DE2044690B2 - - Google Patents
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- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
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- H03H7/46—Networks for connecting several sources or loads, working on different frequencies or frequency bands, to a common load or source
- H03H7/461—Networks for connecting several sources or loads, working on different frequencies or frequency bands, to a common load or source particularly adapted for use in common antenna systems
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Description
Die Erfindung bezieht sich auf eine Einrichtung zur Einspeisung einer über ein Filter, insbesondere
Bandfilter, ankommenden hochfrequenten Signalenergie in eine durchgehende, an beiden Enden
reflexionsfrei abgeschlossene Leitung, insbesondere zur Verwendung in Gemeinschaftsantennenanlagen,
bei denen Signale mehrerer unterschiedlicher Frequenzbereiche einer gemeinsamen Durchschleifleitung
derart zugeführt sind, daß die einzelnen Filter an jeweils verschiedenen Stellen entlang dieser Leitung
angekoppelt sind, wobei ?·» den einzelnen Ankoppelstellen
jeweils ein in die Durchschleifleitung als Längsglied eingefügter Impedanzzweipol vorgesehen
ist, der wenigstens zwei parallelgeschaltete, aus Reaktanzen aufgebaute Zweige enthält und so
bemessen ist, daß bei der geometrischen Bandmittenfrequenz des Filters eine Parallelresonanz und für
das jeweils eingespeiste Signal an beiden Enden des Längsgliedes ein gleichmäßiger Dämpfungsverlauf
auftritt.
Aus der deutschen Patentschrift 912 582 ist es bekannt,
mehrere, auf unterschiedlichen Frequenzbändern übertragene Signale derart an den beider
wellenwiderstandsgerecht abgeschlossenen Ender einer durchgehenden Leitung zusammenzufassen, daE
man für jedes Frequenzband ein Bandfilter mi Serienkreisausgang vorsieht und diese Serienkreis
in mehr oder weniger großen Abständen mit dci Durchschleifleitung verbindet. Diese einfache Filter
ankopplung hat jedoch den Nachteil, daß außerhalt des übertragenen Frequenzbereiches durch die Serien
kreisimpedanz noch störende Querbelastungen auf treten. In diesem Fall wird der Wellenwiderstand de
Durchschleifleitung frequenzabhängig verändert, s< daß die Übertragungsbereiche der einzelnen Band
filter in ihrem Dämpfungsverlauf relativ stark ver zerrt werden.
Bei zwei weiteren, aus der deutschen Auslege
schrift 1 244 258 bekannten Ankoppelschaltungei wird die Signalenergie in der Weise in die Durch
schleifleitung eingekoppelt, daß an den einzelne1 Ankoppelstellen jeweils Parallelkreise in den dot
aufgetrennten Hauptleiter (Innenleiter) der Leitung eingefügt sind, wobei der auf die Frequenz des beirefTenden
Verstärkers abgestimmte Parallelkreis entweder ein vom Verstärker unabhängiges und selbständiges
Ankoppelglied ist oder aber durch den Ausgangskreis eines den Verstärkerausgang darstellenden
Bandfilters gebildet sein kann. Auch mit diesen Schaltungen lassen sich durchschleifbedingte,
zusätzliche Dämpfungsverzerrungen in den einzelnen Frequenzbändern nicht vermeiden, da die eingefügten
Resonanzkreise in der LTmgebung ihrer Resonanzfrequenz
keinen idealen Kurzschluß darstellen.
Ähnliche Schwierigkeiten bestehen schließlich auch bei den aus den deutschen Auslegeschriften 1 247 429
und 1 766 070 bekannten Ankoppelschaltungen. Im ersten Fall handelt es sich um eine auf die jeweils
einzuspeisende Frequenz abgestimmte Koppelschleife, deren Abstand zur Durchschleifleitung so gewählt
ist. daß störende Einflüsse auf den Wellenwiderstand der Durchschleifleitung außerhalb der Resonanzstelle
möglichst vermieden werden können. In zweiten Fall besteht die Ankoppelschakung aus einem .τ-Glied,
das im Ankoppelbereich in die Durchschleifleitung eingefügt ist und aus einem als Längsinduktivität
wirkenden Leitungsstrich und zwei Querkapazitäten besteht, wobei die Grenzfrequenz des so gebildeten,
ein- und ausgangsseitig angepaßten Tiefpasses oberhalb der höchsten zu übertragenden Signalfrequenz
liegt.
Ein wesentlich verbessertes Durchschleifverfaiiren, bei dem in den Nutzfrequenzbändern keine nennenswerten
Dämpfungsverzerrungen mehr auftreten, läßt sich bekanntlich durch Anwendung von überbrückten
Differentialübertragern erreichen. Hier werden die beiden Enden von zwei in Serie geschalteten,
gleich großen, mit Hilfe von magnetischem Material fest verkoppelten Spulen in den Leitungszug eingeschaltet.
Dabei wird der Serienausgangskreis des Bandfilters mit einer Mittelanzapfung des Differentialübertragers
verbunden. Ein zusätzliches Netzwerk, 4» das die beiden Übertragerspulen überbrückt, läßt
sich dann so bemessen, daß zumindest außerhalb des Bandfilterübertragungsbereiches die störende Querimpedanz
des Bandfilters kompensiert wird und die Anordnung in beiden Richtungen an den WcIIenwiderstand
der Durchschleifleitung angepaßt erscheint. Abgesehen vom nicht ganz einfachen Aufbau hinsichtlich
der erforderlichen Schaltungssymmetrie stört hier die kapazitive Kopplung zwischen den beiden
Übertragerspulen. Durch diesen wesentlichen Nachteil ist es daher nicht möglich, die Anordnung übei
einen größeren Frequenzbereich an die Durchschleifleitung anzupassen.
Die Erfindung soll nun eine Möglichkeit schäften,
ohne Zuhilfenahme von festgekoppelten Übertragern oder Ferritkernmaterial mit möglichst einfachen Mitteln
die durchschleifbedingten Dämpfungsverzerrungen weitgehend zu beseitigen. Hierzu ist erforderlich,
daß an den Stellen, an denen Signale in die Durchschleifleitung eingespeist werden, die störende
Impedanz des angekoppelten Bandfilters wenigstens außerhalb des Paßbandes aufgehoben wird.
Erfindungsgemäß wird dies bei einer Einrichtung der eingangs genannten Art in der Weise erreicht,
daß das auf einen bestimmten Dämpfungsvcrlauf abgestimmte Filter als einseitig geerdetes Serienkreisfiltcr
ausgebildet und in der elektrischen Mitte eines der Längsglied-Reaktanzzwcige angeschaltet ist und
daß das gesamte Längsglied so bemessen ist, daß das aus Längsglicd und Serienfilterkreis gebildete T-Glied
zumindest"in den zu beiden Seiten des Nutzbandes bei der jeweils zweiten Nutzbandgrenze beginnenden
Frequenzbereichen möglichst gut an den Wellenwiderstand der Leitung angepaßt ist, wobei die Bedingung
gilt, daß das geometrische Mittel von Lüngs güedimpedanz und Filterquellenimpedanz bei jeweils
gleicher Frequenz mit dem Wellenwiderstand der Leitung übereinstimmt.
Weitere Merkmale der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen.
Im folgenden wird die Erfindung in mehreren Schaltungs- und Ausführungsbeispielen an Hand von
Figuren näher erläutert. Es zeigt
Fig. 1ε die Schaltung eines in die Durchschleifleitung
eingefügten Zweipols, an dessen Mittelanzapfung ein Bandfilterserienkreis angeschlossen wird,
Fig. Ib den normierten Impedanzverlauf fQuellenimpedanz)
des Bandfilter sowie den normierten Admittanzverlauf des Zweipols,
Fig. Ic die gegebene Leistungsbandbreite des
Bandfilters,
Fig. Id den Betriebsfall, wenn in die mittlere
Kiemme des Zweipols eine HF-Leistung eingespeist wird,
Fig. Ie den Betriebsfall für ein Signal anderer
Frequenzlage, das auf der Durchschleifleitung von I nach II übertragen werden soll,
F i g. 2, 3 und 4 weitere Schaltungen von Zweipollängsgliedern, die dem in Fig. 1 gezeigten äquivalent
oder nahezu äquivalent sind,
F i g. 5 a die Ankopplung mehrerer Bandfilter an eine gemeinsame durchgehende Leitung,
Fig. 5b die Frequcnzlage der in Fig. 5a vorgesehenen
Fernsehkanä'.e,
F i g. 6 eine mechanische Ausführung:;form für eine
Schaltung nach F i g. 2,
F i g. 7 ein der Schaltung nach F i g. 3 entsprechendes mechanisches Ausführungsbeispiel,
Fig. 8a, 8b. 8c und 8d eine weitere mechanische
Ausführungsform für eine Ankoppelschaliung,
F i g. 9 das Ersatzschaltbild für eine Ankoppelschaltung nach Fig. 8,
F"ig. 10 den prinzipiellen Verlauf der Rückfiußdämpfung
für Schaltungen nach F i g. 1 a, 2. 3. 4 und 9.
Fig. 11 den Verlauf der Übertragungsdämpfung
eines Signals, das frequenzbenachbarte Ankoppelanordnungen passiert.
Im einzelnen zeigt die F i g. 1 a einen Vierpol V, beispielsweise ein zu einem Kana1- oder Bereichsverstärker
für den UKW- und Fernsehbereich gehörendes Bandfilter mit der Bandbreite B und der Bandmittcnfrequenz
/n. Der Ausgangskreis dieses Bandfilters besteht aus einem aus der induktivität Ls und
der Kapazität Cs aufgebauten Serienkreis, dessen
Ausgangsklemme A mit der Klemme O eines Netzwerks ,V1 verbunden ist, das als Längrglied zwischen
den Klemmen I. II einer an dieser Stelle aufgetrennten, an beiden Enden mit dem Wellenwiderstand Zn
abgeschlossenen Leitung D eingeschaltet ist. Dieses Netzwerk /V1 besteht aus einem aus drei Zweigen aufgebauten
Parallelkreis, wobei der ersl . an der
Klemme O mittig angezapfte Zweig zwei gleich große Kapazitäten Cn, der zweite eine Induktivität Ls und
der dritte einen ohmschen Widerstand Rx enthält.
Ferner enthält das Netzwerk N1 zwei Induktiv!-
täten L7, die zu beiden Seiten des Parallelkreiscs und
in Serie zu diesem angeschaltet sind. Die Schaltelemente des Parallelkreises sind so gewählt und bemessen,
daß bei der Bandmittenfrequenz/0 des Bandfilters eine Parallel resonanz auftritt.
In F i g. 1 b sind an Hand eines vereinfacht dargestellten Smith-Diagramms die normierten Ortskurven des Bandfilters und des Netzwerkes /V1 angegeben,
wobei die durchgezogene Kurve den normierten Impedanzverlauf ?){/■■'/„ des Bandfiltcrs und
die gestrichelte Kurve den normierten Admittanzverlauf Z0INy des Netzwerkes /V1 bedeuten. Daraus geht
hervor, daß die vorgegebene Ortskurve 3i/.-/Z0 des
Bandfilter im schraffierten Bereich, d. h. bei Frequenzen
oberhalb /n r- I, und unterhalb /0 — . I,,
durch die Ortskurve Z0/Wv des Netzwerkes invers
nachgebildet wird. . I, bedeutet dabei den Frequenzabstand zwischen der Bandmittenfrequenz /„ des
Bandfilter* und der nächstliegenden Nutzbandgrenze. Im schraffierten Frequenzbereich gilt demnach bei
jeweils gleicher Frequenz die Bedingung
'M1IZn = Zn,
d. h.. daß das geometrische Mittel aus den Impedanzen von Bandfilter und Netzwerk für den angegebenen,
außerhalb des Nuizbandes liegenden Frequenzbereich s'icts dem Wellenwiderstand Z0 der Leitung D
entspricht. Mit anderen Worten ausgedrückt heißt das. daß im schraffierten Frequenzbereich an den
Klemmen 1 und II (Fig. la) Anpassung herrscht. Der in Fig. I b dargestellte Verlauf der Ortskurve
:\\ Z0 des Bandfilters zeigl. daß diese Ortskurve
nicht frequenzsymmetrisch zur Bandmittenfrequenz verlauf· und um einen mehr oder weniger großen
Winkel ι,· gedreht ist. Diese insbesondere bei schmaibandigen Übertragimgskurveni auftretende Erscheinung
ist darauf zurückzuführen, daß Induktivitäten bei höheren Frequenzen eine unvermeidliche Eigenkapaziiat
aufweisen, so daß beispielsweise bei Serienkreisen zusätzlich oberhalb des Nutzbandes eine
Parallelresonanz entsteht.
Fig. Ic zeigt den Verlauf der Ausgangsleistung P Λ
des Bandfilters bei konstanter Aussteuerung, wenn beispielsweise die Ausgangsklemme A mit dem ohmschen
Lastwiderstand Zn 2 belastet wird.
In F i g. Id ist für die Schaltung nach Fig. la der
Betriebsfall dargestellt, wenn in die Klemme O des
Netzwerkes eine aus dem Bandfilter kommende HF-Leistung eingespeist wird. Die Schaltelemente Lv, Rs
sind hier weggelassen, da sie, vorausgesetzt, daß die
Klemme O die elektrische Mitte zwischen den Netzwerkklemmen
I und II darstellt, für diesen Betriebsfall ohne Einfluß sind. Ebenso können die Klemmen I
und II miteinander verbunden werden, ohne daß sich an der Leistungsaufteilung etwas ändert. Da hier
die beiden jeweils aus der Kapazität C0 und der Induktivität L7- bestehenden, parallelgeschalteten
Zweige mit in den Übertragungsweg einbezogen sind, ist der Bandfilterserienkreis C5, L5 entsprechend
nachzustimmen, damit an den abgeschlossenen Enden der Leitung D jeweils die halbe Leistung PA/2
den nebenstehend ausgeglichenen Frequenzgang annimmt Die Ortskurve des Bandfilters ändert sich
dabei nicht. Sie stimmt demnach mit dem normierten Impedar.zverlnuf :Kf/Z0 aus Fig. la überein, wenn
man bei abgetrennter Leitung ü in die kurzgeschlossenen Klemmen I und II des so erweiterten Serienkreises
hineinmißt.
In Fig. Ic ist der Betricbsfall für eine Schaltung
nach Fig. la dargestellt, wenn über die Leitung ein
aus einer Signalquellc Us mit Innenwiderstand Λ,
kommendes Signal mit der Frequenz /s in der eingezeichneten
Pfeilrichtung übertragen wird. Aus Fig. Ib geht hervor, daß die Ankoppeleinrichtung
für Frequenzen, die im schraffierten Bereich liegen, an die Leitung D angepaßt ist, so daß in diesem Frequenzbereich
der an den Klemmen I und Il auftretende Widerstand Z1 bzw. Zn gleich dem Wellenwiderstand
Zn der Leitung ist. Mit wachsendem Frequenzabstand A1 von der Bandmittenfrequenz /n
des Bandlilters werden nämlich die dämpfungsbestimmenden
ohmschen Komponenten in der Impedanz des Längsgliedes und des den Bandfilterausgangskreis
darstellenden Querzweiges immer kleiner, so daß das T-Glied in einen Allpaß übergeht. Das
bedeutet, daß Signalfrequenzen, die im Beginn des schraffierten Bereiches liegen, nur sehr wenig und
weiter abliegende praktisch überhaupt nicht gedämpft werden. T-'ür Signalfrequenzen weit oberhalb der
Bandmittenfrequenz In des Bandfilters, z. B. im oberen
UHF-Bereich, wirkt die Anordnung nach Fig. Ie
wie ein Tiefpaß-T-Cilied, bestehend aus den beiden Lärigsinduktivitäten L7- und einer bestimmten Querkapazität.
Da die Induktivitäten L7 nicht in die Resonanzbedingung des Längsgliedes eingehen, können
sie auf optimale Anpassung an den Klemmen I und II bemessen werden.
Die F i g. 2. 3 und 4 zeigen Netzwerke /V.„ /V,
und /V4. die mit dem Netzwerk /V1 aus Fig. la elektrisch
identisch sind. Im einzelnen besteht das in F i g. 2 dargestellte Netzwerk /V., aus zwei gleich
großen Induktivitäten L0, die in Serie zwischen den Klemmen 1 und II eingeschaltet und mittels einer
Serienschaltung aus Induktivität Lx. Kapazität Cv
und zweiter Induktivität Ls überbrückt sind. Der
Kapazität Cv ist gegebenenfalls ein ohmscher Widerstand
Rs parallel geschaltet. Für den Anschluß des Bandfilters ist wiederum eine Klemme O in der elektrischen
Mitte des Netzwerkes, und zwar am Verbindungspunkt der beiden gleich großen Induktivitäten
Ln, vorgesehen. Dieses Netzwerk Λ'., ist besonders
für schmalbandige Ausgangsbandfiüer vorteilhaft,
beispielsweise bei Verwendung in Kanalverstärkern des gesamten Fernsehbereiches.
Das in F i g. 3 dargestellte Netzwerk /V3 unterscheidet
sich von dem Netzwerk /V1 aus Fig. la
insofern, als die Klemme O für den Bandfilteranschluß
nicht im kapazitiven Zweig des Parallelkreises, sondern im induktiven Zweig liegt, welcher
aus zwei gleich großen Induktivitäten L0 besteht und durch eine Kapazität Cv überbrückt ist. Dieses Netzwerk
N3 ist ebenso wie das Netzwerk N1 aus Fig. la
besonders günstig für breitbandige Bandfilter, wobei das Netzwerk /V1 vorzugsweise für Breitbandverstärker
im Fernsehbereich I und III und UKW-Rundfunkbereich gedacht ist, während das Netzwerk N.,
besonders für Breitbandverstärker geeignet ist, deren
Übertragungsbereich oberhalb 100 MHz liegt.
Beim Netzwerk Nt aus F i g. 4 sind die beiden zwischen
den Klemmen I und II eingeschalteten Induktivitäten L0 mittels einer Koppelspule LK induktiv an
einen Parallelkreis angekoppelt, der aus der Kapazi-Üit
C|V. der Induktivität Lv und einem gegebenenfalls
vorgesehenen ohmschen Widerstand Rx gebildet ist.
Die Fi g. 5 a zeigt in schematischer Darstellung die
Einspeisung mehrerer Signale in eine beiderseits wellenwiderstandsgerecht mit Zn abgeschlossene Leitung
D. Im gewählten Beispiel sind die einzelnen BaPirülterausgangskrcise Bestandteil von Kanalverstäi
keen K,, V.„ K,... Vn für die Fernsehkanälc A',..
AC111. K^ . . . Kr, die ihre jeweilige Signalenergie in den
MiilekibgrifF de* jeweils zugehörigen Netzwerkes /V
einspeisen, wc bei die Sign;ilenergie jedes Verstärkers
/u gleichen Teilen auf die beiden an den Enden der Leitung D vorgesehenen Verbraucher Zn aufgeteilt
wird. Die Netzwerke N sind dabei an jeweils verschiedenen Stellen entlang der Leitung D eingefügt.
Im vorliegenden Ausführungsbeispiel erweist sich ein Netzwerk /V., nach F i g. 2 als sehr vorteilhaft. Es besteht
aber auch die Möglichkeit, die Netzwerke N1. /V.,, Nv /V1 je nach Bedarf in beliebiger Reihenfolge
in die Leitung D einzuschalten. Damit die beispielsweise aus dem Kanalverstärker K1 für den Kanal 6
kommende Signalenergie durch die frequenzmäßig nächstliegende. auf Kanal 8 abgestimmte Ankoppeleinrichtung
möglichst wenig bedampft wird, ist es erforderlich. einen gewissen Mindestfrequenzabstand
i, zwischen jeweils zwei Nutzsignalbändern einzuhalten. Aus diesem Grund ist zwischen zwei
Nutzkanälen jeweils ein Leerkanal vorgesehen, so daL sich für den Frequenzabstand A1, ausgehend von
der geometrischen Bandmittenfrequenz /„ des Bandfilters
von Verstärker K,. etwa der Wert von 3 2ß ergibt, wobei B die Bandbreite eines Fernsehkanals
bedeutet (vgl. Fi g. 5 b). Für die mechanische Ausführung wird das Netzwerk /V zweckmäßig in den
jeweils zugehörigen Verstärker mit einbezogen, so daß jeder Verstärker je zwei Klemmen I und II besitzt,
an denen die Durchschleifleitung D angeschlossen wird
In Fig. 6 ist die mechanische Ausführung eines
Netzwerks nach Fig. 2 dargestellt. An der Innenwand eines beispielsweise als Verstärkergehäuse dienenden
Metallchassis M ist eine einseitig kaschierte Leiterplatte P befestigt, auf der eine U-förmige Leiterbahn
vorgesehen ist. Diese die beiden Induktivitäten L0 realisierende Leiterbahn ist an beiden Enden mit
den Klemmen I und II und in der elektrischen Mitte mit dem Anschlußpunkt 0 verbunden. Zwischen den
Klemmen I und II. die zweckmäßig als an der Außenwand des Metallchassis angebrachte Koaxialbuchsen
ausgebildet sind, ist ein Scheibenkondensator Cn eingeschaltet.
Die Anschlußdrähte dieses Scheibenkondensators dienen zugleich in vorteilhafter Weise
zur Herstellung der beiden Indukthitätswerte Ln.
Diese beiden Induktivitäten Ln brauchen nicht gleich
groß zu sein, da es für die Resonanzfrequenz nur auf die gesamte Induktivität Lges = 2 (L0 +Ln) ankommt.
Der Abgleich auf die geforderte Resonanzfrequenz kann in einfacher Weise durch Auseinanderdrücken
oder Zusammenbiegen der Kondensatoranschlußdrähte erfolgen. Ein derartiger Aufbau; erfordert nur
wenig Platz. Er ist vor allem für schmalbandige, z. B.
7 bis 8 MHz breite Ausgangsfilter geehniet, insbesondere
für den Einsatz im Frequenzbereiich von 40 bis 300 MHz. Der in Fig. 2 eingezeichnete WiderstandRn
kann gegebenenfalls wegfallen.
Die in F i g. 7 dargestellte Ausbildung einer Schaltung
nach F i g. 3 besteht aus einer Leiterplatte P, auf der zwei Leiterbahnen gleicher Geometrie vorgeseher
sind. Diese Leiterbahnen stellen die beiden Induk tivitäten L1 dar und sind an ihren äußeren Enden mi
den Klemmen I und II verbunden. In der Mitte is ein Schlitz vorgesehen, in den ein Scheibenkonden
sator C*v eintaucht. Dieser mit den Induktivitäten L1
verbundene Kondensator C,v ist außerdem mittel: eines KupIVrbandcs oder eines gewöhnlichen Schalt
drahtes überbrückt, womit die beiden Induktivitäten L1
ίο gebildet sind. In der elektrischen Mitte dieses Kupferbandes
ist der Anschlußpunkt 0 vorgesehen. Die beiden Leiterbahnen tragen zur Psrallelresonanz nich
bei. Sie sind deshalb so zu bemessen, daß eine gute Anpassung im UHF-Bereich gewährleistet ist. Diese
Schaltung ist vor allem für die Nachbildung breiterei Bandfilter geeignet.
In den Fig. 8a, 8b, 8c, 8d ist eine mechanische
Ausführungsform für eine Schaltung dargestellt, be der das Netzwerk in den Rückleitcr der durchgebenden
Leitung eingeschaltet wird. Dabei zeigt die Fig. 8a in perspektivischer Darstellung eine rechteckförmig
ausgebildete Leiterplatte P, die in waagerechter Lage in ein U-förmig gebogenes Metallchassis
M eingebettet und mit beiden U-Schenkelri kontaktiert ist. Die Leiterplatte P weist in ihrem
Zentrum einen fensterartigen Ausschnitt F auf, in den zwei aufeinander zu weisende Zungen vorstoßen.
Ferner sind auf der Oberseite der Leiterplatte P zwei fluchtend zu den Zungen verlaufende Leiterbahnen
vorgesehen, die von zwei an gegenüberliegenden Plattcnkanten angeordneten Klemmen I und II ausgehen
und im Bereich des jeweiligen Zungenansatzes enden. In F i g. 8 b, weiche die Leiterplatte P in einem
längs el Leiterbahnen verlaufenden Schnitt darstellt.
ist eine Metallbrücke eingezeichnet, die eine Verbindung zwischen den beiden Leiterbahnen herstellt.
Diese Metallbrücke realisiert zwei gleich große, in Serie geschaltete Induktivitäten L, deren gemeinsamer,
in der Brückenmitte liegender Verbinduiigspunkt
als Anschlußklemme 0 dient. Auf der vollständig mit Leitermaterial versehenen Unterseite dei
Leiterplatte P bilden die beiden an der Zungenunterseite vorgesehenen Leiterstreifen zwei Induktivitäten
L2, die mittels eines im Schlitz zwischen den Zungen-
enden angeordneten Scheibenkondensators Cn überbrückt
sind. Die Fig. 8c und 8d zeigen die Leiterplatte
P von oben bzw. von unten gesehen, wobei ersichtlich ist, daß im fensterartigen Ausschnitt F zwei
Schlitze vorgesehen sind, die längs der senkrecht zu
den Zungen verlaufenden Symmetrielinie 5, S' verlaufen. Die elektrisch wirksame Länge dieser Schlitze
kann mittels im Schlitz hin und her bewegbarer Kurzschlußbrücken in Form von Kontaktschrauben K verlängert
oder verkürzt werden. Dadurch ist es mög-
lieh, die zwischen den Zungenenden und der Kontaktschraube
längs des Fensterrandes auftretenden Induktivitäten L0 zu variieren, wodurch die Kreisgüte
des im Netzwerk enthaltenen Parallelkreises geändert werden kann. Die Resonanzfrequenz wird dagegen
mit einer parallel zum Kondensator Cn liegenden
Leiterschleife LA eingestellt.
Die Fig. 9 zeigt das Ersatzschaltbild zur Ausführungsform
nach Fig. 8, wobei zusätzlich ein gestrichelt eingezeichneter, an einer der beiden Induktivitäten
L2 angeschalteter Serienkreis vorgesehen ist. Mit diesem Serienkreis, dessen Resonanzfrequenz
mit der Bandmittenfrequenz /0 des zugehörigen, am
Anschlußpunkt 0 angekoppelten Bandfilters überein-
409 512/21C
stimmt, ist es möglich, die beiden Ortskurven von Bandfilter und Netzwerk (vgl. Fig. Ib) auch im
Nutzbereich einander anzupassen.
In Fig. 10 ist die Rückflußdämpfung ar an der
Klemme I bzw. II in Abhängigkeit von der Frequenz aufgetragen, die mit Einrichtungen nach Fig. la, 2,
3, 4 und 9 creicht werden kann. Dabei gilt die durchgezogene Kurve für Rn = co (Rn weggelassen),
während bei der punktierten Kurve Rn so bemessen
ist, daß die Rückflußdämpfung für Signale im eigenen Kanal etwa 10 db beträgt. Zum Vergleich ist strich-
10
punktiert der Dämpfungsverlauf aufgetragen, wie er etwa beim konventionellen Durchschleifverfahren erreichbar
ist.
In F i g. 11 ist die Übertragungsdämpfung zwischen
den Klemmen I und II dargestellt. Daraus geht hervor, daß die Netzwerke unterhalb der Frequenzgrenze
G1 und oberhalb der Frequenzgrenze Cr2 als
Allpaß wirken. Der gestrichelte Bereich der Kurve ist dabei ohne Bedeutung, da die Signale des jeweiligen
Nutzbandes nicht von Klemme I nach Klemme II übertragen werden.
Hierzu 3 Blatt Zeichnungen
Claims (9)
1. Einrichtung zur Einspeisung einer über ein Filter, insbesondere Bandfilter, ankommenden
hochfrequenten Signalenergie in eine durchgehende, an beiden Enden reflexionsfrei abgeschlossene
Leitung, insbesondere zur Verwendung in Gemeinschaftsantennenanlagen, bei denen
Signale mehrerer unterschiedlicher Frequenzbereiche einer gemeinsamen Durchschleifleirung
derart zugeführt sind, daß die einzelnen Filter an jeweils verschiedenen Stellen entlang dieser Leitung
angekoppelt sind, wobei an den einzelnen Ankoppelstellen jeweils ein in die Durchschleifkitung
als Längsglied eingefügter Impedanzzweipol vorgesehen ist, der wenigstens zwei parallelgeschaltete,
aus Reaktanzen aufgebaute Zweige enthält und so bemessen ist, daß bei der geometrischen
Bandmittenfrequenz des Filters eine Parallelresonanz und für das jeweils eingespeiste
Signal an beiden Enden des Längsgliedes ein gleichmäßiger Dämpfungsverlauf auftritt, dadurch
gekennzeichnet, daß das auf einen bestimmten Dämpfungsverlauf abgestimmte Filter
als einseitig geerdetes Serienkreisfllter (Ls, Cs)
ausgebildet und in der elektrischen Mitte eines der Längsg^eri-Reaktanzzweige angeschaltet ist
und daß das gesamte Längsglied (N1 ... NJ so
bemessen ist, daß das aus L^ngsglied (N1... N4)
und Serienfilterkreis (Ls-, C. ^ gebildete T-Glied
zumindest in den zu beiden Seii.en des Nutzbandes bei der jeweils zweiten Nutzbandgrenze beginnenden
Frequenzbereichen möglichst gut an den Wellenwiderstand der Leitung angepaßt ist, wobei
die Bedingung gilt, daß das geometrische Mittel von Längsgliedimpedanz und Filterquellenimpedanz
bei jeweils gleicher Frequenz mit dem Wellenwiderstand der Leitung übereinstimmt.
2. Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch gezeichnet, daß die Induktivitäten des Längsgliedes
so bemessen sind, daß das aus Längsglied und Filterkreis gebildete T-Glied für weit oberhalb
des Nutzbereiches, insbesondeie im oberen UHF-Bereich liegende Signale einen Tiefpaß
bildet.
1. Einrichtung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Impedanzzweipol
aus der Parallelschaltung eines induktiven Zweiges (Ln bzw. 2L0) mit einem kapazitiven Zweig
(2 Cn bzw. 2 Cn) besteht, der zu beiden Seiten je
eine weitere Induktivität (L7-) in Serie geschaltet
ist.
4. Einrichtung nach Anspruch 1. dadurch gekennzeichnet,
daß der Impedanzzweipol einen mitfelan^Zc'ipften induktiven Zweig (2 Ln) enthält,
der durch eine Serienschaltung, bestehend aus einer Induktivität (L,v), einer Kapazität (Cn)
und einer weiteren Induktivität (Ln). überbrückt
ist.
5. Einrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Kapazität (Cn) eine zusätzliche
Induktivität (L .,) parallel geschaltet ist.
6. Einrichtung nach Anspruch 4 oder 5. dadurch gekennzeichnet, daß an den Parallelkreis
des Impedanzzweipols zusätzlich ein Serienkreis angekoppelt ist, dessen Resonanzfrequenz mit der
geometrischen Bandmittenfrequenz des Nutzbandes
übereinstimmt.
7. Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß der Impedanzzweipol einen mitr.elanzapl'ien induktiven Zweig (2Ln) enthält,
der mittels einer Koppelinduktivität (LK) mit
einem Parallelkreis, bestehend aus Induktivität (Ln) und Kapazität (Cn), verkoppelt ist
8. Einrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß eine
Leiterplatte vorgesehen ist, auf der zumindest ein Teil der in der Ankoppeleinrichtung verwendeten
Induktivitäten in gedruckter Schaltangstechnik ausgebildet ist.
9. Einrichtung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Leiterbahnen der in gedruckter
Schaltungstechnik ausgebildeten Induktivitäten zu beiden Seiten von schlitzförmigen
Aussparungen entlanggeführt sind, deren elektrisch wirksame Länge durch im Schlitz hin- und
herbeweabare Kurzschlußbrücken veränderbar ist.
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19702065525 DE2065525C3 (de) | 1970-09-09 | 1970-09-09 | Einrichtung zur Einspeisung einer hochfrequenten über ein Parallelkreisfilter ankommenden Signalenergie in eine durchgehende Leitung |
DE19702044690 DE2044690C3 (de) | 1970-09-09 | 1970-09-09 | Einrichtung zur Einspeisung einer hochfrequenten Signalenergie in eine durchgehende Leitung |
Applications Claiming Priority (2)
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DE19702065525 DE2065525C3 (de) | 1970-09-09 | 1970-09-09 | Einrichtung zur Einspeisung einer hochfrequenten über ein Parallelkreisfilter ankommenden Signalenergie in eine durchgehende Leitung |
DE19702044690 DE2044690C3 (de) | 1970-09-09 | 1970-09-09 | Einrichtung zur Einspeisung einer hochfrequenten Signalenergie in eine durchgehende Leitung |
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Publication Number | Publication Date |
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DE2044690A1 DE2044690A1 (de) | 1972-03-16 |
DE2044690B2 true DE2044690B2 (de) | 1974-03-21 |
DE2044690C3 DE2044690C3 (de) | 1974-10-31 |
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Family Applications (2)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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DE19702044690 Expired DE2044690C3 (de) | 1970-09-09 | 1970-09-09 | Einrichtung zur Einspeisung einer hochfrequenten Signalenergie in eine durchgehende Leitung |
DE19702065525 Expired DE2065525C3 (de) | 1970-09-09 | 1970-09-09 | Einrichtung zur Einspeisung einer hochfrequenten über ein Parallelkreisfilter ankommenden Signalenergie in eine durchgehende Leitung |
Family Applications After (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19702065525 Expired DE2065525C3 (de) | 1970-09-09 | 1970-09-09 | Einrichtung zur Einspeisung einer hochfrequenten über ein Parallelkreisfilter ankommenden Signalenergie in eine durchgehende Leitung |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
DE (2) | DE2044690C3 (de) |
Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
NL171406C (nl) * | 1976-01-29 | 1983-03-16 | Philips Nv | Hoogfrequent-signaalverdeelinrichting voor toepassing in kabeltelevisie-systemen. |
-
1970
- 1970-09-09 DE DE19702044690 patent/DE2044690C3/de not_active Expired
- 1970-09-09 DE DE19702065525 patent/DE2065525C3/de not_active Expired
Also Published As
Publication number | Publication date |
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DE2065525A1 (de) | 1974-02-21 |
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