DE19983726B4

DE19983726B4 - Schaltung für einen datenabhängigen Vorspannungspegel

Info

Publication number: DE19983726B4
Application number: DE19983726T
Authority: DE
Inventors: Luke A. Tempe JOHNSON; John K. Mesa Schwartzlow
Original assignee: Intel Corp
Current assignee: Intel Corp
Priority date: 1998-11-12
Filing date: 1999-11-05
Publication date: 2011-04-14
Anticipated expiration: 2019-11-06
Also published as: KR20010080431A; US6342848B1; KR100569749B1; JP4348015B2; DE19983726T1; CN1160865C; CN1333949A; WO2000030261A1; AU1471000A; JP2002530921A; US6075476A

Abstract

Schaltungsanordnung, die ein diskretes Eingangssignal (Vin; Vsrc; Vinp; Vinm) an einem Eingangsanschluß empfängt, der kapazitiv (120; 430; 650, 660) mit einem internen Knoten gekoppelt ist, und die aus der auf dem internen Knoten anliegenden Spannung (Vint; Vinintp, Vinintm) ein diskretes Ausgangssignal ableitet, wobei eine Vorspannung (Vbias) mit dem internen Knoten derart gekoppelt ist, daß die Spannung (Vint) auf dem internen Knoten der Spannung (Vin) des Eingangssignals während eines Zustandsübergangs folgt, während sie dann, wenn sich der Zustand des Eingangssignals nicht ändert, auf die Vorspannung (Vbias) driftet,
gekennzeichnet durch:
eine Schaltung (410, 420; 630), die die Spannung auf dem internen Knoten erfaßt und die Vorspannung (Vbias) derart zur Verfügung stellt, daß die Vorspannung der Spannung auf dem internen Knoten entspricht.

Description

HINTERGRUND
Gebiet
Die Erfindung bezieht sich auf die Bereitstellung einer Gleichstrom(DC)-Abtrennung für elektrische Signale.
Hintergrundinformationen
Wie es gut bekannt ist, kann ein in Reihe geschalteter Kondensator, wie er in 2 veranschaulicht ist, benutzt werden, um Gleichspannungspegel eines um eine Gleichspannung schwankenden (DC balanced) Signals abzublocken.
Aus der DE 68925169T2 ist beispielsweise eine integrierte Schaltung zur Hochgeschwindigkeits-Analo/Digitalwandlung eines analogen Positionssignals in ein digitales Signal für eine digitale Servosteuerung eines Plattenspeichers bekannt.
Die US 5371552 betrifft eine Schaltungsanordnung in einem digitalen Farbfernsehempfänger. Eine sogenannte ”Clamping”-Schaltung wandelt ein ihr eingegebenes analoges Luminanz- oder Farbdifferenzsignal mit Hilfe eines A/D-Umsetzers in ein digitales Luminanz- oder Farbdifferenzsignal um, welches beispielsweise n Bits aufweist. Das digitale Signal wird einem digitalen Prozessor eingegeben, der Speicher und Computerprogramme zum Verarbeiten des empfangenen digitalisierten Videosignals aufweist.
In diesem Kontext bezieht sich der Begriff ”DC balanced” darauf, daß der zeitliche Mittelwert des Signals zu einem festen Gleichspannungssignalpegel konvergiert, der unabhängig von den Datensignalwerten ist, typischerweise 0 V für ein Differenzsignal. Dies ist in 2 veranschaulicht, in welcher ein Kondensator 230 in Reihe mit einem Operationsverstärker 210 geschaltet ist.
Bei dem in 2 veranschaulichten Ausführungsbeispiel stellt Vbias den Mittelpunkt für das Signal V_int zur Verfügung.
3 veranschaulicht die entsprechenden Signale entlang einer Zeitachse. Das Vorspannschema arbeitet solange zufriedenstellend, wie das Signal einen von Datensignalen unabhängigen Mittelwert aufweist. Bei einem binären digitale Signale benutzenden System bedeutet dies eine ausgeglichene Anzahl von ”Einsen” und ”Nullen”. Jedoch ist bei vielen Systemen dieser Ausgleich von Einsen und Nullen nicht gesichert. Beispielsweise die 1394A-Protokoll-Spezifikation, Draft 2.0, vom 15. März 1998, erhältlich von dem Institute of Electrical and Electronic Engineers (IEEE) (im folgenden ”1394A”), auf die die Erfindung aber nicht beschränkt ist, sichert keine ausgeglichene Anzahl von Einsen und Nullen. Folglich kann eine lange Folge von Nullen bewirken, daß ein interner Knoten, wie beispielsweise V_int in 2, auf den Vorspannungspegel hochdriftet, statt bei dem eine ”Null” anzeigenden Pegel zu bleiben. Dieser Effekt kann bei Mehr-Pegel-Systemen ausgeprägter sein, bei denen mehrere Spannungssignalpegel abgetastet oder erfaßt werden. Die 1394A-Spezifikation benutzt beispielsweise drei logische Pegel, Null, ”z” und Eins. Wenn folglich eine lange Kette von Nullen gesendet würde, würde V_int hochdriften und dazu führen, daß irrtümlich ein z interpretiert würde, wie es beispielsweise in 3 veranschaulicht ist.
Aufgabe der Erfindung ist es, das vorstehend beschriebene Problem bei bei derartigen nicht ausgeglichenen Systemen in einer günstigen Art und Weise zu lösen.
Die Aufgabe wird erfindungsgemäß gelöst durch eine Schaltungsanordnung nach Anspruch 1.
Kurz gesagt, enthält gemäß einem Ausführungsbeispiel eine integrierte Schaltung eine Schaltung zum Erzeugen diskreter Ausgangssignale, die einen datenabhängigen Mehr-Pegel-Vorspannungspegel enthalten, wobei die Schaltung ferner die Fähigkeit aufweist, zumindest näherungsweise eine in den Frequenzgang der Schaltung infolge kapazitiver Kopplung eingeführte Nullstelle zu beseitigen (zu kompensieren).
Kurz gesagt, enthält gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der Erfindung eine integrierte Schaltung wenigstens einen Komparator, der zum Vergleichen von Eingangs- und Ausgangsspannungssignalpegeln eingekoppelt ist. Die integrierte Schaltung enthält ferner eine Schaltung zum Signalisieren eines Einstellens der Ausgangsspannungssignalpegel, das wenigstens teilweise auf dem Komparatorausgangssignal basiert.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Der als die Erfindung angesehene Gegenstand wird im einzelnen dargelegt und deutlich beansprucht in dem nachfolgenden Abschnitt der Spezifikation. Die Erfindung kann jedoch sowohl hinsichtlich der Organisation als auch des Betriebsverfahrens zusammen mit ihren Aufgaben, Merkmalen und Vorteilen am besten unter Bezugnahme auf die folgende detaillierte Beschreibung verstanden werden, wenn diese im Zusammenhang mit den beigefügten Zeichnungen gelesen wird, in welchen:
1 eine schematische Darstellung ist, die im Frequenzbereich das Modell eines Ausführungsbeispiels einer Rückkopplungsschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung veranschaulicht;
2 ein Schaltbild ist, das ein Ausführungsbeispiel eines typischen gleichspannungsblockierenden Schemas ist, das am Eingangsanschluß eines Komparators benutzt wird;
3 ein Diagramm ist, das Spannungssignale veranschaulicht, die von dem Ausführungsbeispiel gemäß 2 erzeugt werden können;
4 eine schematische Darstellung ist, die ein Ausführungsbeispiel einer Schaltung veranschaulicht, die benutzt werden kann, um einen datenabhängigen Vorspannungspegel gemäß der vorliegenden Erfindung zu erzeugen;
5 ein Diagramm ist, das Spannungssignale veranschaulicht, die von dem Ausführungsbeispiel gemäß 4 erzeugt werden können;
6 ein Schaltbild, das ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Schaltung veranschaulicht, die benutzt werden kann, um einen datenabhängigen Vorspannungspegel gemäß der vorliegenden Erfindung zu erzeugen;
7 ein Schaltbild ist, das ein Ausführungsbeispiel einer adaptiven Vorspannsteuerschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung veranschaulicht;
8 ein weiteres Ausführungsbeispiel einer adaptiven Vorspannsteuerschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung ist;
9 ein Diagramm ist, das verschiedene Signale veranschaulicht, die von einem Ausführungsbeispiel einer adaptiven Vorspannsteuerschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung, das ein Strobe-Signal benutzt, erzeugt werden;
10 ein Diagramm ist, das eine Nicht-Übereinstimmung von Spannungen zwischen Eingangs- und Ausgangsspannungssignalen veranschaulicht, wie beispielsweise jenen, die an einen Empfänger, der mit der 1394A-Spezifikation kompatibel ist, angelegt bzw. von diesem erzeugt werden können;
11a und 11b Diagramme sind, die ein Spannungs-Offset veranschaulichen, das aus einem Spannungsfehlabgleich zwischen Eingangssignalen und Ausgangssignalen herrührt; und
12 eine Wahrheitstabelle ist, die die Operation einer alternativen Implementierung des in 8 veranschaulichten Ausführungsbeispiels veranschaulicht, die einen ”Mache-nichts”-Zustand umfaßt.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
In der folgenden detaillierten Beschreibung werden zahlreiche spezielle Details angegeben, um ein besseres Verständnis der Erfindung zu erreichen. Fachleuten ist es jedoch klar, daß die vorliegende Erfindung auch ohne diese speziellen Details ausgeführt werden kann. An anderen Stellen werden gut bekannte Verfahren, Prozeduren, Komponenten und Schaltungen nicht im Detail beschrieben, um die vorliegende Erfindung nicht zu verdecken.
Wie es gut bekannt ist, kann ein in Reihe geschalteter Kondensator, wie er in 2 veranschaulicht ist, benutzt werden, um Gleichspannungspegel auf einem um eine Gleichspannung schwankenden Signal abzublocken. In diesem Kontext bezieht sich der Begriff ”um eine Gleichspannung schwankend” darauf, daß sich der zeitliche Mittelwert des Signals einem fest vorgegebenen Gleichspannungssignalpegel annähert, der unabhängig von den Datensignalwerten ist, typischerweise 0 V für ein Differenzsignal. Dies ist in 2 veranschaulicht, in welcher ein Kondensator 230 in Reihe mit einem Komparator 210 geschaltet ist. Bei dem in 2 veranschaulichten Ausführungsbeispiel liefert Vbias den Mittelpunkt für das Signal V_int.
3 veranschaulicht die entsprechenden Signale entlang einer Zeitachse. Das Vorspannschema arbeitet solange zufriedenstellend, wie das Signal einen Mittelwert aufweist, der unabhängig von den empfangenen Datensignalen ist. Bei einem System, das Spannungssignale benutzt, die binäre digitale Signale oder Bits darstellen, bedeutet dies eine ausgeglichene Anzahl von ”Einsen” und ”Nullen”. Jedoch ist bei vielen Systemen dieser Ausgleich von Einsen und Nullen nicht gesichert. Beispielsweise bei dem Protokoll der 1394A-Spezifikation, Draft 2.0, vom 15. März 1998, erhältlich von dem Institute of Electrical and Electronic Engineers (IEEE), (im folgenden ”1394A”), auf welches die Erfindung allerdings nicht beschränkt ist, ist keine ausgeglichene Anzahl von Einsen und Nullen gesichert. Folglich kann eine lange Folge von Nullen bewirken, daß der interne Knoten, wie beispielsweise V_int in 2, hochdriftet bis auf den Vorspannungspegel, der eine ”Eins” anzeigt, statt bei dem eine ”Null” anzeigenden Pegel zu bleiben. Dieser Effekt kann ausgeprägter bei Mehr-Pegel-Systemen sein, bei denen mehrere Spannungspegel abgetastet werden. Beispielsweise benutzt die 1394A-Spezifikation drei Logikpegel, Null, ”z” und Eins. Wenn folglich eine lange Kette von Nullen empfangen würde, würde V_int hochdriften und dazu führen, daß fälschlicherweise ein z interpretiert würde, wie es beispielsweise in 3 veranschaulicht ist.
4 ist eine schematische Darstellung eines Ausführungsbeispiels einer Schaltung gemäß der vorliegenden Erfindung. Bei diesem speziellen Ausführungsbeispiel wird eine Rückkopplung benutzt, um einen datenabhängigen Vorspannungspegel zur Verfügung zu stellen, der einen gewünschten Spannungssignalpegel auf dem internen Knoten V_int aufrechterhält. Bei diesem speziellen Ausführungsbeispiel wird der interne Knoten abgetastet, wobei eine Analog-Digital(A/D)-Umsetzung benutzt wird, das digitale Signal in den entsprechenden Vorspannungspegel konvertiert, wobei eine Digital-Analog(D/A)-Umsetzung benutzt wird, und der analoge Spannungswert dann auf den internen Knoten durch einen schwachen Treiber aufrechterhalten, der benutzt wird, um den gewünschten Spannungspegel zu halten. 5 veranschaulicht entsprechende Signalverläufe.
Bei diesem speziellen Ausführungsbeispiel tastet ein Komparator 410 den Knoten V_int ab, wobei er, wie es in 4 veranschaulicht ist, N Bits in Form eines digitalen Ausgangssignals zur Verfügung stellt. Dieses digitale Ausgangssignal wird dann über den DAC 420 in eine Vorspannung konvertiert und an den internen Knoten V_int über einen Widerstand 440 angelegt. Dies ist selbstverständlich, wie zuvor angedeutet wurde, eine schematische Darstellung. Eine beliebige spezielle Implementierung kann benutzt werden, um dieses Ergebnis zu erreichen. Die in 5 gezeigten Signalverläufe implizieren eine Zwei-Zustand-Implementierung, bei welcher N gleich einem Bit ist; die Erfindung ist jedoch diesbezüglich in ihrem Umfang nicht eingeschränkt. Diese Lösung kann auf ein System mit einer beliebigen Anzahl von Bits angewendet werden. Demzufolge ist der Fall, bei dem N gleich 1 ist, bloß zum Zwecke der vereinfachten Veranschaulichung angegeben. Die Figur und die Signalverläufe implizieren außerdem eine N-Bit-Binärdarstellung des auf den A/D-Ausgangssignalen gespeicherten Rückkopplungszustands. Es sei angemerkt, daß eine binäre Darstellung nicht erforderlich ist und der Zustand der Rückkopplung in einer Thermometer-, binären oder beliebigen anderen digitalen Darstellung eines Signals implementiert sein kann.
6 ist ein Schaltbild, das ein weiteres Ausführungsbeispiel gemäß der vorliegenden Erfindung veranschaulicht. Bei diesem speziellen Ausführungsbeispiel werden drei Zustände benutzt, obwohl die Erfindung diesbezüglich in ihrem Umfang nicht eingeschränkt ist. Dieses spezielle Ausführungsbeispiel kann bei einem der 1394A-Spezifikation entsprechenden Gerät, System oder einer entsprechenden Komponente benutzt werden, obwohl wiederum die Erfindung diesbezüglich nicht eingeschränkt ist. Eingangsdatensignale werden an den Eingangsanschluß des Komparators 610 über die Kondensatoren 650 und 660 angelegt. Bei diesem speziellen Ausführungsbeispiel werden diese Signale V_inp und V_inm differentiell angelegt. Die Kondensatoren 650 und 660 blocken die Gleichspannungssignalpegel von V_inp und V_inm ab. Ein Grund, weshalb es bei diesem speziellen Ausführungsbeispiel wünschenswert ist, die Gleichspannungspegel dieser Signale abzublocken, besteht darin, daß die Schaltung bei einem Halbleiterherstellungsprozeß benutzt werden könnte, der ein 1,8 V-Prozeß ist, obwohl wiederum die Erfindung diesbezüglich nicht eingeschränkt ist. Damit die Schaltung in einem/einer der 1394A-Spezifikation entsprchenden System, Komponente oder Einrichtung benutzt werden kann, sollte sie Eingangsspannungssignale von bis zu 2,7 V tolerieren, obwohl typischerweise ein 1,8 V-Prozeß nur bis zu etwa 2 V tolerieren kann. Außerdem sichert, wie zuvor beschrieben wurde, die 1394A-Spezifikation keine gleichspannungsmäßig ausgeglichenen Signale für ein einfaches Vorspannnetzwerk, wie es beispielsweise in 2 veranschaulicht ist. Wie es in 6 veranschaulicht ist, steuern die Ausgangsanschlüsse der Komparatoren 610 und 620 einen Rückkopplungsauswähler oder DAC 630 an, der die gewünschten Spannungen auf die Vorspannwiderstände 670 und 680 über die Signale V_outp und V_outm, die von dem Auswähler 630 erzeugt werden, ansteuert. Wenn die Komparatoren eine ”Eins” an den Eingangsanschlüssen erfassen, werden V_outp und V_outm auf einen Differenzpegel angesteuert, der einen ”Eins”-Zustand anzeigt. Wenn eine ”Null” erfaßt wird, werden die Signale auf den Differenzpegel getrieben, der einen ”Null”-Zustand anzeigt. Ebenso werden diese Signale dann, wenn ein ”z”-Zustand erfaßt wird, auf den Gleichtaktpegel der Differenzsignale in die Komparatoren getrieben. Die Widerstände halten dann den Differenzpegel, wobei sie einen Leckstrom auf den internen Knoten V_inintp und V_inintm aufnehmen. Dieser Leckstrom ist das Ergebnis verschiedener parasitärer Elemente (wie beispielsweise in Sperrrichtung vorgespannte Dioden, Gate-Leckstrom, etc.), die sich aus der tatsächlichen Implementierung der Kondensatoren und Komparatoren ergeben. Bei einer idealen Umgebung gäbe es keinen Leckstrom und V_inintp und V_inintm würden ihre Werte unendlich halten; jedoch ist dieser Leckstrom bei diesem Ausführungsbeispiel in einem gewissen Grade vorhanden und es wäre ein Mechanismus wünschenswert, die Spannungspegel auf den Kondensatoren auf dem gewünschten Wert zu halten (oder zu stützen). Da ein Spannungsabfall über den Widerständen nur für eine kurze Zeit während eines Zustandsübergangs erscheint, der zumindest zum Teil durch die Verzögerung in dem Rückkopplungsmechanismus bewirkt wird, fließt eine geringe Strommenge auf die internen Knoten V_inintp und V_inintm. Dieser Strom ist zu gering, um die Betriebsweise der Schaltung signifikant zu beeinflussen, und die Kondensatoren halten dennoch die gewünschten Spannungen für eine unbegrenzte Zeitdauer. Die Widerstände werden so ausgewählt, daß sie eine ausreichende Leitfähigkeit zum Entgegenwirken der Leckströme auf den Kondensatoren aufweisen, während sie einen ausreichenden Widerstand haben, um es V_inintp und V_inintm zu ermöglichen, V_inp und V_inm während eines Zustandsübergangs zu verfolgen.
Wie veranschaulicht, enthält 6 darüber hinaus einen Rückkopplungssteuerblock 640. Dieser Block stellt die Referenzspannungen für den DAC 630 ein. Bei vielen Anwendungen kann eine einfache fest vorgegebene Gleichspannungsreferenz benutzt werden, wie beispielsweise eine Bandlückenschaltung mit einem Widerstandsnetzwerk, um die gewünschten Spannungspegel zur Verfügung zu stellen. In gleicher Weise kann bei einem alternativen Ausführungsbeispiel ein Rückkopplungssteuerblock, wie er beispielsweise unten im Detail beschrieben ist, benutzt werden. Selbstverständlich ist die Erfindung in ihrem Umfang auf keine der beiden Ausführungsbeispiele eingeschränkt. Ein Vorteil der Benutzung einer Schaltung gemäß der zuvor erwähnten Anwendung für eine Einrichtung, Komponente oder ein System, die/das mit der 1394A-Spezifikation kompatibel ist, besteht darin, daß die Eingangssignaldifferenz einen großen Bereich gestatteter Signalwerte hat und eine adaptive Technik benutzt werden kann, um an diesen großen Bereich angepaßt zu werden, indem eine interne Referenz so eingestellt wird, daß sie mit den durch das Eingangssignal präsentierten Pegeln übereinstimmt. Jedoch funktioniert jedes Ausführungsbeispiel, bei dem die Pegel eine Differenz aufweisen, die ausreichend der Eingangsdifferenz angenähert ist, obwohl der Gleichtaktpegel abweichen kann. Wenn die Pegel nicht richtig eingestellt sind, driften V_inintp und V_inintm während einer langen Kette von Einsen oder Nullen (oder anderen Zuständen bei einem Mehrzustandssystem) auf diesen Wert und können zu einem Fehler führen, der ähnlich dem des nicht verbesserten Gleichspannungsblockierschemas in 2 ist. Tatsächlich verhält sich in dem Grenzfall, bei dem die Referenzpegel sich einer Null-Differenz annähern, das System im wesentlichen gleich dem gemäß 2 und es wird keine signifikante Verbesserung erreicht.
Ein Vorteil des in 6 veranschaulichten Ausführungsbeispiel ist die Fähigkeit, die in den Frequenzgang durch den Vorwiderstand und den Eingangskondensator eingeführte Nullstelle näherungsweise zu beseitigen. 1 ist eine schematische Darstellung, die ein Ausführungsbeispiel des Rückkopplungsmechanismus veranschaulicht, der gemäß der vorliegenden Erfindung benutzt wird. Bei dieser Lösung negiert das Hinzufügen eines Rückkopplungspfades zumindest näherungsweise den Einfluß der von dem Kondensator und dem Widerstand eingeführten Nullstelle. In einem Grenzfall, bei dem T₀, die Verzögerung über den Rückkopplungsverstärker, Null erreicht, nähert sich die Übertragungsfunktion für dieses spezielle Ausführungsbeispiel Eins an. Es kann darüber hinaus demonstriert werden, daß bei einer mäßigen Verzögerung, wie beispielsweise in der Größenordnung einer Nanosekunde, die Übertragungsfunktion für dieses spezielle Ausführungsbeispiel sich Eins annähert, wie es gewünscht ist.
Typischerweise sollten bei einer Lösung, wie der in 2 veranschaulichten, wie es gut bekannt ist, der Widerstand und der Kondensator ausreichend groß sein, um die Nullstelle wenigstens zwei Zehnerpotenzen unter die geringste Frequenzkomponente in dem Datenstrom zu bringen. Dies unterstützt die Reduktion des durch Phasenänderung induzierten Phasenzitterns (jitter) auf dem Datenstrom, wenn sich die Frequenz der Frequenz der Nullstelle annähert. Bei den meisten Anwendungen würde der Kondensator infolge seiner Größe extern angeordnet werden, um die Nullstelle zu einer ausreichend kleinen Frequenz zu verschieben. Das in 6 veranschaulichte Ausführungsbeispiel jedoch führt den Wunsch der annähernden Beseitigung der Nullstelle aus, so daß deren Frequenz nicht näher kritisch ist. Da die Nullstelle unterdrückt wird, ist eine höherfrequente Nullstelle tolerierbar, was zu kleineren Kondensator- und Widerstandswerten führt. Bei einigen Entwürfen, wie beispielsweise einem 1394A-Empfänger, kann der Kondensator in der Größenordnung von 25 Picofarad liegen, was bei einer integrierten Lösung einfach im Silizium implementiert wird. In ähnlicher Weise kann der Widerstand eine geringere Impedanz haben, als sie herkömmlicherweise benutzt wird, was die Siliziumfläche und die Systemkosten reduziert. Der bei dem Ausführungsbeispiel gemäß 6 benutzte DAC benutzt üblicherweise keine signifikante Siliziumfläche und sollte die Kosten bei einem in integrierter Schaltungstechnik ausgeführten Ausführungsbeispiel der Erfindung, wie beispielsweise dem in 6 veranschaulichten, nicht signifikant erhöhen.
Folglich schafft das in 6 veranschaulichte Ausführungsbeispiel eine Technik, die die Verwendung eines Niedrigspannungsdigitalprozesses ermöglicht, während sie die Fähigkeit beibehält, ein Analogsignal mit einem großen Gleichtaktbereich zu empfangen. Dieses Analogsignal kann empfangen werden, ohne dem Bauteil zu schaden, obwohl die benutzten Spannungspegel diejenigen Spannungspegel überschreiten, die dem zum Herstellen des Bauteils benutzten Prozeß entsprechen. Zusätzlich wurde ein Mechanismus zum Abblocken von Gleichspannungspegeln zur Verfügung gestellt, ohne die Bandbreite substantiell zu beeinträchtigen, da die sich ergebende Übertragungsfunktion sehr nahe bei Eins liegt. Da die Prozesse nach geringeren Versorgungsspannungen streben und diese erreichen, um die Leistung und die Größe zu reduzieren, kann eine solche Technik zunehmend wünschenswerter werden.
Obwohl die Erfindung diesbezüglich nicht eingeschränkt ist, umfaßt eine sich auf einen 1394A-kompatiblen Empfänger beziehende Frage die Fähigkeit, Datensignale aus einem Kabel mit einem großen Gleichtaktspannungsbereich zu empfangen, der zusammen mit den Differenzeingangsspannungssignalen zu gültigen Spannungspegeln von beispielsweise etwa 0,5 V bis etwa 2,7 V führen kann. Dies wird zu einer Herausforderung insbesondere bei Halbleiterherstellungsprozessen, die für 1,8 V vorgesehen sind, welche folglich typischerweise näherungsweise nur 2 V über einem Transistor, wie beispielsweise einem Metall-Oxid-Halbleiter(MOS)-Bauelement, tolerieren könnten. Eine weitere einem 1394A-kompatiblen Bauelement oder System zugeordnete Frage ist die Verwendung einer kapazitiven Gleichspannungsblockierung. Bei einem mit der 1394A-Spezifikation kompatiblen System bereitgestellte Datensignale sind nicht gleichspannungsmäßig ausgeglichen. Folglich führt eine kapazitive Gleichspannungsblockierung nicht zu befriedigender Leistung. Wie zuvor gezeigt, veranschaulicht 6 ein Ausführungsbeispiel eines 1394A-kompatiblen Empfängers, der derartige Aufgaben angeht. Obwohl die Erfindung diesbezüglich nicht beschränkt ist, kann ein derartiges Ausführungsbeispiel außerdem ein Ausführungsbeispiel einer adaptiven Vorspannsteuerschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung benutzen. Dieses spezielle Ausführungsbeispiel eines 1394A-kompatiblen Empfängers wurde zuvor im Detail beschrieben.
Dieses spezielle Ausführungsbeispiel schafft eine Technik zum Blockieren hoher Gleichtaktspannungspegel eines 1394A-kompatiblen Spannungssignals, während es symbolabhängige Phasenzitter-Komponenten reduziert. Die Datensignale werden differentiell an den Eingangsanschlüssen V_inp und V_inm angelegt. Die in Reihe geschalteten Kondensatoren 650 und 660 schaffen eine Gleichspannungsabtrennung, wie es bei einem 1,8 V-Halbleiterherstellungsprozeß gewünscht ist, und leiten alle Nicht-Gleichspannungsignalkomponenten zu den Differenzsignaleingangsanschlüssen V_inintp und V_inintm weiter. Wie zuvor detaillierter beschrieben wurde, bestimmen die Komparatoren 610 und 620, ob das angelegte Signal sich in einem ”Eins”-Zustand, einem ”Null”-Zustand oder einem ”z”-Zustand befindet. Bei diesem speziellen Ausführungsbeispiel tritt ein ”z”-Zustand auf, wenn die Differenz zwischen den Signalen sich innerhalb eines um 0 V erstreckenden spezifizierten Bereichs befindet. Ein ”Eins”-Zustand tritt auf, wenn die Differenz über diesem Bereich liegt, und ein ”Null”-Zustand tritt auf, wenn die Differenz unter diesem Bereich liegt. Der Rückkopplungsauswähler oder Digital-Analog-Umsetzer (DAC) 630 erzeugt zwei binäre digitale Signale oder Bits, die mit A_rbhigh und A_rblow sind, wie sie beispielsweise an eine Verbindung (link) zu einem 1394A-kompatiblen System angelegt werden können, die den Zustand der angelegten Eingangssignale V_inp und V_inm anzeigen. In gleicher Weise erzeugt der Auswähler analoge Differenzsignale an den Ausgangsanschlüssen V_outp und V_outm auf quantisierten Pegeln, die im wesentlichen identisch denen sind, die an den Eingangsanschlüssen V_inintp und V_inintm Präsentiert werden. Da die DAC-Ausgangssignale aus einer Spannungsreferenz erzeugt werden, haben sie die Fähigkeit, einen gewünschten Vorspannungspegel auf V_inintp und V_inintm für eine unendliche Zeitdauer zu halten.
Bei diesem speziellen Ausführungsbeispiel ist es für ein zufriedenstellendes Arbeiten wünschenswert, daß die erzeugten Differenzausgangssignale im wesentlichen gleich den angelegten Differenzeingangssignalen sind. Dies wäre bei vielen Systemen wünschenswert, bei welchen die Ausgangsspannungssignale als Rückkopplung zur Verfügung gestellt werden. Jedoch wird im Falle des Systems, der Einrichtung oder der Komponente, das bzw. die mit dem 1394A-kompatibel ist, dieses Problem komplizierter, da die Eingangspegel von etwa 117 Millivolt bis etwa 260 Millivolt variieren können, was beispielsweise von der Art und der Länge des Kabels, der Sender und der Menge der Stromversorgung, die von dem Kabel geliefert wird, abhängig ist. Bei diesem speziellen Ausführungsbeispiel und bei weiteren Systemen, bei welchen die Rückkopplungsspannungssignale für die angelegten Eingangsspannungssignale zur Verfügung gestellt werden, kann dann, wenn die Eingangssignale signifikant gegenüber den als Rückkopplung zur Verfügung gestellten variieren, dies zu einer Leistungsverschlechterung führen. Bei diesem speziellen Ausführungsbeispiel beispielsweise kann der Empfänger schließlich dazu veranlaßt werden, ein unerwünschtes Phasenzittern dem Datenpfad hinzuzufügen, wie es unten detaillierter beschrieben ist. In diesem Kontext wird dies als Spannungs-Nicht-Übereinstimmung bezeichnet, bei der der Spannungspegel für einen ”Eins”-Zustand in den Rückkopplungsspannungssignalen nicht derselbe Spannungspegel für einen ”Eins”-Zustand, der als Eingangssignale angelegt wird, ist.
10 ist ein Diagramm, das eine Nicht-Übereinstimmung der Spannung zwischen den Eingangsspannungssignalen und den Ausgangs- oder Rückkopplungsspannungssignalen veranschaulicht. Wie es veranschaulicht ist, erreichen die internen Knoten dann, wenn die Datensignale nicht ausgeglichen werden, wie beispielsweise nach einer langen Kette von ”Einsen” oder ”Nullen”, wie beispielsweise bei dem in 6 veranschaulichten Ausführungsbeispiel, Spannungspegel, welche zu einem Phasenzittern oder sogar zu einem Fehlendes-Bit-Übergang führen können. Dies ist in 10 veranschaulicht, wo beispielsweise eine ”Eins” nach einer langen Kette von ”Nullen” angelegt wird, die Spannungsausgangssignale jedoch einen z-Zustand anzeigen. In gleicher Weise veranschaulicht 11b, wie sich ein erhöhtes Phasenzittern sogar aus geringen Nicht-Übereinstimmungen in den Rückkopplungsdifferenzspannungspegeln ergeben kann. Wie es in 11 veranschaulicht ist, wird dort, wo die Differenzrückkopplungs- oder Ausgangssignale nicht gleich den Differenzeingangssignalen im Spannungspegel sind, ein Offset-Fehler eingeführt. Im Ergebnis sind die Zeitdauern der ”Null”-Bit-Zeit und der ”Eins”-Bit-Zeit abweichend, im Unterschied zu der in 11a veranschaulichten alternativen Situation, bei der die Ausgangs- oder Rückkopplungsdifferenzspannungssignalpegel im wesentlichen gleich den Eingangsdifferenzspannungssignalpegeln sind.
7 ist ein Schaltbild, das ein Ausführungsbeispiel einer adaptiven Vorspannsteuerschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung veranschaulicht. Dieses spezielle Ausführungsbeispiel wird auf einem Chip einer integrierten Schaltung veranschaulicht, obwohl die Erfindung diesbezüglich nicht beschränkt ist. Das Ausführungsbeispiel 700 enthält wenigstens einen Komparator, wie beispielsweise den Komparator 710, der so eingekoppelt ist, daß er die Eingangs- und Ausgangsspannungssignalpegel vergleicht. Darüber hinaus ist eine Schaltung enthalten, um eine Einstellung des Ausgangsspannungssignalpegels zu signalisieren, die wenigstens zum Teil auf dem Komparatorausgangsignal basiert, wie es im folgenden detaillierter erörtert werden soll.
Wie es in 7 veranschaulicht ist, ist ein Zähler 740 so eingekoppelt, daß er ein Signal an den Digital-Analog-Umsetzer (DAC) zur Verfügung stellt. Dieser Zähler ist ein Aufwärts/Abwärts-Zähler. Der Digital-Analog-Umsetzer (DAC) arbeitet so, daß dann, wenn der Zähler sich erhöht, der von dem DAC zur Verfügung gestellte Differenzspannungssignalpegel geringfügig erhöht wird, währenddessen dann, wenn der Zähler sich verringert, der von dem DAC erzeugte Differenzspannungssignalpegel in gleicher Weise geringfügig verringert wird. Wie es in 7 veranschaulicht ist, wird bei diesem speziellen Ausführungsbeispiel ein Aufwärts/Abwärts-Signal durch ein Exklusiv-Oder(XOR)-Gatter 730 zur Verfügung gestellt, obwohl die Erfindung darauf nicht beschränkt ist. Das erste dem Gatter 730 zur Verfügung gestellte Eingangssignal ist ein von einem Differenzkomparator 710 zur Verfügung gestelltes Ausgangssignal. Wie veranschaulicht, vergleicht der Komparator 710 V_inint mit V_out, wobei das erstgenannte (V_inintp–V_inintm) und das letztgenannte (V_outp–V_outm) ist. Sofern V_out negativer oder positiver als V_inint ist, so ist die Größe des Spannungsausgangs- oder Rückkopplungssignals oder der Signale, das bzw. die von dem DAC erzeugt wird/werden, zu hoch und sollte nach unten justiert werden. Wenn jedoch V_out weniger negativ oder weniger positiv als V_inint ist, dann ist es wünschenswert, den Betrag des/der Spannungsrückkopplungs- oder -ausgangssignals/signale des DAC größer einzustellen. Der Komparator 720 wird benutzt, um das Vorzeichen des Eingangsdatensignals derart zu bestimmen, daß das XOR-Gatter 730 eine ”Absolutwert”-Operation durchführen kann. Bei dem speziellen Ausführungsbeispiel gibt es keinen ”Mache-nichts-Zustand” aber die Erfindung ist diesbezüglich nicht eingeschränkt. Beispielsweise können zwei Offset-Differenzkomparatoren benutzt werden, um einen Bereich zu definieren, der als ”nahe genug” angesehen wird. Wie es in der Wahrheitstabelle in 12 veranschaulicht ist, wird bei dieser Implementierung dann, wenn beide Komparatorausgangssignale anzeigen, daß der Betrag oder die Amplitude zu hoch ist, der DAC-Betrag reduziert. In gleicher Weise wird dann, wenn beide Komparatoren anzeigen, daß der Betrag zu gering ist, der DAC-Betrag erhöht. Wenn die Komparatoren anzeigen, daß sich der Betrag unterhalb eines eingestellten Schwellenwerts über dem Eingangssignal und oberhalb eines eingestellten Schwellenwerts unter dem Eingangssignal befindet, dann wird ein ”Mache-nichts”-Zustand angezeigt. Der abschließende oder vierte Zustand, der in 12 angezeigt wird, ist ungültig und sollte nicht auftreten.
Bei dem in 7 veranschaulichten Ausführungsbeispiel wird ein Strobe-Signal (Tastsignal) in ähnlicher Weise benutzt. Dieses Tastsignal hilft dabei zu sichern, daß eine gute Meßwerterfassung der Signale gewonnen wird. Typischerweise sollte dem DAC eine feste Zeitdauer zugebilligt werden, um auf einen Übergang der angelegten Datensignale zu reagieren. Während dieser Zeitdauer kann es einen großen Spannungsabfall über den widerständen geben, der vorzugsweise ignoriert werden sollte. Folglich könnte die adaptive Schaltung so eingerichtet werden, daß sie wartet, bis die Hauptschaltung ausreichend eingeschwungen ist, bevor sie eine Aufwärts/Abwärts-Bestimmung durchführt.
Bei einem Ausführungsbeispiel kann das Tastsignal einen verzögerten Datenimpuls umfassen. Jedoch besteht bei einem 1394A-kompatiblen System eine alternative Lösung darin, Übergänge auf dem Strobe-Differenzsignalpaar zu verwenden, um den Datensignalempfänger anzupassen, und in ähnlicher Weise Datensignale zu verwenden, um das Strobe anzupassen. Das 1394A-Protokoll sorgt für ein zweites Differenzsignal, das eine Flanke zur Verfügung stellt, wenn das gesendete Datensignal eine Kette von gleichen Werten aufweist. Hier kann das Strobe-Signal benutzt werden, um die DAC-Amplitude zu aktualisieren, da dieses anzeigt, daß das Eingangssignal stabil oder unverändert ist. Dieser Aspekt des Betriebs dieses speziellen Ausführungsbeispiels ist in 9 veranschaulicht. Wie es in 9 veranschaulicht ist, wird dann, wenn das Strobe-Signal übergeht, die Amplitude des DAC-Ausgangssignals aktualisiert. Sobald das DAC-Ausgangssignal oder die Signale V_out und das Spannungssignal oder die Spannungssignale V_inint des inneren Knotens ausreichend nah beieinander sind, werden keine weiteren Einstellungen ausgeführt, und das System hat seine Einstellphase abgeschlossen. In gleicher Weise kann, wie zuvor angedeutet, ein ”Machenichts”-Zustand fortgelassen werden, was dieser Technik noch ermöglicht, zufriedenstellend zu arbeiten, jedoch ist die Erfindung diesbezüglich nicht eingeschränkt. Ohne einen ”Mache-nichts”-Zustand, könnte die DAC-Amplitude zwischen zwei Pegeln hin und her geschaltet werden, die einen ”idealen” Ausgangsspannungswert einschließen. Bei einer ausreichenden Genauigkeit der Steuerung kann der Fehler auf einen ausreichend geringen Wert gesetzt und vernachlässigbar gemacht werden.
8 veranschaulicht ein alternatives Ausführungsbeispiel einer adaptiven Vorspannsteuerschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung. Bei diesem speziellen Ausführungsbeispiel werden an Stelle eines Differenzkomparators zwei asymmetrische Komparatoren benutzt. Bei diesem speziellen Ausführungsbeispiel ist, wie bei dem in 7 gezeigten Ausführungsbeispiel, kein ”Mache-nichts”-Zustand implementiert. Es kann demonstriert werden, daß das in 8 veranschaulichte Ausführungsbeispiel die folgende Logik implementiert:
Wenn ((Fbplus > Vplus) und (Fbminus < Vminus) und (Logicl)), dann senke Rückkopplungsdifferenz ab, anderenfalls, wenn ((Fbplus < Vplus) und (Fbminus > Vbminus) und (Logics)), dann erhöhe Rückkopplungsdifferenz, anderenfalls, wenn (Vplus < Fbplus) und (Vminus > Fbminus) und (Logic0)), dann senke Rückkopplungsdifferenz, anderenfalls, wenn (Vplus > Fbplus) und (Vminus < Fbminus) und (Logic0)), dann erhöhe Rückkopplungsdifferenz, anderenfalls unbestimmt und mache nichts.
Bei diesem speziellen Ausführungsbeispiel werden Einstellungen der Größe des Differenzspannungsausgangs- oder rückkopplungssignals dann vorgenommen, wenn die Signalspannungspegel die Eingangssignalspannungspegel einschließen oder einrahmen oder wenn die Eingangssignalspannungspegel die Ausgangs- oder Rückkopplungssignalspannungspegel einschließen. Bei diesem Ausführungsbeispiel wird diese Einschlußbedingung (straddle condition) durch ein ”gültiges Vergleichen”-Signal, wie es in 8 angezeigt ist, bestimmt. Wenn das ”gültiges Vergleichen”-Signal nicht aktiv ist, wird das Strobe-Signal von der Logik ungültig gemacht, und das System wartet darauf, daß die Ausgangssignalspannungspegel die Eingangsgleichtaktsignalspannungspegel über Rückkopplung verschieben und dadurch eine Einschlußbedingung erzeugen. Folglich sind unbestimmte Zustände grundsätzlich vorübergehender Natur, was zumindest teilweise auf diese adaptive Operation zurückzuführen ist. Die Widerstände in 6, 670 und 680, ziehen im Endeffekt die inneren Spannungsknoten auf einen Gleichtaktspannungspegel, der von dem DAC eingerichtet wird, unabhängig von der Differenzspannung. Dieser Gleichtaktsignalspannungspegel führt zu einer Einschlußbedingung, da die Eingangssignale ebenso wie die Ausgangssignale um einen Gleichtakt zentriert sind. Die Signale logisch ”Eins” und logisch ”Null”, die in 8 gezeigt sind, werden exklusiv-oder-verknüpft, um zu sichern, daß der aktuelle Zustand der angelegten Signalleitung kein logischer ”z”-Zustand oder ein entsprechendes Signal bei diesem speziellen Ausführungsbeispiel ist. Ein logischer ”z”-Zustand würde bei diesem speziellen Ausführungsbeispiel das Strobe-Signal ungültig machen. Folglich wird ein logisches ”Eins”-Signal mit den Komparatorausgangssignalen exklusiv-oder-verknüpft, um eine richtige Entscheidungsbestimmung zum Weiterleiten an den DAC zu bestimmen.
Wie zuvor beschrieben, schafft dieses spezielle Ausführungsbeispiel eine Technik, die es einem kapazitiv gekoppelten System ermöglicht, eine Rückkopplungssteuerung für eine Vorspannung zum Verringern der Verschlechterung bei einer Datenübertragung zu überwachen und zur Verfügung zu stellen. Dieses Ausführungsbeispiel kann darüber hinaus benutzt werden, um es einem Niedrigspannungshalbleiterprozeß zu ermöglichen, an einen ungenau spezifizierten Eingangsspannungssignalpegelbereich angepaßt zu werden, während eine Gleichspannungstrennung aufrechterhalten wird. Darüber hinaus kann es dort verwendet werden, wo keine genaue Spannungsreferenz verfügbar ist, um die Vorspannungspegel einzurichten oder zu setzen. Mit der adaptiven Schaltung, wie sie in den zuvor genannten Ausführungsbeispielen beschrieben ist, können Variationen im Prozeß, der Versorgungsspannung oder der Temperatur kompensiert werden. Da die Prozesse nach geringeren Versorgungsspannungen streben, um die Energie und die Größe zu verringern, können Ausführungsbeispiele, wie das zuvor beschriebene, gemäß der vorliegenden Erfindung benutzt werden, um eine Schnittstellenbildung zu externen Komponenten, Sensoren, Systemen und/oder Bauelementen zu ermöglichen.
Ein Ausführungsbeispiel eines Verfahrens zum Erzeugen von Spannungsausgangssignalen gemäß der vorliegenden Erfindung umfaßt das Folgende. Wie zuvor beschrieben und in Verbindung mit 6 veranschaulicht, werden bei einem Ausführungsbeispiel digitale Ausgangssignale, wie beispielsweise die von einem Komparator erzeugten, abgetastet. Die abgetasteten Signale können in einen Vorspannungspegel konvertiert werden, der zumindest teilweise von den abgetasteten digitalen Ausgangssignalen abhängig ist, beispielsweise durch einen DAC, wie beispielsweise den DAC 630. Diese konvertierten Signale können dann benutzt werden, um digitale Ausgangssignale zu erzeugen, die das Vorspannungssignal als Gleichspannungswert enthalten, wie beispielsweise mit den Komparatoren 610 und 620. Selbstverständlich ist dieses Ausführungsbeispiel nicht auf die Verwendung spezieller Schaltungen, wie beispielsweise den zuvor veranschaulichten und beschriebenen, beschränkt, um dieses spezielle Verfahren zu implementieren. Dennoch können die Ausführungsbeispiele ebenfalls drei Ausgangszustände, wie beispielsweise Eins, Null und ”z”, sowie Differenzausgangsspannungssignale enthalten. Darüber hinaus können die für die Ausgangsspannungssignale erzeugten Spannungspegel mit der 1394A-Protokoll-Spezifikation kompatibel sein, obwohl die Erfindung diesbezüglich nicht eingeschränkt sein soll.
Während bestimmte Merkmale der Erfindung hier beschrieben und veranschaulicht worden sind, können viele Modifikationen, Änderungen und Äquivalente davon Fachleuten in den Sinn kommen. Es ist folglich klar, daß die anhängigen Ansprüche sämtliche derartigen Modifikationen und Änderungen innerhalb des Geistes der Erfindung abdecken sollen.

Claims

Schaltungsanordnung, die ein diskretes Eingangssignal (Vin; Vsrc; Vinp; Vinm) an einem Eingangsanschluß empfängt, der kapazitiv (120; 430; 650, 660) mit einem internen Knoten gekoppelt ist, und die aus der auf dem internen Knoten anliegenden Spannung (Vint; Vinintp, Vinintm) ein diskretes Ausgangssignal ableitet, wobei eine Vorspannung (Vbias) mit dem internen Knoten derart gekoppelt ist, daß die Spannung (Vint) auf dem internen Knoten der Spannung (Vin) des Eingangssignals während eines Zustandsübergangs folgt, während sie dann, wenn sich der Zustand des Eingangssignals nicht ändert, auf die Vorspannung (Vbias) driftet, gekennzeichnet durch: eine Schaltung (410, 420; 630), die die Spannung auf dem internen Knoten erfaßt und die Vorspannung (Vbias) derart zur Verfügung stellt, daß die Vorspannung der Spannung auf dem internen Knoten entspricht.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die zur Verfügung gestellte Vorspannung näherungsweise gleich der erfaßten Spannung auf dem internen Knoten ist.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung, die die Spannung auf dem internen Knoten erfaßt und die Vorspannung zur Verfügung stellt, einen die Spannung auf dem internen Knoten abtastenden Analog/Digital-Umsetzer (410; 610, 620) sowie einen das digitale Ausgangssignal des Analog/Digital-Umsetzers in die analoge Vorspannung (Vbias) umsetzenden Digital/Analog-Umsetzer (420; 630) umfaßt.
Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorspannung über einen Widerstand (440; 670, 680) mit dem internen Knoten gekoppelt ist, wobei der Widerstandswert so ausgewählt ist, daß die Spannung auf dem internen Knoten der Spannung des Eingangssignals während eines Zustandsübergangs folgen kann.
Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß sie an zwei Eingangsanschlüssen zwei differentielle diskrete Eingangssignale (Vinp, Vinm) empfängt, wobei die Eingangsanschlüsse kapazitiv mit zugehörigen internen Knoten gekoppelt sind und aus den auf den beiden internen Knoten anliegenden Spannungen (Vinintp, Vinintm) ein diskretes Ausgangssignal abgeleitet wird, wobei jeweils eine Vorspannung (Voutp bzw. Voutm) mit den internen Knoten gekoppelt ist und die jeweilige Vorspannung derart zur Verfügung gestellt wird, daß sie der Spannung auf dem zugehörigen internen Knoten entspricht.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung (610, 620, 630), die aus den auf den beiden internen Knoten anliegenden Spannungen (Vinintp, Vinintm) ein diskretes Ausgangssignal ableitet, einen 1,5-Bit-Digital/Analog-Umsetzer (630) aufweist.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß das diskrete Ausgangssignal drei logische Pegel 1, 0 und z aufweist.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß sie so ausgebildet ist, daß sie Signale empfangen kann und erzeugt, die der Spezifikation des Protokolls 1394A genügen.
Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 5 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß ein weiterer Komparator (640) vorgesehen ist, der die Spannungen (Vinintp, Vinintm) auf den internen Knoten mit den zugehörigen Vorspannungen (Voutp, Voutm) vergleicht und in Abhängigkeit von dem Vergleich ein Signal (UP/DN) zur Einstellung der Vorspannungen erzeugt.