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Die
Erfindung betrifft eine Übertragungsanordnung
gemäß dem einleitenden
Teil von Anspruch 1.
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Weiters
bezieht sich die Erfindung auf D/A-Umsetzerschaltungen gemäß den einleitenden
Teilen der Ansprüche
14 und 20.
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Derartige Übertragungsanordnungen
bzw. D/A-(Digital/Analog-) Umsetzerschaltungen werden insbesondere
zur Verbindung von Messwertgebern mit Auswerteinheiten und von Aktuatoren
mit industriellen Steuer- und Regelsystemen eingesetzt. Ein Standard
hierbei ist die 4mA-20mA-Stromschleife, bei der ein analoges Gleichstrom
(DC)-Stromsignal mit einer Amplitude zwischen 4mA und 20mA dazu
verwendet wird, um einen Messwert eines Messwertgebers zu einem
Steuer- bzw. Regelsystem oder aber ein Steuersignal des Steuer- bzw. Regelsystems
zu einem Aktuator zu übermitteln.
Eine standardisierte Möglichkeit
einer digitalen Signalisierung über
ein Modem und die 4-20mA-Stromschleife ist durch HART® (Highway
Addressable Remote Transmitter) gegeben, vgl. Hart Communication
Foundation, HART®-SMART Communication Protocol,
FSK Physical Layer Specification, Document Revision 8.1, HCF Document
HCF-SPEC-54, Aug.
1999. Diese standardisierte Übertragung
dient z.B. zur Eichung und Fehlerdiagnose eines Sensors, kann aber
ebenso zur Übermittlung
eines Messwertes herangezogen werden. Hierbei wird das analoge 4-20mA-DC-Stromsignal
mit einem nach dem FSK-Verfahren
(FSK-Frequency Shift Keying-Frequenzumtastung) modulierten 0,5mA-AC-Stromsignal überlagert.
Das FSK-Verfahren erfolgt dabei in der Regel mit 1200 Bit/s und
1200 Hz für
eine logische "1" (Mark) und 2200
Hz für
eine logische "0" (Space). In Weiterentwicklung
dieses Standards wurde der neue C8PSK-HART® Standard
(vgl. Hart Communication Foundation, HART®-SMART
Communication Protocol, C8PSK Physical Layer Specification, Document
Revision 1.0, HCF Document HCF-SPEC-60, Apr. 2001) geschaffen, um
Daten 8mal schneller, also mit 9600 Bit/s, übertragen zu können. Dabei
werden jeweils 3 Bits zu einem Symbol zusammengefasst und nach dem
PSK-Verfahren (PSK-Phase Shift Keying-Phasenumtastung) zur Modulation
eines 3200Hz-Trägers
mit acht verschiedenen Phasenzuständen verwendet. Die resultierende
Bandbreite beträgt
im Fall des FSK-Verfahrens etwa 900-2500Hz, im Fall des C8PSK-Verfahrens
800-5600Hz.
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Zur
besseren Veranschaulichung wird nachfolgend eine solche Signalisierungstechnik
gemäß Stand der
Technik beispielhaft an Hand der 1 bis 7 näher erläutert. Dabei
ist in 1 in einem Prinzipschaltbild die Anordnung eines
Messwertgebers 1 und einer damit verbundenen Auswerteinheit 2 in
einer Punkt-zu-Punkt-Topologie
dargestellt. In diesem Fall kann sowohl eine analoge als auch eine
digitale Signalisierung mittels Modem gleichzeitig genutzt werden.
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Gemäß 1 ist
im Messwertgeber 1 ebenso wie in der Auswerteinheit 2 jeweils
eine gesteuerte Stromquelle 3 vorhanden, die einen Strom
erzeugt, welcher in Kombination mit einer Spannungsquelle 4 an einem
Messwiderstand 5 (mit einem Wert von 230Ω bis 600Ω) einen
Spannungsabfall verursacht. Zur Ansteuerung der Stromquelle 3 des
Messwertgebers 1 wird ein analoges Summierglied 6 verwendet,
um ein von einem Messwert eines Sensors 7 abhängiges Gleichstrom-(DC-)Signal
und ein von einem Modem 8 geliefertes Wechselstrom-(AC-)Signal
gewichtet zu überlagern,
um einen Schleifenstrom IL über Klemmen
bzw. Leitungen L+, L- zu erhalten. Ebenso wird die Stromquelle 3 der
Auswerteinheit 2 von einem entsprechenden Modem 8 angesteuert.
Sendezugriffe dieser Modems 8 werden über ein Protokoll gesteuert,
welches ein gleichzeitiges Senden der Einheiten 1 und 2 verhindert,
so dass sich immer mindestens eines der Modems 7, 8 im
so genannten Ruhezustand befindet. Das empfangende Modem 8 demoduliert
gegebenenfalls während
dieses Ruhezustandes das am Messwiderstand 5 anliegende
AC-Spannungssignal. Ein Voltmeter 9 dient zur Messung des
Spannungssignals am Messwiderstand 5 innerhalb eines DC-Spektrums von 0-25Hz.
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Als
Alternative zur Punkt-zu-Punkt-Topologie gemäß 1 zeigt 2 ein
Beispiel für
die so genannte Multidrop-Topologie. Da sich hier die Ströme mehrerer
Messwertgeber 1 zu einem gesamten Schleifenstrom ΣIL addieren, wird auf die analoge Signalisierung
meist verzichtet; stattdessen wird ein konstanter Gleichstrom von
z.B. 4mA eingestellt. Bei dieser Topologie ist es daher nicht notwendig,
in der Auswerteinheit 2 die Gleichspannung am Widerstand 5 zu
messen. Das Sensorsignal kann dann nur noch digital über eines
der jeweiligen Modems 8 in Kombination mit dessen gesteuerter
Stromquelle 3 durch ein AC-Stromsignal übermittelt werden.
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Auch
bei dieser Multidrop-Topologie gemäß 2 werden
gleichzeitige Sendezugriffe durch ein entsprechendes Protokoll vermieden.
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Es
ist vorteilhaft, wenn ein 4-20mA-Messwertgeber 1 nur über eine
Stromschnittstelle verfügt,
welche einfach an alle in Frage kommenden Topologien angepasst werden
kann. Die beiden angeführten
Topologien wurden daher als Beispiele gewählt, um davon die zur möglichst
fehlerfreien Datenübertragung
notwendigen Eigenschaften eines 4-20mA-Stromsignals abzuleiten.
Aufgrund der bei der Punkt-zu-Punkt-Übertragung gleichzeitigen analogen
und digitalen Signalisierung dürfen
beide Signale einander nicht durch zu große Störströme im jeweils anderen Spektrum
beeinflussen. Da bei der Multidrop-Topologie bis zu 16 Modems gleichzeitig
empfangen (d.h. nicht senden), darf im Ruhezustand nur ein minimaler
Störstrom
im AC-Spektrum von 500Hz-10kHz entstehen. Bezüglich der Erzeugung des 4-20mA-Stromsignals mittels
D/A-Umsetzer definieren folgende Bestimmungen die maximalen Amplituden
von (unerwünschten)
Störströmen (vgl.
hierzu auch Hart Communication Foundation, HART®-SMART
Communication Protocol, FSK Physical Layer Specification, Document
Revision 8.1, HCF Document HCF-SPEC-54, Aug. 1999, Abschnitte 7.2
und 7.3):
- 1. Das Spektrum des analogen Signals
ist mit –40dB/Dekade
oberhalb von 25 Hz begrenzt.
- 2. Die Amplitude eines beliebigen analogen Signals gemäß Bestimmung 1 darf
nach Anwendung eines vorgegebenen digitalen Testfilters ±30μA nicht überschreiten.
Das digitale Testfilter ist ein Bandpass bestehend aus einem Butterworth-Hochpass
mit 40dB/Dekade unterhalb von 500Hz und einem Tiefpass mit –20dB/Dekade
oberhalb von 10kHz.
- 3. Die Amplitude des AC-Stromsignals darf nach Anwendung eines
vorgegebenen analogen Testfilters ±20μA nicht überschreiten: Das analoge Testfilter
ist ein Butterworth-Tiefpass mit –40dB/Dekade oberhalb von 25Hz.
- 4. Im Ruhezustand (d.h. während
kein digitales Signal gesendet wird) darf ein konstantes 4-20mA-Signal nach
Anwendung des digitalen Testfilters ±6,22μA nicht überschreiten.
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In 3 ist
schematisch, in einem Blockschaltbild, ein 4-20mA-Messwertgeber 1 mit
hiefür
typisch vorgesehenen A/D- und D/A-Umsetzerschaltungen gezeigt. Dabei
wird ein vom Sensor 7 geliefertes Messwertsignal zunächst durch
eine DC-A/D-Umsetzerschaltung 10 digitalisiert. Eine daran
angeschlossene Digitalschaltung 11 beinhaltet meist einen
Mikrocomputer zur Signalverarbeitung und Modemsteuerung sowie den
Digitalteil des Modems 8. Die Digitalisierung des Messwertsignals
und die anschließende
Umsetzung in den Analogbereich mittels einer DC-D/A-Umsetzerschaltung 12 ermöglicht es,
systematische Fehler des Sensors 7 digital zu korrigieren.
Beispielsweise kann eine Temperaturabhängigkeit oder eine nichtlineare
Kennlinie des Sensors 7 digital korrigiert werden; auch
kann der Messwertgeber auf diese Weise digital kalibriert werden.
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Da
das Modem 8 digital implementiert ist, sind eine AC-D/A-Umsetzerschaltung 13 zum
Senden und eine AC-A/D-Umsetzerschaltung 14 zum Empfangen
modulierter AC-Signale notwendig. Bei Verwendung einer ungetakteten
D/A-Umsetzerschaltung 12 bzw. 13 kann auf das
entsprechende, in 3 schematisch angedeutete Taktsignal 15 bzw. 16 verzichtet
werden. Die Ausgangssignale an den Ausgängen 17, 18 der D/A-Umsetzerschaltungen 12, 13 werden
mit Hilfe des analogen Summierglieds 6 gewichtet addiert
und anschließend
der gesteuerten Stromquelle 3 zugeführt.
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Zum
Empfangen von Modemsignalen wird die Differenzspannung zwischen
den Klemmen L+ und L– gemessen
und unter Verwendung eines analogen Summierglieds 19 sowie
der AC-A/D-Umsetzerschaltung 14 dem mit Hilfe der Digitalschaltung 11 implementierten
Modem 8 zugeführt.
In 3 sind weiters noch das Messwertsignal als Eingangssignal
an einem Eingang 20 zur DC-D/A-Umsetzerschaltung 12 sowie
AC-Eingangssignale an Eingängen 21, 22 zur
AC-D/A-Umsetzerschaltung 13 (Ausgänge der Digitalschaltung 11)
veranschaulicht.
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Die
Stromversorgung des Messwertgebers 1 erfolgt über die
Stromschleife selbst, was den Stromverbrauch auf 2,68mA limitiert
und den Betrieb an einer Zweidrahtleitung ermöglicht. Die 2,68mA-Grenze ergibt sich
aus dem minimalen DC-Stromsignal von 4mA abzüglich der bei der C8PSK-Methode
maximalen AC-Stromamplitude von 1,32mA. Ein minimaler Stromverbrauch
der D/A-Umsetzerschaltungen 12, 13 ist daher ebenso
ein wesentliches Kriterium wie deren Kosten, deren Platzbedarf sowie
die Verfügbarkeit
von benötigten Bauteilen.
PWM-(Pulsweitenmodulator-) oder ΣΔ-Umsetzerschaltungen
benötigen
nur wenige analoge Bauelemente, und ihr Digitalteil kann gemeinsam
mit dem Modem 8 ef fizient in einer integrierten Schaltung
untergebracht werden. Anzustreben sind D/A-Umsetzerschaltungen 12, 13,
welche einerseits mittels einer Digitalschaltung mit ausreichend
geringer Taktfrequenz realisierbar sind, um den Stromverbrauch gering
zu halten, und andererseits sollten unerwünschte, bei der D/A-Umsetzung
entstehende Störsignale
den vorstehenden Bestimmungen 1 bis 4 genügen. Wie
nachfolgend zusammengefasst entsprechen die bestehenden Techniken nicht
allen wünschenswerten
Kriterien.
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Weitere
Informationen zur 4-20mA-Schnittstelle und zu HART
® können z.B.
der
US 6 297 691 A entnommen
werden.
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Zur
D/A-Umsetzung des DC-Signals ist es bekannt (vgl.
US 5 187 474 A ), als D/A-Umsetzerschaltung
12 eine
integrierte Schaltung zu verwenden. Diese Schaltung arbeitet nach
dem Prinzip der binär
gewichteten Stromquellen, wobei in Bezug auf die Anwendung ein relativ
hoher Stromverbrauch und ein hoher schaltungstechnischer Aufwand,
mit dem damit verbundenen hohen Preis, von Nachteil sind. Im Gegensatz
dazu arbeitet die in Analog Devices, MA, USA, AD421: "Loop-Powered 4 mA
to 20 mA DAC" beschriebene
integrierte Schaltung nach dem ΣΔ-Prinzip,
was für
die Anwendung bei einer 4-20mA Stromschleife eine wesentlich effizientere Lösung ergibt.
In
4A ist das zu Grunde liegende Prinzip veranschaulicht.
Der Messwert (s. Messwertsignal am Eingang
20) wird in
einem Register
23, allgemein einem Eingangsspeicher, gespeichert
und mittels eines ΣΔ-Modulators
24 unter
Verwendung des Taktsignals
15 in ein 1-Bit-Pulsdichtesignal
umgesetzt, das einem Tiefpass
25 zugeführt wird, der das Quantisierungsrauschen
dämpft
und die Bandbreite des Messwertsignals auf etwa 25Hz begrenzt. Aufgrund
der niedrigen Grenzfrequenz benötigt
dieser Tiefpass
25 jedoch externe Kondensatoren. Da zur
Erlangung einer kurzen Einstellzeit bei einer Genauigkeit von etwa
14-Bit Kondensatoren mit ausreichend geringer dielektrischer Absorption
benötigt
werden, werden NP0-Kondensatoren mit 10nF bzw. 3,3nF empfohlen.
Von allen Kondensatoren mit geringer dielektrischer Absorption haben
NP0-Kondensatoren den Vorteil einer geringen Größe und geringer Kosten. Für die Anwendung
dieser Schaltung in Kombination mit dem HART
®-Standard
sind die Kapazitätswerte
allerdings zur Bandbegrenzung bei 25Hz auf 160nF und 500nF zu vergrößern, welche
dann aber nicht mehr als NP0-Variante erhältlich sind. Von Nachteil ist
weiters auch der relativ hohe Rechenaufwand, sofern ein solcher ΣΔ-Modulator
mit einem Mikrocomputer realisiert wird. Bei Mikrocomputern mit
spezieller PWM-Peripherie erfordert die 1-Bit-D/A-Umsetzung gemäß dem PWM-Verfahren
meist einen geringeren Aufwand. Verwendet man für die DC-D/A-Umsetzerschaltung
12 die
in
4B schematisch dargestellte Technik mit einem
Pulsweitenmodulator
26, so bewirkt die bei einer 14-Bit-Auflösung notwendige
Taktfrequenz (s. Taktsignal
15) einen hohen Stromverbrauch
eines entsprechend eingesetzten Mikrocomputers. Es gibt unterschiedliche
Methoden, um höhere
Auflösungen
für die
D/A-Umsetzung unter Verwendung von Pulsweitenmodulatoren geringerer
Auflösung
zu erzielen. In
4C ist ein Verfahren veranschaulicht
(vgl. auch
US 5 245
333 A ), bei dem zwei Pulsweitenmodulatoren
26,
26' verwendet werden,
um einen höherwertigen
m-Bit-Teil (MSB-Teil) und einen niedrigerwertigen n-Bit-Teil (LSB-Teil)
eines (m + n)-Bit-Digitalsignals in entsprechende Analogsignale
umzusetzen und diese anschließend
mittels eines analogen Summierglieds
27 gewichtet zueinander
zu addieren. Von Nachteil ist bei dieser Methode der unmittelbar
erkennbare Einfluss der von Bauteiltoleranzen beeinflussten Gewichtung
der Analogsignale des analogen Summierglieds
27 auf die
Linearität.
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Vorschläge zur Erhöhung der
Auflösung
beim PWM-Verfahren mittels gewichteter digitaler Addition sind auch
in
US 5 103 462 A und
US 5 471 505 A enthalten;
hier besteht kein derartiges Linearitätsproblem. Eine detailliertere
Beschreibung dieser Vorschläge
kann sich erübrigen,
denn der in
4D skizzierte Spezialfall der
US 5 471 505 A erzielt
gleichwertige Ergebnisse. Ein erster PWM-Modulator
26 wird
zur Verarbeitung von n niederwertigen Bits (LSB-Teil) herangezogen
und dabei von einem Frequenzteiler
28 mit einem durch 2
n geteilten Taktsignal
15 versorgt.
Das resultierende 1-Bit-PWM-Signal wird mittels eines digitalen
Addierers
29 zu den m höherwertigen
Bits (MSB-Teil)
addiert, deren Abtastra-te in einem Halteglied
30 um den
Faktor 2
n erhöht wurde. Ein zweiter PWM-Modulator
31 setzt
das resultierende m-Bit-Signal in ein 1-Bit-Signal um, und der nachfolgende
Tiefpass
25 liefert wiederum unter Reduktion des Quantisierungsrauschens
das Ausgangssignal am Ausgang
17.
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Im
Vergleich zur trivialen Methode gemäß 4B kann
das Quantisierungsrauschen bei gleicher Auflösung und Taktfrequenz mit der
Technik von 4D deutlich einfacher gefiltert
werden, denn die Frequenz des m-Bit-PWM-Modulators 31 ist
um den Faktor 2n höher. Da umgekehrt aber die
Abtastrate vorher um 2n erhöht wird,
bleibt die Abtastrate des Eingangssignals 20 unverändert niedrig.
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Ein
Beispiel einer AC-D/A-Umsetzerschaltung
13 für die ausschließliche Erzeugung
von FSK-Modemsignalen gemäß dem Bell
202-Standard ist
in
US 5 245 333 A angeführt und
in
5A und
5B skizziert. Ein
digitales FSK-Signal (Eingangssignal am Eingang
21) hat
dabei eine Auflösung
von nur einem Bit. Zur Reduktion des Quanitisierungsrauschens werden
in diesem Fall ein Rampengenerator
32 und ein Bandpassfilter
33 verwendet.
Während
des Ruhezustandes (d.h. beim Empfangen) wird das andere Eingangssignal
als Steuersignal am Eingang
22 aktiviert und zur Sperrung
des 1-Bit-FSK-Signals am Eingang
21 mittels eines Gatters
34 herangezogen,
dessen Ausgangssignal (Ausgang
35) somit während des
Empfangens konstant "0" ist, wogegen es
beim Senden, wenn das 0-Steuersignal am Eingang
22 über den
invertierenden Eingang als log."1" das Gatter
34 öffnet, dem
FSK-Signal am Eingang
21 entspricht; dieses Ausgangssignal
am Ausgang
35 wird mit Hilfe eines analogen Summierglieds
36 gewichtet
zum Eingangssignal am Eingang
22 (etwa im Verhältnis 2:1)
addiert, so dass nach Anwendung des Rampengenerators
32 an
dessen Ausgang
37 ein Signal erhalten wird, dessen Amplitude
im Ruhezustand konstant ist und etwa der mittleren Amplitude im
Sendezustand entspricht, vgl. auch die Signalformen gemäß
5B.
Das analoge Ausgangssignal am Ausgang
35 kann dadurch beim
Empfangen konstant im Wesentlichen auf jenem DC-Signalpegel gehalten
werden, der dem mittleren DC-Pegel beim Senden entspricht. Das Gatter
34 dient
dabei nur zur Veranschaulichung, es ist aber nicht unbedingt notwendig;
genausogut kann das Signal am Eingang
21 genau in dem Moment
auf 0 geschaltet werden, wenn gerade das Signal am Eingang
22 aktiviert
wird.
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In
der Folge werden die Signalanteile des Signals am Ausgang 37 des
Rampengenerators 32 innerhalb des DC-Spektrums gut konstant
gehalten, und es genügt
ein Bandpass 33 mit einer Hochpasskomponente 1.
Ordnung zur Erfüllung
der vorstehend angeführten
Bestimmung 3. Auch werden durch die analoge Überlagerung
der Signale am Ausgang 35 und Eingang 22 die bei
der Verwendung eines FSK-Signals am Eingang 21 mit nur
1-Bit-Auflösung
die sonst unumgänglichen
Verzerrungen innerhalb des AC-Spektrums beim Übergang zwischen dem Ruhe-
und dem Sendezustand deutlich reduziert. Diese einfache und effektive
Methode kann jedoch nicht zur Erzeugung von C8PSK-Signalen herangezogen
werden, denn dafür
wird eine AC-D/A-Umsetzerschaltung mit einer Auflösung von
etwa 7 Bit und einer Bandbreite von mindestens 5,6kHz benötigt.
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Bei
der Verwendung von C8PSK und FSK liegt es hingegen nahe, für beide
Signale den gleichen Signalpfad zu wählen und diese mit einer vollen
7-Bit-Auflösung
digital zu erzeugen. Als Technik für die D/A-Umsetzung bieten
sich sowohl die R/2R-Methode gemäß 6 als
auch die PWM-Methode gemäß 7 an.
Diese Methoden wurden zwar nicht speziell für den HART-Standard entworfen,
dennoch eignen sie sich grundsätzlich
für diese
Verwendung. Es steht zwar kein (Steuer-)Signal an einem Eingang 22 zur
Signalisierung des Ruhezustandes zur Verfügung, dafür verfügt das Signal am Eingang 21 hier über eine
Auflösung
von etwa 7-Bit und wird daher während
des Ruhezustandes konstant auf jener Amplitude gehalten, die dem
Mittelwert des Sendesignals entspricht. Ein Beispiel für die R/2R-Methode,
mit einer R/2R-Schaltung 38,
zur Erzeugung eines Modemsignals gemäß Bell 202 unter Verwendung
eines Mikrocomputers ist in Texas Instruments Incorporated, USA,
FSK Modulation and Demodulation With the MSP430 Microcontroller;
Application Report, Dec. 1998, angeführt. Zwar ist dabei der Aufwand
für den
Bandpass 33 gering, allerdings werden für eine 7-Bit-Auflösung mehr
als 14 Widerstände
und ebenso sieben digitale Ausgänge
benötigt.
Bei dem in S. Holland, FSK Generation Using the SX Microcontroller.Scenix
Semiconductor Inc., U.5.A., 1998 angegebenen Beispiel für die D/A-Umsetzung
nach der PWM-Methode, mit einem PWM-Modulator 39, s. 7,
ist der schaltungstechnische Aufwand daher wesentlich geringer.
In diesem Fall wird für
das Taktsignal 16 jedoch eine relativ hohe Frequenz von
306,7 kHz verwendet, was bei einer 7-Bit-Auflösung eine CPU-Taktfrequenz
von 40 MHz und damit einen hohen Stromverbrauch zur Folge hat. Bei
der Anwendung dieser Methode für
den HART-Standard wird der PWM-Modulator 39 im Ruhezustand
mit jener Pulsweite betrieben, die dem Mittelwert des Modemsignals
am Eingang 21 entspricht. Da es zweckmäßig ist, den vollen Aussteuerungsumfang
des PWM-Modulators 39 zu nutzen, beträgt die Pulsweite des PWM-Modulators 39 im
Ruhezustand normalerweise 50%. Eine Absenkung der PWM-Frequenz bedeutet
eine Absenkung der Frequenz des Quantisierungsrauschens und damit
bei einem gleichen Tiefpassfilter 33 ein Ansteigen der
resultierenden Störsignale.
Je geringer ferner der Stromverbrauch der D/A-Umsetzerschaltung 13 ist,
desto mehr Versorgungsstrom bleibt für die Messsignalauswertung
eines Sensors 7. Wünschenswert
ist daher eine Methode, die auch bei möglichst niedrigem Stromverbrauch
und damit ebenso niedriger PWM-Frequenz eine spezielle Vorrichtung
zur Reduktion der Störströme im Ruhezustand
besitzt.
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Es
ist nun Aufgabe der Erfindung, eine Übertragungsanordnung bzw. hiefür verwendbare
Umsetzerschaltungen vorzusehen, wobei ein geringer Schaltungsaufwand,
mit geringen Kosten, sowie ein geringer Stromverbrauch, bei niedrigen
Taktfrequenzen, sowie eine gute Signalqualität mit niedriger Störrate ermöglicht werden.
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Insbesondere
wird eine Technik angestrebt, bei der die D/A-Umsetzung sowohl des analogen DC-Signals
als auch des digitalen AC-Signals unter Verwendung eines Mikrocomputers
mit Peripherie zur Pulsweitenmodulation ermöglicht wird, wobei der externe
Bauteilaufwand dabei minimal sein soll.
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Vor
allem wird auch angestrebt, eine D/A-Umsetzung eines analogen 4-20mA-DC-Stromsignals
zu ermöglichen,
welches auch in Kombination mit einem HART-Stromsignal die Verwendung
von ausschließlich preisgünstigen
NP0-Kondensatoren erlaubt.
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Zur
Lösung
dieser Aufgabe sieht die Erfindung eine Übertragungsanordnung und Umsetzerschaltungen
gemäß den unabhängigen Ansprüchen 1,
14 und 20 vor; vorteilhafte Ausführungsformen
und Weiterbildungen sind in den Unteransprüchen definiert.
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Mit
der Erfindung werden unter anderem die Vorteile einer einfachen
Schaltung, eines niedrigen Stromverbrauchs und einer Reduktion der
Störströme im Ruhezustand
erzielt. Das bei der DC-D/A-Umsetzung vorgesehene
25Hz-Tiefpassfilter wird digital realisiert. Der ΣΔ-Modulator
ermöglicht
hohe Abtastraten bei geringem Stromverbrauch. Falls eine Realisierung
mit einem Mikrocomputer gewünscht
wird, kann diese in vorteilhafter Weise mit dem PWM-Verfahren kombiniert
werden, um den Rechenaufwand entsprechend zu reduzieren. In diesem
Zusammenhang sei der Mikrocomputer MSP430 von Texas Instruments
erwähnt;
dessen Stromverbrauch beträgt
etwa 0,35 mA/MHz, also 0,86 mA bei 2,4576 MHz. Die dabei entstehenden
unerwünschten
Signalkomponenten wie Quantisierungsrauschen und Spiegelfrequenzen
stellen zwar Störsigna le für die digitale
Signalisierung dar, deren Amplituden sind aber aufgrund der ausreichend
hohen Abtastrate deutlich kleiner als die entsprechenden Bestimmungen
erlauben. Bei der AC-D/A-Umsetzung des AC-Signals für die Modemkommunikation
wird ein PWM-Modulator
in Verbindung mit einem Tiefpass oder Bandpass von nur geringer
Komplexität
verwendet. Das nach dieser Technik erzeugte Stromsignal gestattet
aufgrund ausreichend niedriger Störströme die Überlagerung mit einem analogen
4-20mA DC-Stromsignal ebenso wie die Verwendung in einem Multidropmodus.
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Im
Einzelnen sieht die Erfindung vor, dass in der DC-D/A-Umsetzerschaltung
dem digitalen Modulator ein digitales Tiefpassfilter zugeordnet
ist, und dass in der AC-D/A-Umsetzerschaltung dem Pulsweitenmodulator,
der das Modemsignal in ein 1-Bit-Signal umsetzt, ein analoger Summierer
nachgeordnet ist, dem ein weiteres zu summierendes Signal, wie z.B,
ein während
des Ruhezustands aktiviertes Gleichstrom-Signal, ein MSB-Signal
oder ein Taktsignal, zugeführt
wird. Bei dieser Ausbildung speichert das Register bzw. der Eingangsspeicher
das umzusetzende DC-Signal, welches grundsätzlich mit der Abtastrate des
D/A-Umsetzers oder mit einer niedrigeren Abtastrate aktualisiert
werden kann. Das digitale Tiefpassfilter, das dem digitalen Modulator
vor- oder aber auch nachgeordnet sein kann, dient zur Bandbegrenzung
oberhalb von 25 Hz, wobei es eine Dämpfung von mindestens 40 dB/Dekade
vorsieht. Der digitale ΣΔ-Modulator
reduziert die Auflösung unter
Verwendung eines m-Bit-Quantisierers, wobei m≥1 ist, wobei die Abtastrate des
Quantisierers einerseits hoch genug ist, um eine ausreichende Dämpfung für das Quantisierungsrauschen
und die Spiegelfrequenz des Nutzsignals durch den anschließenden analogen
Tiefpass zu ermöglichen,
damit ein dem DC-Signal
gegebenenfalls mit Hilfe des analogen Summierglieds überlagertes
AC-Signal zur Modemkommunikation nicht zu stark gestört wird;
andererseits ist die Abtastrate niedrig genug, damit der Stromverbrauch
des digitalen ΣΔ-Modulators
gering bleibt, um einen effizienten Betrieb der Sensorschaltung
trotz des erwähnten
2,68 mA-Versorgungsstromlimits zu ermöglichen.
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Der
analoge Tiefpass dämpft
das Quantisierungsrauschen und die Spiegelfrequenz des DC-Signals, dessen
Grenzfrequenz oberhalb jener des digitalen Tiefpasses von 25Hz liegt;
damit kann der analoge Tiefpass kostengünstig, stromsparend und platzsparend
realisiert werden.
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Als
besonders vorteilhaft hat es sich hier auch erwiesen, wenn in der
DC-D/A-Umsetzerschaltung als digitaler Modulator ein ΣΔ-Modulator
mit einem m-Bit-Quantisierer, mit m>1, vorgesehen ist, dem ein Pulsweitenmodulator
zur Umsetzung des erhaltenen m-Bit-Signals
in ein 1-Bit Signal nachgeordnet ist. Dabei ist es weiters günstig, wenn
dem ΣΔ-Modulator
und dem ihm zugeordneten digitalen Tiefpassfilter ein Taktsignal
zugeführt
wird, dessen Frequenz, die Taktfrequenz, niedriger ist als die Taktfrequenz
eines dem Pulsweitenmodulator zugeführten Taktsignals, wobei zur
zeitlichen Signal-Anpassung zwischen dem ΣΔ-Modulator und dem Pulsweitenmodulator
ein Halteglied angeordnet ist. Bei dieser Ausführung werden der ΣΔ-Modulator
und der Pulsweitenmodulator synchron getaktet, allerdings wird dabei
der ΣΔ-Modulator
zur Verminderung des Rechenaufwandes bei gleichem Quantisierungsrauschen
mit einer niedrigeren Abtastrate getaktet. Zum Ausgleich wird ein
Halteglied eingesetzt, das sich im Signalpfad befindet. Zur Herleitung
des Taktsignals mit der niedrigeren Frequenz dient bevorzugt ein
Frequenzteiler, der das Taktsignal für den Pulsweitenmodulator entsprechend
herunterteilt, um die niedrigere Taktfrequenz bzw. Abtastrate für den ΣΔ-Modulator
zu erhalten.
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Es
ist weiters von Vorteil, wenn das digitale Tiefpassfilter in der
DC-D/A-Umsetzerschaltung mit Tiefpassstufen in Kaskadenschaltung,
mit je einem Verzögerungsglied,
dessen Ausgang über
ein Summierglied zum Eingang rückgekoppelt
ist, und einen anschließenden
digitalen Abschwächer,
dessen Ausgang über
ein Subtrahierglied zum Eingang des Summierglieds rückgekoppelt
ist, ausgebildet ist.
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Der
für die
Umsetzung des digitalen AC-Modemsignals im Speziellen vorgesehene
digitale Pulsweitenmodulator setzt dieses AC-Signal in ein 1-Bit-Signal
um, dessen DC-Komponente während
des Ruhezustandes konstant ist und sich von dessen DC-Komponente
während
des Sendens unterscheiden darf, damit das Quantisierungsrauschen
im Ruhezustand reduziert werden kann. Bevorzugt ist hierbei auch
vorgesehen, dass in der AC-D/A-Umsetzerschaltung zwischen dem Pulsweitenmodulator
und dem analogen Summierer ein Gatter angeordnet ist, das an einem
zweiten Eingang, z.B. einem invertierenden Eingang, das Ruhezustands-Gleichstromsignal
zugeführt
erhält.
Das digitale Gatter gibt während
der Aktivierung des Ruhezustands-Steuersignals zur Sperrung des
Aus gangssignals des Pulsweitenmodulators ein Signal ab, welches nach
gewichteter analoger Summierung mit dem Ruhezustands-Steuersignal ein
analoges Modemsignal mit einem DC-Anteil von guter Konstanz ergibt,
dessen Genauigkeit durch die – geringen – Ungenauigkeiten
der analogen Summenbildung begrenzt ist. In diesem Fall wird weiters
bevorzugt ein analoges Bandpassfilter verwendet, dessen Hochpasskomponente
die resultierenden Ungenauigkeiten des DC-Anteils im 0-25Hz-Spektrum
reduziert, und dessen Tiefpasskomponente das Quantisierungsrauschen
des Pulsweitenmodulators dämpft.
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Eine
vorteilhafte Möglichkeit
besteht auch darin, dass der analoge Summierer in der AC-D/A-Umsetzerschaltung
einerseits mit dem Ausgang des eine Anzahl von LSB-Bits des Modemsignals
in das 1-Bit-Signal umsetzenden Pulsweitenmodulators und andererseits
mit einer MSB-Bit-Zuleitung als Steuersignal-Leitung verbunden ist,
wobei die MSB-Bits auf der Steuersignal-Leitung die LSB-Bits am Pulsweitenmodulator
zum kompletten Digitalwert ergänzen.
Bei dieser Ausführungsform
setzt der digitale Pulsweitenmodulator somit eine Anzahl von LSB-Bits
des Modemsignals in das 1-Bit-Signal
um, das während
des Ruhezustands konstant 0 ist, weil 50% des Signalpegels (d.h.
der: mittlere DC-Anteil beim Senden) durch das MSB-Bit = 1 und die LSB-Bits
= 0 gegeben ist; der analoge Summierer addiert einerseits das Ausgangssignal
des Pulsweitenmodulators und andererseits eine Anzahl von MSB-Bits,
die die LSB-Bits am Pulsweitenmodulator zum kompletten Digitalwert
ergänzen,
z.B. mit einer Gewichtung von 1:1. Auch hier ist bevorzugt an den
Ausgang des analogen Summierers ein analoges Bandpassfilter angeschlossen,
dessen Hochpasskomponente die resultierenden Ungenauigkeiten des
DC-Anteils beispielsweise im 0-25Hz-DC-Spektrum reduziert, und dessen
Tiefpasskomponente das Quantisierungsrauschen des Pulsweitenmodulators
dämpft.
-
Es
kann auch mit Vorteil vorgesehen sein, dass in der AC-D/A-Umsetzerschaltung
parallel zum Pulsweitenmodulator ein zweiter Pulsweitenmodulator
vorgesehen ist, wobei einer der Pulsweitenmodulatoren einen invertierenden
Signaleingang und -ausgang oder einen invertierenden Taktsignaleingang
aufweist, und wobei das Ausgangssignal des anderen Pulsweitenmodulators
ebenfalls dem analogen Summierer zugeführt wird. Die beiden Pulsweitenmodulatoren
setzen das digitale AC-Modemsignal jeweils in ein 1-Bit-Signal um, dessen
DC-Komponenten konstant sind, und die im Ruhezustand komplementär sind.
Daraus resultiert nach der analogen Summenbildung einerseits ein
Signal mit sehr gut konstantem DC-Anteil, und andererseits wird während des
Ruhezustandes eine Reduktion des Quantisierungsrauschens auf ein
durch analoge Ungenauigkeiten gegebenes, entsprechend geringes Ausmaß ermöglicht.
Einer der beiden Pulsweitenmodulatoren kann auch durch einen Rechtecksignalgenerator
ersetzt werden, der als Steuersignal ein Rechtecksignal mit konstantem
Pulsverhältnis
liefert. Als Filter kann in den beiden letztgenannten Fällen ein
analoges Tiefpassfilter zur Dämpfung
des Quantisierungsrauschens vorgesehen sein, weil bei diesen Anordnungen
der DC-Anteil beim Senden und Empfangen nahezu gleich ist und dieser
daher durch Kalibrierung der DC-D/A-Umsetzerschaltung kompensiert
werden kann.
-
Von
Vorteil ist es weiters, wenn in der DC-D/A-Umsetzerschaltung zumindest
das digitale Filter und der digitale Modulator, vorzugsweise auch
der Eingangsspeicher, durch einen Mikroprozessor gebildet sind.
In entsprechender Weise ist es günstig,
wenn in der AC-D/A-Umsetzerschaltung zumindest der digitale Pulsweitenmodulator
durch einen Mikroprozessor gebildet ist.
-
Die
Erfindung wird nachfolgend anhand von bevorzugten Ausführungsbeispielen
unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen noch weiter erläutert, wobei
sich weitere Merkmale und Vorteile ergeben. In der Zeichnung zeigen
im Einzelnen:
-
die 1 bis 7 wie
erwähnt
Schaltungstechniken aus dem Stand der Technik, wobei im Einzelnen in 1 eine Übertragungsanordnung:
Messwertgeber-Auswerteinheit in einer Punkt-zu-Punkt-Topologie gezeigt ist, in 2 eine
vergleichbare Übertragungsanordnung
gemäß dem Prinzip
der Multidrop-Topologie veranschaulicht ist, 3 einen
beispielhaften bekannten Aufbau eines Messwertgebers für den Fall
einer gleichzeitigen Übertragung
von AC-Modemsignalen zeigt, die 4A bis 4D an
sich bekannte Ausbildungsmöglichkeiten
für einen
DC-D/A-Umsetzer veranschaulichen, die 5A schematisch
den Aufbau einer bekannten AC-D/A-Umsetzerschaltung gemäß Stand
der Technik zeigt, wobei 5B zugehörige Signalformen veranschaulicht,
und die 6 und 7 zwei verschiedene
weitere Möglichkeiten
für eine
AC-D/A-Umsetzerschaltung
gemäß Stand
der Technik veranschaulichen;
-
die 8A und 8B eine
Schnittstelle für
einen Messwert geber in einem beispielhaften Schaltungsaufbau mit
Widerständen
und Kondensatoren bzw. in Form eines Blockschaltbildes;
-
9A einen
erfindungsgemäßen Aufbau
einer DC-D/A-Umsetzerschaltung,
-
9B einen,
einen Teil dieser D/A-Umsetzerschaltung bildenden, digitalen Tiefpass;
-
9C einen,
ebenfalls einen Teil dieser Umsetzerschaltung bildenden, 1-Bit-ΣΔ-Modulator;
-
die 10A und 10B Blockschaltbilder
von zwei weiteren Ausführungsformen
einer DC-D/A-Umsetzerschaltung;
-
10C ein Blockschaltbild eines bei diesen Ausführungsformen
nach 10A und 10B verwendeten
m-Bit-ΣΔ-Modulators
mit einem m-Bit-Quantisierer;
-
die 11A und 11B zwei
Prinzipschaltbilder für
AC-D/A-Umsetzerschaltungen
mit je einem Pulsweitenmodulator und einem unmodulierten Digitalsignal;
und
-
die 12A, 12B und 12C alternative Beispiele für AC-D/A-Umsetzerschaltungen mit zugehörigen Signalformen
an den beiden Ausgängen.
-
In 8A ist,
aufbauend auf 1, eine beispielhafte Schaltung
und in 8B ein dazugehöriges Blockschaltbild
einer 4-20mA-Zweidrahtschnittstelle eines Messwertgebers 1 (s. 1 und 3)
dargestellt, welche auch zur Stromversorgung dieses Messwertgebers 1 benützt werden
kann. Dabei wird der 4-20mA-DC-Anteil des Stromsignals IL unter Verwendung von Digitalsignalen an
einen ersten Eingang 40 generiert, und zwei weitere Digitalsignale
an einem zweiten bzw. dritten Eingang 41 und 42,
nachfolgend auch Signal-Leitungen genannt, dienen zur Erstellung
des AC-Anteils des Stromsignals IL zur Modemkommunikation.
Mit nur einem Operationsverstärker
A1, einem NPN-Transistor T1,
10 Widerständen
R1 bis R10 und 6 NPO-Kondensatoren
C1 bis C6 werden
ein analoger Tiefpass 43, ein analoger Bandpass 44,
zwei analoge Summierer 45, 46 und eine gesteuerte
Stromquelle 3 realisiert. Das DC-Digitalsignal am ersten
Eingang 40 wird mittels eines ΣΔ-Modulators erstellt, und das
Digitalsignal am zweiten Eingang 41 unter Verwendung eines
Pulsweitenmodulators; das Digitalsignal am dritten Eingang der Steuersignal-Leitung 42 ist
je nach gewählter
Methode unmoduliert, oder es wird ebenfalls mittels Pulsweitenmodulation
erstellt.
-
Der
beispielsweise durch Widerstände
R1 = 56kΩ,
R2 = 68kΩ, R3 = 220kΩ und
Kapazitäten
C1 = C2 = 4,7nF
gebildete Tiefpass 43 2.Ordnung (mit dem Eingangssignal
am ersten Eingang 40 und einem Ausgangssignal I1) hat Grenzfrequenzen von f1 =
331Hz und f2 = 1424Hz. Durch Festlegung
der maximalen Kapazität von
4,7nF liegen die Grenzfrequenzen f1 und
f2 relativ weit auseinander, was auf die
Dämpfung
höherer
Frequenzen keinen nachteiligen Einfluss hat. In gleicher Art bilden
z.B. die wie folgt bemessenen Widerstände R4//R5 = 165kΩ,
R6 = 390kΩ, R7 =
2,2MΩ und
Kapazitäten
C3 = 82pF, C4 =
39pF und C5 = 470pF den Bandpass 44,
dessen Hochpasskomponente 1. Ordnung eine Grenzfrequenz von f0 = 123Hz besitzt. Die Grenzfrequenzen der
Tiefpasskomponente 2. Ordnung sind mit f3 =
6,93kHz und f4 = 22,31kHz gegeben.
-
Der
Operationsverstärker
A1 bildet mit dem Emitterfolger T1, R9, dem Messwiderstand
R10 und der Gegenkopplung mittels R8, C6 einen Regler
zur Einstellung des Schleifenstroms IL durch
Summation der Eingangsgrößen I1 und I2. Der Strom
Icc wird zur Stromversorgung des Zweidrahtgebers
benötigt
und stellt als Teil des Schleifenstroms IL eine
Störgröße für diesen
Regler dar. Um den Schleifenstrom IL zu
messen, muss daher der entsprechende Messwiderstand R10 =
39Ω zwischen
Masse und L–,
d.h. außerhalb
der Betriebspannungen des Zweidrahtgebers, liegen. Unterhalb der
durch den Widerstand R8 = 120kΩ und die
Kapazität
C6 = 220pF gegebenen Grenzfrequenz f5 = 6029Hz kann der Messstrom IM = –IL·R10/R8 errechnet werden.
Die Stromverstärkung
des Reglers beträgt
daher R8/R10 = 3077.
Oberhalb der Grenzfrequenz f5 wird die Gegenkopplung durch
die Kapazität
C6 entsprechend vergrößert, was dem Regler ein Tiefpassverhalten
verleiht. Zur Summenbildung wird anstatt des "–"-Eingangs der "+"-Eingang des Operationsverstärkers A1 verwendet, weil der Messstrom IM wegen der Verwendung des Widerstands R10 anstatt des Widerstands R9 als
Messwiderstand bereits invertiert wurde. Der Operationsverstärker A1 dient in Kombination mit dem Emitterfolger
T1, R9 zur Verstärkung der
Abweichung zwischen der Messgröße = –IM und der Stellgröße I1 +
I2. Damit der Einfluss des unvermeidbaren
Biasstromes IB vernachlässigbar bleibt, müssen die
Ströme
I1, I2 und Im entsprechend wesentlich größer als
der maximal mögliche
Biasstrom IB gewählt werden. Dies wird durch
die Wahl ausreichend kleiner Widerstandswerte R1 bis
R8 erreicht, was aber entsprechend höhere Kapazitätswerte
C1 bis C6 zur Folge
hat. Der durch den Emitterfolger mit T1,
R9 = 39Ω verursachte
Strom ergänzt
den Versor gungsstrom Icc zu IL.
-
Wählt man
für die
Versorgungsspannung Vcc = 2,5 V, so ergeben
sich als maximale Aussteuerung für I1 = Vcc/RDC mit RDC = R1 + R2 + R3, I1 = 7,27μA, sowie
mit I2 = Vcc/RDC, mit RDC = (R4//R5) + R6 + R7, I2 = 0,91μA. Multipliziert
mit der Stromverstärkung
des Reglers ergeben sich für
die DC-Stromaussteuerung von IL 22,36mA und,
unter Berücksichtigung
des Bandpasses 44, für
die AC-Stromaussteuerung ± 1,4mA.
-
In 8B sind
der zum Teil durch R8 und C6 gegebene
Tiefpass 43 und Bandpass 44 dargestellt. Da die
gesteuerte Stromquelle 3 als Regler realisiert wird, ist
eine hohe Schleifenverstärkung
notwendig, um den Versorgungsstrom Icc zu
kompensieren. Dies ist zwar im DC-Bereich der Fall, aufgrund des
limitierten Stromverbrauchs des Operationsverstärkers A1 kann
dessen Transitfrequenz aber nicht sehr hoch gewählt werden. Schnelle Änderungen
des Versorgungsstromes Icc werden daher
durch diesen Regler nur geringfügig
gedämpft,
womit diese Art von Störstrom
ebenso gemäß dem ± 6,22 μA-Limit der
einleitenden Bestimmung 4 zu berücksichtigen ist.
-
Die
in 8A und B gezeigte Architektur ist nur
eine von verschiedenen Möglichkeiten,
eine Zweidrahtschnittstelle zu realisieren; sie wurde ausgewählt, um
zu demonstrieren, wie effizient die nachfolgend beschriebenen Techniken
zur D/A-Umsetzung eingesetzt werden können.
-
In 9A ist
eine in der Übertragungsanordnung
gemäß 3 einsetzbare
DC-D/A-Umsetzerschaltung 12' für das analoge
4-20mA-Signal dargestellt,
bei dem durch Verwendung eines ΣΔ-Modulators 24' eine hohe Abtastrate
bei relativ niedrigen Taktfrequenzen eines Mikrocomputers erreicht
wird. Dies ermöglicht
die Verwendung eines analogen Tiefpasses 25' zur Dämpfung der Spiegelfrequenzen
und des Quantisierungsrauschens, dessen Grenzfrequenz deutlich höher als
25Hz liegt, also hoch genug, um preisgünstige NPO-Kondensatoren einzusetzen.
Zur Bandbegrenzung oberhalb von 25Hz wird ein digitaler Tiefpass 47 2.Ordnung verwendet.
Ein Z-Diagramm eines digitalen Tiefpasses 1.Ordnung ist in 9B dargestellt;
der digitale Tiefpass 47 kann z.B. durch Kaskadieren zweier
Tiefpässe
dieses Typs gemäß 9B realisiert
werden. Aus dem Z-Diagramm von 9B kann
direkt die Übertragungsfunktion
L(z) ermittelt werden:
-
-
Zur
Einstellung der Grenzfrequenz f
L wird der
Parameter k (s. Teiler
48 in
9B) unter
Annahme von identischen Werten für
beide Teilfilter entsprechend der Lösung folgender Gleichung mit
und T
S =
1/f
S bestimmt:
-
-
Da
die Grenzfrequenz hier mit f
L ≪ f
S viel kleiner als die Abtastrate ist, erhält man ausreichend
kleine Werte von f
LT
S für die Näherung
. Der Betrag |L| ist also
in guter Näherung
durch die Beziehung
gegeben.
Diese Gleichung ist (in guter Näherung)
erfüllt,
wenn für
den Imaginärteil
des Nenners k(j2πf
LT
S) = j gilt. Für f
L ≪ f
S
-
-
Wählt man
bei fS = 19,2kHz als Parameter k=128, so
ist die Grenzfrequenz fL=23,9Hz, und die
Divisionen durch K (vgl. den digitalen Abschwächer 48 oder „Teiler" in 9B)
können
sehr effizient als Shift-Operationien um 7 Binärstellen nach rechts ausgeführt werden.
Mit zwei Additionen (Addierer 49), zwei Subtraktionen (Subtrahierglied 50),
zwei Verzögerungsoperationen
(Verzögerungsglied 51)
und vierzehn Shift-Operationen ist der mit der Abtastrate erforderliche
Rechenaufwand bei der Realisierung eines digitalen Tiefpasses 2.Ordnung
zur Bandbegrenzung des DC-Signals relativ gering.
-
Der
in 9C dargestellte ΣΔ-Modulator 24' benötigt mit
der Abtastrate einen Rechenaufwand von einer Addition (Addierer 52),
einer Subtraktion (Subtrahierglied 53), einer Verzögerung (Verzögerungsglied 54) und
einer Quantisierung (Quantisierer 55). Durch den dabei
erhaltenen Integrator 56 1.Ordnung ergibt sich ein Quantisierungsrauschen,
das vom DC-Bereich zu höheren
Frequenzen verschoben wird, damit es durch den Tiefpass 25' (s.
-
9A)
effizient gedämpft
werden kann. Wählt
man die Taktfrequenz fϕ = 2,4576MHz,
so kann bei einem entsprechend leis tungsfähigen Prozessortyp z.B. fs
= fϕ/128 = 19,2kHz gewählt werden.
Während
bei der PWM-Methode die Auflösung
mit steigender Abtastrate sinkt, erzielt man bei Verwendung des ΣΔ-Modulators 24' einen Gewinn
von etwa 1,5 Bit nutzbarer Auflösung
pro Oktav steigender Abtastrate. In Bezug auf die Bandbreite von
25Hz bedeutet das gemäß der Theorie über Oversampling-Umsetzer
bei der Abtastfrequenz fs = 19,2kHz eine nutzbare Auflösung von
13 Bit. Wird dieser ΣΔ-Modulator 24' durch ein konstantes
Eingangssignal zur Hälfte
ausgesteuert, ergibt sich ein Rechtecksignal von 9,6kHz. Da der
als Beispiel angeführte
Tiefpass 47 (s. 9A mit 9B)
bei 9,6kHz eine Dämpfung
von 50dB besitzt, wird die 9,6kHz-Grundschwingung des Quantisierungrauschens,
welche in diesem Fall der Grundschwingung eines 22,36mA-Rechtecksignals
entspricht, auf 45,8μA
gedämpft,
also nicht ausreichend, um das ±6,22μA-Limit gemäß der obigen Bestimmung 4 zu
erfüllen.
Es wäre
bei dieser Methode daher nötig,
die Abtastrate auf fs = 38,4kHz zu erhöhen; unter Berücksichtigung
des digitalen Testfilters erzielt man dann den akzeptablen Wert
von 2,86μA.
Als Nachteil ergibt sich die doppelte Rechenleistung und damit der
doppelte Stromverbrauch. Kombiniert man das ΣΔ-Verfahren mit der PWM-Methode,
so kann unter Verwendung der in Mikrocomputern meist in Hardware
vorhandenen PWM-Unterstützung
nicht nur die Frequenz des Quantisierungrauschens bei gleicher Rechenleistung verdoppelt,
sondern auch die in Relation zur Bandbreite nutzbare Auflösung verbessert
werden.
-
In 10A ist eine 4-20mA-DC-D/A-Umsetzerschaltung 12' gezeigt, die
einen m-Bit-ΣΔ-Modulator 57 sowie
einen Pulsweitenmodulator 58 einsetzt. Das in 10C gezeigte Beispiel für einen m-Bit-ΣΔ-Modulator 57 1.Ordnung
zeigt, dass die höhere
Auflösung
allein durch einen m-Bit-Quantisierer 59 zustande kommt,
vgl. auch den Quantisierer 55 in 9C. Damit
wird die nutzbare Auflösung
um (m – 1)
Bit verbessert. Wählt
man fϕ = 2,4576MHz und fS = fPWM = 19,2kHz,
so ergibt sich mit m = 128 eine um 6 Bit höhere Auflösung im Vergleich zur D/A-Umsetzerschaltung 12' mit einem 1-Bit-ΣΔ-Modulator 24', und dies,
unter der Voraussetzung spezieller PWM-Hardware, ohne zusätzlichen
Rechenaufwand. Da hier das Quantisierungsrauschen des PWM-Modulators 58 mit
der Frequenz fPWM = fS =
19,2kHz dominant ist, ergibt sich eine akzeptable Störstromamplitude von
2,86μA.
Schränkt
man die Aussteuerung ein, so dass der PMW-Modulator 58 nur
von 1 bis 2m – 1 aussteuert (also die Werte
0 bzw. 2m nicht benötigt), so beinhaltet das 1-Bit-PWM-Signal
mindestens einmal pro PWM-Zyklus eine steigende bzw. eine fallende
Flanke. Daraus ergibt sich der Vorteil einer höheren Linearität, denn
unsymmetrische Kurvenverläufe
von steigenden und fallenden Flanken dieses 1-Bit-PWM-Signals verursachen
nun einen konstanten, d.h. einen vom Datenmuster weitgehend unabhängigen systematischen
Fehler, der leicht durch Kalibrierung korrigiert werden kann. Da
die resultierende Auflösung
von 19 Bit aufgrund anderer Begrenzungen, wie begrenzte Linearität oder Offset-Drift
des Operationsverstärkers
A1, kaum mehr Nutzen bringt, kann andererseits
der Rechenaufwand reduziert werden, indem die Abtastrate reduziert
wird.
-
Eine
Möglichkeit
zur Reduktion der Abtastrate fS ohne Reduktion
der PWM-Frequenz fPWM ist in 10B veranschaulicht, wobei ein Taktfrequenz-Teiler 60 und
ein Halteglied 61 eingesetzt werden. Bezogen auf die Bandbreite
von 25Hz gehen dadurch 1,5 Bit erzielbare Auflösung bei der Reduktion der
Abtastrate um eine Oktav verloren. Damit kann der Rechenaufwand
reduziert werden, ohne dabei die Frequenz des dominanten Quantisierungsrauschens
des PWM-Modulators 58 herabzusetzen, d.h. ohne eine höhere Störstromamplitude
in Kauf zu nehmen. Als Beispiel kann für den Frequenzteiler 60 sowie
für das
Halteglied 61 p = 6 gewählt
werden, was bei einer PWM-Frequenz des Taktsignals 15 von
19,2kHz eine Abtastrate fS = 3200Hz ergibt.
Der Parameter k zur Einstellung der Grenzfrequenz des digitalen
Tiefpasses 47 wird in diesem Fall entsprechend der geänderten
Abtastrate auf k = 64/3 adaptiert, womit die Multiplikation mit
k–1 =
3/64 eine Shift-Operation weniger, d.h. sechs Shift-Operationen,
und eine Addition mehr benötigt.
Damit wird der erforderliche Rechenaufwand sowohl für den digitalen
Tiefpass 47 als auch für
den ΣΔ-Modulator 57 um
den Faktor 6 reduziert; dies ist besonders dann von Vorteil, wenn
vom gleichen Mikrocomputer auch Rechenleistung zur Ausführung eines
Demodulators für
Modemsignale benötigt
wird. Für
die nutzbare Auflösung
in Bezug auf die 25Hz Bandbreite ergeben sich in diesem Fall etwa
9 Bit für
den ΣΔ-Modulator 57 und
zusätzlich
6 Bit für
den 7-Bit-PWM-Modulator 58, also 15 Bit insgesamt.
-
Abschließend soll
der Einfluss der Abtastrate fS = 3200Hz
auf die bei der D/A-Umsetzung eines Signals der Frequenz fϕ = 25Hz beim Übergang vom zeitdiskreten Bereich
in den zeitkontinu ierlichen Bereich entstehenden Spiegelfrequenzen
analysiert werden. Da sich das Spektrum eines (zeitdiskreten) digitalen
Signals mit der Periode der Abtastrate fS wiederholt,
sind (im zeitkontinuierlichen Bereich) nach der D/A-Umsetzung eines Signals
der Frequenz f0 auch sämtliche Spiegelfrequenzen f
= n·fS±f0, mit n = 1,2,...∞, messbar. Zu berücksichtigen
ist dabei auch der durch die sinc x = (sin x)/x-Funktion mit |sinc
(fπ/fS)| gegebene Amplitudengang des bei praktischen
D/A- Umsetzern systeminherent vorhandenen Halteglieds. Da der digitale
Tiefpass 47 alle Frequenzen oberhalb von 25Hz mit 40dB/Dekade
dämpft,
sei der schlechteste Fall mit einem 25Hz-Signal mit einer 8mA-Amplitude
angenommen. Somit errechnen sich bei fS =
3200Hz Signalamplituden bei 3175Hz und 3225Hz von
-
-
Bei
3175Hz beträgt
die Dämpfung
des Tiefpasses 25' laut
Beispiel 28dB, d.h. die Amplitude der stärksten Spiegelfrequenzkomponente
wird damit auf 2,4μA
gedämpft,
Die Summe aller Spiegelfrequenz-Komponenten
ist daher deutlich geringer als das ±30μA-Limit gemäß obiger Bestimmung 2 vorgibt.
Im Vergleich dazu sei ein PWM-DC-D/A-Umsetzer
gemäß 4D angenommen,
der abweichend von 4D ebenfalls einen digitalen
Tiefpass 47 zur Reduktion der Bandbreite benutzt und eine
Auflösung
von nur 13 Bit besitzt. Damit ergibt sich bei einer Taktfrequenz
des Mikrocomputers von 2,4576MHz eine Abtastrate von nur f5 = 2–13 · 2,4576MHz = 300Hz. Die Amplituden
der Spiegelfrequenzkomponenten bei 275Hz, 325Hz, 575Hz und 625Hz betragen
ohne jedes Filter 719μA,
608μA, 344μA und 316μA. Hier muss
der analoge Tiefpass in Kombination mit dem digitalen Testfilter
eine Dämpfung
von etwa 10dB liefern, die entsprechende Grenzfrequenz für einen Tiefpass
2.Ordnung liegt bei weniger als 30Hz. Ein digitaler Tiefpass 47 wäre somit
hier kaum von Nutzen.
-
Anhand
der 11A und 11B sowie 12A bis 12C soll
nun noch die erfindungsgemäße AC-D/A-Umsetzung
für das
digitale Stromsignal (Modemsignal) beispielhaft erläutert werden.
Aufgrund der erforderlichen Genauigkeit von etwa 7 Bit bietet es
sich an, die D/A-Umsetzung des Modemsignals ebenso nach dem PWM-Verfahren durchzuführen. Bei
einer Taktrate von fϕ = 2,4576MHz
ergibt dies eine PWM-Frequenz von fS = 19200Hz.
Zur Reduktion des Quantisierungsrauschens von 19200Hz wird ein Bandpass 33' mit den Grenzfrequenzen
von 6930Hz, 22310Hz und 6029Hz für
dessen Tiefpasskomponenten bzw. von 123Hz für dessen Hochpasskomponente
verwendet. Die Amplituden- und Phasenverzerrungen im AC-Spektrum
können dadurch
ausreichend gering gehalten werden, für die PWM-Frequenz von 19200Hz beträgt die Dämpfung inklusive
jener des digitalen Testfilters 27dB. Mit der maximalen Aussteuerung
des Modemsignals von ± 1,4mA ergibt
sich bei Verwendung eines PWM-Modulators gemäß 7 eine Störstromkomponente
von 79,8μA.
Das ist beim Senden akzeptabel, jedoch wird im Ruhezustand das ±6,22μA-Limit deutlich überschritten.
-
In
der (in der Übertragungsanordnung
von 3 einsetzbaren) AC-D/A-Umsetzerschaltung 13' gemäß 11A kann ein während
des Ruhezustandes aktiviertes Signal am Eingang 22 verwendet
werden, um den Ausgang eines PWM-Modulators 62 wie oben
erläutert
während
des Empfangens z.B. über
ein Gatter 34' zu
sperren. Ein Addierer 63 wird insbesondere durch Widerstände, nämlich die
Widerstände
R4 und R5 in 8A,
realisiert, wobei durch ein Widerstandsverhältnis von 2:1 eine entsprechend
gewichtete Addition durchgeführt
wird. Bei Verwendung kostengünstiger
Widerstände
mit 1% Toleranz kann sich der Gleichanteil während des Ruhezustandes von
jenem während
des Sendens um bis zu 1% der vollen Aussteuerung von ± 1,4mA
unterscheiden, also um 28μA.
Die 25Hz-Komponente dieses Gleichstromfehlers wird durch den 123Hz-Hochpass noch auf
etwa 5,7μA
gedämpft,
was deutlich unterhalb des ±20μA-Limits
gemäß der einleitend
angegebenen Bestimmung 3 liegt. Zwischen dem PWM-Modulator 62 und
dem Addierer 63 ist das Gatter 34' angeordnet, dessen zweitem, invertierendem
Eingang das Signal vom Eingang 22 zugeführt wird, vgl, in Ergänzung zur 11A auch 5A.
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11B zeigt eine Variante dieser Technik, die ohne
das Signal am Eingang 22 auskommt. Dabei wird der PWM-Modulator 62 von
n-1 niedrigerwertige Bits zur Generierung des 1-Bit-Signals am zweiten
Eingang 41 (vgl. 8B) angesteuert.
Das MSB-Bit hingegen wird bei der Addition (Addierer 63)
als Signal am dritten Eingang 42 (s. 8B)
verwendet, wobei sich damit für
die Widerstände
R4 und R5 (s. 8A)
nominal gleiche Widerstandswerte ergeben. Im Gegensatz zur Ausbildung
gemäß 11A steht hier, gemäß 11B,
bei gleicher PWM-Frequenz und Taktrate ein Bit mehr Auflösung zur
Verfügung;
andererseits verschlechtert sich die Linearität aufgrund der analogen Addition
etwas. Als Vorteil ist aber noch die Halbierung des Quantisierungsrauschens
im Sendemodus zu nennen. Im Ruhezustand ist nur das MSB-Bit aktiviert,
und es ergeben sich daher die gleichen Eigenschaften wie bei der
Ausführung
nach 11A. Alternativ können hierbei
natürlich
auch mehr als ein MSB-Bit verwendet werden.
-
Sofern
ein Mikrocomputer über
einen weiteren PWM-Modulator verfügt, können zur AC-D/A-Umsetzung auch
zwei PWM-Signale oder ein PWM-Signal und ein Rechtecksignal verwendet
werden. Beim Beispiel gemäß 12A wird die Überlagerung
eines PWM-Signals am zweiten Eingang 41 (s. 8B)
mit einem Rechtecksignal als Signal am dritten Eingang 42 verwendet.
Gilt für
den Ruhezustand τ =
T/2, so überlagern sich
die Signale an den Eingängen
bzw. Leitungen 41 und 42 mit R4 =
R5 (s. 8A) zu
genau der Amplitude, welche deren DC-Stromanteil während des
Sendens entspricht. Werden Widerstände mit 1% Toleranz gewählt, so
hat dies keinen nachteiligen Einfluss auf die Genauigkeit des DC-Stromanteils
während
des Ruhezustandes bzw. auf die Linearität während des Sendens. Sollten
sich die Widerstände
R4 und R5 jedoch
um 2% unterscheiden, so tritt ein maximales Rechtecksignal mit der
PWM-Frequenz auf.
Die Amplitude des so entstandenen Störstroms entspricht einem Rechtecksignal
von 2% der ± 1,4mA
Amplitude, und unter Berücksichtigung
der Dämpfung
durch das Bandpassfilter 33' und
das digitale Testfilter ergibt dies einen Strom von 1,6μA, der somit
innerhalb des 6,22μA-Limits
gemäß der Bestimmung 4 liegt.
Da der DC-Anteil dieses Signals konstant ist und diese Technik grundsätzlich dieselbe
Linearität
besitzt wie die DC-D/A-Umsetzerschaltung 12', kann auf die
Hochpassfunktion des Bandpassfilters 33' verzichtet werden, d.h. es genügt ein Tiefpassfilter
(vgl. den Tiefpass 25' in 10A, 10B).
In diesem Fall liefert die DC-D/A-Umsetzerschaltung 12' zum Ausgleich
um 1,4mA konstant weniger Strom; in 8A muss
hiefür
nur der Kondensator C5 durch einen Kurzschluss
ersetzt werden.
-
Bei
der Ausführung
gemäß 12B werden jeweils beide PWM-Signale an den Eingängen bzw. Leitungen 41 und 42 durch
das digitale AC-Signal am Eingang 2:1 angesteuert. Der eine PWM-Modulator 62' wird aber im
Gegensatz zum anderen PWM-Modulator 62 durch die fallende
Flanke des Taktsignals 16 gesteuert, wodurch das Signal
am Eingang, d.h. auf der Steuersignal-Leitung 42, um einen
halben PWM-Zyklus verzögert wird.
Für den
Ruhezustand tritt derselbe Effekt ein wie bei der Ausführung gemäß 12A mit dem konstanten Rechtecksignal; der einzige
Unterschied besteht darin, dass die Signale an den Eingängen bzw.
Leitungen 41 und 42 hier nur noch jeweils die
halbe Aussteuerung in Bezug auf das Stromsignal benötigen. Damit
wird der maximale Störstrom
im Ruhezustand auf 0,8μA
halbiert.
-
Die
in 12C dargestellte Ausführungsform unterscheidet sich
von jener gemäß 12B nur im zweiten PWM-Modulator 64,
der als "komplementärer" PWM-Modulator ein
Ausgangssignal zum Eingang 41 hat, das gleichzeitig mit
jenem (s. Eingang 42) des ersten PWM-Modulators 62 erfolgt,
aber entlang der Zeitachse gespiegelt ist, d.h. die Ausgangssignale
sind direkt komplementär.
Dabei heben sich die amplitudenabhängigen Signalverzögerungen
von Signal 41 und Signal 42 auf.
-
Bei
allen Ausführungen
gemäß 12A bis 12C kann
auf die Hochpassfunktion des Bandpassfilters 33' (11A, B) verzichtet werden.
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Im Übrigen sind
selbstverständlich
die verschiedensten Varianten oder Kombinationen der beschriebenen
Ausführungsformen
denkbar, die dennoch dieselbe Grundidee, vor allem zur Vermeidung
der Störströme im DC-Spektrum
bzw. im AC-Spektrum während
des Ruhezustandes, besitzen. Die digitalen Teile der beiden D/A-Umsetzerschaltungen 12' bzw. 13' (also Register,
Filter, ΣΔ-Modulator,
PWM-Modulator) können
mit einer integrierten Schaltung oder mit einem entsprechend programmierten
Mikrocomputer realisiert werden, wodurch meist eine ideale Lösung in
Bezug auf Kosten sowie in Bezug auf Verfügbarkeit erlangt wird.
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Weiters
kann die Erfindung außer
zur Signalisierung zwischen Messwertaufnehmer und Auswerteinheit
auch für
andere Zwecke, etwa zur Signalübertragung
zwischen einer Steuer- bzw. Regelschaltung und einer Aktuator-Ansteuerung,
verwendet werden, und sie ist auch nicht auf 4-20mA-Signalisierungen,
gemäß dem HART-Standard, beschränkt. Die
Erfindung bringt aber naturgemäß gerade
dort besondere Vorteile, wo Signalisierungen mit niedrigen Stromstärken gewünscht sind,
und insofern ist sie insbesondere bei 4-20mA-Stromschleifen mit
besonderem Vorteil anwendbar.