DE1202324B - Impulsuebertragungssystem zur UEbertragung von Impulsen mit diskreten Amplitudenwerten mit Massnahmen zu deren Regenerierung - Google Patents
Impulsuebertragungssystem zur UEbertragung von Impulsen mit diskreten Amplitudenwerten mit Massnahmen zu deren RegenerierungInfo
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Description
DEUTSCHES
PATENTAMT
AUSLEGESCHRIFT
Int. α.:
H03k
Deutsche Kl.: 21 al-36/04
Nummer: 1202 324
Aktenzeichen: P 33663 VIII a/21 al
Anmeldetag: 21. Februar 1964
Auslegetag: 7. Oktober 1965
Die Erfindung bezieht sich auf ein Impulsübertragungssystem zur Übertragung von Impulsen mit
zwei oder mehr diskreten Amplitudenwerten, von denen einer Null sein kann, wobei alle Impulse die
gleiche Länge haben oder Längen, die ganzzahlige Vielfache einer gemeinsamen Bitlänge sind. Ziel der
Erfindung ist die Kompensation der Nullpunktverschiebung in den empfangenen Signalen nach der
Demodulation, soweit erforderlich, damit die von der Nullpunktverschiebung hervorgerufenen Identifizierungsfehler
beseitigt werden.
Erfindungsgemäß wird die ankommende Signalkurve in irgendeiner herkömmlichen Weise derart
wiederhergestellt, daß eindeutige und scharf definierte Impulse erzeugt werden, von denen jeder einen
von mehreren gewünschten Amplitudenwerten und genau die Länge einer ganzen Zahl von Bitperioden
hat, und diese wiederhergestellte Signalkurve wird durch eine Kunstleitung geschickt, die so ausgeführt
ist, daß sie die Signalkurve um die gleichen Werte, aber in entgegengesetzter Richtung wie die vom
Übertragungssystem hervorgerufene Verzerrung verzerrt; das Ausgangssignal dieser Kunstleitung wird
der ankommenden Signalkurve zur Erzeugung einer kombinierten Signalkurve überlagert, welche im
wesentlichen dem gesendeten Signal, abgesehen von den Veränderungen durch das Rauschen, entspricht
und welche im wesentlichen frei von der Nullpunktverschiebung ist, die von der im Übertragungssystem
hervorgerufenen Verzerrung stammt.
Bei den meisten Formen einer digitalen Nachrichtenübertragung tritt eine sich nicht wiederholende
Ziffernfolge auf. Eine Fourieranalyse einer solchen Ziffernfolge ergibt Komponenten, deren Frequenzen
von Null bis Unendlich gehen. Es ist allgemein bekannt, daß bei dem Verfahren der Probewertentnahme
zur Feststellung der Ziffernwerte eine Begrenzung der hohen Frequenzen auf etwa das
0,6fache der Schrittgeschwindigkeit ohne merklichen Verlust an Entschlüsselsicherheit angewendet werden
kann. Jede Dämpfung oder Phasenverzerrung der niederfrequenten Bestandteile ruft dagegen eine
scheinbare Verschiebung des Wechselstromnullpunkts der Ziffernfolge hervor, wobei die Art dieser Verschiebung
mit der angewendeten Verzerrung zusammenhängt. Bei Anwendung der üblichen Schwellwertdemodulation
ruft diese Nullpunktverschiebung Fehler hervor. Der dadurch hervorgerufene Fehleranteil
ist eine Funktion des Zusammenhangs zwischen der Schrittgeschwindigkeit und den Frequenzen, bei
denen eine Verzerrung der Komponenten auftritt, sowie der Grad dieser Verzerrung.
Impulsübertragungssystem zur Übertragung
von Impulsen mit diskreten Amplitudenwerten
mit Maßnahmen zu deren Regenerierung
von Impulsen mit diskreten Amplitudenwerten
mit Maßnahmen zu deren Regenerierung
Anmelder:
The Plessey Company (U. K.) Limited,
Ilford, Essex (Großbritannien)
Vertreter:
Dipl.-Ing. E. Prinz, Dr. rer. nat. G. Hauser
und Dipl.-Ing. G. Leiser, Patentanwälte,
München-Pasing, Ernsbergerstr. 19
und Dipl.-Ing. G. Leiser, Patentanwälte,
München-Pasing, Ernsbergerstr. 19
Als Erfinder benannt:
Alan John Henry Oxford, Ampfield, Hampshire; Richard Thomas Albert Standford,
Fareham, Hampshire;
James Alexander Galloway,
Heath, Cardiff, South Wales (Großbritannien)
Beanspruchte Priorität:
Großbritannien vom 21. Februar 1963 (6945) - -
Bei bestimmten Übertragungssystemen, insbesondere bei jedem Einseitenbandmodulationsverfahren,
ist es praktisch unmöglich, eine gewisse Verzerrung der niederfrequenten Komponenten zu vermeiden.
Beispielsweise kann bei einem Einseitenbandsystem die Sperrung des unerwünschten Seitenbands entweder
durch die Anwendung von Filtern oder durch die Anwendung von Phasenschaltungen erfolgen. Ein
Filter hat die Aufgabe, zwei Seitenbänder voneinander zu trennen, die sich beide bis zu der Trägerfrequenz
erstrecken, wobei diese Grenze dem Modulatorausgangssignal für Modulationskomponenten der
Frequenz Null entspricht. Da nur eine endliche Trennschärfe möglich ist, ergibt sich unvermeidlich
eine Verzerrung der niederfrequenten Modulationskomponenten des gewünschten Seitenbands sowohl
durch die direkte Dämpfung als auch durch die Phasenverschiebung in dem sendeseitigen Filter als
auch durch die Hinzufügung von verzerrten Restkomponenten des unerwünschten Seitenbands bei der
empfangsseitigen Demodulation. Der Grad dieser Verzerrung kann bis zu mehreren 100° Phasenverschiebung
und/oder bis zu Dämpfungen in der
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Größenordnung von mehreren Neper gehen. Die Tatsache, daß es praktisch unmöglich ist, eine Modulationsphasenschieberschaltung
zu erzeugen, die bis zu der Frequenz Null arbeitet, führt gleichfalls zu einer Verzerrung auf Grund dieser beiden Effekte.
Praktisch kann das Ausmaß dieser Verzerrung zu unzulässig großen Fehleranteilen bei den bisher bekannten
Einseitenband-Impulsübertragungssystemen führen. Die Erfindung eignet sich daher mit besonderem
Vorteil für Einseitenband-Impulsübertragungssysteme, in welchen sie eine beträchtliche Herabsetzung
dieses Fehleranteils ermöglicht.
Bei jedem Einseitenbandsystem besteht das besondere Problem, eine Übertragung mit annehmbaren
Fehleranteilen unter Verwendung von praktisch herstellbaren Filtern oder Phasenschiebern zu ermöglichen,
wobei das System so unempfindlich gegen eine Niederfrequenzverzerrung ist, daß eine beträchtliche
Vereinfachung der Anforderungen an die Filter oder Phasenschieber ermöglicht wird.
Alle praktisch brauchbaren Impulsübertragungssysteme machen von der Tatsache Gebrauch, daß
empfangsseitig zwei wichtige Tatsachen hinsichtlich der Art des Modulationssignals von vornherein bekannt
sind. Erstens ist die annähernde Schrittgeschwindigkeit bekannt, und die wirkliche Schrittgeschwindigkeit
kann daher aus den Nulldurchgängen des Modulationssignals abgeleitet werden; zweitens ist bekannt,
daß das Signal zwischen einer Anzahl von diskreten »Zuständen« mit bekannten Beziehungen schwankt.
Im Anschluß an eine Demodulation durch Probewertentnahme mit der genau bestimmten Schrittgeschwindigkeit
und eine Entscheidung hinsichtlich des augenblicklichen »Zustands« durch Vergleich
mit festgelegten Normen oder Schwellen kann dann das Signal so wiederhergestellt werden, daß es sowohl
zeitlich als auch der Größe nach richtig quantisiert wird.
Dieses Signal unterscheidet sich dann von einem Signal, das nach Übertragung durch ein vollkommenes
System empfangen würde, nur dadurch, daß es einige Fehler enthält und eine Verzögerung um einen
halben Schritt aufweist, welche sich aus dem Verfahren der Demodulation durch Probewertentnahme
zwangläufig ergibt. Die bisher beschriebenen Maßnahmen werden bei Empfang von digitalen Signalen
allgemein vorausgesetzt und angewendet.
Wenn das regenerierte Signal, das in der soeben beschriebenen Weise erhalten worden ist, durch eine
Schaltung geschickt wird, deren Kennlinie komplementär zu der Kennlinie ist, welche die Niederfrequenzverzerrung
hervorgerufen hat, und welche außerdem eine Phasenkennlinie aufweist, die so modifiziert
ist, daß die durch das Demodulationsverfahren hervorgerufene Verzögerung um einen halben
Schritt berücksichtigt wird, stellt das Ausgangssignal dieser Schaltung bei richtiger Bemessung seiner
Größe genau das Signal dar, welches zur Korrektur der Niederfrequenzverzerrung des ankommenden
Signals erforderlich ist. Wenn das Ausgangssignal dieser Schaltung zu dem ankommenden Signal vor
der Probewertentnahme und der Schwellwertentscheidung hinzuaddiert wird, korrigiert es die Verzerrung
des ankommenden Signals, soweit dies auf Grund der vom Rauschen des Systems hervorgerufenen
Fehler möglich ist.
Die Erfindung wird nachstehend an Hand der Zeichnungen beispielshalber erläutert. Darin zeigt
Fig. 1 ein Blockschaltbild der wesentlichen Bestandteile
einer nach der Erfindung ausgeführten Empfangsschaltung,
Fig. 2 Diagramme des zeitlichen Verlaufs von Spannungen, welche an bestimmten Punkten der Anordnung
von F i g. 1 auftreten,
F i g. 3 ein Schaltbild einer praktischen Ausführung der bei der Anordnung von Fi g. 1 verwendeten
Niederfrequenz-Kunstleitungsschaltung,
ίο Fig. 4 ein Diagramm des Amplitudenfrequenzgangs
der Schaltung von F i g. 3,
Fig. 5 ein Diagramm des Phasenfrequenzgangs der Schaltung von F i g. 3 und **
F i g. 6 ein Vektordiagramm zur Erläuterung der Wirkungsweise der erfindungsgemäßen Schaltung.
In F i g. 2 stellt der Kurvenzug I das dem Sender zugeführte Signal dar. Bei dem gewählten Beispiel
handelt es sich um einen Impulszug mit zwei Amplitudenwerten, welche nachstehend als Zeichenschrittwert
bzw. als Trennschrittwert bezeichnet werden sollen. Das Signal beginnt mit einem Zeichenschrittimpuls,
der die Länge von 4 Bits hat; darauf folgt ein Trennschrittimpuls von der Länge eines einzigen Bits,
auf den wieder der Reihe nach ein Zeichenschrittimpuls von 3 Bits, einTrennschrittimpuls von 2 Bits, ein
Zeichenschrittimpuls von 1 Bit, ein Trennschrittimpuls von 1 Bit, ein Zeichenschrittimpuls von 2 Bits
und ein Trennschrittimpuls von 2 Bits folgen. Auf Grund der Eigenschaften des Übertragungssystems,
das beispielsweise einen einseitenbandmodulierten Funksender und die Eingangsstufen des Empfängers
einschließlich der Demodulationsstufe enthalten kann, ist, das im Empfänger erscheinende demodulierte
Signal so verzerrt, daß es die bei II dargestellte Form annimmt. Außer einer Abrundung der scharfen Kanten
zeigt dieser Kurvenzug II eine überlagerte Verzerrung mit einer Grundfrequenz, die beträchtlich
niedriger als die Schrittfrequenz ist, und als Folge davon ist der demodulierte Kurvenzug mit einer NuIlpunktverschiebung
behaftet, welche bei dem dargestellten Beispiel die Folge hat, daß der zweite Zeichenschrittimpuls
am Ende unter den Schwellwert χ fällt, der zur Unterscheidung zwischen Zeichenschrittimpulsen
und Trennschrittimpulsen dient, und daß der zweite, der dritte und der vierte Zeichenschrittimpuls
insgesamt so nahe an den Schwellwert gebracht werden, daß sie durch irgendwelche überlagerte Störsignale
leicht in den Bereich dieses Schwellwertes gebracht werden können, wodurch eine Unsicherheitsperiode
entsteht. Der dargestellte Kurvenzug ist zur Vereinfachung unter der Annahme gezeichnet, daß
keine Störsignale vorhanden sind.
Im praktischen Betrieb sind solche Unsicherheitsperioden voneinander durch normale Perioden ge-
trennt, in welchen die Signalimpulse leicht identifizierbar sind. Bei der erfindungsgemäßen Anordnung
verursacht die erste normale Periode die Erzeugung eines Kurvenzugs mit komplementärer Verzerrung,
wodurch der bei III dargestellte Kurvenzug zur Kompensation der Nullpunktverschiebung erhalten
wird. Nachdem dieser Korrekturkurvenzug auf den richtigen Spannungspegel und die richtige Phasenbeziehung
gebracht worden ist, kann er dem Kurvenzug II so überlagert werden, daß der hinsichtlich der
Nullpunktverschiebung kompensierte Kurvenzug IV erhalten wird.
In F i g. 1 zeigen die römischen Zahlen die Stellen,
an welchen die mit den gleichen römischen Zahlen
in F i g. 2 bezeichneten Signale auftreten. Der ankommende verzerrte Kurvenzug II wird einer Additionsschaltung
1 zugeführt, die beispielsweise als Widerstandsadditionsschaltung ausgeführt sein kann.
In dieser Additionsschaltung wird dem Kurvenzug II der Kompensationskurvenzug III überlagert, so daß
am Ausgang der Additionsschaltung I der korrigierte Kurvenzug IV erscheint. Dieser korrigierte Kurvenzug
wird einer Anordnung 2 zugeführt, die etwas freizügig als Amplitudenquantisierungsanordnung bezeichnet
werden kann. Sie besteht aus einem Verstärker mit hohem Verstärkungsfaktor, dem ein Ausgangsspannungsbegrenzer
zugeordnet ist, wodurch der Kurvenzug IV in den korrigierten Kurvenzug VI umgewandelt wird. Aus diesem Kurvenzug werden
in Abständen von einer Bitperiode Probewerte entnommen, damit ein wiederhergestelltes Signal erzeugt
wird. Damit die Probewertentnahme nur an den Stellen erfolgt, an denen die größte Sicherheit des
Amplitudenwerts (Zeichenschrittwert oder Trennschrittwert) besteht, erfolgt sie in der Mitte jeder
Bitperiode. Dies geschieht mit Hilfe einer Ziffernwertenentnahmeschaltung
3, welche das Ausgangssignal der Amplitudenquantisierungsschaltung 2 empfängt. Diese Entnahmeschaltung 3 ist ein Rechtecksignalgenerator
(Kippschaltungsoszillator), der im wesentlichen mit der Schrittgeschwindigkeit arbeitet
und den Kurvenzug VII erzeugt. Die Frequenz dieses Generators ist durch eine Steuerspannung regelbar,
welche dadurch erhalten werden kann, daß während jedes Nulldurchgangs des korrigierten Kurvenzugs VI
der Spannungswert einer Sägezahnkurve festgestellt wird, die aus dem Ausgangssignal VII des Rechtecksignalgenerators
abgeleitet ist. Jede Abweichung der Frequenz des Rechtecksignalgenerators von einer
Frequenz, bei welcher der Abstand zwischen zwei Nulldurchgängen des korrigierten Kurvenzugs VI ein
ganzzahliges Vielfaches der Schwingungsperiode des Rechtecksignalgenerators ist, ergibt dann eine Steuerspannung, mit welcher die Schwingungsfrequenz in
der entsprechenden Richtung verändert wird. Das Ausgangssignal VII des Rechtecksignalgenerators
dient zur Erzeugung eines Probewertentnahmeimpulses am Ende jeder zweiten Halbwelle, wie bei
VIII dargestellt ist. Diese Probewertentnahmeimpulse dienen in einer Zeitquantisierungsschaltung 4 zur Erzeugung
des zeitquantisierten Kurvenzugs V aus dem korrigierten Kurvenzug VI. Der Kurvenzug V ist,
abgesehen von etwa auftretenden Fehlern, eine genaue Wiedergabe des ursprünglichen Signalkurvenzugs
I, jedoch gegen diesen um eine halbe Bitperiode verzögert. Dieser Kurvenzug V stellt dementsprechend
das Ausgangssignal der erfindungsgemäßen Anordnung dar, das jeder gewünschten Entschlüsselungsanordnung
zugeführt werden kann. Dieses regenerierte Ausgangssignal wird außerdem einer Niederfrequenz-Kunstleitungsschaltung
5 zugeführt, in welcher es einer Verzerrung unterworfen wird, die gleich und entgegengesetzt zu der Verzerrung ist,
welche der ursprüngliche Signalkurvenzug I in den Sende- und Empfangseinrichtungen vor Ankunft am
Punkt II in F i g. 1 erleidet. Zugleich wird dem regenerierten Ausgangssignal in der Schaltung 5 eine
Phasenvoreilung erteilt, die annähernd einer halben Bitperiode entspricht, damit die Verzögerung um
eine halbe Bitperiode kompensiert wird, welche durch das Verfahren der Probewertentnahme hervorgerufen
wird, wodurch der gewünschte Kompensationskurvenzug III (Fig. 2) erhalten wird. Ein
Schaltungsbeispiel für eine brauchbare Ausführungsform der Niederfrequenz-Kunstleitungsschaltung für
ein bestimttes Sende-Empfangs-System ist in F i g. 3 dargestellt.
Es wird gegenwärtig als zweckmäßig erachtet, in der erfindungsgemäßen Anordnung eine Niederfrequenz-Kunstleitungsschaltung
zu verwenden, die in gewissem Maße einstellbar ist. Dies wird bei der
ίο Schaltung von Fig. 3 dadurch erreicht, daß zwei
einstellbare 100-Kiloohm-Widerstände 6 und 7 vorgesehen
sind. Diese Widerstände werden nach Überprüfung des Kurvenzugs IV so eingestellt, daß die
Nullpunktverschiebung dieses Kurvenzugs auf den kleinsten Wert herabgesetzt wird. Die dargestellte
Schaltung enthält ferner fünf Festwiderstände, nämlich zwei Widerstände 8 und 9, die einen Spannungsteiler
an den Polen einer Gleichspannungsquelle von beispielsweise 12 Volt bilden und jeweils 33 KiIoohm
haben können, sowie drei Widerstände 10, 11 und 12 von beispielsweise je 1 Kiloohm, welche zwischen
der positiven Klemme P der Gleichspannungsquelle und jeweils dem Emitter eines pnp-Transistors
13, 14 bzw. 15 angeschlossen sind. Die Kollektoren dieser Transistoren sind jeweils mit der negativen
Klemme N der Spannungsquelle verbunden, während die Basis jedes dieser Transistoren mit dem Emitter
eines in Emitterfolgeschaltung geschalteten Transistors 16, 17 bzw. 18 verbunden ist. Die Basis des
Transistors 16 ist mit dem Abgriff des Spannungsteilers 8, 9 verbunden, der außerdem über einen
Kondensator 19 von beispielsweise 90 nF mit dem Ausgang der Zeitquantisierungsschaltung 4 verbunden
ist. Die Basis des Transistors 17 ist über den einstellbaren Widerstand 6 von beispielsweise
100 Kiloohm mit dem Emitter des Transistors 13 verbunden, und die Basis des Transistors 18 ist über
den einstellbaren Widerstand 7 von beispielsweise 100 Kiloohm mit dem Emitter des Transistors 14
verbunden. Die zur Additionsschaltung 1 führende Ausgangsleitung ist an den Emitter des letzten Transistors
15 angeschlossen. Die Schaltung wird durch zwei weitere Kondensatoren 20 und 21 vervollständigt,
von denen der Kondensator 20 zwischen die Basis des Transistors 18 und die positive Klemme P
eingefügt ist und eine Kapazität von 23 nF haben kann, während der Kondensator 21 eine Rückkopplung
vom Ausgang der Schaltung zur Basis des Transistors 17 der vorangehenden Verstärkerstufe
darstellt und eine Kapazität von 1,5 nF haben kann. F i g. 4 und 5 zeigen den Amplitudenfrequenzgang
bzw. den Phasenfrequenzgang einer Schaltung der in F i g. 3 dargestellten Art.
Die erforderliche Kennlinie der Niederfrequenz-Kunstleitungsschaltung
kann durch Annahme einer beliebig gewählten Frequenz abgeleitet werden. F i g. 6 zeigt ein Vektordiagramm, welches die Wirkung
der Einfügung der Niederfrequenz-Kunstleitungsschaltung für eine ausgewählte Frequenzkomponente
des ursprünglichen digitalen Signalkurvenzugs erkennen läßt. Diese Komponente ist in
dem Vektordiagramm als Bezugsvektor A Z. 0 dargestellt,
und es ist angenommen, daß die Verzerrung eine solche Dämpfung und Phasenverschiebung hervorruft,
daß diese Komponente empfangsseitig als Vektor B Ζ.—Φ auftritt. Wenn es empfangsseitig
möglich wäre, das digitale Signal ohne jede Verzögerung richtig wiederherzustellen, wäre die gewählte
Frequenzkomponente in dem wiederhergestellten Signal in Phase mit dem Vektor A ^L 0. Auf Grund
der Verzögerung um ein halbes Bit in dem Verfahren der Probewertentnahme stehen jedoch die Komponenten
des wiederhergestellten Signals in einer linearen Phasen-Frequenz-Beziehung im Vergleich
zu den Komponenten, die in dem ankommenden empfangenen Signal vorhanden sind. Der Zustand
der Komponente unter Berücksichtigung der Verzögerung um ein halbes Bit ist bei C ^L — Θ dargestellt,
so daß der gewünschte Frequenzgang der Niederfrequenz-Kunstleitungsschaltung bei dieser
Dämpfung und Phasenverschiebung der Frequenzkomponente den Vektor C ^. — Θ in den Vektor
D j/. β ändern muß, der durch die Vektorsumme
definiert ist.
Claims (4)
1. Impulsübertragungssystem zur Übertragung von Impulsen mit mehreren diskreten Amplitudenwerten, mit einem Sender und einem Empfänger
sowie mit Einrichtungen in dem Empfänger zur Wiederherstellung der vom Sender kommenden
Signalkurvenzüge unter Bildung von eindeutigen und scharf definierten Impulsen, von denen jeder
einen von mehreren gewünschten Amplitudenwerten und genau die Länge einer ganzen Zahl
von Bitperioden hat, dadurch gekennzeichnet,
daß der Empfänger zusätzlich eine Kunstleitung enthält, durch welche der wiederhergestellte
Kurvenzug geführt wird, daß die Kunstleitung so ausgeführt ist, daß sie den Signalkurvenzug
um die gleichen Beträge, jedoch entgegengesetzt wie die vom Übertragungssystem stammende Verzerrung verzerrt, und daß das
Ausgangssignal der Kunstleitung dem ankommenden Signalkurvenzug derart überlagert wird, daß
ein kombinierter Signalkurvenzug erzeugt wird, welcher im wesentlichen dem übertragenen Signal,
abgesehen von überlagerten Störsignalen, entspricht und der im wesentlichen frei von einer
Nullpunktverschiebung ist, welche von der im Übertragungssystem erzeugten Verzerrung stammt.
2. Impulsübertragungssystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß es bei einem Einseitenbandübertragungssystem
verwendet wird.
3. Impulsübertragungssystem nach Ansprach 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß im Empfänger
die Demodulation durch Probewertentnahmen mit der genau bestimmten Schrittgeschwindigkeit
erfolgt, daß die Augenblicksamplitudenwerte durch Vergleich mit Festwerten festgestellt werden,
daß das dadurch erhaltene Signal durch eine Schaltung geschickt wird, deren Kennlinie
komplementär zu der Kennlinie ist, welche die Niederfrequenzverzerrung hervorgerufen hat, daß
die Phasenkennlinie der Schaltung so modifiziert ist, daß die vom Demodulationsverfahren stammende
Verzögerang um einen halben Schritt berücksichtigt wird, daß Einrichtungen zur Einstellung
der Größe des Ausgangssignals dieser Schaltung vorgesehen sind und daß eine Einrichtung
vorgesehen ist, welche den eingestellten Ausgangswert dieser Schaltung zu dem ankommenden
Signalkurvenzug am Eingang der Probewertentnahme- und Vergleichsanordnungen addiert.
4. Empfänger für ein Impulsübertragungssystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
gekennzeichnet durch eine Additionsschaltung mit einem ersten Eingang für den unkorrigierten Eingangskurvenzug, einem zweiten
Eingang und einem Ausgang, einen Verstärker mit hohem Verstärkungsfaktor und einem damit
kombinierten Ausgangsspannungsbegrenzer (Amplitudenquantisierungsschaltung), wobei diese
Amplitudenquantisierungsschaltung einen an den Ausgang der Additionsschaltung angeschlossenen
Eingang und einen Ausgang aufweist, eine Ziffernwertentnahmeschaltung, der das Ausgangssignal
der Amplitudenquantisierangsschaltung zugeführt wird und die so ausgeführt ist, daß sie
Probewertentnahmeimpulse eine vorbestimmte Zeit nach jedem Nulldurchgang des Ausgangssignals
der Amplitudenquantisierangsschaltung erzeugt, eine Zeitquantisierungsschaltung mit
einem ersten Eingang, dem gleichfalls das Ausgangssignal der Amplitudenquantisierungsschaltung
zugeführt wird, einem zweiten Eingang, der die Probewertentnahmeimpulse von der Ziffernwertentnahmeschaltung
empfängt, und mit einem Ausgang, wobei die Zeitquantisierangsschaltung
so ausgebildet ist, daß sie an ihrem Ausgang eine zeitlich quantisierte Wiedergabe des ihrem ersten
Eingang zugeführten Kurvenzugs abgibt, und durch eine Niederfrequenz-Kunstleitungsschaltung,
deren Eingang an den Ausgang der Zeitquantisierungsschaltung angeschlossen ist und
deren Ausgang mit dem zweiten Eingang der Additionsschaltung verbunden ist, wobei die
Kunstleitungsschaltung so ausgebildet ist, daß sie ihrem Eingangssignal eine Niederfrequenzverzerrung
sowie eine Phasenvoreilung erteilt, welche annähernd gleich der Hälfte der Bitperiode ist,
für welche der Empfänger konstruiert ist.
Hierzu 2 Blatt Zeichnungen
509 690/415 9.65 © Bundesdruckerei Berlin
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
GB694563A GB1068024A (en) | 1963-02-21 | 1963-02-21 | Improvements in or relating to discrete-level pulse transmission systems |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE1202324B true DE1202324B (de) | 1965-10-07 |
Family
ID=9823734
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DEP33663A Pending DE1202324B (de) | 1963-02-21 | 1964-02-21 | Impulsuebertragungssystem zur UEbertragung von Impulsen mit diskreten Amplitudenwerten mit Massnahmen zu deren Regenerierung |
Country Status (3)
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---|---|
DE (1) | DE1202324B (de) |
GB (1) | GB1068024A (de) |
NL (1) | NL6401540A (de) |
Families Citing this family (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5821466B2 (ja) * | 1979-02-13 | 1983-04-30 | 日本電信電話株式会社 | デイジタル信号受信方式 |
GB2144289A (en) * | 1983-07-29 | 1985-02-27 | Secr Defence | Drift compensation |
-
1963
- 1963-02-21 GB GB694563A patent/GB1068024A/en not_active Expired
-
1964
- 1964-02-19 NL NL6401540A patent/NL6401540A/xx unknown
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Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
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