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Die
Erfindung betrifft ein Feldgerät mit einem Analogausgang,
insbesondere einen Messumformer zur Prozessinstrumentierung mit
einer 4–20 mA-Schnittstelle als Analogausgang, nach dem
Oberbegriff des Anspruchs 1.
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Ein
derartiges Feldgerät ist beispielsweise aus der
DE 199 30 661 A1 bekannt.
In der Prozessinstrumentierung werden Messumformer mit 4–20
mA-Schnittstelle vielfältig zur Messung physikalischer
oder chemischer Größen, zum Beispiel eines Drucks,
einer Temperatur oder eines pH-Werts, eingesetzt. Diese weisen üblicherweise
einen Sensor auf, dessen Sensorsignal verstärkt, digitalisiert,
und anschließend in einem Mikrocontroller ausgewertet und
bezüglich Linearität und Temperaturverhalten korrigiert
wird. Das so aufbereitete Sensorsignal wird in einer Ausgangsschaltung
mit einem Digital/Analog-Umsetzer in ein analoges Ausgangssignal,
hier einen Ausgangsstrom im Bereich von 4–20 mA, umgeformt
und über eine Zweidrahtleitung an eine Auswerteeinrichtung,
beispielsweise eine speicherprogrammierbare Steuerung in einem Automatisierungsnetzwerk, übertragen.
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Andererseits
kann eine speicherprogrammierbare Steuerung als Feldgerät
einen Analogausgang aufweisen, beispielsweise zur Übergabe
einer Stellgröße an ein Regelventil als Stellglied
mit entsprechendem Analogeingang.
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Zur
Erzeugung des analogen Ausgangssignals sind Digital/Analog-Umsetzer
mit verschiedenen Arbeitsweisen bekannt. Beispielsweise sind als
integrierte Bauelemente ausgeführte Digital/Analog-Umsetzer mit
R2R-Netzwerk verfügbar. Nachteilig bei diesen Bauelementen
sind jedoch die damit verbundenen Kosten und zudem ihre hohe Stromaufnahme.
Insbesondere bei Feldgeräten, die über eine 4–20
mA-Schnittstelle mit ihrer zum Betrieb erforderlichen Energie versorgt
werden, kann dies einen bedeutenden Nachteil darstellen, da die
zur Verfügung stehende Energie sehr begrenzt ist. Eine
weitere Möglichkeit zur Digital/Analog-Umsetzung kann darin
gesehen werden, einen Timer-Ausgang des Mikrocontrollers zur Ansteuerung
eines Pulsweitenmodulators zu verwenden, auf welchen eine hochgenaue
Referenzspannung geführt und dem zur Glättung des
Ausgangssignals ein Tiefpassfilter nachgeschaltet ist. Dabei tritt
jedoch das Problem auf, dass ein Kompromiss zwischen der erreichbaren
Dynamik und der Einstellgenauigkeit des Analogsignals geschlossen
werden muss. Die Frequenz des pulsweitenmodulierten Signals, die
sich direkt auf die Dynamik auswirkt, ergibt sich nämlich
aus der Bitauflösung der Digital/Analog-Umsetzung und der
Taktfrequenz des Mikrocontrollers und ist proportional dem Produkt
dieser beiden Größen. Die Taktung des Mikrocontrollers
wirkt sich unmittelbar auf dessen Stromverbrauch aus und kann nicht
beliebig erhöht werden. Andererseits kann die Frequenz
des pulsweitenmodulierten Signals nicht beliebig verringert werden,
um eine höhere Bitauflösung zu erreichen, da diese
bestimmend für die Dynamik des erzeugten analogen Ausgangssignals
ist.
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Der
Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Feldgerät mit
einem Analogausgang, insbesondere einen Messumformer zur Prozessinstrumentierung
mit einer 4–20 mA-Schnittstelle als Analogausgang, zu schaffen,
das sich durch geringen Stromverbrauch auszeichnet und mit welchem
ein analoges Ausgangssignal in hoher Auflösung und mit
großer Dynamik erzeugbar ist.
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Zur
Lösung dieser Aufgabe weist das neue Feldgerät
der eingangs genannten Art die im kennzeichnenden Teil des Anspruchs
1 angegebenen Merkmale auf. In den abhängigen Ansprüchen
sind vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung beschrieben.
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Die
Erfindung beruht auf der Erkenntnis, dass der Konflikt zwischen
Dynamik und Genauigkeit des analogen Ausgangssignals durch eine
stufenweise Digital/Analog-Umsetzung aufgelöst werden kann.
Dazu werden in einer ersten Stufe zunächst zwei Analogsignale
mit geringerer Auflösung erzeugt, die ober- und unterhalb
des gewünschten analogen Ausgangssignals liegen. Diese
werden in einer nachgeschalteten, zweiten Stufe als Spannungspegel
zur Erzeugung eines pulsweitenmodulierten Signals genutzt, dessen
Pulspausenverhältnis lediglich mit einer Genauigkeit eingestellt
werden muss, die der gegenüber der Grobauflösung
noch zu erzielenden weiteren Auflösung entspricht.
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Da
jede Stufe einen Teil der Auflösung übernimmt,
ist bei Verwendung eines Mikrocontrollers zur Erzeugung der Zeitsignale
für die Pulsweitenmodulation bei gleicher Taktung eine
wesentlich höhere Dynamik erreichbar. Andererseits kann
zur Erzielung einer vorgegebenen Dynamik der Mikrocontroller nun
mit einer geringeren Frequenz getaktet werden, so dass der Energieverbrauch
des Mikrocontrollers sinkt und infolgedessen mehr Energie für
die eigentliche Messaufgabe eines Messumformers zur Verfügung
steht. Diese kann zur Verbesserung der Messgenauigkeit des Messumformers
genutzt werden.
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Da
ein Mikrocontroller in den meisten Feldgeräten ohnehin
vorhanden ist, kann eine besonders einfache Realisierung des Digital/Analog-Umsetzers
erreicht werden, wenn dieser aufgrund einer geeigneten Programmierung
die Aufteilung des Digitalwerts in einen digitalen Grobanteil und
einen digitalen Feinanteil vornimmt und die zur Steuerung der Pulsweitenmodulatoren
erforderlichen Zeitsignale erzeugt.
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Eine
besonders hohe Genauigkeit der Digital/Analog-Umsetzung ist in vorteilhafter
Weise möglich, wenn die Tiefpässe des Digital/Analog-Umsetzers
mit passiven Bauelementen realisiert und derart bemessen sind, dass
ihr Eingangswiderstand im Vergleich zum Ausgangswidertand der Pulsweitenmodulatoren
wesentlich höher ist.
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Damit
sich eine schlechte Dynamik einer Stufe nicht ungünstig
auf die Dynamik der gesamten Digital/Analog-Umsetzung auswirkt,
sollte die Dynamik der Stufen möglichst gleich sein.
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Dies
kann in einfacher Weise dadurch erreicht werden, dass die Auflösung
des Grobanteils und die Auflösung des Feinanteils derselben
Bitanzahl entspricht. Das heißt, der digitale Grobanteil
entspricht im Wesentlichen den N-höchstwertigen Bits und
der digitale Feinanteil im Wesentlichen dem m-niedrigstwertigen
Bits des Digitalwerts und N ist etwa gleich m. Ein Rauschen des
analogen Ausgangssignals kann weitgehend vermieden werden, wenn
die Erzeugung des Grobanteils mit Hysterese erfolgt.
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Anhand
der Zeichnungen, in denen ein Ausführungsbeispiel der Erfindung
dargestellt ist, werden im Folgenden die Erfindung sowie Ausgestaltungen
und Vorteile näher erläutert.
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Es
zeigen:
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1 einen
prinzipiellen Aufbau eines Messumformers,
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2 ein
Blockschaltbild eines Digital/Analog-Umsetzers,
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3 ein
Zeitdiagramm zur Erläuterung seines Funktionsprinzips und
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4 eine
Schaltung eines Digital/Analog-Umsetzers.
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Gemäß 1 weist
ein Messumformer 1 zur Erfassung einer physikalischen oder
chemischen Größe X eines Prozesses einen Aufnehmer 2 auf,
der diese Größe in ein Messsignal 3 wandelt.
In einer Vorverarbeitung 4 wird das Messsignal 3 verstärkt
und digitalisiert. In digitaler Form wird das so vorverarbeitete
Messsignal einem Mikrocontroller 5 zugeführt,
der beispielsweise eine Kompensation von Nichtlinearitäten
und Temperatureinflüssen vornimmt und den auszugebenden
Messwert berechnet. In einem Digital/Analog-Umsetzer 6 wird
der im Mikrocontroller 5 ermittelte digitale Messwert in
ein analoges Ausgangssignal gewandelt, das über eine 4–20
mA-Schnittstelle 7 zur weiteren Verwendung in einer prozesstechnischen
Anlage, in welcher der Messumformer 1 eingesetzt ist, ausgegeben
wird.
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Zur
Digital/Analog-Umsetzung generiert ein Mikrocontroller μC
gemäß 2 drei Zeitsignale PWM1, PWM2 und PWM3. Die Zeitsignale PWM1 und
PWM2 werden entsprechend einem Grobanteil
des Digitalwerts ermittelt, das Zeitsignal PWM3 entsprechend
einem digitalen Feinanteil. Ein Buffer BUF1,
der die Funktion eines Pulsweitenmodulators hat, erzeugt ein entsprechend
dem Zeitsignal PWM1 pulsweitenmoduliertes
Signal, dessen oberer Pegel einer Referenzspannung Vref und
dessen unterer Pegel die Bezugsmasse GND ist. Das Signal wird in
einem Tiefpassfilter TP1 geglättet,
so dass ein erstes Analogsignal V1 vorliegt,
das oberhalb des gewünschten analogen Ausgangssignals VOUT liegt. In analoger Weise wird mit Hilfe
des Zeitsignals PWM2, mit einem Buffer BUF2 und mit einem Tiefpass TP2 ein
zweites Analogsignal V2 generiert, dessen
Pegel niedriger als das gewünschte Ausgangssignal VOUT ist. Mit dem Zeitsignal PWM3,
welches dem digitalen Feinanteil des Digitalwerts entspricht, wird
ein Umschalter SW1 gesteuert, der somit
ebenfalls die Funktion eines Pulsweitenmodulators besitzt. Auf den
Umschalter SW1 sind das erste Analogsignal
V1 und das zweite Analogsignal V2 geführt. Durch einen Tiefpass
TP3, der dem Umschalter SW1 nachgeschaltet
ist, wird das pulsweitenmodulierte Signal wiederum geglättet,
so dass schließlich das analoge Ausgangssignal VOUT vorliegt.
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Im
Folgenden wird ein Beispiel einer Digital/Analog-Umsetzung mit 17
Bit-Auflösung beschrieben. Der Grobanteil besitzt eine
Auflösung von 9 Bit, der Feinanteil ebenfalls. Eine Auflösung
von einem Bit, die bei einer Summierung der Auflösungen
von Grob- und Feinanteil gegenüber der Auflösung
des Digitalwerts verbleibt, wird, wie später erläutert,
zur Realisierung einer Hysterese des Grobanteils benötigt.
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Das
erste Analogsignal V
1 kann berechnet werden
nach der Formel
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N1 entspricht im Wesentlichen den höchstwertigen
Bits des Digitalwerts und hat einen Wertebereich zwischen 0 und
29 – 1.
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Der
Pegel des zweiten Analogsignals V
2 kann
berechnet werden nach der Formel:
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N2 entspricht ebenfalls weitgehend den höchstwertigen
Bits des Digitalwerts und hat denselben Wertebereich wie N1. Wie später näher erläutert,
wird zur Vermeidung eines Rauschens im analogen Ausgangssignal VOUT eine Hysterese verwendet. Dazu wird festgelegt, N1 = N2 +
2.
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Mit
Hilfe des Umschalters SW1 wird entsprechend dem Zeitsignal PWM
3 zwischen dem ersten Analogsignal V
1 und dem zweiten Analogsignal V
2 umgeschaltet.
Der Pegel des analogen Ausgangssignals V
OUT kann
berechnet werden nach der Formel:
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Der
Wert m entspricht dem mit Hilfe des Mikrocontrollers μC
festgelegten Feinanteil, der zur Einstellung des Timers zur Erzeugung
des Zeitsignals PWM
3 verwendet wird. Er
hat ebenfalls einen Wertebereich zwischen 0 und 2
9 – 1.
Substituiert man in der letzten Formel N
1 durch
N
2 + 2 und N
2 durch
N, so erhält man für den Pegel des analogen Ausgangssignals
V
OUT:
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Es
ergibt sich somit eine Digital/Analog-Umsetzung mit 17-Bit-Auflösung,
wobei der Wert m den niedrigstwertigen Bits und der Wert N den höchstwertigen
Bits entspricht.
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Die
im Mikrocontroller μC ermittelten digitalen Werte für
den Grobanteil und dem Feinanteil müssen nicht zu jedem
Zeitpunkt den höchstwertigen Bits bzw. den niedrigstwertigen
Bits des Digitalwerts exakt entsprechen, sondern werden unter bestimmten
Bedingungen abweichend von diesen eingestellt. Mit Hilfe des Zeitsignals
PWM3, das dem digitalen Feinanteil entspricht,
wird die analoge Ausgangsspannung in Abhängigkeit des ersten
Analogsignals V1 und des zweiten Analogsignals
V2 eingestellt. Befindet sich der Wert der neun niedrigstwertigen
Bits nahe an seinen Grenzen, das heißt nahe an dem Wert
0 oder nahe an dem Wert 29 – 1, könnte
es bei Überschreiten dieser Grenzen bei fehlender Hysterese
vorkommen, dass der digitale Grobanteil und damit die beiden Analogsignale
V1 und V2 ständig hin und herschalten.
Dadurch würde ein unnötiges Rauschen des analogen
Ausgangssignals VOUT entstehen.
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Um
dies zu verhindern werden nicht die Werte 0 und 29 – 1
als Umschaltpunkte des digitalen Feinanteils herangezogen, sondern
ein Wert bei 12,5% und ein Wert bei 87,5% des gesamten Wertebereichs
des digitalen Feinanteils, also beispielsweise bei einem Wertebereich
512 die Werte 64 bzw. 448. Anhand 3 wird dies
im Folgenden näher erläutert. Bei 3 handelt
es sich um ein Zeitdiagramm, in welchem ein Verlauf 31 eines
analogen Ausgangssignals VOUT, ein Verlauf 32 eines
ersten Analogsignals V1 , ein
Verlauf 33 eines zweiten Analogsignals V2 und
ein Verlauf 34, der dem jeweiligen digitalen Feinanteil
entspricht, über der Zeit aufgetragen sind. Im linken Bereich
für Zeiten t < t1 ist der digitale Grobanteil auf den Wert
N gesetzt. Der Wert N2 zur Einstellung des
Zeitsignals PWM2 ist gleich N, der Wert
N1 zur Einstellung des Zeitsignals PWM1 beträgt N + 2. Diese Einstellung
des digitalen Grobanteils bleibt konstant, solange sich der digitale
Feinanteil innerhalb seiner Grenzen zwischen 12,5% und 87,5% des
Wertebereichs befindet. Zum Zeitpunkt t1 sinkt
der Digi talwert derart ab, dass der digitaler Feinanteil die 12,5%-Grenze
unterschreitet und sich entsprechend das analoge Ausgangssignal 31 dem
zweiten Analogsignal 33 nähert. Infolgedessen
werden im Umschaltpunkt zum Zeitpunkt t1 die
Werte N1 und N2 um
1 dekrementiert. Gleichzeitig wird der digitale Feinanteil um etwa
50% seines Wertebereichs erhöht, so dass im Verlauf des
analogen Ausgangssignals 31 keinerlei Umschaltsprung erkennbar
ist. Der neue Wert mNEU des digitalen Feinanteils
ergibt sich nach der Formel: mNEU =
mALT + 28.
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Damit
beträgt mNEU etwa 62,5% und liegt
unter der 87,5%-Grenze, bei welcher die Werte N1 und
N2 wieder um 1 erhöht werden würden.
Es ist somit eine Hysterese realisiert, durch welche ein Rauschen
an Umschaltpunkten verhindert wird.
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Beim
zweiten Umschaltzeitpunkt t2 überschreitet
der digitale Feinanteil entsprechend dem Verlauf 34 die
87,5%-Grenze seines Wertebereichs. Darauf folgt unmittelbar eine
Inkrementierung der Werte N1 und N2 um 1 und eine Reduktion des digitalen Feinanteils
um 28. Im direkten Anschluss der Umschaltung
beträgt der Wert des digitalen Feinanteils etwa 37,5% seines
Wertebereichs.
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Die
Aufteilung des Digitalwerts, der dem analogen Ausgangsignal VOUT entspricht, in den digitalen Grobanteil
und den digitalen Feinanteil mit Hysterese des Grobanteils wird
im Mikrocontroller μC aufgrund seiner Programmierung vorgenommen.
Ein zusätzlicher schaltungstechnischer Aufwand ist in vorteilhafter
Weise damit nicht verbunden.
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4 zeigt
eine zur Realisierung des Digital/Analog-Umsetzers geeignete Schaltung 41.
Als Mikrocontroller wird ein integrierter Baustein 42 des
Typs MSP430 verwendet, der drei Timerausgänge 43, 44 und 45 aufweist,
die zur Realisierung pulsweitenmodulierter Zeitsignale PWM1, PWM2 bzw. PWM3 eingesetzt werden. Die Zeitsignale PWM1 und PWM2 sind auf zwei Buffer 46 bzw. 47 des
Typs 74LVC04 geführt, die durch eine Diode 48 mit
einer hochgenauen Referenzspannung versorgt werden. Den Buffern 46 und 47 ist
jeweils ein Tiefpass nachgeschaltet, der aus einem Widerstand R1 und einem Kondensator C1 bzw.
aus einem Widerstand R2 und einem Kondensator
C2 besteht. Die Widerstände haben
jeweils 51 kΩ, die Kondensatoren jeweils 33 nF. Die auf
diese Weise geglätteten Analogsignale sind auf zwei Eingänge
eines Umschalters 49 des Typs 3157 von Texas Instruments
geführt. Das Zeitsignal PWM3 dient
zur Betätigung des Umschalters 49. Dem Umschalter 49 ist
wiederum ist ein Tiefpass nachgeschaltet mit einem Widerstand R3 von 150 kΩ und einem Kondensator
C3 von 100 nF. Dieser Tiefpass stellt schließlich
ein dem vorgegebenen Digitalwert entsprechendes analoges Ausgangssignal 50 bereit.
Zur Realisierung der Tiefpässe werden absichtlich passive
RC-Filter verwendet und keine Schaltungen mit aktiven Bauelementen,
da diese eine sehr gute Genauigkeit bieten. Dabei ist wichtig, dass
der Ausgangswiderstand der Buffer 46 und 47 sowie
der Ausgangswiderstand des Umschalters 49 im Vergleich
zur Eingangsimpedanz des jeweils nachgeschalteten Tiefpasses klein
ist.
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An
der Schaltung gemäß 4 wird besonders
deutlich, dass der Digital/Analog-Umsetzer mit der gezeigten Schaltung 41 besonders
preisgünstig hergestellt werden kann. Trotz der hohen Gesamtauflösung
des Digital/Analog-Umsetzers können aufgrund der hintereinander
geschalteten Stufen zur Erzeugung des analogen Ausgangssignals Zeitsignale
PWM1, PWM2 und PWM3 mit vergleichsweise hoher Frequenz verwendet werden.
Dies führt zu einer hohen Dynamik der Digital/Analog-Umsetzung.
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ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur
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