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Einrichtung zur Einspeisung einer hochfrequenten, uber ein Bandfilter
ankommenden Signalenergie in eine durchgehende Leitung ~ Die Erfindung bezieht sich
auf eine Einrichtung zur Einspeisung einer über einen einseitig geerdeten Serienresonanzkreis,
insbesondere über ein Bandfilter mit Serienausgangskreis, ankommenden hochfrequenten
Signalenergie in eine durchgehende, an beiden Enden reflexionsfrei abgeschlossene
leitung, insbesondere zur Verwendung in Gemeinschaftsantennenanlagen, bei denen
Signale mehrerer unterschiedlicher Frequenzbereiche einer gemeinsamen Durchschleifleitung
zugeführt sind, derart, daß die einzelnen Bandfilter an jeweils verschiedenen Stellen
entlang dieser Leitung angekoppelt sind.
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Aus der deutschen Patentschrift 912 582 ist es bekannt, mehrere, auf
unterschiedlichen Frequenzbändern übertragene Signale derart an den beiden wellwnwidexstandsgerecht
abgeschlossenen Enden einer durchgehenden leitung zusammenzufassen, daß man für
jedes Frequenzband ein Bandfilter mit Serienkreisausgang vorsieht und diese Serienkreise
-in mehr oder weniger großen Abständen mit der Durchschleifleitung verbindet.
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Diese einfache Filterankopplung jat jedoch den Nachteil, daß außerhalb
des übertragenen Frequenzbereiches durch die Serienkreisimpedanz noch störende Querbelastungen
auftreten. In diesem Fall wird der Wellenwiderstand der Durchschleifleitung frequenzabhängig
verändert, so daß die Übertragungsbereiche der einzelnen Bandfilter in ihrem Dämpfungsverlauf
relativ stark verzerrt werden.
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Bei einer anderen bekannten Anordnung wird die Signalenergie in der
Weise in die Dùrchschleifleitung eingekoppelt, daß der jeweils als Parallelkreis
ausgebildete Bandfilterauagang zwischen dem aufgetrennten Hauptleiter (Innenleiter)
der
Leitung angeordnet ist. Auch hier lassen sich durchschleifbedingte,
zusätzliche Dämpfungsverzerrungen in den einzelnen Frequenzbändern nicht vermeiden,
da die eingefügten Resonanzkreise in der Umgebung ihrer Resonanzfrequenz keinen
idealen Kurzschluß darstellen. tin wesentlich verbessertes Durchschleifen, wo in
den Nutzfrequenzbändern keine nennenswerten Dämpfungsverzerrungen mehr auftreten,
läßt sich bekanntlich durch Anwendung von überbrückten Differentialübertragern erreichen.
Hier werden die beiden Enden von zwei in Serie geschalteten, gleichgroßen, mit Hilfe
von magnetischem Material fest verkoppelten Spulen in den Leitungszug eingeschaltet
Dabei wird der Serienausgangskreis des Bandfilters mit einer Mittelanzapfung des
Differentialübertragers verbunden. Ein zusätzliches Netzwerk, das die beiden Übertragerspulen
überbrdckt, l-aßt sich dann so bemessen, daß zumindest außerhalb des t3andfilterübertragungsbereiches
die störende Querimpedanz des Bandfilters kompensiert wird und die Anordnung in
beiden Richtungen an den Wellenwiderstand der Durchschleifleitung angepaßt erscheint.
Abgesehen vom nicht ganz einfachen Aufbau hinsichtlich der erforderlichen Schaltungssymmetrie
stört hier die kapazitive Kopplung zwischen den beiden Übertragerspulen. Durch diesen
wesentlichen Nachteil ist es nicht möglich, die Anordnung über einen größeren Frequenzbereich
an die Durchschleifleitung anzupassen.
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Die Erfindung soll nun eine Möglichkeit schaffen, ohne Zuhilfenahme
von festgekoppelten Übertragera oder Ferrit-Kernmaterial mit möglichst einfachen
Mitteln die durchschleifbedingten Dämpfungsverzerrungen weitgehend zu beseitigen.
Hierzu ist erforderlich, daß an den Stellen, an denen Signale in die Durchschleifleitung
eingespeist werden, die störende Impedanz des angekoppelten Bandfilters wenigstens
außerhalb des Paßbandes aufgehoben werden muß.
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Erfindungsgemäß wird dies bei einer Einrichtung der eingangs genannten
Art in der Weise erreicht, daß an der Ankoppelstelle des auf einen bestimmten Dämpfungsverlauf
abgestimmten Filters ein in die Durchschleifleitung als Längsglied eingefügt er
Impedanzzweipol vorgesehen ist, der wenigstens zwei parallelgeschaltete, aus Reaktanzen
aufgebaute Zweige enthält, daß in der elektrischen Mitte eines dieser Reaktanzzweige
der Ausgangsserienkreis des Filters angeschaltet ist und daß die Schaltelemente
des gesamten Längsgliedes so angeordnet und bemessen sind, daß bei der geometrischen
Bandmittenfrequenz des Filters eine Parallelresonanz und für das jeweils eingespeiste
Signal an beiden Enden des Längsgliedes ein gleichmäßiger Dämpfungsverlauf auftritt
und daß das aus Längsglied und Pilterausgangnkreis gebildete T-Glied zumindest in
den zu beiden Seiten des Nutzbandes bei der jeweils zweiten Nutzbandgrenze beginnenden
Frequenzbereichen möglichst gut an den Wellenwiderstand der Leitung angepaßt ist,
wobei die Bedingung gilt, daß das geometrische Mittel von Längsglied-Impedanz und
Filter-Quellenimpedanz bei jeweils gleicher Frequenz mit dem Wellenwiderstand der
Leitung übereinstimmt.
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Für den Fall, daß der Ausgangskreis des Bandfilters als Parallelkreis
ausgebildet ist, wird die gestellte Aufgabe dagegen so gelöst, daß das auf einen
bestimmten Dämpfungsverlauf abgestimmte Filter mit seinem als Parallelkreis ausgebildeten
Ausgangskreis in die durchgehende Leistung eingefügt ist, daß in der elektrischen
Mitte dieses Ausgangskreises ein Querzweig in Form eines Serienkreises angeschaltet
ist, daß die Schaltelemente dieses Querzweiges so gewählt und bemessen sind, daB
bei der geometrischen Bandmittenfrequenz des Filters eine Serienresonanz und für
das jeweils eingespeiste Signal an beiden Enden des Filterausgangskreises ein gleichmäßiger
Dämpfungsverlauf auftritt und daß das aus Querzweig und Filterausgangskreis gebildete
T-Glied
zumindest in den zu beiden Seiten des Nutzbandes bei der
jeweils zweiten Nutzbandgrenze beginnenden Frequenzbereichen möglichst gut an den
Wellenwiderstand der Leitung angepaßt ist, wobei die Bedingung gilt, daß das geometrische
Mittel von Querglied-Impedanz und Filter-Quellenimpedanz bei jeweils gleicher Frequenz
stets mit dem Wellenwiderstand der Leistung übereinstimmt.
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Weitere Einzelheiten der Erfindung sind in Schaltungs- und Ausführungsbeispielen
näher beschrieben. Die folgenden Figuren bedeuten: Fig.1a die Schaltung eines in
die Durchschleifleitung eingefügten Zweipols, an dessen Mittelanzapfung ein Bandfilterserienkreis
angeschlossen wird, Fig.1b den normierten Impedanzverlauf (Quellenimpedanz) des
Bandfilters sowie den normierten Admittanzverlauf des Zweipols, Fig.1c die gegebene
Leistungsbandbreite des Bandfilters, Fig.1d den Betriebsfall, wenn in die mittlere
Klemme des Zweipols eine HF-Leistung eingespeist wird, Fig.1e den Betriebsfall für
ein Signal anderer Frequenziage, das auf der Burchschleifleitung von I nach II übertragen
werden soll, Fig.2, weitere Schaltungen von Zweipol-Längsgliedern, die 3, 4 dem
in Fig.1 gezeigten äquivalent oder nahezu äquivalent sind, Fig.5a die Ankopplung
mehrerer Bandfilter an eine gemeinsame durchgehende Leigung, Fig. ob die Frequenzlage
der in Fig.5a vorgesehenen Fernsehkanal, Fig.6 eine Einrichtung für die Ankopplung
eines Bandfilters, dessen Ausgangskreis als Parallelkreis ausgebildet ist,
Fig.7
eine mechanische Ausführungsform für eine Schaltung nach Yig.2, Fig.8 ein der Schaltung
nach Fig.3 entsprechendes mechanisches Ausführungsbeispiel, Fig.9a, eine weitere
mechanische Ausführungsform für eine Anb,c,d koppelschaltung, Fig.10 das Ersatzschaltbild
für eine Ankoppelschaltung nach Fig.9, Fig.11 den prinzipiellen Verlauf der Rückflußdämpfung
für Schaltungen nach Fig.1a, 2, 3, 4 und 10, Fig.12 den Verlauf der Übertragungsdämpfung
eines Signals, das frequenzbenachbarte Ankoppelanordnungen passiert.
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Im einzelnen zeigt die Fig.1a einen Vierpol V, beispielsweise ein
zu einem Kanal- oder Bereichsverstärker für den UKW- und Fernsehbereich gehörendes
Bandfilter mit der Bandbreite B und der Bandmittenfrequenz fO. Der Ausgangskreis
dieses Bandfilters besteht aus einem aus der Induktivität LS und der Kapazität C5
aufgebauten Serienkreis, dessen Ausgangsklemme A mit der Klemme 0 eines Netzwerks
N1 verbunden ist, das als Längsglied zwischen den Klemmen I, II einer an dieser
Stelle aufgetrennten, an beiden Enden mit dem Wellenwiderstand Zo abgeschlossenen
Leitung D eingeschaltet ist. Dieses Netzwerk N1 besteht aus einem aus drei Zweigen
aufgebauten Parallelkreis, wobei der erste, an der Klemme 0 mittig angezapNe Zweig
zwei gleichgroße Kapazitäten Co der zweite eine Induktivität LN und der dritte einen
ohmschen Widerstand RN enthält. Ferner enthält das Netzwerk N1 zwei Induktivitäten
LT, die zu beiden Seiten des Parallelkreises und in Serie zu diesem angeschaltet
sind. Die Schaltelemente des Parallelkreises sind so gewählt und bemessen, daß bei
der Bandmittenfrequenz fo des Bandfilters eine Parallelresonanz auftritt.
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In Fig.1b sind anhand eines vereinfacht dargestellten Smith-Diagramms
die normierten Ortskurven des Bandfilters und des
Netzwerkes N1
angegeben, wobei die durchgezogene Kurve den normierten Impedanzverlauf #F/Zo des
Bandfilters und die gestrichelte Kurve den normierten Admittanzverlauf Zo/KN des
Netzwerkes N1 bedeutet. Daraus geht hervor, daß die vorgegebene Ortskurve #F/Zo
des Bandfilters im schraffierten Bereich, d.h. bei Prequenzen oberhalb fO + Af und
unterhalb fO - Af durch die Ortskurve Zo/*N des Netzwerkes invers nachgebildet wird.
Af bedeutet dabei den Frequenzabstand zwischen der Bandmittenfrequenz f0 des Bandfilters
und der nächstliegenden Nutzbandgrenze. Im schraffierten Frequenzbereich gilt demnach
bei jeweils gleicher Prequenz die Bedingung
d.h., daß das geometrische Mittel aus den Impedanzen von Bandfilter und Netzwerk
für den angegebenen außerhalb des Nutzbandes liegenden Frequenzbereich stets dem
Wellenwiderstand Zo der Leistung D entspricht. Mit anderen Worten ausgedrückt heißt
das, daß im schraffierten Frequenzbereich an den Klemmen I und II (Fig.la) Anpassung
herrscht. Der in Fig.1b dargestellte Verlauf der Ortskurve #F/Zo des Bandfilters
zeigt, daß diese Ortskurve nicht frequenzsymmetrisch zur Bandmittenfrequenz verläuft
und um einen mehr oder weniger großen Winkel # gedreht ist. Diese insbesondere bei
schmalbandigen Übertragungskurven auftretende Erscheinung ist darauf zurückzuführen,
daß Induktivitäten bei höheren Frequenzen eine unvermeidliche Eigenkapazität aufweisen,
so daß beispielsweise bei Serienkreisen zusätzlich oberhalb des Nutzbandes eine
Parallelresonanz entsteht.
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Fig.1c zeigt den Verlauf der Ausgangsleistung PA des Bandfilters bei
konstanter Aussteuerung, wenn beispielsweise die Ausgangsklemme A mit detn ohmschen
Lastwiderstand Z0/2 belastet wird.
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In Fig.1d ist für die Schaltung nach Fig.1a der Betriebsfall dargestellt,
wennin die Klemme 0 des Netzwerkes eine aus dem Bandfilter kommende HP-Leistung
eingespeist wira.
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Die Schaltelemente LN, RN sind hier weggelassen, da sie, vorausgesetzt
daß die Klemme O die elektrische Mitte zwischen den Netzwerkklemmen I und II darstellt,
für diesen Betriebsfall ohne Einfluß sind. Ebenso können die Klemmen I und II miteinander
verbunden werden, ohne daß sich an der Leistungsaufteilung etwas ändert. Da hier
die beiden, jeweils aus der Kapazität Co und der Induktivität LT bestehenden, parallelgeschalteten
Zweige mit in den Übertragungsweg einbezogen sind, ist der Bandfilterserienkreis
CS, LS entsprechend nachzustimmen, damit an den abgeschlossenen Enden der Beitung
D jeweils die halbe Leistung PM/2 den nebenstehend ausgeglichenen Frequenzgang annimmt.
Die Ortskurve des Bandfilters ändert sich dabei nicht. Sie stimmt demnach mit dem
normierten Impedanzverlauf tF/Zo aus Fig.1a überein, wenn man bei abgetrennter Leitung
D in die kurzgeschlossenen Klemmen I und II des so erweiterten Serienkreises hineinmißt.
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In Fig.1e ist der Betriebsfall für eine Schaltung nach Fig.1a dargestellt,
wenn über die Leistung ein aus einer Signalquelle US mit Innenwiderstand R. kommendes
Signal mit der Frequenz fs in der eingezeichneten Pfeilrichtung übertragen wird.
Aus Fig.1b geht hervor, daß die Ankoppeleinrichtung für Frequenzen, die im schraffierten
Bereich liegen, an die Leitung D angepaßt ist, so daß in diesem Frequenzbereich
der an den Klemmen I und II auftretende Widerstand Z1 bzw. Z11 gleich dem Wellenwiderstand
Zo der Leitung ist. Mit wachsendem Frequenzabstand Af von der Bandmittenfrequenz
f0 des Bandfilters werden nämlich die dämpfungsbestimmenden ohmschen Komponenten
in der Impedanz des Langagliedeg und des den Bandfilterausgangskreis darstellenden
Querzweiges immer kleiner, so daß das T-Glied in einen Allpaß übergeht. Das bedeutet,
daß Signalfrequenzen, die im Beginn des schraffierten Bereiches liegen,
nur
sehr wenig, und weiter abliegende praktisch überhaupt nicht gedämpft werden. Für
Signalfrequenzen weit oberhalb der Bandmittenfrequenz f0 des Bandfilters, z.B. im
oberen UHF-Bereich, wirkt die Anordnung nach Fig.1e wie ein Tiefpaß-T-Glied, bestehend
aus den beiden Längsinduktivitäten LT und einer bestimmten Querkapazität. Da die
Induktivitäten LT nicht in die Resonanzbedingung des Längsgliedes eingehen, können
sie auf optimale Anpassung an den Klemmen I und II bemessen werden.
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Die Fig. 2, 3 und 4 zeigen Netzwerke N2, N3 und N4, die mit dem Netzwerk
N1 aus Sigma elektrisch identisch sind. Im einzelnen besteht das in Pig.2 dargestellte
Netzwerk N2 aus zwei gleichgroßen Induktivitäten LOw die in Serie zwischen den Klemmen
I und II eingeschaltet und mittels einer Serienschaltung aus Induktivität LN, Kapazität
0N und zweiter Induktivität LN überbrückt sind. Der Kapazität 0N ist gegebenenfalls
ein ohmscher Widerstand RN parallelgeschaltet. Für den Anschluß des Bandfilters
ist wiederum eine Klemme O in der elektrischen Mitte des Netzwerkes,und zwar am
Verbindungspunkt der beiden gleichgroßen Induktivitäten LOb vorgesehen. Dieses Netzwerk
N2 ist besonders für schmalbandige Ausgangsbandfilter vorteilhaft, beispielsweise
bei Verwendung in Kanalverstärkern des gesamten Fernsehbereiches.
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Das in Fig.3 dargestellte Netzwerk N3 unterscheidet sich von dem Netzwerk
N1 aus Fig.1a insofern, als die Klemme O für den Bandfilteranschluß nicht im kapazitiven
Zweig des Parallelkreises, sondern im induktiven Zweig liegt, welcher aus zwei gleichgroßen
Induktivitäten Lo bester und durch eine Kapazität CN überbrückt ist. Dieses Netzwerk
N3 ist ebenso wie das Netzwerk N1 aus Fig.1a besonders günstig für breitbandige
Bandfilter, wobei das Netzwerk N1 vorzugsweise für Breitbandverstärker im Fernsehbereich
I und III und UKW-Rundfunkbereich gedacht ist, während das Netzwerk N3 besonders
für
Breitbandverstärker geeignet ist, deren Übertragungsbereich
oberhalb -100 MHz liegt.
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Beim Netzwerk N4 aus Fig.4 sind die beiden, zwischen den Klemmen I
und II eingeschalteten Induktivitäten L0 mittels einer Koppelspule LK induktiv an
einen Parallelkreis angekoppelt, der aus der Kapazität CN, der Induktivität LN und
einem gegebenenfalls vorgesehenen ohmschen Widerstand RN gebildet ist.
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Die Fig.5a zeigt in schematischer Darstellung die Einspeisung mehrerer
Signale in eine beiderseits wellenwiderstandsgerecht mit Zo abgeschlossene Leitung
D. Im gewählten Beispiel sind die einzelnen Bandfilterausgangskreise Bestandteil
von Kanalverstärkern V1, V2, V3 ... Vn für die Fernsehkanäle K6, K10, K8 ... Kn
die ihre jeweilige Signalenergie in den Mittelabgriff des jeweils zugehörigen Netzwerkes
N einspeisen, wobei die Signalenergie jedes Verstärkers zu gleichen Teilen auf die
beiden an den Enden der Leistung D yorgesehenen Verbraucher Zo aufgeteilt wird.
Die Netzwerke N sind dabei an jeweils verschiedenen Stellen entlang der Leitung
D eingefügt. Im vorliegenden Ausführungsbeispiel erweist sich ein Netzwerk N2 nach
Fig.2 als sehr-vorteilhaft. Es besteht aber auch die Möglichkeit, die Netzwerke
N1, N2, N3, N4 je nach Bedarf in beliebiger Reihenfolge in die, Leitung. D einzuschalten.
Damit die beispielsweise, aus dem Kanalverstärker V1 für den Kanal 6 kommende Signal
energie durch die frequenzmäßig nächstliegende, auf Kanal 8 abgestimmte Ankoppeleinrichtung
möglichst wenig bedämpft wird, ist es erforderlich, einen gewissen Mindestfrequenzabstand
Af zwischen- jeweils zwei Nutzsignalbändern einzuhalten. Aus- diesem- Grund ist
zwischen zwei. Nutzkanälen jeweils ein Leerkanal vorgesehen, so daß- sich für den
Frequenzabstand #f, auagehend von der geometrischen Bandmittenfrequenz fo des Bandfilters
von Ve@@tärker V1, etwa der Wert von 3/2 B ergibt, wobei B die
Bandbreite
eines Fernsehkanals bedeutet (vgl. Fig.5b). i'ür die mechanische Ausführung wird
das Netzwerk N zweckmäßig in den jeweils zugehörigen Verstärker miteinbezogen, so
daß jeder Verstärker je zwei Klemmen I und II besitzt, an denen die Durchschleifleitung
D angeschlossen wird.
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In Fig.6 ist die Schaltung für die Ankoppelung eines Bandfilters dargestellt,
dessen als Parallelkreis ausgebildeter Ausgangskreis als Längsglied in die durchgehende
Leitung D eingefügt ist. Im einzelnen besteht das Bandfilter aus einem Parallelkreis
mit Kapazität Ci, Induktivität L1 und ohmschem Widerstand R1, und aus einem Ausgangcparallelkreis
aus einer Induktivität L2 und zwei gleichgroßen Kapazitäten C2. Beide Bandfilterkreise
sind mit einer symmetrisch aufgebauten Koppelschleife KS induktiv miteinander verkoppelt.
Ferner ist zu beiden Seiten des Ausgangsparallelkreises je eine weitere Induktivität
LT vorgesehen, während in der elektrischen Mitte des Ausgangsparallelkreies, d.h.
am Verbindungspunkt der beiden Kapazitäten C2, ein auf die Bandmittenfrequenz f0
des Bandfilters abgestimmter Serienkreis, bestehend aus Kapazität CN', Induktivität
LN' mit Spulenkapazität CE und ohmschem Widerstand RN', angeschaltet ist. Es ist
leicht erkennbar, daß diese Schaltung im Prinzip mit der Schaltung nach Fig.1a übereinstimmt.
Der Unterschied besteht lediglich darin, daß Bandfilterausgangskreis und Netzwerk
N miteinander vertauscht sind. Bei gleicher Bandmittenfrequenz fo und gleicher Bandbreite
gelten deshalb auch die in Fig.1b angegebenen Ortskurven, wobei die ausgezogene
Kurve den durch die Dimensionierung des Bandfilters vorgegebenen normierten Admittanzverlauf
z0/ F und die gestrichelte Kurve den normierten Tmpedanzverlauf tN/Zo des im Querzweig
angeschalteten Netzwerkes darstellt. Hier dient also das Querglied dazu, die Admittanz
des Bandfilters möglichst genau nachzubilden.
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An der Anpaßbedingung
ändert sich nichts. Diese Ankoppelschaltung kann selbstverständlich auch bei oder
Zusaininenschaleinrichtung nach Fig. 5a zusammen mit anderen Ankoppelschaltungen
eingesetzt werden.
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In Fig.7 ist die mechanische Ausführung eines Netzwerkes nach Fig
.2 dargestellt. An der Innenwand eines beispielsweise als Verstärkergehäuse dienenden
Metallchassis N ist eine einseitig kaschierte Leiterplatte P befestigt, auf der
eine U-förmige Leiterbahn vorgesehen ist. Diese die beiden Induktivitäten So realisierende
Leiterbahn ist an beiden Enden mit den Klemmen I und II und in der elektrischen
Mitte mit dem Anschlußpunkt 0 verbunden. Zwischen den Klemmen I und II, die zweckmäßig
als an der Außenwand des Metallchassis angebrachte Koaxialbuchsen ausgebildet sind,
ist ein Scheibenkondensator CN eingeschaltet. Die Anschlußdrähte dieses Scheibenkondensators
dienen zugleich in vorteilhafter Weise zur Herstellung der beiden Induktivitätswerte
LN. Diese beiden Induktivitäten LN brauchen nicht gleichgroß zu sein, da es für
die Resonansfrequenz nur auf die gesamte Induktivität Lges = 2 (Lo+LN) ankommt.
Der Abgleich auf die geforderte Resonanzfrequenz kann in einfacher Weise durch Auseinanderdrücken
oder Zusammenbiegen der Kondensatoransch-lußdrähte erfolgen. Ein derartiger Aufbau
erfordert nur wenig Platz.
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Er ist vor allem für schmalbandige, z.B. 7 - 8 MHz breite, Ausgangsfilter
geeignet, insbesondere für den Einsatz im Frequenzbereich von 40 - 300 MHz. Der
in Fig.2 -eingeseichnete Widerstand RN kann gegebenenfalls wegfallen.
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Die in Fig.8 dargestellte Ausbildung einer Schaltung nach Fig.3 besteht
aus einer Leiterplatte P, auf der zwei Leiterbahnen gleicher Geometrie vorgesehen
sind. Diese -Leiterbahnen stellen die beiden Induktivitäten LT dar und sind an ihren
äußeren Enden mit den Klemmen I und II verbunden. In
der Mitte
ist ein Schlitz vorgesehen, in den ein Scheibenkondensator CN eintauchte Diesermit
den Induktivitäten LT verbundene Kondensator 0N ist außerdem mittels eines Kupferbandes
oder eines gewöhnlichen Schalt drahtes überbrückt, wo mit die beiden Induktivitäten
Lo gebildet sind. In der elektrischen Mi, tte dieses Kupferbandes ist der Anschlußpunkt
O vorgesehen. Die beiden Leiterbahnen tragen zur Parallelresonanz nicht bei. Sie
sind deshalb so zu bemessen, daß eine gute Anpassung im UH?-Bereich gewährleistet
ist. Diese Schaltung ist vor allem für die Nachbildung breiterer Bandfilter geeignet
In den Figuren 9a, 9b, 9c, 9d ist eine mechanische Ausführungsform für eine Schaltung
dargestellt, bei der das Netzwerk in den Rückleiter der durchgehenden Bettung eingeschaltet
wird. Dabei zeigt die Fig.9a in perspektivischer Darstellung eine rechteckförmig
ausgebildete Leiterplatte P, die in waagrechter Lage in ein U-förmig gebogenes Metallchassis
M eingebettet und mit beiden U-Schenkeln kontaktiert ist. Die Leiterplatte P weist
in ihem Zentrum einen fensterartigen Ausschnitt F auf, in den zwei auf einander
zuweisende Zungen vorstoßen. Ferner sind auf der Oberseite der Leiterplatte P zwei
fluchtend zu den Zungen verlaufende Leiterbahnen vorgesehen, die von zwei an gegenüberliegenden
Plattenkanten angeordneten Klemmen I und II ausgehen und im Bereich des jeweiligen
Zungenansatzes enden. In Fig.9b, welche die Weitere platte P in einem längs der
Leiterbahnen verlaufenden Schnitt darstellt, ist eine Me.tallbrücke eingezeichnet
die eine Verbindung zwischen den beiden Beiterbahnen herstellt. Diese Metallbrücke
realisiert zwei gleichgroße, in Serie geschaltete Induktivitäten L, deren gemeinsamer,
in der Brückenmitte liegender Verbindungspunkt als Anschlußklemme 0 dient. Auf der
vollstandig mit Leitermaterial versehenen Unterseite der Leiterplatte P bilden die
beiden an der Zungenunterseite vorgesehenen Beiterstreifen zwei Induktivitäten Lz,
die mittels
eines im Schlitz zwischen den Zundenenden angeordneten
Scheibenkondensators CN überbrückt sind. Die Fig.9c und 9d zeigen die Leiterplatte
P von obe bzw. von unten gesehen, wobei ersichtlich ist, daß im fensterartigen Ausschnitt
F zwei Schlitze vorgesehen sind, die längs der senkrecht zu den Zungen verlaufenden
Symmetrielinie S, S' verlaufen. Die elektrisch wirksame Länge dieser Schlitze kann
mittels im Schlitz hin- und herbewegbarer Kurzschlußbrücken-in Form von Kontaktschrauben
K verlängert oder verkürzt werden. Dadurch ist es möglich, die zwischen den Zungenenden
und der Kontaktschraube längs des Fensterrandes auftretenden Induktivitäten Lo zu
variieren, wodurch die Kreisgüte des im Netzwerk enthaltenen rarallelkreises geändert
werden kann.
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Die Resonanzfrequenz wird dagegen mit einer parallel zum Kondensator
ON liegenden Leiterschleife LA eingestellt.
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Die Fig.10 zeigt das Ersatzschaltbild zur Ausführungsform nach Fig.9,
wobei zusätzlich ein gestrichelt eingezeichneter, an einer der beiden Induktivitäten
LZ angeschalteter Serienkreis vorgesehen ist. Mit diesem Serienkreis, dessen Resonanzfrequenz
mit der Bandmittenfrequenz fO des zugehörigen, am Anschlußpunkt 0 angekoppelten
Bandfilters übereinstimmt, ist es möglich, die beiden Ortskurven von Bandfilter
und Netzwerk (vgl. Fig.1b) auch im Nutzbereich einander anzupåssen.
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In Fig.11 ist die Rückflußdämpfung a, an der Klemme I bzw. II in Abhängigkeit
von der Prequenz aufgetragen, die mit Einrichtungen nach Fig.1a, 2, 3, 4 und 10
erreicht werden kann.
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Dabei gilt die durchgezogene Kurve für RN = (RN weggelassen), während
bei der punktierten Kurve RN so bemessen ist, daß die Rückflußdämpfung für Signale
im eigenen Kanal etwa 10 dB be trägt. Zum Vergleich ist strichpunktiert der Dämpfungsverlauf
aufgetragen, wie er etwa beim konventionellen Durchschleifverfahren erreichbar ist.
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In Fig.12 ist die Übertragungsdämpfung zwischen den Klemmen I und
II dargestell-t. Daraus geht hervor, daß die Netzwerke unterhalb der Frequenzgrenze
G1 und oberhalb der Prequenzgrenze G2 als Allpaß wirken. Der gestrichelte Bereich
der Kurve ist dabei ohne Bedeutung, da die Signale des jeweiligen Nutzbandes nicht
von Klemme I nach Klemme II über tragen werden.
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12 Patentansprüche 12 Figuren