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Die Erfindung betrifft ein Übertragungssystem zur Übertragung von
in gleichstromhaltigem Binärcode codierten Digitalsignalen, mit mindestens einem
zwischen den einzelnen Abschnitten der tSbertragungsstrecke befindlichen Regeneratiwerstärker
für die Regeneration der störungsbehafteten Digitalsignale, wobei die Regenerativverstärker
je eine Einrichtung zur Gleichstrom-Wiederherstellung sowie einen Amplituden- und
Zeitregenerator einschließlich einem Vergleicher mit einer Schwelle aufweisen, der
einerseits einen dem Digitalsignal zugeordneten Eingang
und andererseits
einen Takteingang für ein zu den Einzelimpulsen des Digitalsignals synchrones Taktsignal
hat.
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Die Digitalsignale werden normalerweise aus Analogsignalen wie Sprachsignalen,
Meßwertsignalen od. dgl. gewonnen, da die Übertragung von Digitalsignalen störungsfreier
als von Analogsignalen vorgenommen werden kann. Dabei wird das Analogsignal zunächst
entsprechend dem Abtasttheorem abgetastet.
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Für die Übertragung der Abtastwerte sind bereits verschiedene Verfahren
oder Modulationsarten bekannt.
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Ein erstes Verfahren ist die Pulsamplitudenmodulation (PAM), bei
der man die Amplituden von Impulsen gleich groß macht wie die Amplituden der Abtastwerte.
Ein zweites Verfahren ist die Pulsphasenmodulation (PPM), bei der man die zeitliche
Lage (Phase) der Impulse proportional zur Größe der Abtastwerte verändert.
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Eine dritte Möglichkeit ist die Modulation der Impulsdauer, Pulsdauermodulation
(PDM). Dabei wird die Dauer der Impulse proportional zur Amplitude der Abtastwerte
moduliert.
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Weit verbreitet ist die Pulscodemodulation (PCM) (vgl. B. M. Oliver,
J. R. Pierce, C. E. Shannon, The Philosophy of PCM, Proc. IRE, November 1948).
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Bei diesem Modulationsverfahren wird ein Analogsignal zunächst einer
Pulsamplitudenmodulation unterzogen.
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Die so gewonnenen Abtastwerte des Analogsignals werden anschließend
quantisiert und nacheinander einem Codierer in Form eines Analog-Digital-Wandlers
zugeführt. Durch den Codierer wird jedem quantisierten Abtastwert ein Codewort zugeordnet,
das aus einer Folge einer bestimmten Anzahl von Codesymbolen besteht, die im (einfachsten)
Fall des Binärcodes zwei verschiedene Spannungs- oder Stromzustände (z. B. Spannungen
H U und U in F i g. 1 a), die üblicherweise »0«- und »1«-Einzelimpulse genannt werden
und zusammen das Digitalsignal bilden. Da die Codesymbole dann nur zwei verschiedene
Zustände annehmen können, bezeichnet man diese Art der Codierung als Binärcode (vgl.
den Binärcodierer in Fig. 2).
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Das Digitalsignal wird dann in einen Sender (vgl.
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F i g. 2) eingespeist und über eine tÇbertragungsstrecke zu einem
Empfänger übertragen. Die Übertragungsstrecke kann z. B. ein elektrisches Kabel,
eine Funkverbindung od. dgl. sein.
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Nach Durchlaufen der Obertragungsstrecke wird das vom Empfänger empfangene
Digitalsignal in ein Analogsignal decodiert, das bei idealer Übertragung dem senderseitigen
Analogsignal entspricht.
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Bei der Übertragung des Digitalsignals durch die Übertragungsstrecke
wird jedoch das Digitalsignal durch in die Ubertragungsstrecke von außen eindringende
Störsignale verfälscht, die Fremdstörungen genannt werden.
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Daneben gibt es sogenannte Eigenstörungen, die z. B. dadurch entstehen,
daß die Einzelimpulse des Digitalsignals sich gegenseitig beeinflussen, indem sie
sich teilweise überlappen.
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Um trotz der Störungen zu gewährleisten, daß das vom Sender des Übertragungssystems
in die Übertragungsstrecke abgegebene Digitalsignal hinsichtlich seiner Amplitude
und zeitlichen Lage im wesentlichen unverändert die Übertragungsstrecke durchläuft,
sind
bekanntlich in der Übertragungsstrecke in gewissen Abständen Regenerativverstärker
(vgl. F i g. 2) eingeschaltet, die das Digitalsignal bezüglich seiner Form und seiner
zeitlichen Lage »regenerieren«.
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Eine schwerwiegende Art von Eigenstörungen, die die fehlerfreie Übertragung
von im Binärcode codierten Digitalsignalen sogar ohne die Einwirkung von Fremdstörungen
unmöglich macht, resultiert daraus, daß die Kopplung des Digitalsignals vom Sender
bzw.
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von einem der Regenerativverstärker auf die einzelnen Abschnitte der
Übertragungsstrecke im allgemeinen nicht galvanisch, sondern kapazitiv oder induktiv
(mittels eines Übertragers) vorgenommen wird.
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Infolge dieser Kopplung fällt die Amplitude insbesondere der »1«-Impulse
des Digitalsignals (vgl.
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Strichlinien in F i g. 1 a) zeitlich etwas ab. Wenn mehrere » 1 «-Impulse
unmittelbar, d. h. ohne zwischenliegende » 0 «-Impulse, aufeinanderfolgen, kann
es also vorkommen, daß die Amplitude des oder der letzten »l«-Impulse unter die
Amplitudenschwelle AS (vgl. F i g. 1 a) der Regenerativverstärker gefallen ist,
so daß diese »1«-Impulse als »0«-Impulse regeneriert werden. Dieser Effekt ist als
Null-Linienwanderung aus der Telegraphie bekannt. Die Null-Linienwanderung kann
auch dahingehend verstanden werden, daß das im Binärcode vorliegende Digitalsignal
einen hohen Gleichstromgehalt, also eine starke Leistungs-Fourierkomponente der
Frequenz Null hat, so daß bei der Übertragung von Digitalsignalen ohne Übertragungsmöglichkeit
für die Frequenz Null die die Komponente mit der Frequenz Null betreffende beträchtliche
Information verlorengeht.
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Die bekannten Regeneratiwerstärker (vgl. F i g. 3) haben am Eingang
ein Empfangsfilter 201 (vgl. zum Beispiel M. R. Aa r o n, PCM-Transmission in the
Exchange Plant, Bell System Techn. Journal, Januar 1962, S. 101, 102), um das empfangene
Digitalsignal, das auf der Ubertragungsstrecke starken Dämpfungs-und Phasenverzerrungen
unterworfen ist, von den Verzerrungen zu befreien, Fremdstörungen zu unterdrücken
sowie die Einzelimpulse des Digitalsignals so umzuformen, daß sie sich gegenseitig
nicht wesentlich beeinflussen.
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An das Empfangsfilter schließt sich ein eine Amplitudenschwelle aufweisender
Amplitudenregenerator202 des Regenerativverstärkers an. Mit Hilfe des Regeneratiwerstärkers
ist es möglich, diejenigen Störungen zu eliminieren, die die bestimmte Amplitudenschwelle
(AS in Fig. 1 a mit der Spannung 0) der Regeneratiwerstärker nicht überschreiten.
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Die so amplitudenregenerierten Einzelimpulse müssen ab und zu (d.
h. nicht in jedem, sondern in jedem n-ten Regeneratiwerstärker des tSbertragungssystems,
wobei n von der Länge der einzelnen Abschnitte der Übertragungsstrecke abhängt)
in einem Zeitregenerator 204 bezüglich ihrer zeitlichen Lage regeneriert werden,
da die Flanken der Einzelimpulse infolge von Ungenauigkeiten bei der Entzerrung
und der Überlagerung von Störungen nicht definiert sind.
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Zu diesem Zweck wird z. B. (vgl. M. R. Aaron, a. a. 0.) aus dem empfangenen
Digitalsignal am Ausgang des Empfangsfilters 201 in einer Taktaussiebungseinrichtung
203 (vgl. F i g. 3) ein Taktsignal gewonnen, dessen Einzelimpulse mit der Folge
der Einzelimpulse des empfangenen Digitalsignals synchronisiert sind. Diese Taktsignal-Einzelimpulse
tasten die amplitudenregenerierten Digitalsignal-Einzelimpulse in ihrer Mitte ab.
Trifft im Zeitregenerator
in Form einer Koinzidenzschaltung ein
Einzelimpuls des Taktsignals mit einem amplitudenregenerierten Einzelimpuls des
Digitalsignals zusammen, so entsteht ein neuer Digitalsignal-Einzelimpuls, der auch
bezüglich seiner zeitlichen Lage regeneriert ist und auf den nächsten Abschnitt
der Übertragungsstrecke ausgesandt wird. Anstatt mit dem Ausgang des Empfangsfilters
kann die Taktaussiebungseinrichtung auch mit dem Ausgang des Amplituden- bzw. Zeitregenerators
verbunden sein (vgl. M. R. Aaron, a. a. O., S. 104).
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Theoretisch kann man auf diese Weise beliebig lange Übertragungsstrecken
vorsehen, ohne daß die Störungen immer größer werden. Darin ist der entscheidende
Vorteil von t Übertragungssystemen zur Übertragung von Digitalsignalen gegenüber
Übertragungssystemen zur Übertragung von Analogsignalen zu sehen. Wegen der Amplitudenschwelle
der Regenerativverstärker müssen beim Binärcode die » 1 «-Einzelimpulse des Digitalsignals
bei der Übertragung von Regenerativverstärker zu Regenerativverstärker oberhalb
dieser Amplitudenschwelle bleiben, da sie sonst fehlerhaft als »O«-Impulse regeneriert
werden.
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Vor allem die Eigenstörung in Form von Null-Linienwanderung bei im
Binärcode codiertem Digitalsignal hat dazu geführt, die binärcodierten Codeworte
am Ausgang des Binärcodierers vor der Einspeisung in die Übertragungsstrecke in
Codeworte eines höherwertigen Codes umzucodieren, bei dem die Codeworte aus drei-
oder vierwertigen Codesymbolen bestehen, während beim Binärcode die Codesymbole
nur zweiwertig sind. Die Codesymbole bzw.
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Einzelimpulse des Digitalsignals können in diesem Fall also drei oder
vier verschiedene Zustände einnehmen, so daß man von einem Ternär- oder Quaternärcode
spricht. Als Beispiele für bekannte Ternärcodes sind in Fig. lb und 1 c der Bipolarcode
und der Dipulscode gezeigt.
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Durch die Verwendung eines Ternär- oder Quaternärcodes an Stelle
des Binärcodes erreicht man zur Vermeidung der Null-Linienwanderung die gewünschte
Gleichstromfreiheit des Digitalsignals, wenn man die Redundanz dieser Codes gegenüber
dem gleichstromhaltigen oder redundanzfreien Binärcode ausnutzt und nur solche Folgen
von Codesymbolen zuläßt, deren Gleichstromanteile sich im Mittel aufheben bzw. konstant
sind.
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Der Übergang vom redundanzfreien Binärcode auf höherwertige Codes
erfordert jedoch den Einsatz sowohl eines sende- als auch empfangsseitigen Signalumcodierers,
ist also technisch aufwendig; außerdem ist vor allem der Amplituden- und Zeitregenerator
in den Regenerativverstärkern mit höherwertigen Codes komplizierter als bei einem
Regeneratiwerstärker für im Binärcode codiertes Digitalsignal.
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Ohne Signalumcodierung kommt man dagegen aus, wenn eine Einrichtung
zur Gleichstrom-Wiederherstellung in den Regenerativverstärkern vorgesehen ist.
Eine bekannte derartige Einrichtung ist in der Monographie W. R. Bennett, J. R.
Davey, Data Transmission, McGraw Hill Book Comp., 1965, S. 274, 275, angegeben.
Bei dieser unter dem Namen »quantisierte Rückkopplung« bekannten Gleichstrom-Wiederherstellung
(vgl. F i g. 4 a) werden die durch die Abtrennung der niederfrequenten Anteile (speziell
des Gleichstroms) des Digital-Signalspektrums entstehenden Verzerrungen kompensiert,
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dem vom regenerierten Ausgangssignal c des Regenerativverstärkers, also am Ausgang
des Amplituden- und Zeitregenerators 402, ein Teil d über einen Rückkopplungszweig
403 mit einem Kompensationsfilter 404 abgeleitet und dem Ausgangssignal a des (in
F i g. 4 a nicht gezeigten) Empfangsfilters über einen linearen Summationsverstärker
401 additiv so überlagert wird, daß das Summensignal b näherungsweise frei von Null-Linienschwankungen
ist.
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Diese bekannte Gleichstrom-Wiederherstellung besitzt folgende Nachteile:
1. Entscheidend für die Genauigkeit der Arbeitsweise ist vor allem das Kompensationsfilter
404 im Rückkopplungszweig 403; seine tJbertragungsfunktion muß sehr sorgfältig der
Hochpaßcharakteristik des den Regenerativverstärker an den vorhergehenden Übertragungsstreckenabschnitt
ankoppelnden Übertragers (bzw. zweier Übertrager in Kaskade) angepaßt sein. Da der
Rückkopplungszweig 403 eine Verzögerung von T/2 (T Codesymboldauer) einführt, wird
das Kompensationssignal dem Digitalsignal erst T/2 nach dessen Beginn überlagert,
so daß das Kompensationsfilter 404 erst ab diesem Zeitpunkt tatsächlich wirkt.
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2. Es wird der lineare Summationsverstärker 401 benötigt, von dem
ein Eingang galvanisch mit dem Ausgang des Kompensationsfilters 404 und der Ausgang
ebenfalls galvanisch mit dem Eingang des Amplituden- und Zeitregenerators 402 verbunden
ist, wodurch Gleichstromschwankungen seines Arbeitspunktes direkt in die Amplitudenentscheidung
des Amplituden- und Zeitgenerators 402 eingehen. Da außerdem der Summationsverstärker
401 im linearen Teil seiner Kennlinie arbeiten soll, muß ständig (auch bei fehlendem
Digitalsignal) ein entsprechender Ruhestrom fließen, was wegen der damit verbundenen
Leistungsaufnahme unerwünscht ist.
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Es ist daher Aufgabe der Erfindung, ein Üb ertragungssystem der eingangs
genannten Art so auszubilden, daß die Nachteile der durch Bennett und D av e y bekannten
Gleichstrom-Wiederherstellung vermieden werden, indem aufwendige Kompensationsfilter
und Summationsverstärker weggelassen sind.
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Diese Aufgabe wird bei einem Übertragungssystem der eingangs genannten
Art erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß der Eingang jedes Regenerativverstärkers
über einen Energiespeicher mit dem Eingang des Vergleichers verbunden ist; daß der
Vergleicher das Ausgangssignal des Energiespeichers in den Zeitpunkten des größten
Abstands von seiner Schwelle periodisch mittels des Taktsignals abtastet und dabei
amplitudenmäßig mit seiner Schwelle vergleicht; daß der Energiespeicher so bemessen
ist, daß er die Amplitudendifferenz zwischen den Momentanamplituden des Digitalsignals
und dem Ausgangssignal des Energiespeichers bis zum nächsten Abtastzeitpunkt speichert;
daß der Vergleicher für den Fall, daß das Ausgangssignal des Energiespeichers größer
als seine Schwelle ist, an seinem ersten Ausgang einen Impuls abgibt, der über einen
ersten Rückkopplungszweig einen ersten Schalter schließt und über diesen den Ausgang
des Energiespeichers im Abtastzeitpunkt mit einer Quelle positiven Sollpotentials
verbindet, während er für den Fall, daß das Ausgangssignal des Energiespeichers
in den Abtastzeitpunkten kleiner als seine Schwelle ist, an seinem zweiten Ausgang
einen Impuls abgibt, der über einen zweiten Rückkopplungszweig
einen
zweiten Schalter schließt und über diesen den Ausgang des Energiespeichers im Abtastzeitpunkt
mit einer Quelle negativen Sollpotentials verbindet, wobei die Sollpotentiale betragsmäßig
im wesentlichen gleich der Maximalamplitude eines Einzelimpulses des Digitalsignals
sind; und daß die Ausgänge des Vergleichers außerdem je an einem der beiden Eingänge
eines RS-Flipflops angeschlossen sind, dessen Ausgang das regenerierte Digitalsignal
aussendet.
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Das positive und negative Sollpotential sind also betragsmäßig gleich
groß, wobei der doppelte Betrag vorzugsweise gleich der Maximalamplitude eines (»1«-)Einzelimpulses
des Digitalsignals gewählt wird, zuzüglich eventuell vorhandener Spannungsabfälle
an den Schaltern. Grundsätzlich reicht es aber aus, daß der Sollpotentialbetrag
oberhalb der Schwelle des Vergleichers liegt. Die Schwelle des Vergleichers halbiert
den Sollpotentialbereich, d. h. ist gleich Null.
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Die erfindungsgemäß verwendete Gleichstrom-Wiederherstellung arbeitet
rein digital, indem die Korrektur des mit der Null-Linienwanderung behafteten Digitalsignals
über das Schließen der Schalter und das dadurch bewirkte Beaufschlagen mit dem Sollpotential
sowohl zeit- als auch amplitudendiskret erfolgt. An Stelle des Kompensationsfilters
nach Bennett und Davey (vgl. Fig. 4a) ist durch das Zusammenwirken des Energiespeichers
mit den Schaltern ein Halteglied vorgesehen, das die durch die Frequenzcharakteristik
der Übertrager verlorengegangenen Anteile des Digitalsignals über eine Treppenkurve
approximiert. Die erfindungsgemäße Gleichstrom-Wiederherstellung arbeitet äußerst
leistungsaufnahmearm, da nur für die Dauer der Abtastzeitpunkte Strom von den Sollpotentialquellen
fließt.
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Man kommt mit einem einzigen Regeneratiwerstärker aus, wenn das Digitalsignal
z. B. aus einem Datenspeicher über eine induktiv gekoppelte Leseeinrichtung erfaßt
und zu einem Rechner weitergeleitet wird. In diesem Fall muß ebenfalls der durch
die induktive Kopplung verlorengegangene Gleichstromanteil wiederhergestellt werden.
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Jeder Regenerativverstärker bildet eine für sich abgeschlossene Einheit
dadurch, daß in an sich bekannter Weise der Eingang jedes Regenerativverstärkers
an eine Taktaussiebungseinrichtung angeschlossen ist, die aus dem empfangenen Digitalsignal
das Taktsignal gewinnt.
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Damit ist gewährleistet, daß zwischen der Phasenlage der empfangenen
Digitalsignale und der Phasenlage des daraus abgeleiteten Taktsignals eine eindeutige
Beziehung besteht und Laufzeitschwankungen der Übertragungsleitung im Gegensatz
zur Taktversorgung aus einem externen Taktgenerator automatisch ausgeglichen werden.
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Um einen möglichst großen Abstand zwischen zwei Regenerativverstärkern
erzielen zu können, ist es zweckmäßig, daß jeder Regenerativverstärker in an sich
bekannter Weise für das ankommende Digitalsignal ein dieses entzerrendes und impulsformendes
Empfangsfilter hat.
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Gleichzeitig wird damit eine optimale Unterdrückung von Fremd- und
Eigenstörungen erzielt.
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In diesem Fall empfiehlt es sich, daß in an sich bekannter Weise
der Ausgang des Empfangsfilters an die Taktaussiebungseinrichtung angeschlossen
ist, da das Leistungsspektrum des Empfangsgitter-Ausgangssignals durch nichtlineare
Mittel so umgeformt werden kann, daß dann die Taktfrequenz in Form einer diskreten
Spektrallinie vorhanden ist.
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Ein besonders einfach aufgebauter getasteter Vergleicher ergibt sich
dadurch, daß der Vergleicher aus zwei hintereinandergeschalteten NAND-Gliedern mit
je zwei Eingängen besteht, daß der erste Eingang des ersten NAND-Glieds an den Ausgang
des Energiespeichers und der erste Eingang des zweiten NAND-Glieds an den Ausgang
des ersten NAND-Glieds angeschlossen ist, daß die zweiten Eingänge beider NAND-Glieder
untereinander verbunden den Takteingang bilden und daß der Ausgang des ersten NAND-Glieds
mit dem einen Schalter und der Ausgang des zweiten NAND-Glieds mit dem anderen Schalter
verbunden ist.
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Der Aufwand sowie die Leistungsaufnahme werden dadurch weiter verringert,
daß der erste Schalter ein pnp-Transistor und der zweite Schalter ein npn-Transistor
ist, daß der Emitter des ersten Transistors mit der Quelle positiven Sollpotentials
und der Emitter des zweiten Transistors mit Erdpotential beaufschlagt ist, und daß
die Ausgänge der beiden NAND-Glieder jeweils mit der Basis der Transistoren verbunden
sind, wobei nach dem Ausgang des zweiten NAND-Glieds noch ein NICHT-Glied zwischengeschaltet
ist.
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Ferner ist es vorteilhaft, daß der Energiespeicher ein Kondensator
ist.
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Auf diese Weise wird jegliche galvanische Kopplung zwischen dem Empfangsfilter
einerseits und dem Amplituden- und Zeitregenerator andererseits vermieden, weshalb
Arbeitspunktschwankungen des Empfangsfllter-Verstärkers nicht in die Entscheidung
des Amplituden- und Zeitregenerators mit eingehen.
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Auch hier ist der schaltungstechnische Aufwand äußerst gering.
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Zur Regenerierung des verzerrten Eingangssignals auch bezüglich der
Impulsform empfiehlt es sich, daß das RS-Flipflop aus zwei weiteren NAND-Gliedern
mit je zwei Eingängen besteht, von denen die ersten Eingänge an die Ausgänge des
Vergleichers angeschlossen sind, während der zweite Eingang jeweils mit dem Ausgang
des anderen NAND-Glieds verbunden ist.
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Dies ist möglich, weil der Vergleicher so geformte Ausgangsimpulse
liefert, daß sie direkt zur Ansteuerung eines derartigen Flipflops geeignet sind.
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Die Erfindung wird an Hand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigen
F i g. 1 a, lb, 1 c Beispiele für gleiche Digitalsignale, die in Binärcode (F i
g. 1 a) und zwei Ternärcodes (F i g. 1 b und 1 c) codiert sind, F i g. 2 das Blockschaltbild
eines an sich bekannten Obertragungssystems, F i g. 3 das Prinzipschaltbild eines
an sich bekannten Regenerativverstärkers, Fig. 4a das Blockschaltbild der durch
B ennett und Davey bekanntgewordenen Einrichtung zur Gleichstrom-Wiederherstellung,
Fig. 4 b ein Impulsdiagramm zu Fig. 4 a, F i g. 5 a das Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels
der erfindungsgemäßen Einrichtung zur Gleichstrom-Wiederherstellung in einem Regenerativverstärker,
Fig. 5b ein Impulsdiagramm zu Fig. 5 a, F i g. 6 a eine zweckmäßige genauere Ausbildung
des Ausführungsbeispiels von F i g. 5 a und F i g. 6 b ein Impulsdiagramm zu F i
g. 6 a.
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Fig. la bis 1 c, 2, 4 a, 4b sind bereits erläutert worden.
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F i g. 5 a zeigt das Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels der
erfindungsgemäßen Einrichtung zur Gleichstrom-Wiederherstellung in einem Regenerativverstärker.
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504 bedeutet den Eingang der Einrichtung, der, falls kein Empfangsfilter
wie 201 in Fig. 3 vorhanden ist, gleich dem Eingang des Regenerativverstärkers ist.
Unmittelbar auf den Eingang 504 folgt ein Energiespeicher 503, der z. B. ein Kondensator
oder eine Induktivität sein kann, wie noch genauer erläutert werden wird.
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Der Ausgang des Energiespeichers 503 ist zunächst an einen (ersten)
Eingang 502 eines Vergleichers (Komparators) 506 mit einer Schwelle Us angeschlossen,
dem an einem weiteren Takteingang 505 ein Taktsignal T* zugeführt wird, das aus
einer Taktaussiebungseinrichtung wie 203 in Fig. 3 oder aus irgendeiner externen
Taktsignalquelle stammen kann, die z. B. allen Regenerativverstärkern eines hub
er tragungssystems gemeinsam ist.
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Der Vergleicher 506 hat zwei Ausgänge 507 und 508, an die die beiden
Eingänge eines RS-Flipflops 511 angeschlossen sind. Der Ausgang512 des RS-Flipflops
511 stellt gleichzeitig den Ausgang des Regenerativverstärkers dar. Der Vergleicher
506 und das RS-Flipflop 511 bilden zusammen den Amplituden- und Zeitregenerator
501, der eine Zusammenfassung des Amplitudenregenerators 202 und des Zeitregenerators
204 in F i g. 3 ist.
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Die Ausgänge 507 und 508 des Vergleichers 506 sind über Leitungen
509 bzw. 510 jeweils an den Steuereingang eines Schalters Sl bzw. 5, angeschlossen.
Die SchalterS, und S2 sind mit einer Quelle positiven Sollpotentials + UO bzw. negativen
Sollpotentials - U0 verbunden, das sie bei Ansteuerung über die Ausgänge 507 bzw.
508 des Vergleichers 506 durch Schließen an den Ausgang des Energiespeichers 503
legen, so daß alternativ diese Sollpotentiale dem Ausgangssignal U2 des Energiespeichers
503 überlagert werden.
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Die im Ausführungsbeispiel von F i g. 5 a auftretenden Signale sind
im einzelnen in F i g. 5 b gezeigt.
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Die genaue Wirkungsweise des Ausführungsbeispiels von F i g. 5 a
soll jetzt unter Zuhilfenahme von Fig. 5b erläutert werden: Das Digitalsignal U,
gelangt über den Energiespeicher 503 als Signal U, zum Eingang 502 des Vergleichers
506, wo es periodisch in äquidistanten Abtastzeitpunkten t, t +,... mit der Frequenz
des Taktsignals T* am Takteingang 505 des Vergleichers 506 abgetastet wird. Die
Abtastzeitpunkte tv, tv +i...
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sind so gewählt, daß das Signal U, seinen maximalen Abstand von der
Schwelle Us des Vergleichers 506 hat. In den Abtastzeitpunkten führt der Vergleicher
506 einen Vergleich zwischen einerseits einem Eingangssignal U2 (t) = U, (t) - A
U (t) und seiner Schwellenspannung Us durch. Für U2 (4) Us entsteht am Vergleicherausgang
507 ein Nadelimpuls S(tv), durch den der Schalters geschlossen und dadurch der Energiespeicher
503 für die Dauer A t eines Taktimpulses mit dem positiven Sollpotential + Un beaufschlagt
wird. Die Differenzspannung A U (t) zwischen der Momentanamplitude U,(t,) und +
UO wird dann im Energiespeicher 503 bis zum nächsten Abtastzeitpunkt 4+1 gespeichert.
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Falls das Signal U2 (tv) in den Abtastzeitpunkten tv
unter der Schwelle
Us des Vergleichers 506 liegt, erfolgt über einen Impuls R (tv) am anderen Ausgang
508 des Vergleichers 506 eine »Festklemmung« auf das negative Sollpotential - U0.
In diesem Fall nimmt der Energiespeicher 503 die Differenzspannung zwischen - U,
einerseits und U,(t,) andererseits auf.
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Aus den Impulsen S (t) und R (t) erfolgt über das Flipflop 511 dann
die Regenerierung in ein NRZ (»non-returnto-zero«)-Digitalsignal Q (t) im Binärcode,
d. h., die Dauer T der Einzelimpulse des Digitalsignals ist gleich dem Kehrwert
der Taktfrequenz.
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Dadurch wird eine minimale Bandbreite des Digitalsignals gewährleistet,
so daß die tJbertragungsstreckenabschnitte (z. B. Kabel) ebenfalls nur eine geringe
Bandbreite benötigen.
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Die Wirkungsweise des Ausführungsbeispiels von F i g. 5 a kann abstrakter
folgendermaßen erklärt werden: Wie bereits eingangs ausgeführt wurde, hat das Phänomen
der Null-Linienwanderung infolge mangelnder Gleichstromübertragung bei der Kopplung
der Regeneratiwerstärker an die tJbertragungsstreckenabschnitte zufolge, daß (vgl.
F i g. 1 a) bei ununterbrochenem Auftreten hintereinander von mehreren gleichartigen
Einzelimpulsen im Digitalsignal das am Eingang des Amplituden- und Zeitregenerators
jedes Regeneratiwerstärkers anliegende tatsächliche Signal den in F i g. 1 a gezeigten
Strichlinien-Verl auf hat. Die Gleichstrom-Wiederherstellung bezweckt also, den
durch das Fehlen des Gleichstromanteils bedingten Abfall des Digitalsignalpegels
im Laufe der Zeit rückgängig zu machen, also den Digitalsignalpegel möglichst in
seinem ursprünglichen Abstand von der Amplitudenschwelle AS des Amplituden- und
Zeitregenerators und damit des gesamten Regenerativverstärkers zu erhalten.
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In F i g. 5 b ist zunächst ein von einem Übertragungsstreckenabschnitt
kommendes Digitalsignal U, (t) (strichliniiert dargestellt) zu sehen, das ebenfalls
einen Abfall des Signalpegels zeigt. Es geht nun darum, diesen Pegel abfall in Grenzen
zu halten. Dies wird erfindungsgemäß erreicht, indem periodisch entsprechend der
Frequenz des Taktsignals das positive bzw. negative Sollpotential +UO bzw. - U0
an den Ausgang des Energiespeichers 503 angelegt wird, so daß die Differenz zwischen
dem positiven bzw. negativen Sollpotential + UO bzw. - U, und dem am Eingang 504
des Energiespeichers 503 angelegten Digitalsignal U, (t) gespeichert wird und sich
dem Signal U1 (t) überlagert.
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Damit wird in allen Abtastpunkten tv, t,,,... eine Kompensation des
momentanen Pegel abfalls von U, (t) vorgenommen, d. h. »der Gleichstromanteil wiedergewonnen«.
Dabei sind die Sollpotentiale + UO und - U, betragsmäßig gleichgroß, wobei 2 UO
gleich der Maximalamplitude eines »1«-Einzelimpulses des Digitalsignals U, (t) gewählt
wird, zuzüglich ventuell vorhandener Spannungsabfälle an den Schaltern 5, und 52.
Die Schwelle Us halbiert den Soll-Potentialbereich 2 UO, d. h. Us = 0.
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Eine detaillierte Ausführung des Blockschaltbildes von Fig. 5a ist
in Fig. 6a gezeigt. In Fig. 6a sind die Blöcke von F i g. 5 a in Strichlinie eingezeichnet,
um das Verständnis zu erleichtern. Im einzelnen bedeuten in Fig. 6 a C einen Kondensator,
T, und T2 je einen als Schalter betriebenen Transistor, G,, G2, G2, G4NAND-Glieder,
während mit I ein NICHT-Glied bezeichnet ist. Außerdem sind den Transistoren
T,
und T2 je zwei ohmsche Widerstände R11, R,2 bzw. Rof, R22 zugeordnet.
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Der zweite Eingang der beiden NAND-Glieder G, und G2 wird jeweils
mit dem Taktsignal T* beaufschlagt. Der Transistor T, ist vom pnp-, der Transistor
T2 vom npn-Leitfähigkeitstyp; der Emitter des Transistors T, ist an das positive
Spannungspotential +UO gelegt, der Emitter des Transistors T2 dagegen an Erdpotential
(- U0 e 0). Die beiden Widerstände R,, und R,2 bzw. R2l und R22 bilden jeweils einen
Spannungsteiler, um eine zu starke Übersteuerung der beiden Transistoren zu vermeiden.
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Die Wirkungsweise der Schaltung von Fig. 6a ist wie folgt (vgl. F
i g. 6 b): U2(t#)= U1(t#) - #U(t#) sei zu Beginn des Abtastzeitpunktes t# größer
als die Schwelle(nspannung) Us des NAND-Glieds G,, so daß an dessen Ausgang ein
ImpulsS'(t) entsteht, dessen Verknüpfung mit dem Taktimpuls T* (tv) jedoch keinen
Impuls R' (t) am Ausgang des NAND-Glieds G2 bewirkt. Der Impuls 5' (4) schaltet
die Basis-Emitter-Strecke des Transistors T, und damit auch dessen Kollektor-Emitter-Strecke
durch und legt so den Kondensator C an das Potential + U0. Für die Spannungsänderung
des Kondensators C gilt jetzt: #U(>t#) # U1 (tV) - U0 = U2 U2(t#) + #U(t#) -
U0, d. h., die Differenzspannung d U beträgt #U(>t#) = U2(t#) - U0.
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A U wird bis zum nächsten Abtastzeitpunkt t#+1 gespeichert, da sich
der Kondensator C zwischen zwei Abtastzeitpunkten 4 und 4+, nicht entladen kann
(das NAND-Glied G, ist gesperrt).
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Falls zu Beginn des nächsten Abtastzeitpunktes tv+l jedoch U2 U2(t#+1)>Us
+ 1) U5 ist, erzeugt der Takt T*(t#+1) zusammen mit dem Ausgangssignal des NAND-GliedsGl
einen Impuls R'(t#+1), der im NICHT-Gliedl zu einem positiven Impuls negiert wird
und den Transistor T2 durchsehaltet. Der KondensatorC wird an das Massepotential
gelegt; die Differenzspannung beträgt jetzt #U(>t#+1) = U2(t#+1) - 0 und wird
bis zum nächsten Abtastpunkt (4+2) gehalten usw.