 wird durch die Austastniveau-Vergleichsstufe 20 auf einen vorgegebenen Spannungswert eingestellt, wobei die Stufe 20 den Tiefpaß 30 ansteuert, der seinerseits ein Verstärkungs-Regelsignal

W) für den Verstärker 12 liefert. Die Austastniveau-Vergleichsstufe 20 prüft das Austastniveau ohne Zeittaktinformation auf Arbeitsperiodenbasis, was im folgenden noch genauer erläutert wird. Da das Ausgangssignal der Schaltung den Zeittakt eines speziellen Synchronimpulses darstellt, ist es für die Schaltungsanordnung gemäß vorliegender Erfindung wünschenswert, die gewünschte Information zu prüfen, ohne daß eine Zeittaktinformation erforderlich ist. Die Differenzen zwischen der

Synchronimpulsbreite, der Austastsignalbreite und der Breite des generellen Signals werden zur Bestimmung des Austastniveaus ausgenutzt. Wenn das Austastniveau am Ausgang des Summationsverstärkers 16 über einem vorgegebenen Spannungswert liegt, so erhöht die Austastniveauvergleichsstufe 20 die Verstärkung des Verstärkers 12 über den Tiefpaß 30 derart, daß das Austastniveau weiter von der Synchronimpulsspitze entfernt wird. Liegt andererseits das Austastniveau am Ausgang des Summationsverstärkers 16 unter einem ι ο vorgegebenen Spannungswert, so vermindert die Austastniveau-Vergleichsstufe 20 die Verstärkung des Verstärkers 12 über den Tiefpaß 30 so weit, bis das Austastniveau den richtigen Spannungswert annimmt. Das System arbeitet ohne Zeittaktinformation für die Verstärkungsregelschleife.

Die am Ausgang des Summationsverstärkers 16 auftretende Synchronimpulsspitze 106 besitzt daher unabhängig von der tatsächlich vorhandenen Amplitude des am Eingang 10 eingespeisten Signals eine vorgegebene Maximalspannung und eine vorgegebene Minimalspannung. Die 50%-Niveau-Vergleichsstufe 22 arbeitet auf dem Impuls bei einem Wert, welcher in der Mitte zwischen den Werten liegt, bei denen die Vergleichsstufen 20 und 24 arbeiten. Daher ergibt sich am Ausgang 28 ein Ausgangssignal, das unabhängig von Rauscherscheinungen, Signalformstörungen und so weiter den richtigen Synchron-Zeittakt repräsentiert. Der Wert von 50% ist zwar für optimale Rauschunabhängigkeit bevorzugt; es ist jedoch ersichtlich, daß auch 3n ein anderer spezieller Spannungswert zwischen den extremen Werten der Synchronimpulsform wählbar ist.

Es ist zu bemerken, daß der den Hochpaß 18 und den Verstärker 16 enthaltende Rückkoppelpfad »innerhalb« des den Tiefpaß 14 und den Verstärker 12 enthaltenden i*> Rückkoppelpfades liegt. Der letztgenannte Rückkoppelpfad bildet das generelle Synchron-Niveau, um den Gleichspannungswert des gesamten Signales nach F i g. 3 in bezug auf die Synchronimpulsspitzen aufrecht zu erhalten. Das Ausgangssignal des Tiefpasses 14 wird dem zusammengesetzten Video-Eingangssignal so lange hinzuaddiert, bis das Signal auf diesen Wert gebracht ist. Über den Tiefpaß 14 wird langsame »Schwankungs«-Information zur Korrektur der Steigung der Impulsspitze 104 geliefert. Auf diese Weise werden beispielsweise langsame Netz-Streusignale mit einer Frequenz von 60 Hz eliminiert. Die den Hochpaß 18 enthaltende Schleife korrigiert hochfrequente Fehlerkomponenten, welche beispielsweise durch Einzelschwankungen u. ä. auf den Synchronimpulsspitzen so gegeben sind. Der letztgenannte, den Hochpaß 18 enthaltende Rückkoppelpfad arbeitet in einem festen Signalbereich, welcher innerhalb des in der Verstärkung geregelten Teils des Systems liegt. Damit kann die Stufe 24 hinsichtlich hochfrequenter Schwankungsprobleme « der Synchronimpulse ohne Berücksichtigung des gesamten Eingangssignalwertes optimal ausgelegt werden.

Da die niederfrequenten Komponenten außerhalb des in der Verstärkung geregelten Teils des Systems mi über dem Tiefpaß 14 geführt werden, werden Streusignale mit Netzfrequenz (60 Hz) im wesentlichen eliminiert, bevor sie in die Verstärker 12 und 16 gelangen. Mit der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung kann daher ein sehr großer Teil von Störsignalen μ mit Netzfrequenz eliminiert werden, wobei gleichzeitig das Ansprechen auf ein kleines Videosignal sichergestellt ist. Das Signal, das über den dem Tiefpaß 14 enthaltenden Rückkoppelpfad läuft, ergibt einen »vorwegnehmenden« Effekt auf die Einstellung der Synchronimpulsspitzen in bezug auf unerwünschte Schwankungen. Dieser »vorwegnehmende« Effekt führt dazu, daß der richtige Synchronimpulswert dann schon nahezu erreicht ist, bevor die nächste Synchronimpulsspitze aufgenommen wird.

Die Elimination sowohl der niederfrequenten als auch der hochf^uenten Schwankungskomponenten im Videosignal ist natürlich wünschenswert, weil damit weiterhin die relativ genaue Feststellung eines speziell gewünschten Punktes, beispielsweise des Wertes von 50% des Synchronsignals möglich ist, wodurch unerwünschtes Flimmern und ähnliches eliminiert wird.

Die Wirkungsweise der erfindungsgemäßen Schaltung wurde vorstehend speziell im Hinblick auf die Elimination der Schwankungen der Spitzen 104 von horizontalen Synchronimpulsen beschrieben. Mit der erfindungsgemäßen Schaltung wird es jedoch auch möglich, den Spitzenwert eines Vertikal-Synchronsignals 114 nach Fig.4 zu normieren. Aufgrund der längeren Dauer der Vertikal-Synchroninformation können unerwünschte Signalschwankungen problematischer werden als dies bei Horizontal-Synchronimpulsen der Fall ist. Auch in diesem Fall arbeitet die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung zufriedenstellend.

In Fig. 2 ist die in Fig. 1 im Blockschaltbild dargestellte Schaltung im einzelnen gezeigt. Die Teile der Schaltungsanordnung nach F i g. 2, welche von gestrichelten Linien umgeben sind, entsprechen den Blöcken nach Fig. 1 mit den entsprechenden Bezugszeichen. Der automatisch in seiner Verstärkung geregelte Verstärker 12 enthält einen zwischen den Eingang 10 und einem npn-Transistor 34 gekoppelten Eingangswiderstand 32, wobei der Emitter dieses Transistors 34 geerdet ist und sein Kollektor den Eingang für den Summationsverstärker 16 bildet. Die Basis des Transistors 34 ist weiterhin an den Emitter eines pnp-Transistors 36 angekoppelt, dessen Kollektor über einen Widerstand 38 an einer negativen Spannung liegt und dessen Basis an den nicht geerdeten Anschluß einer Kapazität 40 angeschaltet ist. Diese Kapazität 40 bildet die Hauptkomponente des Tiefpasses 30. Die Basis des Transistors 36 nimmt ein Verstärkungsregelsignal auf, das der Ladung auf der Kapazität 40 entspricht.

Der Kollektor eines npn-Transistors 42 liegt an einer positiven Spannung, während sein Emitter über einen Widerstand 44 an die Basis des Transistors 34 angekoppelt ist. Die Basis dieses Transistors 42 stellt den verbleibenden Eingang des Verstärkers 12 dar, welcher an einem Filter 15 liegt. Dieses Filter 15 nach F i g. 2 entspricht in seiner Funktion den Filtern 14 und 18 nach Fig. 1, was im folgenden noch genauer beschrieben wird. Dieses Filter 15 enthält die Serienschaltung eines Widerstandes 46 und einer Kapazität 48, welche zwischen die Basis des Transistors 42 und Erde geschaltet ist, sowie einen Widerstand 50, welcher zwischen dem Kollektor des Transistors 34 und der Basis des Transistors 42 liegt.

Der nichtinvertierende Eingang des Summationsverstärkers 16 wird durch den Emitter eines npn-Transistors 52 gebildet, welcher an den Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand 50 und dem Kollektor des Transistors 34 liegt. Der invertierende Eingang des Verstärkers 16 wird durch die am Niveauspeicher 26 liegende Basis des Transistors 52 gebildet, dessen

Kollektor über einen Lastwiderstand 66 an einer positiven Spannung liegt. Der Verstärker 16 enthält weiterhin einen Ausgangs-npn-Transistors 54 und einen Begrenzer-npn-Transistor 56. Der Kollektor des Transistors 56 liegt an einer positiven Spannung, während sein Emitter an den Kollektor des Transistors 52 angeschaltet ist. Die Basis des Transistors 56 liegt am Verbindungspunkt zweier Widerstände 58 und 60 in bezug auf Erde auf einer positven Spannung. Die Widerstände 58 und 60 bilden zusammen mit Widerständen 62 und 64 einen Serienspannungsteiler zwischen einer positiven Spannung und Erde. Die Basis des Transistors 54 liegt am Kollektor des Transistors 54, sein Kollektor 52 an einer positiven Spannung und sein Emitter über einen Widerstand 68 an Erde. Der dem Eingang des Verstärkers 16 darstellende Emitter des Transistors 68 liegt an den Eingängen der Vergleichsstufen 20,22 und 24.

Die Vergleichsstufe 20 enthält eine Diode 70, deren Kathode am Emitter des Transistors 54 und deren Anode am Emitter eines pnp-Transistors 72 liegt. Der letztgenannte Verbindungspunkt ist über einen Widerstand 54 an eine positive Spannung gekoppelt. Der Kollektor des Transistors 72 liegt über einen Lastwiderstand 76 an einer negativen Spannung, wobei am Lastwiderstand ein auf den ungeerdeten Anschluß der Kapazität 40 gegebenes Ausgangssignal abgenommen wird. Die Basis des Transistors 72 liegt am Spannungsteiler zwischen den Widerständen 58 und 60, wobei dieser Spannungsteiler einen Vergleichsbezugswert für die Schaltung liefert.

Die Vergleichsstufe 20 arbeitet auf folgende Weise: ist die Kathode der Diode 70 negativ zu ihrer Anode, so fließt der Strom über den Widerstand 74 nicht mehr in den Emitter des Transistors 72, sondern über die Diode ab. Wenn die Kathode der Diode 70 positiver wird, so wird ein Punkt erreicht, in dem der Strom über den Widerstand 74 sich zwischen der Diode 70 und dem Emitter des Transistors 72 aufteilt. Wenn die Spannung an der Kathode der Diode 70 über den letztgenannten Wert ansteigt, fließt mehr Strom vom Widerstand 74 in den Transistor. Die Spannung, bei der dieser Übergang stattfindet bzw. der Wert, bei dem der Strom sich zu gleichen Teilen auf die Diode 70 und den Transistor 72 aufteilt, wird durch die Basisspannung des Transistors 72 eingestellt. Unter der Annahme einer gleichen Diodencharakteristik der Diode 70 und der Emitter-Basisstrekke des Transistors 72 fließt gleicher Strom über diese Strecken, wenn die Kathodenspannung der Diode 70 gleich der Basisspannung des Transistors 72 ist. Wenn so mehr Strom über den Transistor 72 fließt, was zu einem größeren Spannungsabfall am Widerstand 76 führt, so nimmt die Ladung der Kapazität 40 zu.

Die Vergleichsstufe 22 enthält ebenfalls eine Diode 78, deren Kathode am Emitter des Transistors 54 und deren Anode am Emitter eines pnp-Transistors 70 liegt. Der letztgenannte Verbindungspunkt liegt über einem Widerstand 82 an einer positiven Spannung. Die Basis des Transistors 80 ist an einen Spannungsbezugspunkt zwischen den Spannungsteilerwiderständen 58 und 64 geschaltet, während der Kollektor dieses Transistors 80 über einen Widerstand 84 an Erde liegt. Weiterhin ist der Kollektor des Transistors 80 an die Basis eines Ausgangs-npn-Transistors 86 geschaltet, dessen Emitter an Erde und dessen Kollektor über einen Lastwiderstand 88 an einer positiven Spannung liegt. Der Kollektor des Transistors 86 liefert das Ausgangssignal der Schaltung und ist daher sowohl an den Ausgang 28 als auch an die Kathode einer Diode 90 in der Vergleichsstufe 24 angeschaltet. Die Vergleichsstufe 22 arbeitet entsprechend wie die Vergleichsstufe 20 und liefert ein negatives Ausgangssignal, wenn ein positives Eingangssignal an der Kathode der Diode 78 den am Verbindungspunkt der Widerstände 58 und 64 vorgegebenen positiven Spannungswert übersteigt.

Die Vergleichsstufe 24 enthält eine Eingangsdiode 92, deren Kathode an den Emitter des Transistors 54 und deren Anode an den Emitter eines pnp-Transistors 94 angeschaltet ist, wobei dieser Emitter über einen Widerstand 96 an einer positiven Spannung liegt. Die Basis des Transistors 94 liegt am Verbindungspunkt zwischen den Widerständen 62 und 64 des Spannungsteilers auf einer Bezugsspannung, während der Kollektor dieses Transistors 94 über einen Widerstand 98 an der Anode der Diode 90 liegt. Der Kollektor des Transistors 94 liegt weiterhin am ungeerdeten Anschluß einer Kapazität 100, welche einen Teil des Niveauspeichers 26 bildet. Die ebenso wie die Vergleichsstufe 20 arbeitende Vergleichsstufe 24 liefert ein positives Ausgangssignal am Kollektor, wenn das Eingangssignal an der Kathode der Diode 92 den am Verbindungspunkt zwischen den Widerständen 62 und 64 eingestellten Spannungswert übersteigt. Die positive Ausgangsspannung lädt die Kapazität 100 im Niveauspeicher 26 auf, wobei diese Kapazität das Eingangssignal für die Basis eines pnp-Transistors 102 liefert. Der Kollektor dieses Transistors 102 liegt an einer positiven Spannung, während sein Emitter an die Basis des Transistors 52 angeschaltet ist, wodurch der invertierende Eingang des Verstärkers 16 ein Signal erhält.

Gemäß der Wirkungsweise der in F i g. 2 dargestellten Schaltungsanordnung erzeugt ein in Form eines Videosignals auf den Eingang 10 gegebenes Eingangssignal ein invertiertes Ausgangssignal am Kollektor des Transistors 34. Dieses Signal wird auf die Transistoren 52 und 54 gegeben und erscheint dabei am Emitter des Transistors 54. Wenn der Wert des zusammengesetzten Eingangssignals zunimmt, so werden die Vergleichsniveaus der Vergleichsstufen 20, 22 und 24 bei normalem Betrieb der Schaltungsanordnung sukzessiv erreicht, wobei diese Vergleichsstufen sukzessiv eine Änderung des Wertes des Ausgangssignals herbeiführen. An den Spitzen 104 des in Fig.3 dargestellten zusammengesetzten Videosignals fließt ein Strom vom Widerstand 96 über den Transistors 94 zur Aufladung der Kapazität 100 auf diesen Wert. Wie oben anhand von Fig. 1 beschrieben, wird dieser Wert in einer Rückkoppelschleife auf den Summationsverstärker 16 zurückgeführt. Die Funktion des anhand von F i g. 1 beschriebenen Hochpasses 19 wird von der Stufe 15 übernommen, in der eine Kapazität 48 den Emitter des Transistors 52 über Widerstände 46 und 50 für vorgegebene höherfrequente Signalkomponenten an Erde koppelt. Die höherfrequenten Komponenten der Augenblicks-Synchronimpulsspitzen-Spannung erscheinen daher am Kollektor des Transistors 52; die Kapazität 100 kann dabei diesen Änderungen im gewünschten Maß folgen. Die hochfrequenten Signalsynchronimpulsspitzen-Korrekturen erfolgen in der oben schon angegebenen Weise, wobei der Grund der gewünschten Korrektur durch die Amplitude von Komponenten mit einer Frequenz von 60 Hz oder ähnlichen Komponenten, welche im Eingangssignal enthalten sein können, nicht beeinflußt wird.

Für niederfrequentere Komponenten hat die Kapazität 48 einen merklichen Einfluß am Emitter der

Schaltung. Der Spannungsabfall an der Serienschaltung des Widerstandes 46 und der Kapazität 48 bei niederfrequenteren Komponenten wird auf die Basis des Transistors 42 gegeben, wobei sich die Funktion des Tiefpasses 14 nach F i g. 1 ergibt. Diese niederfrequenteren Komponenten werden über den Widerstand 44 auf die Basis des Transistors 34 gekoppelt und vor diesem Transistor mit dem Eingangssignal kombiniert. Dieser Transistor 34 wird über den Transistor 36 in seiner Verstärkung geregelt, wie im folgenden noch genauer erläutert wird. Die niederfrequenteren Komponenten dienen zur Einstellung des Synchronimpulsspitzen-Niveaus und gleichzeitig zur Korrektur von niederfrequenteren Synchronimpulsspitzen-Schwankungen, wobei der obenerwähnte »vorwegnehmende« Effekt eintritt. Störungen mit einer Frequenz von 60 Hz und ähnliche Störungen werden vor dem Transistor 36 eliminiert, wodurch dieser Transistor und der übrige Teil der Schaltung ohne diese Störungen mit maximalem Wirkungsgrad hinsichtlich des Videosignals arbeitet.

Das Eingangssignal des Transistors 102 ändert sich mit dem Wert der Signalspitze solange, wie die Vergleichsstufe 24 arbeitet, d. h. für die Dauer des Synchronimpulses. Am Ende des Synchronimpulses, wenn das vom Verstärker 16 gelieferte Signal unter den Vergleichswert der Vergleichsstufen 24 und 22 sinkt, wird der Kollektor des Transistors 86 positiv, wodurch die Diode 90 gesperrt wird. Da der Transistor 94 ebenfalls nicht leitet, kann sich die Ladung auf der Kapazität 100 nur langsam ändern, d. h., die auf dieser Kapazität vorhandene Ladung wird bis zum nächsten Synchronimpuls gespeichert. Die Kapazität 100 stellt daher lediglich während des Vorhandenseins eines Synchronimpulses einen merklichen Entladungsweg dar.

Das Ausgangssignal der Vergleichsstufe 22 dient zur »Tastung« der Vergleichsstufe 24 und des Speichers 26, wobei der Wert, bei dem die Vergleichsstufe 22 anspricht, unter dem Wert liegt, bei dem die Vergleichsstufe 24 anspricht. Der kleinere Ansprechwert der Vergleichsstufe 22 stellt genau sicher, daß der Augenblickswert der Synchronimpulsamplitude nur für die gesamte Dauer des Synchronimpulses und nicht länger übertragen wird. Damit arbeiten die Vergleichsstufe 24 und der Speicher 26 so, daß das Ausgangssignal am Emitter des Transistors 102 genau dem Augenblickswert des Synchronimpulses für dessen gesamte Dauer folgt, wobei der zuletzt erreichte Wert bis zum nächsten Synchronimpuls gespeichert wird. Aufgrund der Wirkung des Transistors 52, welcher eine Rückkoppelschleife vervollständigt, wird das gesamte Signal so nach oben oder unten verschoben, daß die Synchronimpulsspitze (104 in F i g. 3) dem Spannungswert am Spannungsteiler zwischen den Widerstanden 62 und 63 entspricht. Wie oben schon erwähnt, kann auch der Wert 114 des vertikalen Synchronimpulses auf einen vorgegebenen Wert eingestellt werden. Der Begrenzertransistor 56 eliminiert die Videoinformation 112, welche in der vorliegenden Schaltung nicht von Interesse ist.

Die Vergleichsstufe 24 ist nicht nur durch das Ausgangssignal »selbst getastet«, sondern auch in der Frequenz begrenzt. Es ist nämlich erwünscht, daß das Synchronimpulsspitzen-Niveau auf einen bestimmten Spannungswert eingestellt und »begradigt« wird, ohne daß dabei ein unerwünschtes Ansprechen auf Rauschen vorhanden ist. Daher besitzt der Widerstand 96 in bezug auf die Kapazität 100 einen derartigen Wert, daß die Schaltungsanordnung schnell genug anspricht, um den gewöhnlichen hochfrequenten Schwankungskomponenten folgen zu können und dabei eine entsprechende Korrektur durchführen zu können, ohne daß sie dabei gleichzeitig auf die höherfrequenten Rauschkomponenten anspricht. Während der Zeit, in welcher der Transistor 94 leitet, mittelt die Kapazität 100 das weite Rauschen auf den Synchronimpulsspitzen, um den wahren Synchronimpulsspitzen-Wert zu bestimmen. Dabei wird das Signal in bezug auf diesen Spitzenwert über die Transistoren 102 und 52 einjustiert. Andererseits fließt über den Transistor 96 ein nicht ausreichender Strom, so daß die Schaltung schnellen Rauschimpulsen und ähnlichen Signalkomponenten nicht folgen kann. Diese Begrenzung in der Frequenz ermöglicht eine »Selbsttastung« in dem Sinne, daß eine Tastung durch das Ausgangssignal der Vergleichsstufe 22 im oben beschriebenen Sinne stattfindet. Die Frequenzbegrenzung ermöglicht, daß die Rückkoppelschleife an der Hinterflanke eines Synchronimpulses geöffnet werden kann, weil der begrenzte Strom über den Widerstand 96 verhindert, daß die Vergleichsstufe 24 in der Synchronimpulsflanke folgen kann. Die Charakteristik der Schaltung kann im Hinblick auf das Ansprechvermögen auf Schwankungen und das nicht Ansprechen auf Rauschkomponenten in bezug auf eine feste Signalamplitude optimal ausgelegt werden, wobei niederfrequente Komponenten (beispielsweise Netz-Komponenten) vor dem Verstärkertransistor 36 eliminiert werden, wie dies oben angegeben wurde.

In der Vergleichsstufe 20 erfolgt eine Aufteilung des über den Widerstand 74 fließenden Stroms zwischen der Diode 70 und dem Emitter des Transistors 72, wenn das Videosignal das Austastniveau 110 nach F i g. 3 erreicht. Im leitenden Zustand liefert der Transistor 72 einen Strom in die Kapazität 74, wobei der Widerstand 76 einen Entladeweg für diese Kapazität darstellt. Wie oben erwähnt, übt die Kapazität 40 die Funktion des Tiefpasses 30 aus. Diese Kapazität mittelt den Ladestrom für eine beträchtliche Anzahl von Perioden des Synchronsignals. Für eine gegebene Dauer des Eingangssignals, d. h. für eine gegebene Periode, während welcher Strom über den Transistor 72 fließt, liefert die Kapazität 40 einen vorgegebenen Wert des Ausgangssignals. Die resultierende Spannung an der Kapazität 40 wird im Rückkopplungspfad auf die Basis des Transistors 36 zur Regelung der Verstärkung des Verstärkers 12 gegeben, wodurch natürlich der Gesamtwert des Ausgangssignals dieses Verstärkers beeinflußt wird. Wenn die Ladung auf der Kapazität 40 zunimmt, leitet der Transistor 36 weniger, was zu einer größeren Verstärkung des Verstärkers führt. Wenn die Ladung auf der Kapazität 40 abnimmt, leitet der Transistor 36 in größerem Maße und stellt daher bis zu einem gewissen Grad einen Nebenschluß für den in den Transistor 34 fließenden Signalstrom dar, wodurch die Verstärkung des Verstärkers 12 reduziert wird. Die Schaltung ist so ausgelegt, daß die Ladung auf der Kapazität 40 so weit reduziert wird, daß das Niveau 110 im Effekt am Eingang der Vergleichsstufe 20 ansteigt, wenn der Transistor 72 lediglich für die Dauer des Synchronimpulses 106 nach F i g. 3 leitet. Dabei ist zu beachten, daß das Niveau 1104 so geregelt wird, daß es einer höheren definierten Spannung entspricht. Erfolgt nun die Verstärkungsreduzierung bis zu einem Punkt, an dem der Transistor 72 für eine längere Periode leitet, als dies durch das Austastniveau 110 vorgegeben ist, der Transistor leitet auch noch während der Videoinformation nach Fig.3, so wird die Kapazität 40 auf einen

Wert aufgeladen, bei dem die Verstärkung des Verstärkers 12 erhöht wird, bis die Stromaufteilung zwischen der Diode 70 und dem Transistor 72 stattfindet, wobei das Niveau UO spannungsmäßig gleich der Spannung der Basis des Transistors 72 ist. Die Spannung des Austastniveaus UO wird insgesamt auf der Basis der Periode des Eingangssignals voreingestellt, d. h., es ist keine Zeittaktinformation zur Einstellung und zur Nachfolgung der Klemmung dieses Wertes erforderlich. Ersichtlich entspricht diese Spannung des Niveaus 110 etwa dem durch den Transistor 56 eingestellten Begrenzungswert. Die Schaltung arbeitet im Normalbetrieb, wenn das Niveau 104 der Spannung am Abgriff zwischen den Widerständen 62 und 64 und das Austastniveau der Spannung am Verbindungspunkt zwischen den Widerständen 58 und 60 entspricht.

Wie oben erwähnt, ändert sich die Ladung auf der Kapazität 40 relativ langsam. Da das Eingangssignal sowohl vertikale als auch horizontale Synchronimpulse enthält und da das Austastniveau auf der Basis der Horizontal-Synchroninformation bestimmt wird, mittelt die Zeitkonstante des die Kapazität 40 enthaltenden Zweiges das Ausgangssignal der Vergleichsstufe 20 über mehrere Bilder.

Der Wert, bei dem sich der Strom über den Widerstand 82 zwischen der Diode 78 und dem Transistor 80 aufteilt, ist so gewählt, daß sich ein Ausgangssignal am Ausgang 28 ergibt, wenn das Signal einen Wert erreicht, der etwa gleich dem halben

ίο Synchronimpuls, d. h. gleich dem Wert 108, nach F i g. 3 ist. Dieser Wert ist aus Gründen der optimalen Rauschunabhängigkeit, der optimalen Signalanstiegszeit usw. gewählt. Die Schaltung wählt immer diesen Wert entsprechend der Spannung am Verbindungspunkt zwischen den Widerständen 58 und 64, um zu genau vorgegebenen Zeiten gleichförmig ein Ausgangssignal zu erzeugen, welche in gewünschter Weise genau der Zeit des Auftretens des Horizontal-Synchronimpulses entsprechen.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims (6)

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung zur Gewinnung von auf ein vorgegebenes Niveau bezogenen und eine vorgegebene Amplitude besitzenden Synchronimpulsen aus einem Videosignal mit einem Verstärkerzweig für das Videosignal und mit einer dem Videosignal-Verstärkerzweig nachgeschalteten Stufe, die bezogen auf eine etwa in der Mitte zwischen der vorgegebenen Synchronimpuls-Amplitude und einem vorgegebenen Austastniveau liegende Amplitude des verstärkten Videosignals Ausgangs-Synchronsignale liefert, gekennzeichnet durch einen ersten Rückkopplungskreis (14, 18, 24, 26), in dem aus der Amplitude der Synchronimpulse im verstärkten Videosignal ein auf die vorgegebene Synchronimpuls-Amplitude bezogener Signalwert erzeugbar und in den Videosignal-Verstärkerzweig (12) einspeisbar ist, und durch einen zweiten Rückkopplungskreis (20, 30), in dem das Austastniveau des verstärkten Videosignals auf das vorgegebene Niveau bezogen und aus dem ein entsprechender Signalwert in den Videosignal-Verstärkerzweig (12) einspeisbar ist, so daß die Amplitude des verstärkten Videosignals im Sinne der Einstellung des vorgegebenen Austastniveaus geändert wird.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Rückkopplungskreis (14, 18, 24, 26) eine die Amplitudenwerte der Synchronsignale im verstärkten Videosignal mit einem vorgegebenen Amplitudenwert vergleichende und einen diesem Vergleich entsprechenden Signalwert liefernde Stufe (24) sowie eine den Vergleichssignalwert speichernde Stufe (26) enthält.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Rückkopplungskreis (14, 18, 24, 26) der Vergleichsstufe (24) und der Speicherstufe (26) nachgeschaltet einen auf den Eingang des Videosignal-Verstärkerzweiges (12) gekoppelten, einen Tiefpaß (14) enthaltenden ίο Zweig sowie einen auf den Ausgang des Videosignal-Verstärkerzweiges (12) gekoppelten, einen Hochpaß (18) enthaltenden Zweig aufweist.

4. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Hochpaß (18) eine Rauschkomponenten eliminierende Frequenzgrenze besitzt.

5. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche i bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Speicherstufe (26) als kapazitiver, von der Vergleichsstufe (24) aufgeladener Speicher ausgebildet ist.

6. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Rückkopplungskreis (26, 30) eine das verstärkte Videosignal während des Austastintervalls mit dem vorgegebenen Austastniveau vergleichende Stufe (26) sowie einen dieser nachgeschalteten Tiefpaß (30) enthält und auf einen Verstärkungsregeleingang des Videosignal-Verstärkerzweiges (12) gekoppelt ist.