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Die Erfindung betrifft ein Feldgerät mit einem Analogausgang, insbesondere einen Messumformer zur Prozessinstrumentierung mit einer 4–20 mA-Schnittstelle als Analogausgang, nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.
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Ein derartiges Feldgerät ist beispielsweise aus der
DE 199 30 661 A1 bekannt. In der Prozessinstrumentierung werden Messumformer mit 4–20 mA-Schnittstelle vielfältig zur Messung physikalischer oder chemischer Größen, z. B. eines Drucks, einer Temperatur oder eines pH-Werts, eingesetzt. Diese weisen üblicherweise einen Sensor auf, dessen Sensorsignal verstärkt, digitalisiert und anschließend in einem Mikrocontroller ausgewertet und bezüglich Linearität und Temperaturverhalten korrigiert wird. Das so aufbereitete Sensorsignal wird in einer Ausgangsschaltung mit einem Digital/Analog-Umsetzer in ein analoges Ausgangssignal, hier einen Ausgangsstrom im Bereich von 4–20 mA, umgeformt und über eine Zweidrahtleitung an eine Auswerteeinrichtung, beispielsweise eine speicherprogrammierbare Steuerung in einem Automatisierungsnetzwerk, übertragen.
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Andererseits kann eine speicherprogrammierbare Steuerung als Feldgerät einen Analogausgang aufweisen, beispielsweise zur Übergabe einer Stellgröße an ein Regelventil als Stellglied mit entsprechendem Analogeingang.
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Zur Erzeugung des analogen Ausgangssignals sind Digital/Analog-Umsetzer mit verschiedenen Arbeitsweisen bekannt. Beispielsweise sind als integrierte Bauelemente ausgeführte Digital/Analog-Umsetzer mit R2R-Netzwerk verfügbar. Nachteilig bei diesen Bauelementen sind jedoch die damit verbundenen Kosten und zudem ihre hohe Stromaufnahme. Insbesondere bei Feldgeräten, die über eine 4–20 mA-Schnittstelle mit ihrer zum Betrieb erforderlichen Energie versorgt werden, kann dies einen bedeutenden Nachteil darstellen, da die zur Verfügung stehende Energie sehr begrenzt ist. Eine weitere Möglichkeit zur Digital/Analog-Umsetzung kann darin gesehen werden, einen Timer-Ausgang des Mikrocontrollers zur Realisierung eines Pulsweitenmodulators zu verwenden, auf welchen eine hochgenaue Referenzspannung geführt und dem zur Glättung des Ausgangssignals ein Tiefpassfilter nachgeschaltet ist. Feldgeräte, in denen ein Pulsweitenmodulator bzw. drei Pulsweitenmodulatoren mit nachgeschalteten Tiefpassfiltern zur Erzeugung des analogen Ausgangssignals eingesetzt werden, sind aus der
DE 10 2007 046 560 A1 bekannt.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Feldgerät zu schaffen, das sich durch eine verbesserte Genauigkeit des analogen Ausgangssignals über den gesamten Einstellbereich auszeichnet.
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Zur Lösung dieser Aufgabe weist das neue Feldgerät der eingangs genannten Art die im kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1 angegebenen Merkmale auf. In den abhängigen Ansprüchen sind vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung beschrieben.
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In einem Pulsweitenmodulator werden ein oberer Spannungspegel und ein unterer Spannungspegel mit Hilfe einer genau vorgegebenen oberen Referenzspannung bzw. einer definierten unteren Referenzspannung gebildet. Das so erhaltene digitale, durch Einstellung des Tastverhältnisses der Pegel pulsweitenmodulierte Signal wird in einem nachgeschalteten Tiefpassfilter, das aus einem Netzwerk von meist mehreren ohmschen Widerständen und Kondensatoren besteht, geglättet, so dass ein analoges Ausgangssignal entsteht. Die Erfindung beruht nun auf der Erkenntnis, dass die Linearität der so implementierten Digital/Analog-Umsetzung sehr stark durch die Ausgangseigenschaften der Schaltung zur Erzeugung des pulsweitenmodulierten Signals und die Eingangseigenschaften des nachgeschalteten Tiefpassfilters bestimmt wird. Es wurde nämlich festgestellt, dass eine Ausgangsstufe des Pulsweitenmodulators, die im Hinblick auf die Erzeugung des oberen und des unteren Spannungspegels des digitalen, pulsweitenmodulierten Signals unsymmetrisch ausgelegt ist, über den Einstellbereich des analogen Ausgangssignals zu einem quadratischen Fehler führen kann, der im mittleren Einstellbereich einen relativen Fehler von 1 ‰ überschreitet. Beispielsweise bei Druckmessumformern wird jedoch in einem Temperaturbereich zwischen –10 und 60 °C eine Genauigkeit des analogen Ausgangssignals, das auf eine 4–20 mA-Schnittstelle ausgegeben wird, von nur 0,4 ‰ gefordert.
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Es hat sich gezeigt, dass der Linearitätsfehler in besonders effektiver Weise und mit sehr einfachen Mitteln deutlich reduziert werden kann, wenn zur Erzeugung des pulsweitenmodulierten Signals eine Schaltung mit zwei Halbleiterschaltern eingesetzt wird, bei welcher die Halbleiterschalter jeweils derart in einen Signalpfad zwischen dem Schaltungsausgang für das pulsweitenmodulierte Signal und die obere bzw. die untere Referenzspannung geschaltet sind und wobei durch geeignete Maßnahmen sichergestellt ist, dass die beiden Signalpfade im eingeschalteten Zustand des jeweiligen Halbleiterschalters zumindest näherungsweise denselben Widerstand aufweisen.
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Andere Maßnahmen zur Reduzierung der Nichtlinearität, beispielsweise der Einsatz von speziellen Gattern als Ausgangsstufe der Schaltung zur Erzeugung des pulsweitenmodulierten Signals, deren Ausgangswiderstand vergleichsweise niedrig ist, z. B. Bustreiber der Reihe 74 VHC (Very High Speed Complementary Metal-Oxide-Semiconductor), oder beispielsweise eine Erhöhung des Eingangswiderstands des nachgeschalteten Tiefpassfilters, damit der Einfluss des Ausgangswiderstands des Gatters minimiert wird, oder eine Kalibrierung mit Hilfe eines Programms, in welchem Polynome höherer Ordnung berechnet werden, würden nicht zum gewünschten Erfolg führen oder wären mit einem vergleichsweise hohen Aufwand verbunden. Beispielsweise kann der Eingangswiderstand des nachgeschalteten Tiefpassfilters nicht beliebig erhöht werden, weil dessen Erhöhung gleichzeitig zu einer Erhöhung der Impedanz am Ausgang führt, an welchem das analoge Ausgangssignal an nachfolgende Komponenten übergeben wird. Ebenso kann eine Berechnung von Polynomen vierter oder höherer Ordnung in einem Kalibrierprogramm problematisch sein, da diese insbesondere in einem Feldgerät, welches nur über geringe Rechenleistung verfügt, eine nicht zu vernachlässigende Rechenlast bedeuten würde.
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In einer besonders vorteilhaften Weiterbildung wird bei einer Ausgangsstufe der Schaltung zur Erzeugung des pulsweitenmodulierten Signals mit zwei Halbleiterschaltern, die voneinander abweichende Durchlasswiderstände besitzen, die Abweichung durch Einsetzen eines Widerstands in Reihe zu dem Halbleiterschalter mit geringerem Durchlasswiderstand abgeglichen. Da lediglich ein zusätzlicher ohmscher Widerstand an geeigneter Stelle eingefügt werden muss, stellt dies eine besonders einfache Maßnahme zur Verbesserung der Genauigkeit des analogen Ausgangssignals dar.
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Werden verschiedene Halbleiterschalter in den beiden Signalpfaden eingesetzt, hat dies den Nachteil, dass ihr Durchlasswiderstand üblicherweise mit unterschiedlichen Temperaturkoeffizienten behaftet ist. Die Genauigkeit der Erzeugung des analogen Ausgangssignals kann somit in vorteilhafter Weise über einen besonders weiten Temperaturbereich verbessert werden, wenn die beiden Signalpfade zueinander symmetrisch und die beiden Halbleiterschalter vom gleichen Typ sind. Derart spiegelbildlich übereinstimmende Signalpfade haben in vorteilhafter Weise bezüglich des ohmschen Widerstands gleiche Temperaturkoeffizienten.
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Die Verwendung von Metalloxid-Halbleiterfeldeffekttransistoren als Halbleiterschalter ist besonders vorteilhaft, da diese einen vergleichsweise geringen Durchlasswiderstand besitzen und die Schaltung zur Erzeugung des pulsweitenmodulierten Signals somit mit geringem Ausgangswiderstand ausführbar ist.
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Aufgrund der verbesserten Linearitätseigenschaften des Digital/Analog-Umsetzers wird zudem bei allen beschriebenen Varianten der Erfindung der Aufwand für die Kalibrierung des Feldgeräts reduziert. Bei preisgünstigeren Geräten mit geringeren Genauigkeitsanforderungen kann sogar eine Kalibrierung bei verschiedenen Temperaturen entfallen, zu welcher bisher eine aufwendige Temperaturfahrt durchgeführt werden musste.
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Anhand der Zeichnungen, in denen ein Ausführungsbeispiel der Erfindung dargestellt ist, werden im Folgenden die Erfindung sowie Ausgestaltungen und Vorteile näher erläutert.
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Es zeigen:
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1 einen prinzipiellen Aufbau eines Messumformers,
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2 ein Blockschaltbild eines Digital/Analog-Umsetzers mit Abgleichwiderstand,
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3 ein Blockschaltbild eines weiteren Digital/Analog-Umsetzers mit Abgleichwiderstand und
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4 eine Schaltung eines Digital/Analog-Umsetzers mit symmetrischer Ausgangsstufe des Pulsweitenmodulators.
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Gemäß 1 weist ein Messumformer 1 zur Erfassung einer physikalischen oder chemischen Größe X eines Prozesses einen Aufnehmer 2 auf, der diese Größe in ein Messsignal 3 wandelt. In einer Vorverarbeitung 4 wird das Messsignal 3 verstärkt und digitalisiert. In digitaler Form wird das so vorverarbeitete Messsignal einem Mikrocontroller 5 zugeführt, der beispielsweise eine Kompensation von Nichtlinearitäten und Temperatureinflüssen mit Hilfe eines geeigneten Programms vornimmt und den auszugebenden Messwert berechnet. In einem Digital/Analog-Umsetzer 6, der zur besseren Übersicht in einem separaten Funktionsblock dargestellt ist, wird der im Mikrocontroller 5 ermittelte digitale Messwert in ein analoges Ausgangssignal gewandelt, das über eine 4–20 mA-Schnittstelle 7 zur weiteren Verwendung in einer prozesstechnischen Anlage, in welcher der Messumformer 1 eingesetzt ist, ausgegeben wird.
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Zur Digital/Analog-Umsetzung wird gemäß 2 ein Pulsweitenmodulator 19 mit nachgeschaltetem Tiefpass 20 verwendet. Ein Mikrocontroller 8 generiert ein pulsweitenmoduliertes Signal 9 mit vergleichsweise ungenauen Pegeln, das zur Verbesserung der Genauigkeit auf ein Gatter 10 geführt ist. In das Gatter 10 sind zwei in 2 nicht dargestellte Halbleiterschalter integriert, die voneinander abweichende Durchlasswiderstände besitzen. Ein erster Halbleiterschalter befindet sich in einem Signalpfad zwischen dem Schaltungsausgang für ein genauer eingestelltes, pulsweitenmoduliertes Signal 11 und einer oberen Referenzspannung Vref, ein zweiter Halbleiterschalter in einem Signalpfad zwischen dem Schaltungsausgang und einer unteren Referenzspannung AGND (Analog Ground). Ist der erste Halbleiterschalter eingeschaltet und der zweite Halbleiterschalter ausgeschaltet, so wird die obere Referenzspannung Vref auf den Ausgang geschaltet, im anderen Schaltzustand der beiden Halbleiterschalter die untere Referenzspannung AGND. In dem nachgeschalteten Tiefpassfilter 20, das aus zwei Widerständen R1 und R2 sowie zwei Kondensatoren C1 und C2 aufgebaut ist, fließen bei jedem Umschaltvorgang Umladeströme der Kondensatoren C1 und C2. Die Größe dieser Umladeströme ist u. a. abhängig vom jeweiligen Durchlasswiderstand des ersten und zweiten Halbleiterschalters. Unterscheiden sich die beiden Durchlasswiderstände der beiden im Gatter 10 eingesetzten Halbleiterschalter, so würde dies wegen des je nach Digitalwert am Eingang des Digital/Analog-Umsetzers unterschiedlichen Puls-Pausen-Verhältnisses des pulsweitenmodulierten Signals 9 zu einem Fehler führen, dessen Größe durch eine quadratische, vom Digitalwert abhängige Funktion beschreibbar ist, die in der Mitte des Wertebereichs ihr Maximum besitzt. Bei dem in 2 gezeigten Ausführungsbeispiel, bei welchem davon ausgegangen wird, dass der Durchlasswiderstand des ersten Halbleiterschalters im Gatter 10 kleiner als der Durchlasswiderstand des zweiten Halbleiterschalters ist, wird zur Vermeidung dieses quadratischen Fehlers ein Abgleichwiderstand R3 in die Versorgungsleitung des Gatters 10 und damit in den Signalpfad zwischen dem Schaltungsausgang und der oberen Referenzspannung Vref eingesetzt. Bereits mit dieser einfachen Maßnahme wird der quadratische Fehler in effektiver Weise beseitigt und ein analoges Ausgangssignal 12 von hoher Genauigkeit erhalten.
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Im häufigeren, in 3 dargestellten Fall, in welchem der Durchlasswiderstand des zweiten Halbleiterschalters, der im Signalpfad zwischen Ausgang und unterer Referenzspannung AGND liegt, kleiner ist als der Durchlasswiderstand des ersten Halbleiterschalters eines Gatters 24 in einem Pulsweitenmodulator 25, kann dies selbstverständlich in analoger Weise durch einen Reihenwiderstand R8 ausgeglichen werden. Dieser ist in die Versorgungsleitung des Gatters 24 für Masse eingefügt, die über den Reihenwiderstand R8 an die untere Referenzspannung AGND angeschlossen ist. In den 2 und 3 werden für einander entsprechende und bereits anhand 2 erläuterte Schaltungsteile gleiche Bezugszeichen verwendet.
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In dem in 4 dargestellten Ausführungsbeispiel liefert wiederum in einem Pulsweitenmodulator 21 ein Mikrocontroller 13 ein pulsweitenmoduliertes Signal 14 mit vergleichsweise ungenauer Einstellung der Spannungspegel. Das digitale, pulsweitenmodulierte Signal 14 ist auf eine Ansteuerschaltung 15 geführt, die zur Ansteuerung von zwei Halbleiterschaltern 16 und 17 dient, die als p-Kanal-MOSFET-Schalter, d. h. Metalloxid-Halbleiterfeldeffekttransistoren (englisch: Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor), ausgeführt sind. Die beiden Halbleiterschalter 16 und 17 sind vom gleichen Typ und besitzen daher sowohl denselben Durchlasswiderstand als auch denselben Temperaturkoeffizienten. In Reihe zu den beiden Halbleiterschaltern 16 und 17 sind zwei gleiche Widerstände R4 bzw. R5 geschaltet. Die Spannungsversorgung der Ansteuerschaltung 15 ist derart bemessen, dass zum Schalten der Halbleiterschalter 16 und 17 geeignete Pegel einstellbar sind. In vorteilhafter Weise wird somit eine Schaltung 21 zur Erzeugung eines pulsweitenmodulierten Signals 18 erhalten, die im Signalpfad zwischen dem Schaltungsausgang und der oberen Referenzspannung Vref denselben ohmschen Widerstand besitzt wie im Signalpfad zwischen dem Schaltungsausgang und der unteren Referenzspannung AGND. Ein nachgeschalteter Tiefpass 22, an dessen Ausgang ein sehr genau einstellbares analoges Ausgangssignal 23 abgreifbar ist, besteht aus Widerständen R6 und R7 sowie Kondensatoren C3 und C4. Durch den vollständig symmetrischen Aufbau der beiden Signalpfade und die Verwendung von Bauteilen gleichen Typs wird die Unterdrückung des oben beschriebenen Linearitätsfehlers bei dem Ausführungsbeispiel gemäß 4 über einen besonders weiten Temperaturbereich gewährleistet.
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ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur
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- DE 19930661 A1 [0002]
- DE 102007046560 A1 [0004]
