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Integrierbare Zweitorschaltung Die Erfindung bezieht sich auf eine
integrierbare Zweitorschaltung, bestehend aus einem Netzwerk, das sich als eine
Kettenschaltung zweier negativer Impedanzkonverter (NIC) darstellt, die ihrerseits
mit wenigstens zwei in Serie geschalteten Impedanzen und einem Operationsverstärker
realisiert sind.
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negative Impedanzkonverter dieser Art wurden bereits von A.I.Larky
in 'IRE Transactions on Oircuit Theory", Sept.1957, Seiten 124 bis 131, angegeben.
In "Electronic Letters", Vol.3, Seiten 50 bis 51, Febr. 1967, hat Riordan gezeigt,
daß sich mit Hilfe zweier solcher in Kette geschalteter negativer Impedanzkonverter
ein einseitig geerdeter Gyrator verwirklichen läßt. Weiterhin haben L.T.Bruton in
"IEEE Transactions on Circuit Theory", CT-17, Nr.4, Nov.1970, Seiten 541 bis 549,
ausgehend von zwei solchen in Kette geschalteten negativen Impedanzkonvertern einige
Schaltungsvarianten zur Realisierung einseitig geerdeter positiver Impedanzkonverter
aufgezeigt.
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Positiven Impedanzinvertern und Impedanzkonvertern kommt im Bereich
der integrierten Technik zur Realisierung von Bauelementen, insbesondere Induktivitäten,
eine erhebliche Bedentung zu. Damit solche Ersatzschaltungen universell zur Anwendung
kommen können, miissen sie unter anderem schwimmende Anschlüsse aufweisen, breitbandig
sein mid geringe Eigenverluste haben.
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Grundsätzliche Schwierigkeiten bereitet insbesondere die allseitige
schwimmende Ausführung der Anschlüsse solcher Ersatz schaltungen und zwar bei der
Erfüllung der Anforderungen, die ansonsten an die Eigenschaften einer solchen Schaltung
zu stellen sind. Dies gilt unabhängig vom Schaltungstyp, von dem eine solche Schaltung
Gebrauch macht.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, für eine integrierbare Zweitorschaltung
der einleitend geschilderten Art eine weitere Lösung anzugeben, die in einem weiten
Frequenzbereich sämtliche an sie zu stellenden Anforderungen hinsichtlich ihrer
universellen Anwendung bei relativ geringem technischem Aufwand erfüllt.
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Ausgehend von einer vntegrierbaren zweitorschaltung, bestehend aus
einem Netzwerk, das sich als eine Ketten schaltung zweier negativer Impedanzkonverter
(NIC) darstellt, dieoihrerseits mit wenigstens zwei in Serie geschalteten Impedanzen
und einem Operationsversterker realisiert sind, bei der die Kettenschaltung am einen
Ende mit einer Abschlußimpedanz versehen ist und bei der das andere Ende der Kettenschaltung
das erste Tor und die be den Anschlußverbindungen entweder einer der in Serie geschalteten
Impedanzen eines der beiden NIC oder die Abschlußimpedanz das zweite Tor markieren,
wird diese Aufgabe gemäß der Erfindung dadurch gelöst, daß zur schwimmenden Ausführung
beider Tore als Operationsverstärker Operationssteilheitsverstärker mit schwimmendem
Ein- und Ausgang vorgesehen sind Zur Realisierung einer schwimmenden Ausführung
einer integrierbaren Zweitorschaltung, die sich als Kettenschaltung zweier mit Operationsverstärkorn
und Impedanzen aufgebauten NIC darstellt, müssen die Operationsverstärker hinsichtlich
ihrer
Ein- und Ausgänge schwimmend ausgeführt sein. Der Erfindung liegt die wesentliche
Erkenntnis zugrunde, daß sich die schwimmende Ausführungsform eInes Operationsverstärker
dann praktisch ohne Schwierigkeiten durchführen läßt, wenn anstelle von Operationsspannungsverstärkern
Operationssteilheitsverstärker zur Anwendung gelangen.
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Operationssteilheitsverstärker haben darüber hinaus den großen Vorteil,
daß die Güte des mit einer solchen Ersatzschaltung zu realisierenden Bauelements
bei entsprechender Vorzeichenwahl der Steilheit der beiden Operationssteilheitsverstärker
praktisch nicht mehr durch den Verstärkungsfaktor der Operationsverstärker begrenzt
ist und damit sichtlich größer sein kann als bei mit Operationsspannungsverstärkern
aufgebauten Ersatzschaltungen dieser Art.
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Wie zahlreiche Messungen an Versuchsmustern zeigen, ermöglicht der
Erfindungsgegenstand ein Gewinn-Bandbreiteprodukt, das bisher praktisch nur bei
nichtechwimmenden Ausführungen realisierbar war. Der Erfindungsgegenstand stellt
mit anderen Worten einen positiven Impedanzinverter bzw.
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Impedanzkenverter dar, mit dessen Hilfe es erstmalig möglich ist,
schwiminende Bauelemente, insbesondere Induktivitäten mit den gleich guten Eigenschaften
zu simulieren, wie einseitig geerdete Bauelemente.
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Bei den bevorzugten Grundausführungsformen nach der Erfinduilg sind
die beiden in Serie geschalteten Impedanzen eines NIC dem schwimmenden Ein- bzw.
Ausgang des Operations steilheitsverstärkers parallel geschaltet. Hierbei geben
diese Verbindungspunkte zusammen mit dem einen Aus- bzw. Eingangsanschluß des Operationssteilheitsverstärkers
das Ein-und d Ausgangsanschlußpaar des NIC, während der andere Aus-bzw. Eingangsanschluß
des Operationssteilheitsverstärkers
an den gemeinsamen Verbindungspunkt
der beiden Impedanzen angeschaltet ist.
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Für diese Zweitorschaltung nach der Erfindung, bei denen die beiden
in Serie geschalteten Impedanzen beider NIC entweder dem schwimmenden Eingang oder
dem schwimmenden Ausgang des Operat.ionssteilheitsverstärkers parallel angeschaltet
sind, können die unvermeidlichen Eigenverluste dadurch in außerordentlich vorteilhafter
Weise herabgesetzt werden, daß der eine Ein- bzw. Ausgangsanschluß des einen Operationssteilheitsverstärkers
am Ort der 7.us2mmenschaltung der beiden NIC aus der Verbindung mit dem einen Ein-
bzw. Ausgangsanschluß des anderen Operationzsteilheitsverstärkers gelöst und dem
anderen Ein- bzw. Ausgangsanschluß des anderen Operationssteilheitsverstärkers angeschaltet
wird.
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Eine andere Modifikation der geschilderten GrundatlsfWhrungsformen
der Zweitorschaltung kann darin bestehen, daß die Anschlußpaare der beiden NIC am
Ort ihrer Zusammenschaltung über Kreuz miteinander verbunden sind.
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Auch können entweder die Eingänge der OPerationssteilheitsverstärker
der beiden NIC oder aber deren Ausgänge miteinander vertauscht werden.
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Die Verwendung der integrierbaren Zweitorschaltung nach der Erfindung
als Impedanzkonverter wird in einfacher Weise dadurch ermöglicht, daß die Impedanz,
deren Anschlußverbindungen das zweite Tor markieren, entweder bei dem im Zuge der
Hintereinanderschaltung ersten NIC die unmittelbar mit dem einen Anschluß des ersten
Tores verbundene Impedanz der beiden in Serie geschalteten Impedanzen dieses NIC
oder bei dem im Zuge der Hintereinanderschaltung zweiten NIC die Abschlußimpedanz
oder die Impedanz der beiden in Serie geschalteten Impedanzen ist die lediglich
mittelbar über die andere dieser beiden Impedanzen mit der Abschlußimpedanz verbunden
ist.
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In ähnlicher Weise kann die Zweitorschaltung dadurch als Gyrator (positiver
Impedanzinverter) zur Anwendung gelangen, daß die Impedanz der beiden i Serie geschalteten
Impedanzen eines NIC, deren Anschlußverbindungen das zweite Tor markieren, entweder
bei dem im Zuge der Hintereinanderschaltung ersten NIC die lediglich mittelbar über
die eine der beiden Impedanzen mit dem einen Anschluß des ersten Tores verbundene
Impedan oder bei dem Wuge der Hintereinanderschaltung des zweiten NIC die unmittelbar
mit der Abe schlußimpedanz verbundene Impedanz ist£ Die genannte Gyratorschaltung
wird zur Realisierung einer schwimmenden Induktivität mit hoher Güte zweckmäßig
so ausgelegt, daß die eine der-beiden in Serie geschalteten Impedanzen des einen
NIC, deren Anschlußverbindungen das zweite Tor markierten, eine Kapazität ist, und
daß die andere Impedanz dieses NIC sowie die beiden in Serie gegeschalteten Impedanzen
des anderen NIC und die Abschlußimpedanzen ohmsche Widerstände sind, die alle wenigstens
annähernd den gleichen Wert haben.
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Aulhand von in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispielen soll
die Erfindung im folgenden noch näher erläutert werden.
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In der Zeichnung bedeuten: Fig. 1 die bevorzugte Grundausführungsform
eines strominvertierenden negativen Impedanzkonverters; Fig. 2 die bevorzugte Grundausführungsforn
eines spannungsinvertierenden negativen Impedanzkonverterters.
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Fig. 3 das Blockschaltbild zweier in Kette geschalteter negativer
Impedanzkonverter nach den Fig.1 und/oder 2 zur Realisierung eines positiven Impedanzinverters
bzw. Impedanzkonverters; Fig. 4 bis 7 vier verschiedene Grundausführungsformen einer
Zweitorschaltung nach der Erfindung; Fig. 8 und 9 eine erste Modifikation der Grundausführungsformen
entsprechen den Fig.4 und 6; Fig.10 und 11 eine zweite Modifikation der Grundausführungsformen
entsprechend den Fig.4 und 5; Fig.12, 13 und 14 eine dritte Modifikation der Grundausführungsformen
entsprechend den Fig.4, 5 und 6; Fig.15 eine Gyratorschaltung zur Realisierung einer
schwimmenden Induktivität nach der Erfindung; Fig.16 eine bevorzugte Ausführungsform
eines schwimmenden Operationssteilheitsverstärkers; Fig.17 eine Darstellung des
Betrages der Güte über der Frequenz der mit Hilfe der Schaltung nach Fig. 15 realisierten
schwimmenden Induktivität.
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Der in Fig. 1 dargestellte negative Impedanzkonverter weist in seinem
einen Längszweig in Serie geschaltete Widerstände R1 und R2 auf, die ihrerseits
dem schwimmenden Eingang des Operationssteilheitsverstärkers OV parallel geschaltet
sind. Der gemeinsame Verbindungspunkt der beiden Widerstände R1 und R2 ist mit dem
einen ausgangsseitigen Anschluß des Operationssteilheitsverstärkers OV verbunden,
dessen zweiter ausgangsseitiger Anschluß gemeinsam mit einem der Verbindungspunkte
zwischen einem der beiden Widerstände und einem gegenseitigen Anschluß des Operationssteilheitsverstärkers
das eingangs bzw. ausgangsseitige Anschlußpaar des negativen
Impedanzkonverters
abgeben.
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ner negative Imnedanzkonverter nach Fig.1 stellt einen strominvertierenden
NIC dar. Unter der Annahme, daß sein eingangsseitiger Widerstand Z1 und sein ausgangsseitiger
Abschlußwiderstand Z2 ist, und in der weiteren Annahme, daß die am eingangsseitigen
Änschlußnaar wirksame -Spannung ul und die am ausgangsseitigen Anschluß auftretende
Spannung u2 ist, ergeben sich unter Berücksichtigung der die Widerstände PL1 und
R2 durchfließenden Ströme ii und i2 die Beziehung R1#i1+R2#i2=0 (I) Definitionsgemäß
fließt im Ausgang des Operationssteilheitsverstärkers nur dann ein endlicher Strom,
wenn die eingangsseitige Spannung u zwischen den beiden schwimmenden Anschlüssen
praktisch Null ist. Das bedeutet aber, daß auch die Spannung über der Serienschaltung
er beiden Widerstände gleich Null sein muß, was mit der Gleichung (I) zum Ausdruck
gebracht ist. Durch Umformung von Gleichung (I) und unter der Berücksichtigung,
daß Z1=u1/i1 und Z2=u2/i2 (II) ist, ergibt sich für den Eingangswiderstand Z1 =
- R1/R2 # Z2 (III) Ein den Vierpol nach Fig.1 auf einer Seite abschließender Widerstand
Z2 erscheint somit an dessen anderem Anschlußpaar als negativer, um den Faktor des
Verhältnisses der beiden Widerstände R1 und R2 transformierter Widerstand.
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Der negative Impedanzkonverter nach ig.2 entspricht dem in Fig.1 mit
dem Unterschied, daß hier die Ein- und Ansgangsanschlüsse des Operationssteilheitsverstärkers
miteinander vertauscht sind. Die Schaltung nach Fig.2 stellt somit einen spannungsinvertierenden
negativen Impedanzkonverter dar.
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Durch die Kettenschaltung zweier negativer Impedanzkonverter nach
Fig.1 und/oder 2, bei der die Kettenschaltung am einen Ende mit dem Abschlußwiderstand
Ra abgeschlossen ist und das andere Ende der Kettenschaltung das erste Tor 1 und
die beiden Anschlußverbindungen einer der in Serie geschalteten Widerstände eines
der beiden negativen Impedanzkonverter oder die Anschlußverbindungen des Abschlußwiderstandes
das zweite Tor markieren, ergibt sich die erfindungsgemäße Schaltung eines positiven
Impedanzkonverters zw. -inverters. In Fig.3 ist diese Kettenschaltung schematisch
dargestellt. Der linke negative Impedanzkonverter ist mit 1 und der rechte ist mit
2 bezeichnet.
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Entsprechend sind die Bezeichnungen für die Elemente des linken negativen
Impedanzkonverters mit Ril, R12 und OV1 und die des rechten mit R21, R22 und OY2
angegeben Da das zweite Tor durch die Anschlußverbindungen eines der fünf Widerstände
Ril, R12, R21, R22 und Ra gegeben sein kann, ist dieses Tor II bei beiden negativen
Impedanzkonvertern 1 und 2 lediglich symbolisch und in unter brochener Linie angedeutet.
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Der am ersten Tor 1 wirksame Widerstand ZI der Zweitorschaltung nach
Pig.3 ergibt sich entsprechend zu ZI = R11 R22 Ra R12'R22 (I) Wie Gleichung (IV)
erkennen läßt, stellt die Zweitorschaltung nach Fig.3 dann einen positiven Impedanzkonverter
dar, wenn als Abschlußwiderstände-für das zweite Tor Il die Widerstände R11, R21'oder
der Abschlu3widerstand Ra vorgesehen sind. Bin positiver Impedanzinverter, wie ihn
ein Gyrator darstellt, wird dagegen dann erhalten, wenn als
Abschlußwiderstände
des zweiten Tores II die Widerstände R12 oder R22 wirksan sind.
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Für die praktische Realisierung der Zweitorschaltung nach Fig. 3 gibt
es eine Fülle von Schaltungsmöglichkeiten, die sich in einer Reihe von Grundschaltungen
und deren Modifikationen aufgliedern lassen. Insgesamt gibt es vier Grundschaltungen,
die in den Fig. 4 bis 7 angegeben sind. Fig. 4 zeigt die Kettenschaltung zweier
strominvertierender negativer Impedanzkonverter nach Fig. 1. Hier ist angenommen,
daß der Widerstand R12 den Abschlußwiderstand des zweiten Tores II bildet. Fig.
5 zeigt die entsprechende Kettenschaltung zweier spannungsinvertierender negativer
Impedanzkonverter nach Fig. 2 Hier ist der Widerstand R22 als Abschlußwiderstand
für das zweite Tor II vorgesehen. Beide Zweitorschaltungen stellen somit positive
Impedanzinverter, also Gyratoren dar, wie sie zur Realisierung von schwimmenden
Induktivitäten in integrierten Schaltkreisen erforderlich sind.
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Die weiteren zwei Grundformen in den Fig. 6 und 7 stell len die Kettenschaltung
eines strominvertierenden negativen Impedanzkonverters nach Fig. 1 mit einem spannungsinvertierenden
negativen Impedanzkonverter nach Fig. 2 bzw. umgekehrt dar. Bei der Zweitorschaltung
nach Fig. 6 ist der Widerstand Ril und bei der Zweitorscaltung nach Fig. 7 der Widerstand
R12 der Abschlußwiderstand für das zweite Tor II. Beide Zweitorschaltungen sind
hier somit positive Impedanzkonverter, wie sie beispielsweise zur Realisierung von
Ubertragern in integrierten Schaltkreisen erforderlich sind.
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Die Inverter- und Konvertereigenschaften der Grundschaltungen nach
den Fig.4 bis 7 können dadurch gegeneinander ausgetauscht werden, daß der Abschlußwiderstand
Ra und das erste Tor I miteinander vertauscht werden.
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Die Fig.8 und 9 zeigen eine erste Modifikation der Grundschaltungen,
die darin besteht, daß die Anschlußpaare der beiden miteinander in Kette geschalteten
negativen Impedanz konverter am Ort ihrer Zusammenschaltung über Kreuz miteinander
verbunden sind. Hierbei stellen die Fig.8 und 9 die entsprechenden Modifikationen
der Schaltungen nach den Fig.4 und 6 dar. Wie diese beiden Modifikationen ferner
erkennen lassen, ist der Abschlußwiderstand für das zweite Tor II der Abschlußwiderstand
Ra. Beide Zweitorschaltungen stellen somit positive Impedanzkonverter dar.
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Dies gilt auch dann, wen beide Tore I und II einschließlich des Abschlußwiderstandes
Ra miteinander vertauscht werden Selbstverständlich können die Grundausführungsformen
nach den Fig.5 und 7 in gleicher Weise modifiziert werden.
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Eine zweite Modifikation, bei der ebenfalls von den Grundausführungsformen
nach den Fig.4 und 5 ausgegangen wird, stellen die Zweitorschaltungen nach den Pig.10
und 11 dar.
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Bei diesen wie auch den noch folgenden Figuren ist als Abschlu.Ewiderstand
für das zweite Tor II der Widerstand R22 vorgesehen. Die Modifikation besteht darin,
daß bei der Zweitorschaltung nach Fig. 10 der eIne Eiiigangsanschluß des Operationssteilheitsverstärkers
0V2 am Ort der Zusammenschaltung der beiden negativen Impedanzkonverter aus der
Verbindung mit dem einen Etngangsanschluß des Operationssteilheitsverstärkers OV1
gelöst und dem anderen Eingangsanschluß des Operationssteilheitsverstärkers OV1
parallel angeschaltet ist. Bei der Zweitorschaltung nach Fig.11,
die
von zwei hintereinander geschalteten.spannungsinvertierenden negativen Impedanzkonvertern
ausgeht, ist die entsprechende Maßnahme hinsichtlich eines husgangsanschlusses eines
der beiden Operationssteilheitsverstärker vorgenommen, und zwar ist der eine Ausgangsanschluß
des Operationssteilheitsverstärkers 0v1 dem entsprechenden Ausgangsanschluß des
Operationssteilheitsverstärkers OV2 parallel geschaltet. Diese Maßnahme hat den
Vorteil, daß die aufgrund der endlichen Verstärkung der Operationssteilheitsverstärker
auftretenden fehlspannungen bzw. Fehlströme hinsichtlich der Gesamtschaltung besonders
klein gehalten werden. Die Modifikation nach den Fig.10 und 11 ist auf solche Zweitorschaltungen
beschränkt, bei denen beide negativen Impedanzkonverter entweder vom strom-oder
aber vom spannungsinvertierenden Typ sind.
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Eine dritte Modifikation, die anhand der Ausführungsformen nach den
Fig.12 bis 14 dargestellt ist, besteht darin, daß entweder die Eingänge der Operationssteilheitsverstärker
OV1 und OV2 der beiden negativen Impedanzkonverter oder aber deren Ausgänge miteinander
vertauscht sind. Ein solcher Austausch kann sich im Hinblick auf den unerwünschten
Einfluß unterschiedlicher Toleranzen der verschiedenen Bauelemente auf die Gesamtschaltung
günstig auswirken. Bei der Ausführungsform nach Fig.12, die von der Grundausführungsform
nach Fig.4 ausgeht, sind die Ausgänge der Operationsverstärker OV1 und OV2 miteinander
vertauscht. Bei der Ausführungsform nach Fig.13, die von der Grundausführungsform
nach Fig.5 ausgeht, sind die Eingang der beiden Operationssteilheitsverstärker OV1
und OV2 miteinander vertauscht.
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nie Vertauschung läßt sich auch dann durchführen, wenn der eine der
beiden negativen Impedanzkonverter vom strominvertierenden
und
der andere vom spannungsinvertierenden Typ sind. Eine Ausführungsform mit vertauschten
Ausgängen der Operationsverstärker OV1 und OV2, die auf die Grundausführungsform
nach Fig.6 zurückgeht, zeigt die Fig.14.
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Die Zweitorschaltungen stellen in ihrer Eigenschaft als Gyrator eine
ausgezeichnete Ersatzschaltung zur Realisierung schwimmender Induktivitäten dar.
Zur näheren Erläuterung dieses Sachverhalts ist in Fig.15 eine spezielle Gyratorschaltung
angegeben, die von der in Fig.10 angegebenen Struktur Gebrauch macht. Im Vergleich
zur Fig.10 sind hier die Widerstände R11.und R21 durch die ohmschen Widerstände
R1, R2, R3 realisiert. Der den Abschlußwiderstand für das zweite Tor II darstellende
Widerstand R22 ist hier eine Kapazität C und der Abschlußwiderstand Ra ein ohmscher
Widerstand R5. Für die am ersten Tor I wirksame Induktivität L ergibt sich nach
Gleichung (IV) R1#R3#R5 L = # C (V) R2 Wird zusätzlich dem ersten Tor eine weitere
Kapazität C parallel geschaltet, dann stellt die Zweitorschaltung nach Fig.15 einen
schwimmenden Schwingkreis dar, dessen Resonanzfrequenz
ist. Für seine Güte Q(#r), , die gleich der Güte QL(wr) der Induktivität L bei verlustlos
angenommener Kapazität C ist, ergibt sich in erster Näherung
Hierin bedeutet S2 die Steilheit des Operationssteilheitsverstärkers OV2.
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Wie Gleichung (VII) erkennen läßt, ist es durch geeignete Wahl des
Verhältnisses der ohmschen Widerstände R2 zu R1 möglich, die Güte der schwimmenden
Induktivität in weiten Grenzen beliebig zu wählen. Für das Verhältnis R2/R1=1 nimmt
die spulengüte einen unendlich großen Wert an.
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Für R2/R1 < 1 hat die Spulengüte einen positiven endlichen Wert
und für R2/R1 >1 einen negativen endlichen Wert. Somit lassen sich bei der Schaltung
nach Fig.15 optimale Gütewerte dann erreichen, wenn wenigstens die ohmschen Widerstände
R1 und R2 wenigstens annähernd gleiche Werte aufweisen. Zweckmäßig werden die Widerstände
23.und R5 ebenfalls wenigstens annähernd gleich groß gewählt.
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Bei der bisherigen Betrachtung wurde davon ausgegangen, daß die Steilheiten
S1 und S2 der Operationssteilheitsverstärker OV1 und OV2 reell sind. Dies gilt jedoch
nicht mehr für höhere Frequenzen. Hier muß vielmehr die Steilheit komplex angesetzt
werden. Eine einfache Näherung der Frequenzabhängigkeit der Steilheit wird dann
erhalten, wenn nur die größte Zeitkonstante der Operationssteilheitsverstärker berücksichtigt
wird. Für So S1=S2=S ergibt sich dann S= (VIII) 1+p@ mit der Steilheit So bei der
Frequenz Null, der komplexen Frequenz p und der größten Zeitkonstante t der Operationssteilheitsverstärker.
Unter der Voraussetzung, daß R1=R2=R3=R5=R (IX) ist, ergibt sich für das frequenzabhängige
Verhalten der Güte QL(#r) der schwimmenden Induktivität die Beziehung QL(#r) = -
SR/6 # fg/fr (X)
Hierin bedeuten fg=1/2## die tiefste Grenzfrequenz
der Operaticnssteilheitsverstärker OV1 und OV2 und fr die Resonanzfrequenz des Schwingkreises
LC. Wie Gleichung (X) erkennen läßt, nimmt also die Güte der Induktivität umgekehrt
proportional der Resonanzfrequenz fr ab. Da die Spulengüte nach Gleichung (X) ein
negatives Vorzeichen hat, läßt sich eine einfache Breitbandkompensation, die das
Güte-Bandbreiteprodukt wesentlich erhöht, zur Anwendung bringen. Diese Kompensation
kann, wie das in Fig.15 angedeutet ist, durch eine kleine Kapazität C5 parallel
dem Abschlußwiderstand R5 herbeigeführt werden. An einem Versuchsmuster durchgeführte
Messungen des Betrages der Güte Q über der Resonanzfrequenz fr sind in Fig.17 angegeben.
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Bevor hierauf jedoch-näher eingegangen wird, sollen noch einige Angaben
zu der ausgeführten Schaltung nach Fig.15 gemacht werden, an der die Messungen durchgeführt
wurden.
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Der in Fig.15 verwendete Operation.ssteilheitsverstärker OV1 bzw.
OV2 ist im Schaltbild in Fig.16 dargestellt.
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Dieser Operationssteilheitsverstärker ist ein dreistufiger Differenzverstärker
mit den beiden Transistoren Tril und Tr12 in der Eingangsstufe, den Transistoren
Tr21 und Tr22 in der Zwischenstufe und den Transistoren Tr31 und Tr32 in der Ausgangsstufe.
Die Transistoren der ersten Stufe, deren Basisanschlüsse die schwimmenden Eingangsanschlüsne
el und e2 des Verstärkers abgeben und deren Emit-ter gemeinsam über die Stromquelle
Q11 mit der negativen Betriebsspannung V verbunden sind, sind kollektorseitig über
je einen Widerstand Rc1 und Rc2 an die positive Betriebsgleichspannung V angeschaltet.
Weiterhin sind einerseits die Basisanschlücise der Transistoren der Ausgangsstufe
über die Stroinquellen Q21 und Q22 mit der negativen Betriebsgleichspannung V einerseits
und mit den Emittern der Transistoren der Zwischenstufe über die Parallelschaltung
je eines Widerstandes Rel bzw. Re2 mit einer Kapazität Cel bzw. Ce2 verbunden. Die
Kollektoren der Transistoren der
Ausgangsstufe weisen die schwimmenden
Ausgangsanschlüsse al und a2 auf und sind außerdem über weitere Stromquellen Q32
und Q33 an die positive Betriebsgleichspannung V angeschaltet. Die Werte für die
Widerstände und Kapazitäten der einzelnen Bauelemente sowie der verwendete Transistortyp
der Gesamtschaltung sind in der folgenden Tabelle angegeben.
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RI, R2, R3, R5 = 2kQ; Rc1, Rc2, Rel, Re2 = 18 kQ C . = variabel;
Ce1, Ce2 = 3pF C5 = 5-7PF; Tr11-Tr32 = BCY59 Im Diagramm dar Fig.17 ist der Verlauf
des Betrages der Güte Q der schwimmenden Induktivität nach Fig.15 für die Werte
OpF, 5pF, 6pF und 7pF der Kapazität C5 angegeben.
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Sie die einzelnen Kurven erkennen lassen, verschiebt sich die Unendlichkeitsstelle
des Betrages der Güte Q mit zunchmender Größe der Kapazität C5 gegen höhere Werte.
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Für C5=6pF ergibt sich ein praktisch greichbleibender tetrag der Güte
von Null Hz bis 100 kHz.
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8 Patentansprüche 17 Figuren